JP2004531036A

JP2004531036A - 冷陰極蛍光ランプの駆動用の高周波駆動装置

Info

Publication number: JP2004531036A
Application number: JP2003506250A
Authority: JP
Inventors: ジンロンチェン; ダ　エフ　ウェン
Original assignee: Koninklijke Philips Electronics NV
Current assignee: Koninklijke Philips NV
Priority date: 2001-06-18
Filing date: 2002-06-17
Publication date: 2004-10-07
Also published as: CN1516993A; US6630797B2; US20020195971A1; EP1402760A1; KR20030022413A; WO2002104084A1

Abstract

【課題】プッシュプル・スイッチ構成における電圧スパイクを解消または大幅に低減するインバータ回路を提供する。
【解決手段】ガス放電ランプ用のインバータ回路が、ＤＣ電圧源、変圧器、及びスイッチング回路を有する一次回路と、共振インダクタ及び共振キャパシタを有するタンク回路と、この共振キャパシタに結合したランプ負荷とを有し、前記スイッチング回路が、インバータ回路の導通状態を制御する第１及び第２スイッチを具えて、このインバータ回路はさらに、前記第１及び第２スイッチに結合したキャパシタを有し、このキャパシタは前記変圧器の一次巻線の両端の電圧を維持する。従って、変圧器に必要な巻線比が半分に低減されて、これにより、変圧器における電力損失が低減されて、回路効率が改善される。これに加えて、漏洩インダクタンスに蓄積されるエネルギーが回収されるか、あるいはクランプキャパシタによって捕捉されて、これにより、スイッチの両端に電圧スパイクが発生することを防止する。従来技術では、プッシュプル・スイッチ構成のスイッチにおいて、このエネルギーを消費していた。
【選択図】図５

Description

【技術分野】
【０００１】
（発明の背景）
（１．発明の分野）
本発明は、液晶ディスプレイのブラックライトとして使用する冷陰極蛍光ランプ（ＣＣＦＬ：cold cathode fluorescent lamp）を駆動する装置に関するものである。
【０００２】
（２．関連技術の説明）
オフィス及び家庭の照明に使用する慣例の熱陰極蛍光ランプ（ＦＬ：fluorescent lamp）と同様に、ＣＣＦＬは高効率で長寿命の光源である。比較すれば、白熱ランプは15〜25ルーメン／ワットの範囲の効率を有するのに対し、ＦＬ及びＣＣＦＬは共に、40〜60ルーメン／ワットの範囲の効率を有する。さらに、白熱ランプの平均寿命は約1,000時間であるが、ＦＬ及びＣＣＦＬは10,000時間以上の平均寿命を有する。
【０００３】
熱陰極ＦＬとＣＣＦＬの主な相違は、ＣＣＦＬは、ＦＬが具えているフィラメントを省略している。ＣＣＦＬは、その機械的構成及び高い効率により、液晶ディスプレイ（ＬＣＤ：liquid crystal display）用のブラックライト照明の光源として一般に使用されている。ＬＣＤは、カラーであれモノクロであれ、携帯型コンピュータ及びテレビジョン、そして航空機及び自動車の計器パネルにおけるディスプレイとして広範に使用されている。
【０００４】
しかし、ＣＣＦＬの始動及び動作は、高い交流（ＡＣ）電圧を必要とする。通常の始動電圧はおよそ1,000ＶのＡＣ（Vac）であり、通常の動作電圧は約600Vacである。こうした高いＡＣ電圧を、蓄電池（リチャージャブル・バッテリ）のようなＤＣ電源から発生させるために、携帯型コンピュータ及びテレビジョン、そして計器パネルは、昇圧変圧器を有するＤＣ−ＡＣインバータを具えている。
