JP2006252921A - 放電灯点灯回路 - Google Patents

Abstract

【課題】 起動後における放電灯の点灯維持を図り、安定な点灯へと確実に移行させる。
【解決手段】 制御手段６によって直流−交流変換回路３を制御して放電灯の点灯制御を行う。トランス７、スイッチング素子５Ｈ、５Ｌ及び共振用コンデンサ８を有し、該スイッチング素子を駆動し、コンデンサ８とトランス７のインダクタンス成分若しくはインダクタンス素子９とを直列共振させる。放電灯の点灯前には、スイッチング素子の駆動周波数をＦoff（消灯時の共振周波数）へと徐々に近づける制御を行うとともに、起動用信号を放電灯に供給する。そして、放電灯の点灯開始後には、駆動周波数を点灯前のｆ１からｆ２へと連続的に変化させて、Ｆonよりも低い周波数領域（容量性領域）での滞在時間を確保した上で、Ｆon（点灯時の共振周波数）よりも高い周波数領域（誘導性領域）ｆｂへと移行させる。
【選択図】図２

Description

本発明は、小型化や高周波化に適した放電灯点灯回路において、放電灯の起動後に安定した点灯状態へと確実に移行させるための技術に関する。

メタルハライドランプ等の放電灯の点灯回路には、ＤＣ−ＤＣコンバータの構成をもった直流電源回路と、直流−交流変換回路、起動回路を備えた構成が知られている。例えば、バッテリーからの直流入力電圧を直流電源回路において所望の電圧に変換した上で、後段の直流−交流変換回路にて交流出力に変換し、これに起動用信号を重畳して放電灯に供給する（例えば、特許文献１参照。）。

放電灯の点灯制御においては、放電灯が点灯する前（消灯時）の無負荷時出力電圧（以下、「ＯＣＶ」という。）を制御して、放電灯に起動用信号を印加することで該放電灯を点灯させた後、過渡投入電力を低減しながら定常点灯状態へと移行させる。

直流電源回路には、例えば、トランスを用いたスイッチングレギュレータが用いられ、また、直流−交流変換回路には、例えば、複数対のスイッチング素子を用いたフルブリッジ型構成等が挙げられる。

特開平７−１４２１８２号公報

ところで、従来の点灯回路では、直流電源回路に用いられるトランスや、起動回路を構成するトランスが必要となり、あるいは直流−交流変換回路に用いられるスイッチング素子の数が多くなる等、回路規模やコスト面で問題がある。例えば、自動車用照明光源に放電灯を用いる場合に、限られたスペースに点灯回路を配置する必要がある（例えば、灯具内に点灯回路ユニットを収容させる場合等）。

２段階の電圧変換（直流電圧変換と直流−交流変換）を行う構成形態では、回路規模が大きくなってしまい、小型化に適さなくなることへの対策として、直流−交流変換回路における１段階の電圧変換によって昇圧された出力を放電灯に供給するようにした構成が考えられる。例えば、１つのトランスと共振回路を利用し、共振電圧を昇圧した上で放電灯への電力供給を行う構成形態が挙げられる。その場合に、問題となるのは、放電灯を起動後に安定した点灯状態へと確実にかつ速やかに移行させることであり、例えば、自動車用照明光源への適用において、夜間走行の安全性を充分に確保する上で必須とされる。特に、放電灯が冷え切った状態から点灯させる場合（所謂「コールドスタート」）には、放電灯に定格電力を超える過大な投入電力が供給されるが、過渡電力制御において放電灯の点灯維持が不可能になって放電が途切れた場合に、失灯の確率が高まってしまうことへの対策が必要である。

本発明は、起動後における放電灯の点灯維持を図り、安定な点灯へと確実に移行させることを課題とする。

本発明は、直流入力電圧を受けて交流変換を行う直流−交流変換回路と、放電灯に起動用信号を供給するための起動回路と、直流−交流変換回路の出力する電力を制御するための制御手段を備えた放電灯点灯回路において、下記に示す構成を有するものである。

・直流−交流変換回路が、制御手段によって駆動される複数のスイッチング素子と、インダクタンス素子若しくはトランス及びコンデンサを含む直列共振回路を有すること。

・放電灯の消灯時における上記直列共振回路の共振周波数を「Ｆoff」と記し、放電灯の点灯開始直前における上記スイッチング素子の駆動周波数を「ｆ１」と記すとともに、放電灯の点灯時における上記直列共振回路の共振周波数を「Ｆon」と記し、放電灯の点灯時における上記スイッチング素子の駆動周波数を「ｆ２」と記すとき、放電灯の点灯前には、駆動周波数をＦoffへと徐々に近づけるように上記スイッチング素子の駆動制御を行うとともに、起動用信号を放電灯に供給すること。

・放電灯が点灯を開始した後には、上記ｆ１からｆ２へと周波数を連続的に変化させて、上記スイッチング素子の駆動周波数を上記Ｆonよりも高い周波数領域へと移行させること。

本発明では、起動用信号によって放電灯が点灯を開始した直後にいきなりｆ１からｆ２へと変化させるのではなく、ｆ１からｆ２への移行制御を連続的に行い、徐々に駆動周波数を変化させて行く。即ち、ｆ１からｆ２への移行期間において、点灯時の共振周波数Ｆonよりも低い周波数領域（容量性領域あるいは進相領域）での滞在時間を確保し、放電灯の電極を充分に暖めた後でＦonよりも高い周波数領域へと推移させる制御が行われる。

本発明によれば、放電灯が起動した後の点灯維持を確実に行うことができ、点灯状態の不安定化や立ち消え等の発生確率を充分に低減することができる。そして、回路構成や制御方法の著しい複雑化を伴うことがなく、回路装置の小型化や低コスト化に有利である。

