JP2008004495A - 放電灯点灯回路 - Google Patents

Abstract

【課題】放電灯を高周波で点灯させる際の輝点の移動を抑えることができる放電灯点灯回路を提供する。
【解決手段】放電灯点灯回路１は、放電灯Ｌを点灯させるための交流電力を放電灯Ｌへ供給する回路である。放電灯点灯回路１は、交流電力を放電灯Ｌへ供給する電力供給部２と、交流電力の大きさを制御するための制御部１０とを備える。電力供給部２は、トランジスタ５ａ，５ｂ、トランス７、コンデンサ８、及びインダクタ９を含む直列共振回路と、トランジスタ５ａ，５ｂを駆動するブリッジドライバ６とを有する。制御部１０は、交流電力が断続的に増加するようにブリッジドライバ６を制御する。これにより、供給電力の時間平均値を定格電力内に収めつつ電極温度を上昇させることが可能となるので、放電灯Ｌを高周波で点灯させる際の輝点の移動を効果的に抑えることができる。
【選択図】 図１

Description

本発明は、放電灯点灯回路に関するものである。

車両の前照灯などに用いられるメタルハライドランプ等の放電灯を点灯させるためには、電力を安定的に供給するための点灯回路（バラスト）が必要となる。例えば、特許文献１に開示された放電灯点灯回路は、直列共振回路を含む直流−交流変換回路を備えており、この直流−交流変換回路から放電灯へ交流電力が供給される。

図１０は、点灯中における放電灯の管内の様子を概念的に示す断面図である。放電灯１００は、ナトリウムなどの金属ハロゲン化物等が封入されたガラス管１０１内に２つの電極１０２及び１０３が対向配置されて構成されている。そして、電極１０２と電極１０３との間に高圧パルスが印加されると、電極１０２と電極１０３との間に放電アークＡｒｃが生じ、電極１０２及び１０３が互いに導通する。その後、放電灯点灯回路は、電極１０２と電極１０３との間に交流電力を供給しつつ、放電アークＡｒｃが安定して維持されるように該交流電力の大きさを制御する。ガラス管１０１内では、この放電アークＡｒｃによって金属ハロゲン化物が励起され、高輝度の発光が得られる。

特開２００５−６３８２３号公報

現在の一般的な放電灯点灯回路は、比較的低周波（例えば数百Ｈｚ）の矩形波からなるランプ電流を放電灯へ供給している。しかし、放電灯点灯回路の小型化等のために、交流電力の周波数を例えば１ＭＨｚ以上といった高周波としたい場合がある。ここで、図１１は、比較的低周波の矩形波からなるランプ電流が放電灯１００へ供給される場合におけるランプ電流波形の一例（図１１（ａ））と、これに対応する電極１０２，１０３の温度変化の一例（図１１（ｂ））とをそれぞれ示すグラフである。また、図１２は、比較的高周波の交流電流が放電灯１００へ供給される場合におけるランプ電流波形の一例（図１２（ａ））と、これに対応する電極１０２，１０３の温度変化の一例（図１２（ｂ））とをそれぞれ示すグラフである。

図１１（ａ），（ｂ）に示すように、比較的低周波の矩形波からなるランプ電流が放電灯１００へ供給される場合には、電極１０２，１０３はランプ電流によって十分に加熱され、極性が切り替わる時点での電極温度が十分に高くなっている。しかし、図１２（ａ），（ｂ）に示すように、比較的高周波の交流電力が放電灯１００へ供給される場合には、各周期毎の電極１０２，１０３への加熱時間が短く、極性が切り替わる時点での電極１０２，１０３の温度上昇が十分ではない。このため、極性が切り替わる際の電極１０２，１０３からの電子放出性が低下してしまう。

放電アークＡｒｃの輝度分布は、電子放出点において輝度が高くなり、電極１０２，１０３からの電子放出性が低下すると、電極表面に多数存在する微小な突起のうち電子が最も放出され易い箇所が時間的に変化し、電子放出点である輝点の発生箇所が移動する。従って、輝点の位置が安定せず、放電アークＡｒｃの輝度分布が不安定となってしまう。

本発明は、上記課題を鑑みてなされたものであり、放電灯を高周波で点灯させる際の輝点の移動を抑えることができる放電灯点灯回路を提供することを目的とする。

上記課題を解決するため、本発明の放電灯点灯回路は、放電灯を点灯させるための交流電力を該放電灯へ供給する放電灯点灯回路であって、交流電力を放電灯へ供給する電力供給部と、交流電力の大きさを制御するための制御部とを備え、電力供給部は、複数のスイッチング素子、インダクタ及びトランスのうち少なくとも一方、並びにコンデンサを含む直列共振回路と、複数のスイッチング素子を駆動する駆動部とを有し、制御部は、交流電力が断続的に増加するように駆動部を制御することを特徴とする。

放電灯を高周波で点灯させる際の輝点の移動は、上述したように、極性が切り替わる時点において電極温度の上昇が十分ではないことに起因する。電極温度を上昇させる為には供給電力を増せばよいが、一般的に放電灯の定格電力は或る大きさ（自動車用のＨＩＤであれば３５±２［Ｗ］）に定められており、定常的に過剰な電力を供給すると、放電灯の寿命に影響してしまう。これに対し、上記した放電灯点灯回路においては、放電灯へ供給される交流電力が断続的に増加するように制御部が駆動部を制御するので、供給電力の時間平均値を定格電力付近に抑えつつ、電極温度を断続的に上昇させることが可能となる。従って、上記した放電灯点灯回路によれば、放電灯を高周波で点灯させる際の輝点の移動を効果的に抑えることができる。

また、放電灯点灯回路は、制御部が、交流電力がインパルス状に増加するように駆動部を制御することを特徴としてもよい。これにより、供給電力の時間平均値をより好適に抑えつつ、電極温度を断続的に上昇させることができる。なお、ここでいう交流電力がインパルス状に増加するとは、平均電力値より大きい極値を含み、該極値の直前では増加し、該極値の直後では減少するような交流電力波形をいい、該波形の時間幅は任意に設定される。

また、放電灯点灯回路は、制御部が、周期的に繰り返される第１の時間領域において交流電力の大きさが第１の電力値となるように、且つ、第１の時間領域外の第２の時間領域において交流電力の大きさが第１の電力値より大きい第２の電力値となるように、駆動部を制御することを特徴としてもよい。これにより、第２の時間領域において電極温度を十分に上昇させておき、第１の時間領域においてはアフターグローによって点灯を維持し、輝点の移動をより効果的に抑えることができる。

また、放電灯点灯回路は、制御部が、交流電力の周波数が連続的に増減を繰り返すように駆動部を制御するとともに、交流電力が極小となるタイミングを起点として交流電力を不連続的に増加させることを特徴としてもよい。これにより、音響共鳴を抑止しつつ輝点の移動を抑えることができる。