【０００５】
図１に示すプッシュプル構成では、Ｌk1及びＬk2は変圧器Ｔの漏洩インダクタンスであり、Ｄs1及びＣs1はそれぞれ、スイッチＳ1のボディ・ダイオード及び内部キャパシタンス（容量）であり、そしてＤs2及びＣs2はそれぞれ、スイッチＳ2のボディ・ダイオード及び内部キャパシタンスである。巻線Ｎ3は、巻線Ｎ1及びＮ2に結合する。インダクタＬrは、変圧器Ｔの漏洩インダクタンスを含めた共振インダクタである。インダクタＬrとキャパシタＣrとが共振タンクを形成して、負荷Ｒ0に高周波電圧を供給する。
【０００６】
図２ａ〜図２ｄに、図１の回路に関連する代表的なスイッチング波形を示す。まず図２ａに示すように、スイッチＳ1をオフ状態にした時点（ｔ0）で、漏洩インダクタンスＬk1に蓄積されているエネルギーが放出されて、キャパシタンスＣs1が充電され、これにより、図２ｃに示すように、スイッチＳ1の両端に不所望な電圧スパイクが発生する。図１の回路構成に関連する他の問題は、高い電圧スパイクにより、スイッチＳ1及びＳ2に高い破壊電圧の定格が要求されるということである。
【０００７】
時刻ｔ1で、スイッチＳ2のゲート信号（図２ｂ参照）を供給して、スイッチＳ2をゼロ電圧（図示せず）でオン状態にすることを可能にする。Ｓ２は一次巻線の電流を通す。。
【０００８】
図２ｄに示すように、スイッチＳ2をオフ状態にした時点である時刻ｔ2で、スイッチＳ2に２回目の電圧スパイクが発生する。この電圧スパイクは、漏洩インダクタンスＬk2からエネルギーが放出された結果である
【０００９】
図３に示すように、不所望な電圧スパイクを解消するか、あるいは最小化するための、従来技術の１つの解決法は、スイッチＳ1及びＳ2のそれぞれに、受動スナバ回路（Ｒ−Ｃ−Ｄ）を用いることによるものである。受動スナバ回路は、変圧器の漏洩エネルギー（Ｌk1、Ｌk2）を吸収するように設計する。スナバ回路を用いることの不所望な結果は、不所望なエネルギーを消費しなければならないことにより、コンバータ（変換器）回路の効率が低下することである。
【００１０】
図４に示す、他の種類の慣例の安定器は、ハーフブリッジ・インバータ回路の構成を用いている。このハーフブリッジ・スイッチング回路は、スイッチＳ1及びＳ2、共振インダクタＬr、及び共振キャパシタＣrを具えている。漏洩インダクタンスがわずかである場合には、インダクタＬrは、漏洩インダクタンスまたは独立したインダクタンスを表わすことができる。Ｃrは、ランプの巻線キャパシタンスと遮蔽キャパシタンスとの組合わせを表わすことができる。Ｃdは、ＤＣ阻止キャパシタを表わす。入力電圧Ｖinは通常12Vである。ＣＣＦＬまたは負荷（ＲL）が始動あるいは点弧されるまでは、端子への供給電圧が始動電圧未満では、ランプは電流を導通させず、例えば始動電圧では、端子電圧が1,000Vにもなり得る。一旦、ＣＣＦＬの内部で電弧（電気的アーク）が始動されると、比較的広範囲の入力電流にわたって、端子電圧が始動電圧の約1/3の値の動作電圧まで降下する。1,000Vのオーダーの電圧を達成するためには、高い巻線比の絶縁変圧器に加えて、高い電圧ゲイン（利得）の共振インバータが必要になる。しかし、共振タンクのピーク励起電圧Ｖxは入力電圧の半分に過ぎず、共振インバータのゲインには制約がある。従って、1,000Vのオーダーの始動電圧を達成する唯一の手段は、変圧器に非常に高い巻線比を要求することである。しかし、このことは、高い巻線比の変圧器は、その特性上漏洩が大きく、従って効率が良くない、という点で問題である。従って、安定器がプッシュプル型であってもハーフブリッジ型であっても、スパイク電圧を低減するか、あるいはほとんど除去しつつ、慣例の安定器よりも動作が高効率である、改善された安定器を提供することが望まれる。