放電灯に起動がかけられて点灯し始めた時点から安定な点灯状態へと移行するまでの時間を短縮するに際して、上記ｆ１とｆ２との間に位置する周波数「ｆｗ」を設定し、放電灯が点灯を開始した後に、ｆ１からｆｗへと向けて変化する際の駆動周波数の変化速度と、ｆｗへの到達後にｆｗからｆ２へと向けて変化する際の駆動周波数の変化速度とが異なるように制御することが望ましい。例えば、ｆ１、ｆｗ、Ｆonの間に「ｆ１＜ｆｗ＜Ｆon」の関係が成立する場合に、ｆ１からｆｗへと向けて変化する際の駆動周波数の変化速度を「Δｆ1w／Δｔ」と記し、ｆｗからｆ２へと向けて変化する際の駆動周波数の変化速度を「Δｆw2／Δｔ」と記し、変化速度の大きさを絶対値記号「｜｜」で表す場合に、「｜Δｆ1w／Δｔ｜＞｜Δｆw2／Δｔ｜」とする。Ｆon未満の領域（点灯時の回路出力インピーダンスが容量性の領域）における電力制御により、放電灯の電力が充分に加熱された上で、共振周波数Ｆonよりも高い周波数領域（誘導性領域あるいは遅相領域）へと移行させることができる。例えば、放電灯のコールドスタート時において点灯の確実性を高めることが可能である。

また、上記ｆ１からｆ２への移行に要する時間を、１０ミリ秒以上かつ１秒以下に規定することが、チラツキ等の防止に有効であり、駆動周波数の変化速度の大きさがｆ２に近づくにつれて小さくなるように制御すると、Ｆon付近での滞在時間を十分に確保でき、ランプ電流及び光量の時間的変化が緩和される。例えば、車両用灯具への適用において夜間走行の安全性の確保に寄与する。

制御構成の簡単化を図るには、上記ｆ１からｆ２へと向けてスイッチング素子の駆動周波数を変化させるための時定数回路を用いることが好ましい。例えば、時定数の切替や設定に従って、駆動周波数の変化速度を容易に規定することができ、そのために回路構成の複雑化等を伴うことがない。

図１は本発明に係る基本構成例を示すものであり、放電灯点灯回路１は、直流電源２から電源供給を受ける直流−交流変換回路３と起動回路４を備えている。

直流−交流変換回路３は、直流電源２から直流入力電圧（図の「＋Ｂ」参照）を受けて交流変換及び昇圧を行うために設けられている。本例では、２つのスイッチング素子５Ｈ、５Ｌと、それらの駆動制御を行う制御手段６を備えている。つまり、高段側のスイッチング素子５Ｈの一端が電源端子に接続され、該スイッチング素子の他端が低段側のスイッチング素子５Ｌを介して接地されており、制御手段６によって各素子５Ｈ、５Ｌが交互にオン／オフされる。尚、図では簡単化のために素子５Ｈ、５Ｌをスイッチの記号で示しているが、電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）やバイポーラトランジスタ等の半導体スイッチング素子が用いられる。

直流−交流変換回路３は電力変換用トランス７を有しており、本例では、その一次側において共振用コンデンサ８と、インダクタ又はインダクタンス成分との共振現象を利用した回路構成が用いられている。つまり、構成形態としては、例えば、下記の３通りが挙げられる。

（Ｉ）共振用コンデンサ８とインダクタンス素子との共振を利用した形態
（ＩＩ）共振用コンデンサ８とトランス７のリーケージ（漏れ）インダクタンスとの共振を利用した形態
（ＩＩＩ）共振用コンデンサ８と、インダクタンス素子及びトランス７のリーケージインダクタンスとの共振を利用した形態。

先ず、上記（Ｉ）では、共振用コイル等のインダクタンス素子９を付設し、例えば、該素子の一端を共振用コンデンサ８に接続して、該コンデンサ８をスイッチング素子５Ｈと５Ｌとの接続点に接続する。そして、インダクタンス素子９の他端をトランス７の一次巻線７ｐに接続した構成が挙げられる。

また、上記（ＩＩ）では、トランス７のインダクタンス成分を利用することで、共振用コイル等の追加が不要である。つまり、共振用コンデンサ８の一端をスイッチング素子５Ｈと５Ｌとの接続点に接続し、該コンデンサ８の他端をトランス７の一次巻線７ｐに接続すれば良い。

上記（ＩＩＩ）では、インダクタンス素子９とリーケージインダクタンスとの直列合成リアクタンスを用いることができる。

いずれの形態でも、共振用コンデンサ８と誘導性要素（インダクタンス成分やインダクタンス素子）との直列共振を利用し、スイッチング素子５Ｈ、５Ｌの駆動周波数を直列共振周波数以上の値に規定して該スイッチング素子を交互にオン／オフさせれば、トランス７の二次巻線７ｓに接続された放電灯１０（車両用灯具に用いられるメタルハライドランプ等）の正弦波点灯を行うことができる。尚、制御手段６による各スイッチング素子の駆動制御において、スイッチング素子がともにオン状態とならないように相反的にそれぞれの素子を駆動する必要がある（オンデューティーの制御等に依る。）。また、直列共振周波数については、点灯前の共振周波数を「Ｆoff」、点灯状態での共振周波数を「Ｆon」と記し、共振用コンデンサ８の静電容量を「Ｃｒ」、インダクタンス素子９のインダクタンスを「Ｌｒ」、トランス７の一次側インダクタンスを「Ｌｐ１」と記すとき、例えば、上記形態（ＩＩＩ）において、放電灯の点灯前では、「Ｆoff＝１／（２・π・√（Ｃｒ・（Ｌｒ＋Ｌｐ１））」となる。例えば、駆動周波数がＦoffよりも低いとスイッチング素子の損失が大きくなり効率が悪化するので、Ｆoffよりも高い周波数領域でのスイッチング動作が行われる。また、放電灯の点灯後には、「Ｆon≒１／（２・π・√（Ｃｒ・Ｌｒ））」となる（Ｆoff＜Ｆon）。この場合も、Ｆonよりも高い周波数領域でスイッチング動作が行われる。

点灯回路の電源投入後には、放電灯の消灯状態（無負荷状態）においてＦoff付近の周波数値をもってＯＣＶを制御し、起動用信号の発生及び該信号による放電灯の起動後に点灯状態に移行した場合には、Ｆonよりも高い周波数領域での点灯制御を行うことが好ましい。