また、放電灯点灯回路は、制御部が、放電灯の点灯開始から所定時間が経過した後に、交流電力の断続的な増加を開始することを特徴としてもよい。放電灯の点灯直後は放電アークが安定しないので、放電灯点灯回路の電力供給能力内での最大電力を放電灯へ供給し、始動性を確保する場合が多い。このような時に供給電力を断続的に変化させると、供給電力が最大電力より低くなってしまい、放電灯が立ち消えてしまう場合がある。そこで、この放電灯点灯回路のように、供給電力の断続的な増加を、放電灯の点灯開始から所定時間が経過した後に開始することによって、放電灯の始動性確保と輝点移動の抑制とを好適に両立できる。

本発明の放電灯点灯回路によれば、放電灯を高周波で点灯させる際の輝点の移動を抑えることができる。

以下、図面を参照しつつ本発明に係る放電灯点灯回路の好適な実施形態について詳細に説明する。なお、図面の説明においては同一又は相当部分には同一符号を付し、重複する説明を省略する。

（実施の形態）
図１は、本発明による放電灯点灯回路の一実施形態の構成を示すブロック図である。図１に示す放電灯点灯回路１は、放電灯Ｌを点灯させるための電力を放電灯Ｌへ供給する回路であって、バッテリーなどの直流電源Ｂａからの直流電圧を交流電圧に変換して放電灯Ｌに供給する。放電灯点灯回路１は、主に車輌用の、特に前照灯などの灯具に用いられる。なお、放電灯Ｌとしては、例えば水銀フリーのメタルハライドランプが好適に用いられるが、他の構造をもつ放電灯であってもよい。

放電灯点灯回路１は、直流電源Ｂａから電源供給を受けて交流電力を放電灯Ｌに供給する電力供給部２と、放電灯Ｌの電極間電圧（以下、ランプ電圧と記す）ＶＬに基づいて、放電灯Ｌへの供給電力の大きさを制御する制御部１０とを備える。

電力供給部２は、制御部１０からの制御信号Ｓｃに基づく大きさの電力を放電灯Ｌへ供給する。電力供給部２は、点灯操作のためのスイッチ２０を介して直流電源Ｂａに接続されており、直流電源Ｂａから直流電圧ＶＢを受けて交流変換及び昇圧を行う。

本実施形態の電力供給部２は、複数のスイッチング素子として２つのトランジスタ５ａ及び５ｂを有すると共に、これらのトランジスタ５ａ及び５ｂを駆動する駆動部としてブリッジドライバ６を有する。また、電力供給部２は、トランス７、コンデンサ８、及びインダクタ９を有する。トランジスタ５ａ及び５ｂ、トランス７、コンデンサ８、及びインダクタ９は、直列共振回路を構成する。

トランジスタ５ａ，５ｂとしては、例えば図１に示すようにＮチャネルＭＯＳＦＥＴが好適に用いられるが、他のＦＥＴやバイポーラトランジスタでもよい。本実施形態では、トランジスタ５ａのドレイン端子は直流電源Ｂａのプラス側端子に接続されており、トランジスタ５ａのソース端子はトランジスタ５ｂのドレイン端子に接続されており、トランジスタ５ａのゲート端子はブリッジドライバ６に接続されている。また、トランジスタ５ｂのソース端子は接地電位線ＧＮＤ（すなわち直流電源Ｂａのマイナス側端子）に接続されており、トランジスタ５ｂのゲート端子はブリッジドライバ６に接続されている。ブリッジドライバ６は、トランジスタ５ａ及び５ｂを交互に導通させる。

トランス７は、放電灯Ｌへ高圧パルスを印加し、また、電力を伝えると共にランプ電圧ＶＬを昇圧するために設けられる。また、トランス７の一次巻線７ａと、インダクタ９と、コンデンサ８とは互いに直列に接続されている。そして、その直列回路の一端はトランジスタ５ａのソース端子及びトランジスタ５ｂのドレイン端子に接続されており、他端は接地電位線ＧＮＤに接続されている。この構成においては、トランス７の一次巻線７ａのリーケージ（漏れ）インダクタンス、及びインダクタ９のインダクタンスからなる合成リアクタンスと、コンデンサ８の容量とによって共振周波数が決定される。なお、このような構成以外にも、例えば一次巻線７ａ及びコンデンサ８によって直列共振回路を構成し、インダクタ９を省略してもよい。また、一次巻線７ａのインダクタンスをインダクタ９と較べて極めて小さく設定し、共振周波数が、一次巻線７ａのインダクタンスとコンデンサ８の容量とによってほぼ決定されるようにしてもよい。

電力供給部２においては、コンデンサ８及び誘導性要素（インダクタンス成分やインダクタ）による直列共振現象を利用し、トランジスタ５ａ，５ｂの駆動周波数をこの直列共振周波数以上の値に規定して該トランジスタ５ａ，５ｂを交互にオン／オフさせ、トランス７の一次巻線７ａに交流電力を生じさせる。この交流電力は、トランス７の二次巻線７ｂへ昇圧されて伝達され、二次巻線７ｂに接続された放電灯Ｌへ供給される。なお、トランジスタ５ａ，５ｂを駆動するブリッジドライバ６は、トランジスタ５ａ，５ｂが共に接続状態とならないように相反的に各トランジスタ５ａ，５ｂを駆動する。

また、この直列共振回路のインピーダンスは、ブリッジドライバ６によるトランジスタ５ａ，５ｂの駆動周波数によって変化する。従って、放電灯Ｌに供給される交流電力の大きさを、該駆動周波数を変化させることにより制御できる。ここで、図２は、トランジスタ５ａ，５ｂの駆動周波数と供給電力の大きさとの関係を概念的に示すグラフである。図２に示すように、放電灯Ｌに供給される電力の大きさは、駆動周波数が直列共振周波数ｆ_０と等しいときに最大値Ｐｍａｘとなり、駆動周波数が直列共振周波数ｆ_０よりも大きくなる（または小さくなる）に従って減少する。但し、駆動周波数が直列共振周波数ｆ_０よりも小さいと、スイッチング損失が大きくなり電力効率が低下する。従って、ブリッジドライバ６の駆動周波数は、直列共振周波数ｆ_０よりも大きい領域（図中の領域Ｘ）においてその大きさが制御される。本実施形態においては、ブリッジドライバ６の駆動周波数は、ブリッジドライバ６に接続された制御部１０からの制御信号Ｓｃ（周波数変調されたパルス列を含む信号）のパルス周波数に従って制御される。

また、本実施形態の電力供給部２は、点灯開始時に放電灯Ｌに起動用の高圧パルスを印加するための起動回路３を更に有する。すなわち、起動回路３からトリガー電圧及び電流がトランス７に印加されると、トランス７の二次巻線７ｂにおいて生成される交流電圧に高圧パルスが重畳される。本実施形態の起動回路３は、出力端子の一方がトランス７の一次巻線７ａの途中に接続され、他方の出力端子が一次巻線７ａの接地電位側端子に接続されている。起動回路３への入力電圧については、例えば、トランス７の二次巻線７ｂや始動用の補助巻線（不図示）から得てもよく、或いはインダクタ９と共にトランスを構成する補助巻線を設けて該補助巻線から得てもよい。

