JP2008524787A - 高輝度放電安定器 - Google Patents

Abstract

電流を負荷に供給する方法および装置であって、この装置は、オンに切り換えられると、電力を負荷に供給するようになっている、少なくとも１つのスイッチング素子を含む完全または半ブリッジスイッチング回路と、ほぼゼロの電圧がスイッチング素子の両端子間に加えられるときにだけ、スイッチング素子の状態を切り換える手段とを含んでいる。
【選択図】 図５

Description

本発明は、所望の電圧電流特性に応じて、電力を、電力会社から負荷に供給する電力制御装置に関する。詳細には、本発明は、限定する訳ではないが、電流を小さい電力損失でランプ安定器を経由して、高輝度放電ランプに供給する方法および装置に関する。

電力を負荷に供給する場合に、多くの知られた状況がある。このような状況では、負荷に供給される電力は、その負荷の閾値を満たすが、超えないように正確に制御されなければならない。負荷の一例はランプであり、その一種は、高輝度放電ランプである。

高輝度放電（ＨＩＤ）ランプは、多年にわたり市販されており、密封された、通常二重の容器で構成され、この容器内で、プラズマ放電が起こる。この放電は、放電容器内の気体の組成に応じて、種々の波長で光を放出する気体をイオン化する。

最長耐用期間を得るために、高効率エネルギー変換および安全動作は、始動時および動作中の両方で、ランプ動作状態を厳密に制御することを必要とする。始動段階で、最高で数キロボルトまでの最初の高電圧を、放電を始動するために、ランプの両端子間に加えなければならない。そのとき、ランプに加えられる電力および電流は、ランプが通常の高温動作状態に達するまで、厳密に制御されなければならない。ランプの動作が、始動モードから通常の動作段階へ変わると、ランプの両端子間電圧、およびランプのインピーダンスの両方は著しく変化する。ランプを動作させるために用いるどんな安定器も、これを考慮しなければならない。

初期の受動的な安定器は、図１に示すように、ランプに入る電流を、おおざっぱに制限する、電源と直列であるインダクタで構成されていた。動作中、かつ耐用期間にわたるランプ特性の変化がランプ電流に及ぼす影響が小さいように、インダクタＬ１のインピーダンスは、高効率ランプのインピーダンスと比較して、大きいように選択される。コンデンサＣ１は、インダクタが電流を９０度遅れさせるとき、力率（ＰＦ）を１に近づけるために、入力側に必要である。その上、イグナイタ回路I１は、高電圧を供給してランプを初めに点灯させるために必要である。
米国特許第４７２５７６２号公報

Ｌ１、Ｃ１、およびＩ１の大きいサイズ、Ｌ１の損失、ならびに動作電圧範囲、および安定器の耐用期間にわたって、良好なＰＦを維持するという問題に起因して、業界は、能動的な電子回路による解決策へ動いた。最新の電子回路による解決策については、例えばオットー・ジャグシッツ（Ｏｔｔｏ Ｊａｇｓｃｈｉｔｚ）による特許文献１によって知ることができる。これを図２に示す。

ここでは、完全なブリッジが、２つの目的のために用いられ、ランプを点灯させる高周波共振電圧と、動作状態中に低周波の制御される電流とを発生する。

通常動作時、Ｑ３がオンであるとき、Ｑ４はオフであり、逆もまた同様であるように、Ｑ３およびＱ４は、適切な低周波でオンオフされる。Ｑ３がオンである場合には、Ｑ１は常にオフであり、同様に、Ｑ４がオンである場合には、Ｑ２は常にオフである。Ｑ３がオンであるとすれば、Ｑ２はＱ３およびＱ４よりも高い周波数で、交互にオンオフ（パルス幅変調ＰＷＭ）されて、負荷を通る電流を制御する。Ｑ２がオンになる前は、Ｌ１を流れる電流はすべてＤ１を流れるので、Ｄ２の陰極電圧がゼロに低下する前に、Ｑ２はこの電流を整流する必要がある。

Ｑ２がオンになるシーケンスを、図３の波形に示す。時間Т０で、電流はＬ１およびＤ１を流れており、全電圧はＱ２の両端子間に現れる。時間Т１で、Ｑ２はオンになり始め、時間Т２でＱ２の電流がＬ１の電流に等しくなるまで、Ｑ２の電流は上昇する。Ｑ２の電流は、Ｄ１が逆方向に導通するとき上昇し続け、それは回復し始め、Т３でピークに達する。時間Т４までに、Ｄ１は完全に回復し、その電流はゼロに低下し、Ｑ２の両端子間電圧は、低い値に低下する。時間Т１〜Т３の間の波形から明らかになるように、Ｑ２を通って電流が流れ、全高電圧がその両端子間に加えられ、従って、それがオンになるとき、大きなエネルギーを消費する。この時間内に流れるピーク電流は、Ｌ１の電流とＤ１のピーク逆回復電流の合計である。