起動回路４は、放電灯１０に起動用信号を供給するために設けられており、起動時における起動回路４の出力電圧がトランス７にて昇圧されて放電灯１０に印加される（交流変換された出力に対して起動用信号が重畳されて放電灯１０に供給される。）。本例では、起動回路４の出力端子の一方をトランス７の一次巻線７ｐの途中に接続し、他方の出力端子を一次巻線７ｐの一端（グランド側端子）に接続した形態を示している。これに限らず、例えば、トランス７の二次側から起動回路への入力電圧を得る形態や、インダクタンス素子９とともにトランスを構成する補助巻線（後述の巻線１１）を設けて、該補助巻線から起動回路への入力電圧を得る形態等が挙げられる。

図１のように、直流−交流変換回路３で直流入力から交流への変換及び昇圧を行って、放電灯の電力制御を行う回路形態において、放電灯１０に流れる電流や放電灯１０にかかる電圧を検出する場合には、例えば、共振用のインダクタンス素子９に対して巻線を追加し、また、トランス７に巻線を追加することによって、放電灯の電流検出値及び電圧検出値を得ることができる。

図１に示す例では、インダクタンス素子９とともにトランスを形成する補助巻線１１が放電灯１０に流れる電流の相当電流を検出するために設けられており、該補助巻線１１の出力が電流検出回路１２に送られる。つまり、放電灯の電流検出については、インダクタンス素子９及び補助巻線１１を用いて行われ、その検出結果が制御手段６に送出され、放電灯１０の電力制御や点消灯の判別に利用される。

また、放電灯１０にかかる電圧検出については、例えば、トランス７に設けられた検出用巻線７ｖの出力に基づいて行われる。本例では、検出用巻線７ｖの出力が電圧検出回路１３に送られ、該回路によって放電灯１０にかかる電圧に相当する検出電圧が得られる。そして、これが制御手段６に送出されて放電灯１０の電力制御や点消灯の判別に利用される。

尚、放電灯の電流検出法や電圧検出法に関しては各種形態を採用可能であり（例えば、トランス７の２次側回路に電流検出用抵抗を設ける等）、回路構成の如何は問わない。

図２は制御形態について説明するための概略的なグラフ図であり、横軸に周波数「ｆ」をとり、縦軸には点灯回路の出力電圧「Ｖo」をとって、放電灯の消灯時の直列共振曲線「ｇ１」及び点灯時の直列共振曲線「ｇ２」を示している。

尚、放電灯の消灯時にはトランス７の二次側が高インピーダンスであり、該トランスの一次側のインダクタンス値が高く、共振周波数Ｆoffの共振曲線ｇ１が得られる。また、放電灯の点灯時には、トランス７の二次側のインピーダンスが低く（数十乃至数百Ω程度）、一次側のインダクタンス値が低くなり、共振周波数Ｆonの共振曲線ｇ２が得られる（点灯時には電圧の変化量が比較的小さく、主として電流が大きく変化する。）。

図中に示す各記号の意味は下記の通りである。

・「ｆａ１」＝「ｆ＜Ｆoff」の周波数領域（「ｆ＝Ｆoff」の左側に位置する容量性領域あるいは進相領域）
・「ｆａ２」＝「ｆ＞Ｆoff」の周波数領域（「ｆ＝Ｆoff」の右側に位置する誘導性領域あるいは遅相領域）
・「ｆｂ」＝「ｆ＞Ｆon」に位置する周波数領域（点灯時の周波数領域であり、「ｆ＝Ｆon」の右側の誘導性領域内である。）
・「ｆocv」＝点灯前（消灯時）における出力電圧の制御範囲（以下、これを「ＯＣＶ制御範囲」という。これはｆａ２内においてＦoffの近傍域に位置する。）
・「Ｌmin」＝放電灯の点灯維持が可能な出力レベル
・「Ｐ１」＝電源投入前の動作点
・「Ｐ２」＝電源投入直後の初期動作点（領域ｆｂ内）
・「Ｐ３」＝消灯時にＯＣＶの目標値への到達時点を示す動作点（ｆocv内）
・「Ｐ４」＝点灯後の動作点（領域ｆｂ内）
・「ｆ１」＝放電灯の点灯開始直前におけるスイッチング素子の駆動周波数（例えば、動作点Ｐ３での駆動周波数）
・「ｆ２」＝放電灯の点灯時におけるスイッチング素子の駆動周波数（例えば、動作点Ｐ４での駆動周波数）
・「ｆ３」＝ｇ２と「Ｖo＝Ｌmin」との交点における周波数

放電灯に係る点灯移行制御の流れを箇条書きで示すと、例えば、以下のようになる。

（１）回路電源を投入する（Ｐ１→Ｐ２）
（２）ＯＣＶ制御範囲にて電力を投入する（Ｐ２→Ｐ３）
（３）起動パルスを発生させて放電灯に印加する（Ｐ３）
（４）放電灯が点灯を開始した後に点灯周波数（スイッチング素子の駆動周波数）の値を一定期間（以下、「周波数固定期間」という。））に亘って固定する（Ｐ３）
（５）ｆｂ内での電力制御へと移行させる（Ｐ３→Ｐ４）

電源投入直後や、放電灯が一旦点灯してから消灯した直後において、駆動周波数を周波数領域ｆｂへと移行させる（Ｐ１→Ｐ２）。つまり、一時的に周波数を高くしてから、徐々に周波数を下げてｆ１に近づけていく（Ｐ２→Ｐ３）。

ｆocv内でＯＣＶの制御を行い、放電灯への起動用信号を発生させ、該信号の印加により放電灯を点灯させる。例えば、ＯＣＶの制御において、周波数を下げて共振周波数Ｆoffへと高周波側から近づけていくと、出力電圧Ｖoが次第に大きくなっていき、動作点Ｐ３で目標値に到達する。尚、放電灯が点灯する前の消灯時に領域ｆａ１でＯＣＶの制御を行う方法では、スイッチング損失がかなり大きくなって回路効率が悪化すること、そして、領域ｆａ２においてＯＣＶの制御を行う方法において、無負荷時に回路を連続して動作させる期間が必要以上に長くならないようにすることに注意を要する。