制御部１０は、放電灯Ｌのランプ電圧ＶＬに基づいて、放電灯Ｌへの供給電力の大きさを制御する。本実施形態の制御部１０は、放電灯Ｌに供給されるべき電力の大きさを演算する電力演算部１１と、電力演算部１１からの出力電圧Ｓｐ_１と所定の基準電圧との差を増幅して出力する誤差増幅器１２と、誤差増幅器１２からの出力電圧Ｓｐ_２を電圧−周波数変換（Ｖ−Ｆ変換）して制御信号Ｓｃを生成するＶ−Ｆ変換部１３と、供給電力が断続的に増加するように制御信号Ｓｃを変調する周波数変調部１４とを有する。

電力演算部１１は、入力端１１ａ及び１１ｂ、及び出力端１１ｃを有する。入力端１１ａは、放電灯Ｌのランプ電圧ＶＬの大きさを示す信号（以下、ランプ電圧相当信号という）ＶＳを入力するために、ピークホールド回路２１を介して二次巻線７ｂの中間タップに接続されている。ランプ電圧相当信号ＶＳは、ランプ電圧ＶＬのピーク値の例えば０．３５倍に設定される。また、入力端１１ｂは、放電灯Ｌのランプ電流を検出するために設けられた抵抗素子４の一端に、ピークホールド回路２２及びバッファ２３を介して接続されている。抵抗素子４の一端は、更に放電灯点灯回路１の出力端子を介して放電灯Ｌの一方の電極に接続され、抵抗素子４の他端は、接地電位線ＧＮＤに接続されている。バッファ２３からは、ランプ電流の大きさを示すランプ電流相当信号ＩＳが出力される。

電力演算部１１は、ランプ電圧相当信号ＶＳ及びランプ電流相当信号ＩＳに基づいて、放電灯Ｌに必要な供給電力の大きさを演算し、該供給電力の大きさを示す出力電圧Ｓｐ_１を生成する。電力演算部１１の出力端１１ｃは誤差増幅器１２の入力端に接続されており、出力電圧Ｓｐ_１は誤差増幅器１２に入力される。誤差増幅器１２は、出力電圧Ｓｐ_１と所定の基準電圧との差を出力電圧Ｓｐ_２として出力する。

Ｖ−Ｆ変換部１３は、入力端１３ａ及び１３ｂ、及び出力端１３ｃを有する。入力端１３ａは、電圧Ｓｐ_２を入力するために、誤差増幅器１２の出力端に接続されている。また、入力端１３ｂは、周波数変調部１４に接続されている。周波数変調部１４からは、制御信号Ｓｃを変調するための変調制御信号Ｓｍが出力される。なお、本実施形態の周波数変調部１４は、放電灯Ｌへの交流電力が或る周期でもってインパルス状に増加するように、制御信号Ｓｃを変調する。出力端１３ｃは、ブリッジドライバ６に接続されている。Ｖ−Ｆ変換部１３は、誤差増幅器１２からの出力電圧Ｓｐ_２をＶ−Ｆ変換し、制御信号Ｓｃとしてブリッジドライバ６に提供する。

以上の構成を備える放電灯点灯回路１の全体的な動作について説明する。まず、ブリッジドライバ６が所定の駆動周波数でトランジスタ５ａ，５ｂを駆動しつつ、起動回路３により、数十［ｋＶ］の高圧パルスが放電灯Ｌの電極間に印加され絶縁破壊を促す。その直後、ブリッジドライバ６の駆動周波数は、制御部１０により、所定の最大電力（コールドスタート時は７５［Ｗ］）となる駆動周波数に制御される。その後、ブリッジドライバ６の駆動周波数は、制御部１０により、定常電力（例えば３５［Ｗ］）となる駆動周波数に徐々に制御される。制御部１０においては、このように駆動周波数を制御するための演算が電力演算部１１において行われ、電力演算部１１の出力電圧Ｓｐ_１と所定の基準電圧との差である誤差増幅器１２からの出力電圧Ｓｐ_２がＶ−Ｆ変換部１３においてＶ−Ｆ変換され、制御信号Ｓｃとしてブリッジドライバ６へ提供される。

ここで、制御部１０の具体的な構成の一例について説明する。図３は、誤差増幅器１２及びＶ−Ｆ変換部１３の具体的構成の一例を示す回路図である。

図３において、誤差増幅器１２の反転入力端１２ａには電力演算部１１からの出力電圧Ｓｐ_１が供給され、また、非反転入力端１２ｂには、所定の基準電圧Ｅｒｅｆが供給される。誤差増幅器１２の出力端１２ｃはＶ−Ｆ変換部１３の入力端１３ａに接続されており、誤差増幅器１２からの出力電圧Ｓｐ_２が入力端１３ａに提供される。

Ｖ−Ｆ変換部１３は、カレントミラー回路１３０ａ及びランプ波発生部１３０ｂを有する。カレントミラー回路１３０ａは一対のＰＮＰトランジスタ１３１ａ及び１３１ｂによって構成されている。すなわち、トランジスタ１３１ａ及び１３１ｂのエミッタは定電圧源Ｖｃｃに接続されており、トランジスタ１３１ａ及び１３１ｂのベースは互いに接続されている。トランジスタ１３１ａのコレクタは、該トランジスタのベースに接続されるとともに、抵抗素子１３２ａを介してＶ−Ｆ変換部１３の入力端１３ａに接続されている。また、トランジスタ１３１ｂのコレクタはダイオード１３３のアノードに接続され、該ダイオード１３３のカソードはランプ波発生部１３０ｂの接続点１３８に接続されている。

ランプ波発生部１３０ｂは、抵抗素子１３２ｂ〜１３２ｄ、コンデンサ１３４、ヒステリシス付きコンパレータ１３５、及びＮＰＮトランジスタ１３７を有する。抵抗素子１３２ｂの一端とコンデンサ１３４の一端とは、接続点１３８を介して互いに接続されている。抵抗素子１３２ｂの他端は定電圧源Ｖｃｃに接続され、コンデンサ１３４の他端は接地電位に接続されている。接続点１３８はコンパレータ１３５の入力端に接続されており、コンパレータ１３５の出力端は抵抗素子１３２ｃを介してトランジスタ１３７のベースに接続されている。トランジスタ１３７のコレクタは抵抗素子１３２ｄを介して接続点１３８に接続されている。トランジスタ１３７のエミッタは接地電位に接続されている。なお、接続点１３８は、Ｖ−Ｆ変換部１３の入力端１３ｂに接続されており、周波数変調部１４からの変調制御信号Ｓｍを受けることができる。

