JP2012079680A - 放電灯点灯回路 - Google Patents

Abstract

【課題】放電灯点灯回路の電気効率を向上する。
【解決手段】放電灯点灯回路１００は、バッテリ電圧Ｖｂａｔから駆動対象の放電灯４に印加すべき駆動電圧を生成するＤＣ／ＤＣコンバータＣＯＮＶと、一端にバッテリ電圧Ｖｂａｔが印加され、ＤＣ／ＤＣコンバータＣＯＮＶの出力側に設けられた第１出力キャパシタＣｏ１を他端とする第１駆動電圧生成経路Ａと、一端にバッテリ電圧Ｖｂａｔが印加され、第１出力キャパシタＣｏ１を他端とする、第１駆動電圧生成経路Ａとは異なる第２駆動電圧生成経路Ｂと、第１駆動電圧生成経路Ａのオンオフを制御する制御回路１０と、を有する。放電灯点灯回路１００は、第１駆動電圧生成経路Ａがオンされている場合の第１出力キャパシタＣｏ１の電圧が、そうでない場合の第１出力キャパシタＣｏ１の電圧よりも高くなるよう構成される。
【選択図】図１

Description

本発明は放電灯点灯回路に関する。

近年、前照灯などの車両用灯具として、従来のフィラメントを有するハロゲンランプに代えて、メタルハライドランプ（以下、放電灯と称する）が利用されている。放電灯は、ハロゲンランプに比べて発光効率、長寿命が得られる反面、駆動電圧として数十〜数百Ｖが必要であるため、１２Ｖもしくは２４Ｖの車載バッテリでは直接駆動することができず、放電灯点灯回路（バラストとも称される）が必要となる。

放電灯点灯回路はバッテリ電圧を昇圧して放電灯に供給する。例えば特許文献１には、直流入力電圧を直流昇圧回路により昇圧して直流−交流変換回路により矩形波状電圧に変換し、これに始動用パルス発生回路による始動用パルスを重畳して放電灯へ供給する点灯回路が記載されている。

始動用パルス発生回路は、放電灯に高電圧の始動用パルスを印加して点灯を開始させるための回路であり、放電灯に２次コイルが接続されたトランスを有する。始動用パルス発生回路は、直流昇圧回路の出力電圧を増幅してからトランスの１次コイルにパルス的に印加する。これによりトランスの２次コイルには高電圧のパルスが発生する。

特開平７−１４２１８２号公報

従来の放電灯点灯回路における、放電灯を点灯させるための回路動作は以下の通りである。
（１）点灯前は出力電圧を４００Ｖ程度まで昇圧しておき、２０ｋＶ以上の高電圧パルスを放電灯に印加することで点灯を開始する。
（２）点灯後は出力電圧を数１０Ｖから１００Ｖの範囲で電力制御する。

ここで、放電灯が点灯を開始した直後の点灯性能を確保するために、点灯前の出力電圧を点灯後の出力電圧よりも高い４００Ｖ程度まで昇圧する必要がある。この電圧が放電灯の点灯性に大きく影響する。

従来では、上記のように出力電圧は点灯後は１００Ｖ以下だが点灯前はそれよりも高い４００Ｖ程度が必要なため、ＤＣ／ＤＣコンバータの素子の耐圧は、出力電圧が４００Ｖ以上となっても耐えることができるよう選定される。そのため、素子の耐圧は点灯後の耐圧のみを考えた場合オーバースペックであり、これが回路の電気効率を向上させる上でのネックになっていた。

本発明はこうした状況に鑑みてなされたものであり、その目的は、電気効率を向上できる放電灯点灯回路の提供にある。

本発明のある態様は、放電灯点灯回路に関する。この放電灯点灯回路は、入力電圧から駆動対象の放電灯に印加すべき駆動電圧を生成するＤＣ／ＤＣコンバータと、一端に入力電圧が印加され、ＤＣ／ＤＣコンバータの出力側に設けられた出力キャパシタを他端とする第１駆動電圧生成経路と、一端に入力電圧が印加され、出力キャパシタを他端とする、第１駆動電圧生成経路とは異なる第２駆動電圧生成経路と、第１駆動電圧生成経路のオンオフを制御する制御回路と、を備える。第１駆動電圧生成経路がオンされている場合の出力キャパシタの電圧が、そうでない場合の出力キャパシタの電圧よりも高くなるよう構成した。