動作点Ｐ３において、起動回路４によって放電灯が起動すると一定期間だけ周波数が固定された後に、領域ｆｂへと移行する（図の「ΔＦ」参照）。尚、領域ｆocvから領域ｆｂへの周波数移行においては、放電灯が点灯を開始した後にｆ１からｆ２へと周波数を連続的に変化させることが好ましい。

図３は、ｆ１からｆ２への点灯移行制御についての概念的な説明図であり、左側に周波数ｆの時間的変化を示し、右側には周波数ｆ対出力電圧Ｖoの特性を示している。

グラフ線Ａのように、ｆ１からｆ２への移行を一気に行う方法では、放電灯のコールドスタート時等に不具合（放電灯が安定点灯に至らないこと）の確率が高いことが実験的に判明している。

そこで、ｆ１からｆ２への移行において、下記に示す制御方法が挙げられる。

・多段階（準連続的）に行う方法（グラフ線Ｂ参照）
・連続的に行う方法（グラフ線Ｃ参照）。

尚、回路構成の簡素化等を考慮した場合には、ｆ１からｆ２への移行を連続的に行う方法が好ましく、後述する回路例のように、時定数回路を用いてｆ１からｆ２へと向けて駆動周波数を変化させることができる。

また、放電灯の起動直後に領域ｆｂへと直ちに周波数を移行させるのではなく、上記（４）に示すように、予め決められた周波数固定期間を経ることによって、放電灯の立ち消えや点灯状態の不安定化等を伴うことなく定常点灯状態へと確実に移行させることが可能である。

尚、消灯指示を除く何らかの原因で放電灯が消灯した場合には、再び上記した点灯移行制御に入ることになる（基本的にはＰ２に戻り、Ｐ２→Ｐ３→Ｐ４へと推移するが、例えば、直流入力電圧の低下時には周波数を下げて、Ｐ３へと移行させる。）。

次に、本発明を適用した具体的な回路構成例について説明する。

図４は主に制御手段６の回路構成を例示しており、入力電圧に依存して周波数が変化する電圧−周波数変換回路（以下、「Ｖ−Ｆ変換回路」という。）を用いた構成例を示している。尚、図中の「Ｖin」は、Ｖ−Ｆ変換回路６ａの入力電圧を示し、「Ｆout」はＶ−Ｆ変換回路６ａによって変換された出力電圧の周波数を示している。

本例に示すＶ−Ｆ変換回路６ａは、Ｖinが高い程Ｆoutが低くなる制御特性を有しており、その出力電圧が後段のブリッジ駆動部６ｂに送られる。ブリッジ駆動部６ｂの出力信号がスイッチング素子５Ｈ、５Ｌの制御端子にそれぞれ送出される。例えば、共振周波数Ｆoffよりも高い周波数領域において、Ｖinの値が大きいほどＦoutの値が低くなり、その結果、出力電力（あるいは電圧）が増大する方向に制御が行われ、逆に、Ｖinの値が小さいほどＦoutの値が高くなり、出力電力（あるいは電圧）が減少する方向に抑制される。

このようにＶinは、スイッチング素子の周波数制御に係る制御電圧（以下、「周波数制御電圧」という。）であり、例えば、ＯＣＶ制御部６ｃ、周波数移行制御部６ｄ、点灯時電力制御部６ｅの各出力によって規定される。

ＯＣＶ制御部６ｃは、放電灯の点灯前の無負荷時出力電圧（ＯＣＶ）を制御するための回路であり、その出力信号がＶ−Ｆ変換回路６ａに送出される。尚、ＯＣＶ制御部６ｃは、ＯＣＶ制御において周波数低下につれて放電灯への投入電力を増加させる機能を有し、例えば、放電灯の電圧検出信号を入力信号とする演算増幅器を用いて構成される。

周波数移行制御部６ｄは、点消灯判別回路６ｆからの信号（放電灯の点灯、消灯に応じた２値信号）を受けて、放電灯の点灯開始直後から一定期間（周波数固定期間）に亘ってスイッチング素子５Ｈ、５Ｌの駆動周波数をｆ１に固定し、該期間の経過後にｆ１から上記ｆ２へと連続的に駆動周波数を変化させるものであり、その出力信号はＶ−Ｆ変換回路６ａに送出される。

ｆ１からｆ２への周波数移行においては、例えば、下記に示す制御が挙げられる。

（α）ｆ１からｆ２へと一定の時定数をもって漸近させる制御形態
（β）ｆ１とｆ２との間に位置する周波数を「ｆｗ」と記すとき、ｆ１からｆｗへの周波数変化の速度に対して、ｆｗからｆ２への周波数変化の速度を異ならせる制御形態。

図５及び図６は上記形態（α）の説明図である。

図５は出力電圧Ｖo対周波数ｆの特性において、ｆ１からｆ２への移行制御例を示している。

共振曲線ｇ１上の動作点Ｐ３において、放電灯の電流がある程度安定するまでの期間（周波数固定期間）中には、周波数を一定値ｆ１に固定する。その後、ｆ１からｆ２へと数百ミリ秒程度の時間をかけて周波数を徐々に変化させていく。

図６は周波数制御電圧（Ｖin）の時間的変化を概略的に示したものであり、横軸に時間「ｔ」をとり、縦軸を電圧軸としている。

図中に示す各記号の意味は下記の通りである。

・「Ｖ（ｆ１）」＝周波数ｆ１に相当する周波数制御電圧値
・「Ｖ（ｆ２）」＝周波数ｆ２に相当する周波数制御電圧値
・「Ｔ０」＝周波数固定期間（数十ミリ秒程度）
・「ｔｓ」＝放電灯の起動時点（あるいは点灯したことの判別時点）

グラフ線１４に示すように、放電灯が起動して点灯を開始してからＴ０の間は、「Ｖ＝Ｖ（ｆ１）」とされ、周波数固定期間の経過後に、周波数制御電圧が所定の時定数をもって指数関数的に減少して、Ｖ（ｆ２）へと漸近していく。つまり、周波数制御電圧の低下につれて駆動周波数が徐々に高くなってｆ２へと近づいていく。