また、Ｖ−Ｆ変換部１３は、Ｄフリップフロップ１３６を更に有する。Ｄフリップフロップ１３６は、そのＤ端子がＱ否定端子（Ｑバー端子）に接続されることでＴ（トグル）型のフリップフロップを構成している。Ｄフリップフロップ１３６のクロック入力端子ＣＫは、コンパレータ１３５の出力端に接続されている。これにより、Ｄフリップフロップ１３６のクロック入力端子ＣＫには、コンパレータ１３５からの出力信号が入力される。また、Ｄフリップフロップ１３６のＱ出力端子はＶ−Ｆ変換部１３の出力端１３ｃと接続されており、Ｑ出力端子からの出力信号が制御信号Ｓｃとしてブリッジドライバ６（図１）へ提供される。

Ｖ−Ｆ変換部１３においては、カレントミラー回路１３０ａからの電流Ｉがコンデンサ１３４を充電するので、コンデンサ１３４の両端電圧Ｖ_１が次第に上昇する。そして、コンデンサ１３４の両端電圧Ｖ_１が或る第１の閾値電圧に達すると、コンパレータ１３５の出力がＨ（ハイ）レベルを示し、トランジスタ１３７がオン状態となってコンデンサ１３４が放電される。また、この放電によって、コンデンサ１３４の両端電圧Ｖ_１が第１の閾値電圧より小さい第２の閾値電圧まで低下すると、コンパレータ１３５の出力がＬ（ロー）レベルとなってトランジスタ１３７がオフ状態となり、コンデンサ１３４の充電が再び開始される。このように、コンデンサ１３４の充放電が交互に繰り返されることにより、コンデンサ１３４の両端電圧Ｖ_１（すなわち接続点１３８の電位）は、ランプ波形（ＰＦＭランプ波形）を呈することとなる。そして、このランプ波形がコンパレータ１３５からＤフリップフロップ１３６を経ることにより、例えばデューティサイクル５０％の矩形波となり、この矩形波が制御信号Ｓｃとしてブリッジドライバ６（図１）へ出力される。

コンデンサ１３４の充電時間は電流Ｉの大きさに応じて定まるので、上記ランプ波形の周波数（すなわち制御信号Ｓｃの周波数）は、電流Ｉの大きさに応じた周波数となる。また、電流Ｉは、誤差増幅器１２からの出力電圧Ｓｐ_２が高いほど小さい。つまり、Ｖ−Ｆ変換部１３は、誤差増幅器１２からの出力電圧Ｓｐ_２の電圧値が高いほど、制御信号Ｓｃの周波数が低くなる特性を有している。従って、放電灯Ｌへの供給電力を増大させたい場合には、電力供給部２の共振周波数ｆ_０（図２参照）よりも高い周波数域（領域Ｘ）において、制御信号Ｓｃの周波数が低くなるように電圧Ｓｐ_２を増大させるとよい。

図４は、周波数変調部１４の具体的構成の一例を示す回路図である。図４を参照すると、本実施形態の周波数変調部１４は、クロック発生部１４０ａ、微分回路部１４０ｂ、バッファ部１４０ｃ、及び開始タイミング制御部１４０ｄを有する。

クロック発生部１４０ａは、ヒステリシス付きコンパレータ１４１ａ、コンデンサ１４２ａ、及び抵抗素子１４３ａを含んで構成されている。コンパレータ１４１ａの入力端はコンデンサ１４２ａの一端と抵抗素子１４３ａの一端との接続点に接続されており、コンデンサ１４２ａの他端は接地電位に接続されている。また、抵抗素子１４３ａの他端は、コンパレータ１４１ａの出力端に接続されている。

微分回路部１４０ｂは、コンデンサ１４２ｂ、抵抗素子１４３ｂ、及びダイオード１４４を含んで構成されている。コンデンサ１４２ｂの一端はバッファ１４１ｂを介してコンパレータ１４１ａの出力端に接続されており、他端は抵抗素子１４３ｂを介して定電圧源Ｖｃｃに接続されている。また、ダイオード１４４のアノードはコンデンサ１４２ｂの他端に接続され、カソードは定電圧源Ｖｃｃに接続されている。

バッファ部１４０ｃは、バッファアンプ１４５及び抵抗素子１４３ｃを含んで構成されている。また、開始タイミング制御部１４０ｄは、スイッチ素子１４６及びカウンタ１４７を含んで構成されている。バッファアンプ１４５の非反転入力端は、コンデンサ１４２ｂの他端に接続されている。また、バッファアンプ１４５の出力端は、抵抗素子１４３ｃ及びスイッチ素子１４６を介して周波数変調部１４の出力端１４ａに接続されている。スイッチ素子１４６としては、例えばＦＥＴやバイポーラトランジスタ等が好適に用いられる。スイッチ素子１４６の制御端子（ゲート端子、ベース端子など）はカウンタ１４７に接続されている。カウンタ１４７は、放電灯Ｌの点灯開始からの経過時間をカウントし、所定時間（例えば１秒）が経過した後に、スイッチ素子１４６の両端間を導通させる。なお、出力端１４ａは、前述したＶ−Ｆ変換部１３の入力端１３ｂに接続される。

図５（ａ）〜（ｅ）は、Ｖ−Ｆ変換部１３及び周波数変調部１４における、主要な信号波形の一例を示すグラフである。図５（ａ）は、周波数変調部１４におけるコンパレータ１４１ａの出力電圧Ｖ_２の波形を示している。図５（ｂ）は、周波数変調部１４におけるコンデンサ１４２ａの両端電圧Ｖ_３の波形を示している。図５（ｃ）は、コンデンサ１４２ｂの他端側の電圧（すなわちバッファアンプ１４５への入力電圧Ｖ_４）の波形を示している。図５（ｄ）は、Ｖ−Ｆ変換部１３（図３参照）の接続点１３８における電圧Ｖ_１の波形を示している。図５（ｅ）は、Ｖ−Ｆ変換部１３におけるＤフリップフロップ１３６からのＱ出力波形（すなわち制御信号Ｓｃの波形）を示している。また、図５（ｆ）は、これらの図５（ａ）〜（ｅ）に対応する、放電灯Ｌへの供給電力の大きさの時間変化の一例を示すグラフである。

周波数変調部１４のクロック発生部１４０ａ（図４）においては、コンデンサ１４２ａの両端電圧Ｖ_３が低いときにはコンパレータ１４１ａの出力電圧Ｖ_２がＨレベルとなり（図５（ａ）の区間Ａ）、抵抗素子１４３ａを介してコンデンサ１４２ａが充電されるので、コンデンサ１４２ａの両端電圧Ｖ_３が徐々に上昇する（図５（ｂ））。そして、コンデンサ１４２ａの両端電圧Ｖ_３が或る値を超えると、コンパレータ１４１ａの出力電圧Ｖ_２がＬレベルとなり（図５（ａ）の区間Ｂ）、コンデンサ１４２ａが放電されるので、コンデンサ１４２ａの両端電圧Ｖ_３が徐々に低下する（図５（ｂ））。こうして、コンパレータ１４１ａの出力電圧Ｖ_２（図５（ａ））は、或る一定の周期でもってＨレベルとＬレベルとを交互に繰り返すこととなる。