この態様によると、高い出力キャパシタの電圧が必要な場合は第１駆動電圧生成経路をオンし、必要でない場合はオフすることにより、第２駆動電圧生成経路に係る素子を低い出力キャパシタの電圧を基準に選定できる。

なお、以上の構成要素の任意の組み合わせや、本発明の構成要素や表現を装置、方法、システムなどの間で相互に置換したものもまた、本発明の態様として有効である。

本発明によれば、放電灯点灯回路の電気効率を向上できる。

第１の実施の形態に係る放電灯点灯回路およびそれに接続される部材の構成を示す回路図である。 出力電圧の時間変化を示すタイムチャートである。 第２の実施の形態に係る放電灯点灯回路およびそれに接続される部材の構成を示す回路図である。 出力電圧の時間変化を示すタイムチャートである。 第３コイルの一端にバッテリ電圧が印加される変形例に係る第３ＤＣ／ＤＣコンバータの構成を示す回路図である。 第３コイルの一端が接地される変形例に係る第４ＤＣ／ＤＣコンバータの構成を示す回路図である。 第３の実施の形態に係る放電灯点灯回路の構成を示す回路図である。 第４の実施の形態に係る放電灯点灯回路の構成を示す回路図である。

以下、本発明を好適な実施の形態をもとに図面を参照しながら説明する。各図面に示される同一または同等の構成要素、部材、信号には、同一の符号を付するものとし、適宜重複した説明は省略する。また、各図面において説明上重要ではない部材の一部は省略して表示する。

本明細書において、「部材Ａが、部材Ｂと接続された状態」とは、部材Ａと部材Ｂが物理的に直接的に接続される場合のほか、部材Ａと部材Ｂが、電気的な接続状態に影響を及ぼさない他の部材を介して間接的に接続される場合も含む。同様に、「部材Ｃが、部材Ａと部材Ｂとの間に設けられた状態」とは、部材Ａと部材Ｃ、あるいは部材Ｂと部材Ｃが直接的に接続される場合のほか、電気的な接続状態に影響を及ぼさない他の部材を介して間接的に接続される場合も含む。

（第１の実施の形態）
図１は、第１の実施の形態に係る放電灯点灯回路１００およびそれに接続される部材の構成を示す回路図である。放電灯点灯回路１００は、車載用のメタルハライドランプである放電灯４を駆動する。放電灯点灯回路１００および放電灯４は、車両用灯具に搭載される。放電灯点灯回路１００は、車載バッテリ（以下、単にバッテリと称する）６、電源スイッチ８と接続される。

バッテリ６は、１２Ｖ（もしくは２４Ｖ）の直流のバッテリ電圧（電源電圧）Ｖｂａｔを発生する。電源スイッチ８は放電灯４の点灯のオン、オフを制御するために設けられたリレースイッチであり、バッテリ６と直列に設けられる。電源スイッチ８がオンとなると、バッテリ６からバッテリ電圧Ｖｂａｔが放電灯点灯回路１００に供給される。

放電灯点灯回路１００は、平滑化されたバッテリ電圧Ｖｂａｔを昇圧し、交流変換して放電灯４へと供給する。放電灯点灯回路１００は、ＤＣ／ＤＣコンバータＣＯＮＶ、制御回路１０、スタータ回路２０、インバータ回路３０、点灯補助回路４０、入力キャパシタＣｉｎ、電流検出抵抗Ｒｄ、を備える。

入力キャパシタＣｉｎは、バッテリ６と並列に設けられ、バッテリ電圧Ｖｂａｔを平滑化する。より具体的には、入力キャパシタＣｉｎは第１入力トランス１４の近傍に設けられており、ＤＣ／ＤＣコンバータＣＯＮＶのスイッチング動作に対する電圧平滑化の機能を果たす。