【００１１】
（発明の概要）
従って、本発明の目的は、プッシュプル・スイッチ構成におけるスイッチング素子に関連する電圧スパイクを解消するか、あるいは大幅に低減するインバータ回路を提供することにある。
【００１２】
本発明のさらなる目的は、絶縁変圧器に関連する漏洩エネルギーを回収して、回路の効率を改善したインバータ回路を提供することにある。
【００１３】
本発明のさらに他の目的は、絶縁変圧器の巻線比を低減して、変圧器における電力損失を低減して回路効率をさらに改善したインバータ回路を提供することにある。
【００１４】
本発明の好適例によれば、直流（ＤＣ）信号を、冷陰極蛍光ランプのような負荷を駆動する交流（ＡＣ）信号に高効率で変換するインバータ回路及び方法が提供される。このインバータ回路は、共振インダクタ及び共振キャパシタを有する共振タンクを具えて、この共振タンクは、ＤＣ信号源とハーフブリッジ・スイッチ構成の共通端子との間に変圧器を介して結合する。
【００１５】
ハーフブリッジ・スイッチ構成の第２端子及び第３端子に、電圧クランプキャパシタを接続する。このキャパシタ電圧と電源（即ち入力）電圧との電圧差が、共振タンクの端子に印加される。共振タンクの両端の電圧差は、公称的には従来技術の構成の電圧の２倍になる。
【００１６】
本発明によるインバータ回路は、ＤＣ電圧源を有する一次回路と、この一次回路と負荷回路とを結合する変圧器と、このインバータ回路の導通状態を制御する第１スイッチ及び第２スイッチを具えたスイッチング回路と、共振インダクタ及び共振キャパシタを有するタンク回路と、この共振キャパシタに結合したランプ負荷と、前記第１及び第２スイッチに結合され、前記変圧器の一次巻線の両端の電圧を維持するキャパシタとを具えている。
【００１７】
従って、前記変圧器に必要な巻線比を、従来技術のインバータ回路と比較して半分に低減して、これにより、変圧器における電力損失を低減して、回路効率を改善することができる。
【００１８】
本発明の他の要点によれば、変圧器に関連する漏洩インダクタンスに蓄積される漏洩エネルギーを回収するか、あるいはクランプキャパシタによって捕捉して、ハーフブリッジ・スイッチング構成を有するスイッチの両端における電圧スパイクの発生を防止するか、あるいは大幅に低減する。上述したように、従来技術の１つの構成では、この漏洩インダクタンスのエネルギーを放出すると、このエネルギーが、プッシュプル・スイッチに関連するキャパシタンスを充電して、これにより、これらのスイッチの両端に電圧スパイクが発生する。漏洩電流を捕捉することの追加的な利点は、スイッチの電圧定格を大幅に低減できることである。
【００１９】
本発明の以上の特徴は、以下の図面を参照した本発明の実施例の詳細な説明から、より明らかになる。
【００２０】
（好適な実施例の説明）
以下、本発明の実施例について図面を参照して説明する。
インバータ回路のプッシュプル・スイッチ毎に、オフ状態への切換え時に発生する電圧スパイクを防止する回路構成を提供する。これに加えて、この回路構成は、慣例のインバータ回路構成よりもより高効率である。
【００２１】
（実施例１）
ここで図５を参照して説明する。図５に、本発明の回路構成の一実施例による好適なインバータ回路１０を負荷ＲLに接続したものを図式的に示す。負荷ＲLは、冷陰極型の蛍光ランプにすることができるが、これに限定されない。負荷ＲLからの光は、コンピュータの液晶ディスプレイ（ＬＣＤ）を照射するのに用いることができる。負荷ＲLは、変圧器Ｔの二次巻線に接続する。変圧器Ｔは、１つの一次巻線Ｎp及び１つの二次巻線Ｎsを具えている。共振回路は、共振インダクタＬrと共振キャパシタＣrとで形成する。共振インダクタＬr及び共振キャパシタＣr以外には、共振回路の共振周波数に影響する他の個別のインダクタ及びキャパシタは存在しない。また、負荷ＲLと直列の、通常はキャパシタである個別の安定化素子も存在しない。これらの個別素子を、共振回路、あるいは負荷ＲLに直列接続する要素から除いたことにより、インバータ回路１０の部品点数及びコストが低減される。