また、図５（ｃ）に示すように、微分回路部１４０ｂでは、コンパレータ１４１ａからの出力電圧Ｖ_２（図５（ａ））の立ち下がりエッジに対応して、周期的なインパルス状の電圧波形Ｃを含む電圧Ｖ_４がコンデンサ１４２ｂの他端側に生成される。スイッチ素子１４６（図４）が導通している場合、この電圧Ｖ_４は、バッファアンプ１４５及び抵抗素子１４３ｃを介して、変調制御信号ＳｍとしてＶ−Ｆ変換部１３へ出力される。

また、Ｖ−Ｆ変換部１３（図３参照）においては、前述したように、コンデンサ１３４の両端電圧Ｖ_１（すなわち接続点１３８の電位）が、図５（ｄ）に示すようなランプ波形となる。そして、このランプ波形がコンパレータ１３５からＤフリップフロップ１３６を経ることによって、図５（ｅ）に示すような矩形波となり、制御信号Ｓｃとしてブリッジドライバ６（図１）へ出力される。

ここで、図５（ｃ）に示すようなインパルス状の電圧波形Ｃが、抵抗素子１４３ｃを介して変調制御信号ＳｍとしてＶ−Ｆ変換部１３の入力端１３ｂに入力されると、Ｖ−Ｆ変換部１３の接続点１３８から周波数変調部１４のバッファアンプ１４５へ電流が吸い込まれ、コンデンサ１３４の充電時間が一時的に長くなる。従って、ランプ波形の周波数が一時的に低下し（図５（ｄ）の波形Ｄ）、これによって制御信号Ｓｃの周波数も一時的に低下する（図５（ｅ）の波形Ｅ）。その結果、放電灯Ｌへ供給される交流電力の周波数が低下するようにブリッジドライバ６が作動するので、放電灯Ｌへの供給電力がインパルス状に増加することとなる（図５（ｆ）の波形Ｆ）。そして、このような供給電力の増加は、クロック発生部１４０ａからの出力電圧波形（図５（ａ））が立ち下がる毎に断続的に繰り返される。

なお、周波数変調部１４においては、変調制御信号Ｓｍに含まれるインパルス状の電圧波形Ｃ（図５（ｃ））の繰り返し周波数がランプ波形（図５（ｄ））の周波数よりも低くなるように、変調制御信号Ｓｍが生成される。また、周波数変調部１４においては、カウンタ１４７が、放電灯Ｌの点灯開始から所定時間（例えば１秒）が経過した後に、スイッチ素子１４６の両端間を導通させる。従って、放電灯Ｌの点灯開始から所定時間が経過した後に、図５（ｆ）に示したような交流電力の断続的な増加が開始される。

以上に説明した本実施形態の放電灯点灯回路１が有する効果について説明する。［発明が解決しようとする課題］欄で述べた課題、すなわち放電灯Ｌを高周波で点灯させる際の輝点の移動は、極性が切り替わる時点での電極温度の上昇が十分ではないことに起因する。本実施形態の放電灯点灯回路１においては、例えば図５（ｆ）に示したように、放電灯Ｌへ供給される交流電力が断続的に増加するように制御部１０（特に、Ｖ−Ｆ変換部１３及び周波数変調部１４）がブリッジドライバ６を制御するので、供給電力の時間平均値を放電灯Ｌの定格電力（例えば定常電力３５［Ｗ］）付近に抑えつつ、電極温度を上昇させることが可能となる。従って、本実施形態の放電灯点灯回路１によれば、放電灯Ｌを高周波で点灯させる際の輝点の移動を効果的に抑えることができる。

また、本実施形態のように、制御部１０は、例えば図５（ｆ）に示した波形Ｆのように、放電灯Ｌへの交流電力がインパルス状に増加するようにブリッジドライバ６を制御することが好ましい。これにより、供給電力の時間平均値をより好適に抑制しつつ、電極温度を上昇させることができる。

また、本実施形態のように、制御部１０（特に、周波数変調部１４）は、放電灯Ｌの点灯開始から所定時間が経過した後に、交流電力の断続的な増加を開始することが好ましい。一般的に、放電灯Ｌの点灯直後においては電極間の放電アークが安定しないので、放電灯点灯回路の電力供給能力内での最大電力を放電灯Ｌへ供給することにより、放電灯Ｌの始動性を確保する場合が多い。このような時に供給電力を断続的に変化させた場合、供給電力が最大電力より低くなる時間帯が生じるため、放電灯Ｌが立ち消えてしまう場合がある。これに対し、本実施形態の放電灯点灯回路１のように、供給電力の断続的な増加を、放電灯Ｌの点灯開始から所定時間が経過した後に開始することによって、放電灯Ｌの始動性確保と輝点移動の抑制とを好適に両立できる。

（第１の変形例）
図６は、上記実施形態の第１変形例として、周波数変調部１５の構成を示す回路図である。なお、この周波数変調部１５は、上記実施形態における周波数変調部１４に代えて設けられる。

周波数変調部１５は、制御信号Ｓｃを変調するための変調制御信号ＳｍをＶ−Ｆ変換部１３（図１，図３参照）へ出力するための回路である。本変形例の周波数変調部１５は、上記実施形態の周波数変調部１４とは異なり、周期的に繰り返される第１の時間領域において交流電力の大きさが第１の電力値となるように、且つ、第１の時間領域外の第２の時間領域において交流電力の大きさが第１の電力値より大きい第２の電力値となるように、制御信号Ｓｃを変調する。

図６を参照すると、本変形例の周波数変調部１５は、入力端１５ａ及び出力端１５ｂを有する。入力端１５ａは上記実施形態のＶ−Ｆ変換部１３の出力端１３ｃ（図３参照）に接続され、入力端１５ａには制御信号Ｓｃが入力される。また、出力端１５ｂはＶ−Ｆ変換部１３の入力端１３ｂ（図３参照）に接続され、出力端１５ｂからは変調制御信号Ｓｍが出力される。

周波数変調部１５は、複数のＪＫフリップフロップ１５１〜１５４と、論理積（ＡＮＤ）回路１５５及び１５６を含むカウンタ回路によって構成されている。具体的には、初段のＪＫフリップフロップ１５１のＪ端子及びＫ端子が定電圧源Ｖｃｃに接続されており、Ｑ端子が第２段のＪＫフリップフロップ１５２のＪ端子及びＫ端子に接続されている。また、ＪＫフリップフロップ１５１，１５２の各Ｑ端子がＡＮＤ回路１５５の入力端にそれぞれ接続され、このＡＮＤ回路１５５の出力端が第３段のＪＫフリップフロップ１５３のＪ端子及びＫ端子に接続されている。また、ＪＫフリップフロップ１５１〜１５３の各Ｑ端子がＡＮＤ回路１５６の入力端にそれぞれ接続され、このＡＮＤ回路１５６の出力端が第４段のＪＫフリップフロップ１５４のＪ端子及びＫ端子に接続されている。そして、各ＪＫフリップフロップ１５１〜１５４のうち何れかのＱ端子がスイッチ１５７によって選択され、抵抗素子１５８を介して周波数変調部１５の出力端１５ｂと接続される。また、各ＪＫフリップフロップ１５１〜１５４のクロック端子には、入力端１５ａから入力された制御信号Ｓｃが入力される。