図４を参照すると、時間Т６でＱ２はオフになり始め、電流が減少すると同時に、その両端子間電圧は全電源電圧まで上昇し、Ｌ１の電流とＱ２の電流との差の電流はＤ１を流れる。時間Т７でＱ２がオフになるまで、Ｑ２の電流は低下し続け、かつＤ１の電流は上昇し続け、Ｄ１はＬ１の全電流を導通させている。波形から、時間Т６〜Т７の間で、Ｑ２の両端子間に全電源電圧が加えられ、電流がそれを通って流れ、従って大きなエネルギーが消費されることが分かる。

類似の状況は、Ｑ４がオンであり、かつＱ１が、Ｄ２のダイオード電流でオンオフしているときに起きる。このスイッチング方法は、ハードスイッチングと呼ばれる。

ブリッジは、適切な安定した高電圧レールを与える、多くの周知の電子ｐｆｃ段のいずれかから給電される。

先行技術には、不十分である３つの主な問題がある。
１）完全なブリッジスイッチのハードスイッチングは、上で述べたように電力損失の増大を引き起こす。
２）ハードスイッチングは、安定器内でフィルターに通すことによって抑圧する必要がある電磁妨害（ＥＭＩ）の発生を引き起こす。
３）ランプの電流リップルは、Ｌ１およびＣ１によって形成される単一段フィルターに起因して甚大である。

上述の問題を、少なくともある程度緩和することが、本発明の目的である。

負荷電流が所要閾値に合うが、所定閾値を超えないように、負荷に加えられる電流を制御する回路の形をした装置を提供することが、本発明の実施形態の目的である。

ランプ安定器と、ゼロまたは最小電圧がスイッチング素子の両端子間に加えられる時にだけ、スイッチング素子のスイッチング状態が切り換えられるランプ安定器を動作させる方法を提供することが、本発明の実施形態の目的である。これにより、電力損失は相当に低減される。

本発明の第１態様によれば、
オンに切り換えられると電力を負荷に供給する、少なくとも１つのスイッチング素子を含む完全／半ブリッジスイッチング回路と、
ほぼゼロの電圧が前記スイッチング素子の両端子間に加えられる時にだけ、前記スイッチング素子の状態を切り換える手段
とを備える、電流を負荷に供給する電力制御装置が提供される。

本発明の第２態様によれば、
通常動作モードで、完全／半ブリッジスイッチング回路を含む電力制御装置を経由して、低周波の制御される電流を前記負荷に供給する段階と、
ほぼゼロの電圧がスイッチング素子に加えられる時にだけ、前記完全／半ブリッジスイッチング回路の少なくとも１つのスイッチング素子の状態を切り換える段階
とを含む、電流を負荷に供給する方法が提供される。

本発明の実施形態は、消費電力が先行技術の安定器と比較して低減されるように、ランプ安定回路のスイッチング素子がゼロ電圧状態の時だけ、切り換えられるという利点を有する。

次に本発明の実施形態を、単なる例示の目的で、添付図面を参照して説明する。

本発明は、１つの完全ブリッジ電力変換段に対する共振点灯機能を保持し、電力損失、ランプのリップル電流、ＥＭＩを低減させ、かつ効率を改善する一方で、電流源の機能を、ゼロ電圧スイッチング（ＺＶＳ）と組み合せるようになっている。

特定の実施形態を、ランプ安定器に関して説明するが、本発明の実施形態は、さまざまな種類の負荷に使用される電力制御に広く適用できる。

スイッチＱ１〜４は、バイポーラデバイスとして示されているが、ＭＯＳＦＥＴまたはその他の種類の電子スイッチでも構わない。ダイオードＤ１およびコンデンサＣ３は、スイッチＱ１の一部であるか、または別個である。Ｃ３がスイッチング素子の一部である場合には、それは、並列の付加的な容量によって増大する。Ｑ２、Ｄ２、Ｃ４、およびＱ３、Ｑ４、およびＤ３、Ｄ４でも同様である。

図５を参照すると、通常動作時、Ｑ３およびＱ４は、低周波で交互にオンにされる。Ｑ３がオンであるとき、Ｑ４はオフであり、逆もまた同様である。Ｑ３がオンにされる時に、Ｑ２は、ランプの電流をほぼ一定に維持するように、ＺＶＳを用いてパルス幅変調（ＰＷＭ）によってオンオフされる。Ｑ３がこのモードでオンである間中、ずっとＱ１はオフにされる。Ｃ２の値は、Ｑ２がオンまたはオフになるのに要する時間中に、Ｃ２の電圧が実質的に変化しないように設定される。ＺＶＳ作用について、図６および図７の波形を参照して、次に説明する。