【００２２】
ハーフブリッジ・スイッチング回路（即ちスイッチング段）は、スイッチＳ1及びＳ2を具えている。これらのスイッチは、駆動制御回路（図示せず）によってオン状態及びオフ状態にする。スイッチＳ1及びＳ2は決して同時にオン状態にはせず、図５に示すように、オン時間が50％弱のデューティ比を有する。ゼロ電圧のスイッチングの実現を可能にするためには、両方のスイッチが同時にオフ状態になる短いデッドタイム（死時間）を必要とする。変圧器Ｔの一次巻線Ｎpの出力は、ハーフブリッジ・スイッチング回路の中点の接続端子に接続する（図５の点Ｂ参照）。クランプキャパシタＣ0は、ハーフブリッジ・スイッチング回路と並列に接続する。インバータ回路１０は、12VのＤＣ電源、即ち共振インダクタＬrの一方の側に接続した電池（バッテリ）によって給電する。
【００２３】
図５に示す回路構成は次のように動作する。第１ハーフ・スイッチングサイクル中に、スイッチＳ1がオン状態（Ｓ1オン／Ｓ2オフ）になると、入力電圧Ｖinが共振タンクの端子ＡとＢに供給される。即ち、Ｖx＝Ｖinとなる。この第１ハーフ・スイッチングサイクル中には、インダクタＬrがエネルギーを蓄積して、このエネルギーは次のハーフ・スイッチングサイクル中（Ｓ1オフ／Ｓ2オン）に放出される。
【００２４】
第２スイッチングサイクル中（Ｓ1オフ／Ｓ2オン）には、入力電圧Ｖinとキャパシタ電圧Ｖ0との電圧差が、共振タンクの端子ＡとＢに印加される。ハーフブリッジのスイッチ構成において公称のデューティ比0.5を仮定すれば、第２ハーフ・スイッチングサイクル中には、キャパシタ電圧は公称的には入力電圧の２倍（２×Ｖin）に等しくなることが示される。標準的な回路解析によれば、第２ハーフ・スイッチングサイクル中には、電圧（−Ｖin）が共振タンクの端子ＡとＢに印加されることが示される。要するに、各ハーフサイクル中に、共振タンク５０の両端、即ち端子ＡとＢにかかる電圧は、それぞれＶin及び−Ｖinに等しくなる。このことは図４の従来技術の回路とは対照的であり、図４の回路では、共振タンク５０の両端の電圧はそれぞれ1/2×Ｖin及び−1/2×Ｖinとなる。
【００２５】
図６ａ〜図６ｄに、図５のインバータ回路１０に関連する代表的なスイッチング波形を示す。まず図６ａ及び図６ｄを参照して説明すれば、上述したように、第１スイッチングサイクル中（Ｓ1オン／Ｓ2オフ）には、共振タンク５０の両端の電圧ＶxがＶinに等しくなる（図６ｄ参照）。
【００２６】
定常状態で適切に動作するためには、共振タンク５０の端子ＡとＢの間の平均電圧は０に近くなければならず、さもなければ、共振インダクタＬr及び変圧器Ｔが飽和する、ということは、従来技術において周知である。Ｖxの平均値がゼロまたはゼロに近い値でなければならないとすれば、スイッチＳ1のボディ・ダイオードの電圧Ｖdsの平均値は、Ｖinの平均値に等しくなければならない。第２ハーフ・スイッチングサイクル中（Ｓ1オフ／Ｓ2オン）には、図６ｃに示すように、Ｖdsはピーク値２×Ｖinに達する。
【００２７】
このピーク電圧は、部分的には、昇圧（ブースト）機能を提供すべく構成した回路によって実現される。特に、第１スイッチングサイクル中にインダクタＬrに蓄積されているエネルギーの一部は、第２ハーフ・スイッチングサイクル中に放出される。この放出されたエネルギーは、クランプキャパシタＣ0によって捕捉されて維持される。キャパシタＣ0の電圧は、入力電圧Ｖinによってさらに追加されて、第２ハーフ・スイッチングサイクル中にピーク値２×Ｖinに達する。なお、クランプキャパシタＣ0用に選択するキャパシタンス値は、ピーク電圧が複数サイクルにわたって維持されるような値にする。