図７（ａ）〜（ｅ）は、本変形例における、Ｖ−Ｆ変換部１３及び周波数変調部１５の主要な信号波形の一例を示すグラフである。図７（ａ）は、Ｖ−Ｆ変換部１３（図３参照）の接続点１３８における電圧Ｖ_１の波形を示している。図７（ｂ）は、Ｖ−Ｆ変換部１３におけるＤフリップフロップ１３６からのＱ出力波形（すなわち制御信号Ｓｃの波形）を示している。図７（ｃ）は、スイッチ１５７から出力される変調信号Ｐｍの波形を示している。また、図７（ｄ）及び（ｅ）は、これらの図７（ａ）〜（ｃ）に対応する、放電灯Ｌのランプ電流波形を示すグラフ（図７（ｄ））、及び放電灯Ｌへの供給電力の大きさの時間変化を示すグラフである。なお、これらの図７（ａ）〜（ｅ）は、スイッチ１５７において初段のＪＫフリップフロップ１５１のＱ端子出力が選択された場合における波形をそれぞれ例示的に示している。

Ｖ−Ｆ変換部１３（図３参照）においては、コンデンサ１３４の両端電圧Ｖ_１（すなわち接続点１３８の電位）が、図７（ａ）に示すようなランプ波形となる。そして、このランプ波形がコンパレータ１３５からＤフリップフロップ１３６を経ることによって、図７（ｂ）に示すような矩形波となり、制御信号Ｓｃとしてブリッジドライバ６（図１）へ出力される。

他方、この制御信号Ｓｃが各ＪＫフリップフロップ１５１〜１５４のクロック端子へ入力されると、各ＪＫフリップフロップ１５１〜１５４のＱ端子出力レベルは、それぞれ、制御信号Ｓｃが１，２，４，８周期変化する毎に変化する。すなわち、各ＪＫフリップフロップ１５１〜１５４のＱ端子出力レベルは、例えば図７（ｃ）に示すように（図７（ｃ）はＪＫフリップフロップ１５１のＱ端子波形を代表して示す）、周期的に繰り返される第１の時間領域ＭにおいてＨレベルとなり、第１の時間領域Ｍの領域外の第２の時間領域ＮにおいてＬレベルとなる。そして、スイッチ１５７によって選択されたＪＫフリップフロップのＱ端子出力（変調信号Ｐｍ）は、抵抗素子１５８及びコンデンサ１３４（図３参照）の作用によってランプ波形となり、変調制御信号ＳｍとしてＶ−Ｆ変換部１３の入力端１３ｂに入力される。

変調制御信号ＳｍがＶ−Ｆ変換部１３の入力端１３ｂに入力されると、図７（ｃ）に示した変調信号ＰｍがＨレベルのとき（すなわち第１の時間領域Ｍ）に、Ｖ−Ｆ変換部１３のコンデンサ１３４（図３参照）への充電電流を増す働きをし、ランプ波形の周波数が高くなる（図７（ａ）の波形Ｓ）。これによって制御信号Ｓｃの周波数も高くなる（図７（ｂ）の波形Ｒ）。逆に、変調信号ＰｍがＬレベルのとき（すなわち第２の時間領域Ｎ）には、コンデンサ１３４への充電電流を減らす働きをし、制御信号Ｓｃの周波数は低くなる。その結果、放電灯Ｌを流れるランプ電流（図７（ｄ））の周波数が断続的に低下するようにブリッジドライバ６が作動するので、図７（ｅ）に示すように、放電灯Ｌへの供給電力が断続的に増加することとなる。具体的には、周期的に繰り返される第１の時間領域Ｍにおいて交流電力の大きさが第１の電力値Ｐ_１となり、第１の時間領域Ｍの領域外の第２の時間領域Ｎにおいて交流電力の大きさが第２の電力値Ｐ_２（＞Ｐ_１）となる。

なお、周波数変調部１５においては、ＪＫフリップフロップ１５１〜１５４へのクロック入力に制御信号Ｓｃを用いているが、ＪＫフリップフロップ１５１〜１５４へのクロック入力には、ランプ波形（図７（ａ））の周波数よりも低い周波数を有する別のクロック信号を用いてもよい。また、スイッチ１５７においては、ＪＫフリップフロップ１５１〜１５４のうち任意のＱ端子出力を選択することにより、放電灯Ｌへの供給電力を増加させる周期（または減少させる周期）を設定できる。また、周波数変調部１５は、上記実施形態の周波数変調部１４が有するスイッチ素子１４６及びカウンタ１４７と同様の回路を、例えば抵抗素子１５８と出力端１５ｂとの間に更に有することが好ましい。そして、放電灯Ｌの点灯開始から所定時間が経過した後に、図７（ｅ）に示したような交流電力の断続的な増減を開始することが好ましい。

本変形例の周波数変調部１５を放電灯点灯回路が備えることによって、上記実施形態と同様の効果が得られる。すなわち、本変形例の周波数変調部１５は、例えば図７（ｅ）に示したように、放電灯Ｌへ供給される交流電力が断続的に増加するように制御信号Ｓｃを変調するので、供給電力の時間平均値を放電灯Ｌの定格電力付近に抑えつつ、電極温度を上昇させることが可能となる。従って、放電灯Ｌを高周波で点灯させる際の輝点の移動を効果的に抑えることができる。

また、本変形例のように、周期的に繰り返される第１の時間領域Ｍにおいて交流電力の大きさが第１の電力値Ｐ_１となるように、且つ、第１の時間領域Ｍの領域外の第２の時間領域Ｎにおいて交流電力の大きさが第２の電力値Ｐ_２（＞Ｐ_１）となるようにブリッジドライバ６を制御することにより、第２の時間領域Ｎにおいて電極温度を十分に上昇させておき、第１の時間領域Ｍにおいてはアフターグローによって点灯を維持し、輝点の移動をより効果的に抑えることができる。

（第２の変形例）
図８は、上記実施形態の第２変形例として、周波数変調部１６の構成を示す回路図である。なお、この周波数変調部１６は、上記実施形態における周波数変調部１４に代えて設けられる。本変形例の周波数変調部１６は、連続変調部１６０ａ及び断続変調部１６０ｂを有する。

連続変調部１６０ａは、放電灯Ｌにおける音響共鳴を防止するために放電灯Ｌへの交流電力の周波数を連続的に増減させるための回路である。本変形例の連続変調部１６０ａは、ヒステリシス付きコンパレータ１６１、コンデンサ１６２ａ、抵抗素子１６３ａ及び１６３ｂ、並びにバッファアンプ１６４ａを含んで構成されている。コンパレータ１６１の入力端はコンデンサ１６２ａの一端と抵抗素子１６３ａの一端との接続点に接続されており、コンデンサ１６２ａの他端は接地電位に接続されている。また、抵抗素子１６３ａの他端は、コンパレータ１６１の出力端に接続されている。