図７は周波数固定期間経過後のランプ電流「ＩL」の時間的変化を概略的に示したものである（図の一部を拡大して示すように、実際の波形は正弦波状である。）。

図中に示す各期間Ｔ１、Ｔw、Ｔ２の意味は下記の通りである。

・「Ｔ１」＝周波数がｆ１から上昇し始めた期間
・「Ｔw」＝Ｔ１とＴ２との間に位置する期間
・「Ｔ２」＝Ｆonで最大出力を示し、その後にｆ２へと移行する期間

ここで重要となるのは期間「Ｔw」であり、当該区間での動作点は、ｇ２の左側領域（容量性領域）に入っている。

点灯時の回路特性（出力インピーダンス特性）が容量性か誘導性かによって放電灯の点灯性に違いが生じ、容量性領域（ｆ＜Ｆon）では電圧変動を抑制する作用が働き、誘導性領域（ｆ＞Ｆon）では電流変動を抑制する作用が働く。

容量性領域では、電流が変動可能なため、放電灯の電極が冷めた状態でも供給電流を増大させることにより電力投入が可能となり、放電を維持し易い。よって、容量性領域において放電灯の電極を暖めた後に徐々に周波数を高めて誘導性領域内の周波数ｆ２へと移行させることで安定な点灯状態へと確実に移行させることができる。つまり、点灯時の回路の出力インピーダンスが容量性である領域において放電を維持し易い条件下で電極を暖めて安定に点灯させ、誘導性の領域へ移行させることが好ましい。

誘導性領域では、電流変動に対する抑制作用により、電力が安定し易いため、電力制御上での利点が得られる。

図８及び図９は上記形態（β）の説明図である。

図８は出力電圧Ｖo対周波数ｆの特性において、ｆ１からｆｗを経てｆ２へと移行させる場合の制御例を示している。

共振曲線ｇ１上の動作点Ｐ３において、周波数固定期間中に周波数を一定値ｆ１に固定し、その後に、例えば、ｆ１からｆｗへと数十ミリ秒かけて周波数を高めてから、ｆｗからｆ２へと数百ミリ秒程度の時間をかけて周波数を徐々に変化させていく。

本形態では、ｆ１、ｆｗ、Ｆonの間に「ｆ１＜ｆｗ＜Ｆon」の関係が成り立つようにｆｗ値（図中の動作点Ｑ参照）が規定されている。

図９は周波数制御電圧（Ｖin）の時間的変化を概略的に示したものであり、横軸に時間「ｔ」をとり、縦軸を電圧軸としている。

図中の「Ｖ（ｆｗ）」は、周波数ｆｗに相当する周波数制御電圧値を示しており、グラフ線１５に示すように、周波数固定期間（Ｔ０）の経過後に、例えば、所定の時定数に従ってＶ（ｆ１）から電圧が指数関数的に減少してＶ（ｆｗ）に到達し、ここから電圧がゆっくりと減少してＶ（ｆ２）に漸近していく。

Ｖ（ｆ１）からＶ（ｆｗ）に移行する場合の変化速度（つまり、時間変化率）は、Ｖ（ｆｗ）からＶ（ｆ２）に移行する場合の変化速度よりも大きくされており、図７に示す期間「Ｔ１」を不要にし又はその期間長を十分に短くすることができる（延いては、ｆ２への移行時間の短縮に繋がる。）。

ｆ１からｆｗへと向けて変化する際の駆動周波数の変化速度を「Δｆ1w／Δｔ」と記し、ｆｗからｆ２へと向けて変化する際の駆動周波数の変化速度を「Δｆw2／Δｔ」と記し、変化速度の大きさを絶対値記号「｜｜」で表す場合において、「｜Δｆ1w／Δｔ｜＞｜Δｆw2／Δｔ｜」が成り立つ。

上記のように点灯移行制御においてＦon未満の容量性領域を経た上で誘導性領域へと移行させることが重要であり、ｆ１からｆｗへの移行期間に比してｆｗからｆ２への移行期間を充分に確保することが望ましい。これにより、上記形態（α）との比較においてｆ１からｆ２への移行期間の長さを短縮化できる。

本例では、放電灯が点灯を開始した後に、ｆ１からｆｗへと向けて変化する際の駆動周波数の変化速度と、ｆｗへの到達後に該ｆｗからｆ２へと向けて変化する際の駆動周波数の変化速度による２段階の制御例を示したが、ｆｗに相当する複数個の周波数切替ポイントを設定することも勿論可能である（但し、回路構成の複雑化等を考慮した場合には、必要最小限の切替制御が好ましい。）。

ｆ１からｆ２への移行に要する時間については、放電灯の点灯性に関して、１０ミリ秒以上かつ１秒以下にすれば実用上支障を来たさないことが判明している。即ち、１０ミリ秒未満では容量性領域での滞在時間が短すぎて、良好な点灯が得られないこと、また、１秒を超える場合には電流変化に伴う光量の変化がチラツキ等を齎す虞が生じること（例えば、車両用前照灯光源への適用上、運転者の視認性に悪影響を及ぼす等）による。

尚、駆動周波数の変化速度の大きさを、ｆ２に近づくにつれて小さくなるように制御することによって、Ｆon付近での滞在時間を充分に確保し、ランプ電流の変化を緩和することが好ましい。つまり、光量変化の急激な変化を抑制することでチラツキ等が発生しないように防止できる。

点灯時電力制御部６ｅ（図４参照）は、ｆ１からｆ２への移行後における投入電力を制御するものであり、その出力信号はＶ−Ｆ変換回路６ａに送出される。尚、本発明の適用上、点灯時電力制御部ｅに係る回路構成の如何を問わないので、既知の構成を用いることができる（例えば、放電灯の電圧検出信号や電流検出信号に基づいて演算処理を行うエラーアンプや、放電灯の点灯時に駆動周波数がＦonよりも低下しないように制御出力を制限するためのリミッタ（下限用）等を設ければ良い。）。