Ｑ２がオフになる場合は、図６の時間Т０で、Ｑ３およびＱ２はオンであり、Ｑ２およびＬ２の電流は既に上昇したと仮定する。それが、コントローラによって決定された設定値に達すると、Ｑ２は、時間Т１でオフにされ、Ｌ２の電流が、Ｃ３およびＣ４の結合容量を充電するにつれて、Ｑ２の両端子間電圧は上昇し始める。Ｃ３およびＣ４の結合値は、Ｑ２の両端子間電圧の上昇速度を制限する。電圧が電源レールに達すると、Ｄ１は導通する。そこでＬ２は、その蓄積エネルギーをＣ２に放電し、Ｌ２の電流がゼロに達する（この時点で、Ｄ１は導通を停止する）まで、電流はＤ１を通って流れる。

図７を参照すると、Ｄ１が回復する時間Т３でＬ２の電流は逆転し、それはＣ３およびＣ４の結合容量と共に共振リングを形成し、Ｄ２が導通する時間Т４でＱ２の両端子間電圧がゼロに達するまで、Ｑ２の両端子間電圧は低下する。次に、コントローラはＱ２を再びオンに切り換え、Ｑ３がオンである限り、サイクルは繰り返す。

Ｑ３がオフになり、かつＱ４がオンになると、Ｑ１は、Ｑ２の場合と同じようにオンオフされ、Ｑ４がオンである間中、ずっとＱ２はオフにされる。このようにして、Ｑ１およびＱ２はオンオフされ、それらの両端子間の電圧は、ほぼゼロであり、従って、スイッチング損失は最小となる。スイッチの両端子間電圧が変化する速度は、Ｃ３、Ｃ４、およびＬ２によって決定される。従って、ＥＭＩまたは電力損失については、これらの値を変えることにより最適化され得る。

図５の回路は、従来技術に対し、追加のＬＣフィルタ段を有し、従って、ランプの電流リップルを減らし、過剰な電流リップルに起因する音響アーク共鳴の可能性を減らす。

ランプの始動および点灯時、Ｑ１およびＱ２は、Ｌ１／Ｃ１を共振させ、ランプの両端子間に、必要な高電圧を発生させて、それを点灯させるために、高周波で交互に駆動される。

あるいは、Ｑ３およびＱ４は、それだけで、あるいはＱ１およびＱ２と連動して高周波で駆動されて、Ｌ１／Ｃ１を共振させ、高電圧を発生させてランプを始動する。

ランプ放電の開始後、Ｑ１およびＱ２の動作は、前述の通常動作状態に進んで、ランプ電流を制御する。

以上、本発明の実施形態を説明したが、それによると、スイッチがオンであろうとオフであろうと、状態は、スイッチング素子の両端子間電圧がほぼゼロであるか、またはかなり低減した時点でだけ変化する。このようにして、デバイスによって消費される電力は制御される。

上に説明した本発明の実施形態は、ほんの例示であって、その変更態様は、本発明の範囲から逸脱せずに行うことができる。特に本発明の実施形態は、半ブリッジ構成とともに適用することができる。

先行技術における安定器を示す。 別の先行技術の安定器を示す。 先行技術の回路の部品の応答を示す。 先行技術の回路の部品の応答を示す。 本発明の実施形態によるランプ安定器を示す。 他のパラメータのタイミングおよび展開を示す。 図５の回路のいくつかのパラメータの展開を示す。

符号の説明

Ｃ１〜Ｃ４ コンデンサ
Ｄ１〜Ｄ４ ダイオード
Ｉ１ イグナイタ回路
Ｌ１、Ｌ２ インダクタ
Ｑ１〜Ｑ４ トランジスタ
Т０〜Т７ 時間

Claims (25)