バッファアンプ１６４ａの非反転入力端は、コンデンサ１６２ａの一端に接続されている。また、バッファアンプ１６４ａの出力端は、抵抗素子１６３ｂを介して周波数変調部１６の出力端１６ａに接続されている。なお、出力端１６ａは、図３に示したＶ−Ｆ変換部１３の入力端１３ｂに接続される。

断続変調部１６０ｂは、放電灯Ｌにおける輝点移動を抑えるために放電灯Ｌへの交流電力を断続的に増加させるための回路である。本変形例の断続変調部１６０ｂは、コンデンサ１６２ｂ、抵抗素子１６３ｃ及び１６３ｄ、バッファアンプ１６４ｂ、並びにダイオード１６５を含んで構成されている。コンデンサ１６２ｂの一端は連続変調部１６０ａのコンパレータ１６１の出力端に接続されており、他端は抵抗素子１６３ｃを介して定電圧源Ｖｃｃに接続されている。また、ダイオード１６５のアノードはコンデンサ１６２ｂの他端に接続され、カソードは定電圧源Ｖｃｃに接続されている。

バッファアンプ１６４ｂの非反転入力端は、コンデンサ１６２ｂの他端に接続されている。また、バッファアンプ１６４ｂの出力端は、抵抗素子１６３ｄを介して周波数変調部１６の出力端１６ａに接続されている。

図９（ａ）〜（ｅ）は、本変形例における、Ｖ−Ｆ変換部１３（図３参照）及び周波数変調部１６の主要な信号波形の一例を示すグラフである。図９（ａ）は、周波数変調部１６におけるコンパレータ１６１の出力電圧Ｖ_５の波形を示している。図９（ｂ）は、周波数変調部１６におけるコンデンサ１６２ａの両端電圧Ｖ_６の波形を示している。図９（ｃ）は、コンデンサ１６２ｂの他端側の電圧（すなわちバッファアンプ１６４ｂへの入力電圧Ｖ_７）の波形を示している。図９（ｄ）は、Ｖ−Ｆ変換部１３（図３参照）の接続点１３８における電圧Ｖ_１の波形を示している。図９（ｅ）は、Ｖ−Ｆ変換部１３におけるＤフリップフロップ１３６からのＱ出力波形（すなわち制御信号Ｓｃの波形）を示している。また、図９（ｆ）は、これらの図９（ａ）〜（ｅ）に対応する、放電灯Ｌへの供給電力の大きさの時間変化の一例を示すグラフである。

周波数変調部１６の連続変調部１６０ａにおいては、コンデンサ１６２ａの両端電圧Ｖ_６が低いときにはコンパレータ１６１の出力電圧Ｖ_５がＨレベルとなり（図９（ａ）の区間Ａ）、抵抗素子１６３ａを介してコンデンサ１６２ａが充電されるので、コンデンサ１６２ａの両端電圧Ｖ_６が徐々に上昇する（図９（ｂ））。そして、コンデンサ１６２ａの両端電圧Ｖ_６が或る値を超えると、コンパレータ１６１の出力電圧Ｖ_５がＬレベルとなり（図９（ａ）の区間Ｂ）、コンデンサ１６２ａが放電されるので、コンデンサ１６２ａの両端電圧Ｖ_６が徐々に低下する（図９（ｂ））。このように、コンデンサ１６２ａの両端電圧Ｖ_６（図９（ｂ））は、区間Ａ，Ｂを一周期として連続的に増減を繰り返す。コンデンサ１６２ａの両端電圧Ｖ_６は、バッファアンプ１６４ａ及び抵抗素子１６３ｂを介して、変調制御信号ＳｍとしてＶ−Ｆ変換部１３（図３参照）へ出力される。

これにより、Ｖ−Ｆ変換部１３のコンデンサ１３４の両端電圧Ｖ_１（ランプ波形）の周波数が、図９（ｄ）に示すように連続的に変化する。すなわち、区間Ａにおいてはランプ波形の周波数が次第に高くなり、また、区間Ｂにおいては次第に低くなる。そして、このランプ波形がコンパレータ１３５からＤフリップフロップ１３６を経ることによって、図９（ｅ）に示すような矩形波となり、制御信号Ｓｃとしてブリッジドライバ６（図１）へ出力される。その結果、放電灯Ｌへ供給される交流電力の周波数が連続的に増減を繰り返すようにブリッジドライバ６が作動するので、放電灯Ｌへの供給電力の周波数が、区間Ａ，Ｂを一周期として連続的に増減を繰り返すこととなる。

また、図９（ａ）に示したように、連続変調部１６０ａにおいては、コンパレータ１６１の出力電圧Ｖ_５が、或る一定の周期でもってＨレベルとＬレベルとを交互に繰り返す。一方、断続変調部１６０ｂにおいては、コンデンサ１６２ｂ、抵抗素子１６３ｃ、及びダイオード１６５からなる微分回路によって、コンパレータ１６１の出力電圧波形が微分される。すなわち、図９（ｃ）に示すように、コンパレータ１６１からの出力電圧Ｖ_５の立ち下がりエッジに対応して、周期的なインパルス状の電圧波形Ｃがコンデンサ１６２ｂの他端側に生成される。コンデンサ１６２ｂの他端側の電圧Ｖ_７は、バッファアンプ１６４ｂ及び抵抗素子１６３ｄを介して、変調制御信号Ｓｍに重畳されてＶ−Ｆ変換部１３（図３参照）へ出力される。

図９（ｃ）に示すようなインパルス状の電圧波形Ｃが抵抗素子１６３ｄを介して変調制御信号ＳｍとしてＶ−Ｆ変換部１３に入力されると、ランプ波形の周波数が一時的に低下し（図９（ｄ）の波形Ｄ）、これによって制御信号Ｓｃの周波数も一時的に低下する（図９（ｅ）の波形Ｅ）。その結果、放電灯Ｌへ供給される交流電力の周波数が断続的に低下するので、放電灯Ｌへの供給電力がインパルス状に増加することとなる（図９（ｆ）の波形Ｆ）。そして、このような供給電力の不連続的な増加は、コンパレータ１６１の入力電圧Ｖ_６（図９（ｂ））が極大となる毎に（すなわち、放電灯Ｌへの供給電力が極小となるタイミングを起点として）繰り返される。

本変形例のように、連続変調部１６０ａが、放電灯Ｌへの供給電力の周波数が連続的に増減を繰り返すようにブリッジドライバ６を制御することによって、放電灯Ｌにおける音響共鳴を効果的に抑止できる。更に、供給電力が極小となるタイミングを起点として供給電力を不連続的に増加させる（図９（ｆ）の波形Ｆ）ことにより、電極温度が最も低くなるタイミングで電極温度を上昇させることができるので、放電灯Ｌを高周波で点灯させる際の輝点の移動を効果的に抑えることができる。