ＯＣＶ制御部６ｃ、周波数移行制御部６ｄ、点灯時電力制御部６ｅの各出力のうち、もっとも高い電圧が採用され、これが周波数制御電圧「Ｖin」としてＶ−Ｆ変換回路６ａに供給される。Ｖinを変換することによって得られる周波数の出力信号が、ブリッジ駆動部６ｂを経てスイッチング素子５Ｈ、５Ｌへの制御信号としてそれぞれ送出される。

次に、制御手段６の要部をなす周波数移行制御部６ｄの回路構成について説明するが、その前に、放電灯が点灯したか否かを判別するための点消灯判別回路６ｆについて説明する。

図１０は点消灯判別回路６ｆの構成例を示す回路図である。

放電灯の電流検出には、例えば、ダイオードやコンデンサを含む検波回路を用いることができ、インダクタンス素子９及び補助巻線１１を用いて検出した交流信号が直流信号に変換される（検出電圧を「ＶＳ１」と記す。）。

また、放電灯の電圧検出ついては、例えば、検出用巻線７ｖが用いられ、コンデンサ等で分圧することによって検出電圧（「ＶＳ２」と記す。）を得ることができる。

検出電圧ＶＳ１、ＶＳ２は、演算増幅器１６を用いた減算回路１７に供給される。つまり、ＶＳ１が抵抗１８を介して演算増幅器１６の反転入力端子に供給され、ＶＳ２が抵抗１９及び２０を介して演算増幅器１６の非反転入力端子に供給される。尚、抵抗２０は、その一端が演算増幅器１６の非反転入力端子に接続されるとともに、他端が接地されており、抵抗２１が演算増幅器１６の反転入力端子と出力端子との間に介挿されている。また、抵抗１８と１９の抵抗値（これを「Ｒ１」と記す。）が等しくされ、抵抗２０と２１の各抵抗値（これを「Ｒ２」と記す。）が等しくされている。

演算増幅器１６は、ＶＳ２とＶＳ１との差に比例した出力「（Ｒ２／Ｒ１）・（ＶＳ２−ＶＳ１）」を後段に位置するコンパレータ２２の正入力端子に送出する。該コンパレータの負入力端子には所定の基準電圧（これを「ＶREF」と記す。）が供給されており、「ＶＳ２−ＶＳ１」に比例した演算結果を、ＶREFと比較することにより、放電灯の点灯又は消灯が判別される。即ち、演算増幅器１６の出力レベルがＶREF以上である場合にコンパレータ２２の出力信号がＨ（ハイ）レベルとなり、これは放電灯の消灯状態を意味する。また、演算増幅器１６の出力レベルがＶREF未満である場合にコンパレータ２２の出力信号がＬ（ロー）レベルとなり、これは放電灯の点灯状態を意味する。

本例では、放電灯に係る電圧検出値から電流検出値を減算して、その結果を閾値電圧と比較する回路を備えており、放電灯の点消灯判別信号（以下、「Ｓｉ」と記す。）がコンパレータ２２による２値化信号として得られる。尚、本発明の適用においては、このような構成に限らず、各種の点消灯判別回路の採用が可能である。

図１１は上記形態（β）を適用した場合の周波数移行制御部６ｄの構成例を示した図であり、周波数固定期間設定部２３、第１の変化速度設定部２４、第２の変化速度設定部２５、最大値選択回路２６を有する。

周波数固定期間設定部２３は、放電灯が点灯した時点から一定期間に亘って駆動周波数をｆ１に固定するために設けられている。周波数固定期間設定部２３には上記点消灯判別回路６ｆからの信号Ｓｉが入力され、図中の（Ａ）に示すように所定パルス幅の信号を出力する。

第１の変化速度設定部２４、第２の変化速度設定部２５は、周波数固定期間設定部２３の後段において互いに並列に配置されている。

第１の変化速度設定部２４は、上記ｆ１からｆｗへと向けて変化する際の駆動周波数の変化速度「Δｆ1w／Δｔ」を規定するための回路（時定数回路）を有しており、（Ｂ）に示すように、初期電圧（一定電圧値）が高く、急峻な立下りをもってゼロに漸近する出力信号が最大値選択回路２６に対して出力される。

また、第２の変化速度設定部２５は、上記ｆｗからｆ２へと向けて変化する際の駆動周波数の変化速度「Δｆw2／Δｔ」を規定するための回路（時定数回路）を有しており、（Ｃ）に示すように、初期電圧が（Ｂ）よりも低く、比較的緩やかな立下りをもってゼロに漸近する出力信号が最大値選択回路２６に対して出力される。

最大値選択回路２６では、第１の変化速度設定部２４、第２の変化速度設定部２５からの各出力信号を受けて、両者のうち信号レベルが大きい方が選択され、（Ｄ）に実線で示す出力結果を上記周波数制御電圧ＶinとしてＶ−Ｆ変換回路６ａに送出する。つまり、周波数固定期間及び該期間経過後のある時期までは、（Ｂ）の電圧レベルの方が、一点鎖線で示す（Ｃ）の電圧レベルよりも優位であって、その後の期間では、（Ｃ）の電圧レベルの方が、二点鎖線で示す（Ｂ）の電圧レベルよりも優位となる。尚、前記した点灯時電力制御部６ｅの出力信号についても最大値選択回路２６に供給され、当該信号の電圧レベルが「Ｖ（ｆ２）」とされるため、（Ｄ）の電圧レベルがＶ（ｆ２）を下回る時点からは点灯時電力制御部６ｅの出力電圧レベルが選択される。

図１２は周波数移行制御部６ｄの具体的な構成を例示した回路図である。

本例において、周波数固定期間設定部２３にはリトリガブル単安定マルチバイブレータＩＣ２７が使用され、そのトリガ入力端子「Ｂ」（正相入力）には、上記点消灯判別回路６ｆからの信号Ｓｉが供給される。該ＩＣの出力はＱバー出力（反相出力）端子から第１及び第２の変化速度設定部にそれぞれ送られる。尚、出力信号幅を決めるタイミング回路２８が抵抗２９及びコンデンサ３０を用いてＩＣ２７に接続されている。

第１の変化速度設定部２４において、周波数固定期間設定部２３の出力信号が抵抗３１を介してＰＮＰトランジスタ３２のベースに供給される。該トランジスタ３２のエミッタとベースに亘って抵抗３３が介挿されており、該抵抗３３及びエミッタが所定電圧の電源端子３４に接続されている。