1. 電流を負荷に供給する電力制御装置であって、
   オンに切り換えられると電力を負荷に供給する、少なくとも１つのスイッチング素子を含む完全／半ブリッジスイッチング回路と、
   ほぼゼロの電圧が前記スイッチング素子の両端子間に加えられるときにだけ、前記スイッチング素子の状態を切り換える手段
   とを備える電力制御装置。
2. 電力制御装置はランプ安定器を備え、負荷はランプを備え、完全／半ブリッジスイッチング回路は完全ブリッジスイッチング回路を備えている請求項１に記載の電力制御装置。
3. 完全ブリッジスイッチング回路は、斜めに対向する２対のスイッチング素子を備え、各対の第１スイッチング素子は、少なくとも１つのスイッチング素子を備え、前記対の残りのスイッチング素子がオンであるときに、オンオフの切り換えを繰り返し、前記残りのスイッチング素子がオフであるときに、オフのままであるように構成されている請求項２に記載の電力制御装置。
4. ２つの残りのスイッチング素子が、高電源と低電源との間に直列に接続されている請求項３に記載の電力制御装置。
5. ランプが、第１ランプ端子を経由して、残りのスイッチング素子の間の接続点に接続されている請求項４に記載の電力制御装置。
6. ２つの第１スイッチング素子が、高電源と低電源との間に直列に接続されている請求項３に記載の電力制御装置。
7. ２つの第１スイッチング素子の間の接続点が、第１および第２の誘導素子を経由して、第２ランプ端子に接続されている請求項６に記載の電力制御装置。
8. 第１誘導素子と第２誘導素子との間の接続点と低電源との間に接続されるコンデンサを、さらに備える請求項７に記載の電力制御装置。
9. 第１ランプ端子と第２ランプ端子との間のランプと並列に接続され、ランプを始動モード中に点灯させるために、前記第２ランプ端子に接続される第１誘導素子とともに共振回路を設けるために配置されているコンデンサをさらに備える請求項２〜８のいずれかに記載の電力制御装置。
10. 各第１スイッチング素子と並列に配置されるコンデンサ素子をさらに備える請求項３に記載の電力制御装置。
11. 各第１スイッチング素子がＭＯＳＦＥＴを含み、コンデンサ素子が前記ＭＯＳＦＥＴの寄生容量を含む請求項１０に記載の電力制御装置。
12. ＭＯＳＦＥＴの寄生容量と並列に接続された別のコンデンサをさらに備える請求項１１に記載の電力制御装置。
13. 各第１スイッチング素子は、バイポーラデバイスを含み、コンデンサ素子は、前記第１スイッチング素子と並列に接続された個別コンデンサを含む請求項１０に記載の電力制御装置。
14. 第１スイッチング素子の各々と並列をなすダイオード素子をさらに備える請求項３に記載の電力制御装置。
15. 第１スイッチング素子は、ＭＯＳＦＥＴを含み、ダイオード素子は前記ＭＯＳＦＥＴの寄生ダイオードを含む請求項１４に記載の電力制御装置。
16. ＭＯＳＦＥＴの寄生ダイオードと並列に接続された別のダイオード素子をさらに備える請求項１５に記載の電力制御装置。
17. 第１スイッチング素子はバイポーラデバイスを含み、ダイオード素子は各前記第１スイッチング素子と並列に接続されている個別ダイオードを含む請求項１４に記載の電力制御装置。
18. 高電源と低電源との間に直列に接続されている第１および第２ダイオードをさらに備え、前記第１ダイオードと前記第２ダイオードとの間の接続点は、第１誘導素子と第２誘導素子との間の接続点に接続されている請求項７に記載の電力制御装置。
19. 電流を負荷に供給する方法であって、
    通常動作モードで、完全／半ブリッジスイッチング回路を含む電力制御装置を経由して、低周波の制御される電流を前記負荷に供給する段階と、
    ほぼゼロの電圧がスイッチング素子に加えられる時にだけ、前記完全／半ブリッジスイッチング回路の少なくとも１つのスイッチング素子の状態を切り換える段階
    とを含む方法。
20. 負荷はランプを備え、完全／半ブリッジスイッチング回路は完全ブリッジスイッチング回路を備え、電力制御装置はランプ安定器を備える請求項１９に記載の方法。
21. 完全ブリッジスイッチング回路の２対の対向する斜めのスイッチング素子に制御信号を与えて、前記スイッチング素子をオンおよびオフに選択的にする段階をさらに含み、それによって、
    各対の第１スイッチング素子は、前記対の残りのスイッチング素子がオンであるときにだけ、ゼロ電圧スイッチングシーケンスによって、オンに切り換えられる請求項２０に記載の方法。
22. ２つの第１スイッチング素子間の接続点における電圧が所定の閾値電圧に達する時を決定する段階と、
    前記閾値電圧に達したとき、前記第１スイッチング素子の１つをオンに切り換える段階
    とをさらに含み、前記第１スイッチング素子は、完全ブリッジスイッチング回路内で直列に接続されている請求項２０または２１に記載の方法。
23. 始動モード中共振回路によってランプを点灯させる段階をさらに含む請求項１８〜２０のいずれかに記載の方法。
24. 添付図面の図５〜７を参照して記載されているように構成され、配置されている装置。
25. 添付図面の図５〜７を参照して記載されている方法。

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