なお、放電灯Ｌへ供給される交流電力の周波数が１ＭＨｚ以上であれば音響共鳴の連続共鳴帯から外れるので、音響共鳴の発生確率を低減できる（但し、放電灯Ｌの管形状に起因する高調波成分が存在するため、完全にゼロとはならない）。また、放電灯Ｌおよび放電灯点灯回路が車輌に用いられる場合、交流電力の周波数はラジオノイズ放送帯域（５００ｋＨｚ〜１７００ｋＨｚのＡＭ帯、或いは２．８ＭＨｚ〜２３ＭＨｚのＳＷ帯など）を避けて設定されることが望ましい。従って、交流電力の周波数としては、２ＭＨｚ程度が適当である。しかしながら、輝点の移動は、周波数が１．５ＭＨｚ以上になると顕著に現れる。従って、音響共鳴、ラジオノイズ、及び輝点移動の全てを回避する周波数域が存在しない。本変形例の構成によれば、音響共鳴及び輝点移動の２つを効果的に抑制できるので、交流電力の周波数を、ラジオノイズ放送帯域を除く任意の周波数に設定することが可能となる。

本発明による放電灯点灯回路は、上記した各実施形態に限られるものではなく、様々な変形が可能である。例えば、上記実施形態においてはＶ−Ｆ変換部の内部信号（コンデンサ１３４の両端電圧Ｖ_１）を操作することにより制御信号を断続的に変調しているが、本発明の制御部は、断続的に増加する電圧信号をＶ−Ｆ変換部に入力される電圧に重畳させることによって制御信号を断続的に変調してもよい。

本発明による放電灯点灯回路の一実施形態の構成を示すブロック図である。 トランジスタの駆動周波数と供給電力の大きさとの関係を概念的に示すグラフである。 誤差増幅器及びＶ−Ｆ変換部の具体的構成の一例を示す回路図である。 周波数変調部の具体的構成の一例を示す回路図である。 Ｖ−Ｆ変換部及び周波数変調部における、主要な信号波形の一例を示すグラフである。（ａ）周波数変調部におけるコンパレータの出力電圧の波形を示している。（ｂ）周波数変調部におけるコンデンサの両端電圧の波形を示している。（ｃ）バッファアンプへの入力電圧を示している。（ｄ）Ｖ−Ｆ変換部の接続点における電圧波形を示している。（ｅ）Ｖ−Ｆ変換部におけるＤフリップフロップからのＱ出力波形を示している。（ｆ）放電灯への供給電力の大きさの時間変化の一例を示すグラフである。 第１変形例として、周波数変調部の構成を示す回路図である。 第１変形例における、Ｖ−Ｆ変換部及び周波数変調部の主要な信号波形の一例を示すグラフである。（ａ）Ｖ−Ｆ変換部の接続点における電圧波形を示している。（ｂ）Ｖ−Ｆ変換部におけるＤフリップフロップからのＱ出力波形を示している。（ｃ）スイッチから出力される変調信号の波形を示している。（ｄ）放電灯の電流波形を示すグラフである。（ｅ）放電灯への供給電力の大きさの時間変化を示すグラフである。 第２変形例として、周波数変調部の構成を示す回路図である。 第２変形例における、Ｖ−Ｆ変換部及び周波数変調部の主要な信号波形の一例を示すグラフである。（ａ）周波数変調部におけるコンパレータの出力電圧の波形を示している。（ｂ）連続変調部におけるコンデンサの両端電圧の波形を示している。（ｃ）断続変調部のバッファアンプへの入力電圧を示している。（ｄ）Ｖ−Ｆ変換部の接続点における電圧波形を示している。（ｅ）Ｖ−Ｆ変換部におけるＤフリップフロップからのＱ出力波形を示している。（ｆ）放電灯への供給電力の大きさの時間変化の一例を示すグラフである。 点灯中における放電灯の管内の様子を概念的に示す断面図である。 （ａ）比較的低周波の矩形波からなるランプ電流が放電灯へ供給される場合におけるランプ電流波形の一例を示すグラフである。（ｂ）（ａ）に対応する電極の温度変化の一例を示すグラフである。 （ａ）比較的高周波の交流電流が放電灯へ供給される場合におけるランプ電流波形の一例を示すグラフである。（ｂ）（ａ）に対応する電極の温度変化の一例を示すグラフである。

符号の説明

１…放電灯点灯回路、２…電力供給部、３…起動回路、４…抵抗素子、５ａ，５ｂ…トランジスタ、６…ブリッジドライバ、７…トランス、８…コンデンサ、９…インダクタ、１０…制御部、１１…電力演算部、１２…誤差増幅器、１３…Ｖ−Ｆ変換部、１４…周波数変調部、１５…周波数変調部、１６…周波数変調部、２０…スイッチ、２１，２２…ピークホールド回路、２３…バッファ、１３０ａ…カレントミラー回路、１３０ｂ…ランプ波発生部、１４０ａ…クロック発生部、１４０ｂ…微分回路部、１４０ｃ…バッファ部、１４０ｄ…開始タイミング制御部、１６０ａ…連続変調部、１６０ｂ…断続変調部、Ａｒｃ…放電アーク、ＩＳ…ランプ電流相当信号、Ｓｃ…制御信号、Ｓｍ…変調制御信号、ＶＬ…ランプ電圧、ＶＳ…ランプ電圧相当信号。

Claims (5)

1. 放電灯を点灯させるための交流電力を該放電灯へ供給する放電灯点灯回路であって、
   前記交流電力を前記放電灯へ供給する電力供給部と、
   前記交流電力の大きさを制御するための制御部と
   を備え、
   前記電力供給部は、複数のスイッチング素子、インダクタ及びトランスのうち少なくとも一方、並びにコンデンサを含む直列共振回路と、前記複数のスイッチング素子を駆動する駆動部とを有し、
   前記制御部は、前記交流電力が断続的に増加するように前記駆動部を制御することを特徴とする、放電灯点灯回路。
2. 前記制御部は、前記交流電力がインパルス状に増加するように前記駆動部を制御することを特徴とする、請求項１に記載の放電灯点灯回路。
3. 前記制御部は、周期的に繰り返される第１の時間領域において前記交流電力の大きさが第１の電力値となるように、且つ、前記第１の時間領域外の第２の時間領域において前記交流電力の大きさが前記第１の電力値より大きい第２の電力値となるように、前記駆動部を制御することを特徴とする、請求項１に記載の放電灯駆動回路。
4. 前記制御部は、前記交流電力の周波数が連続的に増減を繰り返すように前記駆動部を制御するとともに、前記交流電力が極小となるタイミングを起点として前記交流電力を不連続的に増加させることを特徴とする、請求項１〜３のいずれか一項に記載の放電灯点灯回路。
5. 前記制御部は、前記放電灯の点灯開始から所定時間が経過した後に、前記交流電力の断続的な増加を開始することを特徴とする、請求項１〜４のいずれか一項に記載の放電灯点灯回路。
   

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