トランジスタ３２のコレクタは、抵抗３５を介して、時定数回路３６及び演算増幅器３７に接続されている。時定数回路３６は、コンデンサ３８（その静電容量を「Ｃ３８」と記す。）及び抵抗３９（その抵抗値を「Ｒ３９」と記す。）を並列に接続した構成とされ、それらの一端が抵抗３５及び演算増幅器３７の非反転入力端子に接続されるとともに、それらの他端が接地されている。

演算増幅器３７の出力端子は、ダイオード４０のアノードに接続され、該ダイオードのカソードが演算増幅器３７の反転入力端子に接続されるとともに、抵抗４１を介して最大値選択回路２６に接続されている。

第２の変化速度設定部２５は、時定数回路の設定値の相違を除いて上記第１の変化速度設定部２４と同じ構成とされている。つまり、周波数固定期間設定部２３の出力信号が抵抗４２を介してＰＮＰトランジスタ４３のベースに供給される。該トランジスタ４３のエミッタとベースに亘って抵抗４４が介挿されており、該抵抗４４及びエミッタが所定電圧の電源端子３４に接続されている。

トランジスタ４３のコレクタは、抵抗４５を介して、時定数回路４６及び演算増幅器４７に接続されている。時定数回路４６は、コンデンサ４８（その静電容量を「Ｃ４８」と記す。）及び抵抗４９（その抵抗値を「Ｒ４９」と記す。）を並列に接続した構成とされ、それらの一端が抵抗４５及び演算増幅器４７の非反転入力端子に接続されるとともに、それらの他端が接地されている。時定数回路３６、４６のＣＲ値の設定に関して、「Ｃ３８・Ｒ３９＜＜Ｃ４８・Ｒ４９」、つまり、上記ｆ１からｆｗへと向けて変化する際の駆動周波数の変化速度よりも、ｆｗからｆ２へと向けて変化する際の駆動周波数の変化速度が充分に遅くなるように規定されている。

演算増幅器４７の出力端子は、ダイオード５０のアノードに接続され、該ダイオードのカソードが演算増幅器４７の反転入力端子に接続されるとともに、抵抗５１を介して最大値選択回路２６に接続されている。

最大値選択回路２６は、演算増幅器５２を用いて構成され、その非反転入力端子が上記抵抗４１、５１にそれぞれ接続されるとともに、抵抗５３を介して接地されている。そして、演算増幅器５２において、その出力端子と反転入力端子とが接続されており、演算増幅器５２の出力信号が上記周波数制御電圧ＶinとしてＶ−Ｆ変換回路６ａに出力される。

本例では、周波数固定期間設定部２３の出力信号がＬレベルの期間（図１１（Ａ）とは電圧位相が逆転している。）に、第１及び第２の変化速度設定部２４、２５においてトランジスタ３２、４３がオン状態となり、各変化速度設定部の出力電圧が一定値に固定される。そして、周数固定期間設定部２３の出力信号がＬレベルからＨレベルに変化すると、トランジスタ３２、４３がオフ状態となり、時定数「Ｃ３８・Ｒ３９」に従って第１の変化速度設定部２４の出力電圧が変化するとともに、時定数「Ｃ４８・Ｒ４９」に従って第２の変化速度設定部２５の出力電圧が変化する。各変化速度設定部２４、２５の出力段に設けられた演算増幅器３７、４７の出力がダイオード４０、５０をそれぞれ介して最大値選択回路２６に入力され、両出力のうち電圧レベルの高い方が選択されて周波数制御電圧Ｖinが得られる。

尚、本例に限らず、最大値選択回路２６の代わりに加算回路を用いる等の各種構成での実施が可能である。

また、上記形態（α）を採用する場合には、最大値選択回路２６が不要であり、変化速度設定部を１つだけ配置し、その出力信号をＶ−Ｆ変換回路に直接送出すれば良い。つまり、変化速度設定部において、その時定数回路（ＣＲ回路）の静電容量と抵抗値によって決まる時定数に従って周波数制御電圧Ｖinの時間的変化が規定される。

図１３はＶ−Ｆ変換回路６ａの構成例について要部を示したものである。

周波数制御電圧Ｖinは、抵抗５４を介して演算増幅器５５の反転入力端子に供給される。演算増幅器５５の非反転入力端子には、所定の基準電圧「ＥREF」が供給され、演算増幅器５５の出力信号が抵抗５６を介して電圧可変容量ダイオード５７に印加される。尚、抵抗５８が演算増幅器５５の反転入力端子と出力端子との間に介挿されており、抵抗５９はその一端が演算増幅器５５の出力端子に接続され、その他端が接地されている。

電圧可変容量ダイオード５７は、そのカソードが抵抗５６とコンデンサ６０との間に接続され、そのアノードが接地されている。そして、シュミット・トリガ型のＮＯＴゲート６１は、その入力端子がコンデンサ６０を介して電圧可変容量ダイオード５７のカソードに接続されており、ＮＯＴゲート６１に対して抵抗６２が並列に接続されている。これらの素子によって周波数可変の発振回路が形成され、ＮＯＴゲート６１の出力パルスが後段のブリッジ駆動部６ｂに送出される。

本例において、Ｖinのレベルが高く（低く）なると、演算増幅器５５の出力電圧が下（上）がって、電圧可変容量ダイオード５７の静電容量が大きく（小さく）なる。よって、出力パルスの周波数が下（上）がる。

尚、本発明の適用においては、上記した構成例に限らず、電圧−周波数特性においてＶinの増加に伴って周波数が増加する構成形態等も可能である。

以上に説明した点灯方法、つまり、トランスと複数のスイッチング素子及びコンデンサを用いて直流−交流変換を行う際に、該トランス若しくはインダクタンス素子及びコンデンサを含む直列共振を利用する場合の放電灯点灯方法においては、下記の手順に従って点灯移行制御が行われる。

（１）放電灯の点灯前＝＞スイッチング素子の駆動周波数をＦoff（消灯時共振周波数）へと徐々に近づけるように駆動制御を行う。そして、点灯可能なＯＣＶ値への到達後、放電灯に起動用信号を供給して起動させる。