【００２８】
Ｖxの平均電圧が、サイクル全体にわたってゼロまたはゼロに近くなければならないものとし、そして第１ハーフサイクル中にはＶx＝Ｖinであったので、従って、第２ハーフサイクル中にはＶxが（−Ｖin）に等しくなければならず、これにより、サイクル全体にわたってゼロまたはゼロに近い値が維持される。第２ハーフ・スイッチングサイクル中（即ちＳ2オン／Ｓ1オフ）には、インバータ回路１０の回路電圧は次式のように記述することができる。
Ｖin＝Ｖx＋Ｖ0 （式１）
この式は、次式のように書き換えることができる。
Ｖx＝Ｖin−Ｖ0 （式２）
（式２）は、タンク励起電圧Ｖxが、入力電圧Ｖinとクランプキャパシタの電圧との差になることを表わす。上述したように、この第２ハーフサイクル中には、キャパシタ電圧を次式のように記述することができる。
Ｖ0＝２×Ｖin （式３）
（式３）を（式２）に代入すれば、次式のようになる。
Ｖx＝Ｖin−(２×Ｖin)＝−Ｖin （式４）
第２ハーフサイクルについての電圧Ｖxを図６ｄに示す。
【００２９】
なお、本発明の回路の平均タンク励起電圧は、図４の従来技術の平均タンク励起電圧の２倍である。結果として、変圧器Ｔに必要な巻線比を半分に低減することができる。これに対応して、漏洩インダクタンスが大幅に低減されて、これにより、回路全体の効率を改善することができる。これに加えて、ハーフブリッジ・スイッチの両端の最大電圧が、キャパシタ電圧Ｖ0によりクランプ（上限設定）されて、次式のようになる。
Ｖ0＝Ｖin／(１−Ｄ)
ここに、ＤはスイッチＳ1のデューティ比であり、これは公称的に0.5である。回路１０のさらなる利点は、回路の効率低下をもたらすスナバ回路網によって漏洩インダクタンス（のエネルギー）を消費する従来技術の回路とは異なり、本発明の回路１０は、昇圧の特徴を利用することによって漏洩エネルギーを回収する。
【００３０】
図７〜図９に、本発明の回路１０の追加的な実施例を示し、これらの図に示す構成要素は図５と同じ参照記号を用いる。
【００３１】
（実施例２）
図７に、本発明の回路１０の一実施例を示し、ここでは共振インダクタＬrが共振キャパシタＣrと直列であり、負荷は共振キャパシタと並列である。
【００３２】
（実施例３）
図８に、本発明の回路１０の他の実施例を示す。本実施例では、スイッチＳ2はＰ型ＭＯＳＦＥＴであり、そしてクランプキャパシタＣ0の負端子に接続する。
【００３３】
（実施例４）
図９に、本発明の回路１０の他の実施例を示す。本実施例では、負荷回路内で、共振インダクタＬrが共振キャパシタＣrと直列である
【００３４】
まとめて言えば、本発明の回路構成は、上述した従来技術の回路構成では達成不可能な利点を提供する。本発明の回路によって達成される第１の利点は、部分的には、漏洩インダクタンスが共振インダクタンスの一部であることによる高い効率である。特に、漏洩インダクタンスが共振インダクタンスの一部であることにより、漏洩インダクタンスのエネルギーが完全に回収されて、これにより、従来技術で使用しているスナバ回路の必要性をなくす。関連する第２の利点は、上記エネルギーの回収によって、ハーフブリッジ・スイッチの両端の電圧が低減されることである。巻線比が小さいことの結果として、関連する漏洩インダクタンスが最小化される。関連する第３の利点は、漏洩エネルギーが回収可能であることに加えて、変圧器がより小さい巻線比（即ち慣例の巻線比の半分）を有することの結果として、漏洩エネルギーも低減される。本発明の回路のタンク励起電圧が慣例の励起電圧の２倍であることによって、こうした小さい巻線比が達成可能である。
【図面の簡単な説明】
【００３５】