（２）放電灯の点灯開始後＝＞先ず、一定期間、点灯開始直前の周波数ｆ１（ＯＣＶ制御時の駆動周波数）に固定する。そして、ｆ１からｆ２へと周波数を連続的に変化させて、スイッチング素子の駆動周波数をＦon（点灯時共振周波数）よりも高い周波数領域ｆｂへと移行させる。

以上に説明した構成によれば、下記に示す各種の利点が得られる。

・消灯時のＯＣＶ制御範囲から点灯時の周波数領域ｆｂへの周波数移行において、放電灯の確実な点灯制御を実現できること。
・上記ｆ１からｆ２への周波数移行において、点灯時の回路出力インピーダンスが容量性の領域で動作点の滞在時間を確保し、電極が充分に加熱された状態で誘導性領域へと移行できること（特に、放電灯のコールドスタート時における点灯性を向上させ、不安定化や立ち消え等の発生確率を低減できる。）。
・上記ｆ１からｆ２への周波数移行途中にｆｗ（又は複数のｆｗ）を設定し、２段階（又は多段階）の周波数変化を経ることにより、安定点灯までの移行時間を短縮可能であること。
・周波数固定期間後の周波数変化速度（周波数の時間に対する変化率）を、時定数回路の設定に従って制御することにより、回路構成が簡素化され、また、制御が容易であること。
・一対のスイッチング素子（５Ｈ、５Ｌ）と、交流変換及び起動用信号の昇圧に兼用されるトランス（７）を用いた回路構成により、小型化、低コスト化に有利であること。

本発明に係る基本構成例を示す図である。 制御形態について説明するための図である。 点灯移行制御についての説明図である。 制御手段の回路構成例を示す図である。 図６とともに、周波数移行に係る制御形態の一例を示すものであり、本図は制御例の説明図である。 周波数制御電圧の時間的変化例を示す図である。 ランプ電流の時間的変化を概略的に示した説明図である。 図９とともに、周波数移行に係る制御形態の別例を示すものであり、本図は制御例の説明図である。 周波数制御電圧の時間的変化例を示す図である。 点消灯判別回路の構成例を示す回路図である。 周波数移行制御部の構成例を示す説明図である。 周波数移行制御部の回路構成を例示した回路図である。 Ｖ−Ｆ変換回路の構成例を示す図である。

符号の説明

１…放電灯点灯回路、３…直流−交流変換回路、４…起動回路、５Ｈ、５Ｌ…スイッチング素子、６…制御手段、７…トランス、８…共振用コンデンサ、９…インダクタンス素子、１０…放電灯、３６、４６…時定数回路

Claims (7)

1. 直流入力電圧を受けて交流変換を行う直流−交流変換回路と、放電灯に起動用信号を供給するための起動回路と、上記直流−交流変換回路の出力する電力を制御するための制御手段を備えた放電灯点灯回路において、
   上記直流−交流変換回路が、上記制御手段によって駆動される複数のスイッチング素子と、インダクタンス素子若しくはトランス及びコンデンサを含む直列共振回路を有しており、
   上記放電灯の消灯時における上記直列共振回路の共振周波数を「Ｆoff」と記し、上記放電灯の点灯開始直前における上記スイッチング素子の駆動周波数を「ｆ１」と記すとともに、上記放電灯の点灯時における上記直列共振回路の共振周波数を「Ｆon」と記し、上記放電灯の点灯時における上記スイッチング素子の駆動周波数を「ｆ２」と記すとき、
   上記放電灯の点灯前には、上記駆動周波数を上記Ｆoffへと徐々に近づけるように上記スイッチング素子の駆動制御を行うとともに上記起動用信号を上記放電灯に供給し、
   上記放電灯の点灯を開始した後には、上記ｆ１から上記ｆ２へと周波数を連続的に変化させて、上記スイッチング素子の駆動周波数を上記Ｆonよりも高い周波数領域へと移行させる
   ことを特徴とする放電灯点灯回路。
2. 請求項１に記載した放電灯点灯回路において、
   上記ｆ１とｆ２との間に位置する周波数を「ｆｗ」と記すとき、上記放電灯が点灯を開始した後には、上記ｆ１からｆｗへと向けて変化する際の駆動周波数の変化速度と、該ｆｗから上記ｆ２へと向けて変化する際の駆動周波数の変化速度とが異なる
   ことを特徴とする放電灯点灯回路。
3. 請求項２に記載した放電灯点灯回路において、
   上記ｆ１、ｆｗ、Ｆonの間に「ｆ１＜ｆｗ＜Ｆon」の関係が成立するように上記ｆｗの値が規定されている
   ことを特徴とする放電灯点灯回路。
4. 請求項２又は請求項３に記載した放電灯点灯回路において、
   上記ｆ１からｆｗへと向けて変化する際の駆動周波数の変化速度を「Δｆ1w／Δｔ」と記し、上記ｆｗから上記ｆ２へと向けて変化する際の駆動周波数の変化速度を「Δｆw2／Δｔ」と記し、上記変化速度の大きさを絶対値記号「｜｜」で表す場合に、
   「｜Δｆ1w／Δｔ｜＞｜Δｆw2／Δｔ｜」である
   ことを特徴とする放電灯点灯回路。
5. 請求項２又は請求項３又は請求項４に記載した放電灯点灯回路において、
   上記ｆ１からｆ２への移行に要する時間が、１０ミリ秒以上かつ１秒以下である
   ことを特徴とする放電灯点灯回路。
6. 請求項１又は請求項２又は請求項３又は請求項４又は請求項５に記載した放電灯点灯回路において、
   上記駆動周波数の変化速度の大きさが、上記ｆ２に近づくにつれて小さくなる
   ことを特徴とする放電灯点灯回路。
7. 請求項１又は請求項２又は請求項３又は請求項４又は請求項５又は請求項６に記載した放電灯点灯回路において、
   上記ｆ１からｆ２へと向けて上記駆動周波数を変化させるための時定数回路を上記制御手段が備えている
   ことを特徴とする放電灯点灯回路。

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