【図１】従来技術のＬＣＤブラックライト照明用インバータ回路を示す回路図である
【図２】図２ａ〜図２ｄは、図１の回路内に存在する代表的な波形を示す図である。
【図３】従来技術のＬＣＤブラックライト照明用インバータ回路を示す回路図である。
【図４】従来技術のＬＣＤブラックライト照明用インバータ回路を示す回路図である。
【図５】本発明の実施例によるＬＣＤブラックライト照明用インバータ回路を示す回路図である。
【図６】図６ａ〜図６ｄは、図５の回路内に存在する代表的な波形を示す図である。
【図７】本発明の実施例によるＬＣＤブラックライト照明用インバータ回路を示す回路図である。
【図８】本発明の実施例によるＬＣＤブラックライト照明用インバータ回路を示す回路図である。
【図９】本発明の実施例によるＬＣＤブラックライト照明用インバータ回路を示す回路図である。
【符号の説明】
【００３６】
５０共振タンク
Ｓ1、Ｓ2 スイッチ
Ｔ変圧器
Ｎp 一次巻線
Ｎs 二次巻線
ＲL 負荷
Ｌr 共振インダクタ
Ｃr 共振キャパシタ
Ｃ0 クランプキャパシタ
Ｖin 入力電圧

Claims

負荷回路内のガス放電ランプ負荷を駆動するインバータ回路において、このインバータ回路が、
一次回路を具えて、該一次回路が、ＤＣ電圧源と、前記一次回路と前記負荷回路とを結合する変圧器と、第１スイッチ及び第２スイッチを具えたスイッチング回路とを有し、該スイッチング回路が、前記インバータ回路の導通状態を制御して；
前記インバータ回路がさらに、共振インダクタ及び共振キャパシタを有するタンク回路を具えて、前記ランプ負荷を前記共振キャパシタに結合して；
前記インバータ回路がさらに、前記第１及び第２スイッチに結合したキャパシタを具えて、該キャパシタが、前記変圧器の一次巻線の両端の電圧を維持する
ことを特徴とするインバータ回路。
前記一次回路が前記共振インダクタを具えていることを特徴とする請求項１に記載のインバータ回路。
前記負荷回路が前記共振インダクタを具えていることを特徴とする請求項１に記載のインバータ回路。
前記ランプ負荷を、前記共振キャパシタに並列に結合したことを特徴とする請求項１に記載のインバータ回路。
前記ランプ負荷を、前記共振キャパシタ及び前記共振インダクタに直列に結合したことを特徴とする請求項１に記載のインバータ回路。
前記共振インダクタを、前記変圧器の前記一次巻線に直列に結合したことを特徴とする請求項１に記載のインバータ回路。
前記共振インダクタを、前記変圧器の二次巻線に直列に結合したことを特徴とする請求項１に記載のインバータ回路。
前記一次回路が前記キャパシタを含むことを特徴とする請求項１に記載のインバータ回路。
前記共振インダクタが、前記キャパシタを昇圧させる機能を提供することを特徴とする請求項１に記載のインバータ回路。
ガス放電ランプ用のインバータ回路内の電圧スパイクを除去する方法において、この方法が、
ＤＣ電圧源と、変圧器と、第１及び第２スイッチを具えたスイッチング回路とを有する一次回路を用意するステップを具えて、前記スイッチング回路が、前記インバータ回路の導通状態を制御し；
前記方法がさらに、共振インダクタ及び共振キャパシタを有するタンク回路を用意するステップを具えて、前記ガス放電ランプ負荷を前記共振キャパシタに結合して；
前記方法がさらに、前記第１及び第２スイッチに結合したキャパシタを用意するステップを具えて、前記キャパシタが、前記変圧器の一次巻線の両端の電圧を維持する
ことを特徴とする電圧スパイクの除去方法。
さらに、前記インバータ回路の複数のスイッチングサイクルの各サイクル中に、前記変圧器からの漏洩エネルギーを回収するステップを具えていることを特徴とする請求項１０に記載の方法。
さらに、前記共振インダクタによって、前記キャパシタを昇圧させる機能を提供するステップを具えていることを特徴とする請求項１０に記載の方法。