ＤＣ／ＤＣコンバータＣＯＮＶは、バッテリ電圧Ｖｂａｔを昇圧する。ＤＣ／ＤＣコンバータＣＯＮＶは、非絶縁型のスイッチングレギュレータであり、第１入力トランス１４、第１出力ダイオードＤ１、第２出力ダイオードＤ２、第３出力ダイオードＤ３、第１スイッチング素子Ｍ１、第２スイッチング素子Ｍ２、第１出力キャパシタＣｏ１、を含む。

第１入力トランス１４は、第１コイルＬ１、第２コイルＬ２、第３コイルＬ３、第４コイルＬ４、を有する。第１コイルＬ１、第２コイルＬ２、第３コイルＬ３、第４コイルＬ４はこの順に直列に接続される。電源スイッチ８がオンの場合、第１コイルＬ１の一端には、放電灯点灯回路１００への入力電圧すなわちバッテリ電圧Ｖｂａｔが印加される。

第１スイッチング素子Ｍ１は、第１コイルＬ１の他端と接地端子（ＧＮＤ）との間を電気的に導通させる。例えば、第１スイッチング素子Ｍ１はＮチャンネルＭＯＳＦＥＴ（Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor）で構成される。第１スイッチング素子Ｍ１のドレインは、第１コイルＬ１の他端と第２コイルＬ２の一端との第１接続ノードＮ１に接続される。第１スイッチング素子Ｍ１のソースは接地される。

第１スイッチング素子Ｍ１の制御端子（ゲート）は制御回路１０の第１端子Ｐ１に接続される。第１スイッチング素子Ｍ１の制御端子には、第１駆動周波数ｆ１を有しパルス幅変調された制御パルス信号Ｓ１が印加される。たとえば定常点灯状態において第１駆動周波数ｆ１は４００ｋＨｚである。第１スイッチング素子Ｍ１は、制御パルス信号Ｓ１がハイレベルのときオン、ローレベルのときオフする。

第１入力トランス１４の各コイルの巻き線の向きは、第１スイッチング素子Ｍ１が制御回路１０によってパルス幅変調駆動された場合に、第１接続ノードＮ１、第２コイルＬ２の他端と第３コイルＬ３の一端との第２接続ノードＮ２、第３コイルＬ３の他端と第４コイルＬ４の一端との第３接続ノードＮ３、第４コイルＬ４の他端、の順で電圧が高くなるように設定される。

第１出力ダイオードＤ１は、第２接続ノードＮ２と第１出力キャパシタＣｏ１の一端との間に設けられる。第１出力ダイオードＤ１のアノードは第２接続ノードＮ２に接続され、カソードは第１出力キャパシタＣｏ１の一端に接続される。第１出力キャパシタＣｏ１の他端は接地される。

第２出力ダイオードＤ２と第２スイッチング素子Ｍ２とは直列に接続され直列回路を構成する。例えば、第２スイッチング素子Ｍ２はＮチャンネルＭＯＳＦＥＴで構成される。この直列回路では、第２スイッチング素子Ｍ２のドレインは第２出力ダイオードＤ２のカソードに接続される。この直列回路は、第３接続ノードＮ３と第１出力キャパシタＣｏ１の一端との間に、第１出力ダイオードＤ１と並列に設けられる。すなわち、第２出力ダイオードＤ２のアノードは第３接続ノードＮ３に接続され、第２スイッチング素子Ｍ２のソースは第１出力キャパシタＣｏ１の一端に接続される。

第２スイッチング素子Ｍ２の制御端子（ゲート）は制御回路１０の第２端子Ｐ２に接続される。第２スイッチング素子Ｍ２の制御端子には経路切替信号Ｓ２が印加される。第２スイッチング素子Ｍ２は、経路切替信号Ｓ２がハイレベルのときオン、ローレベルのときオフする。経路切替信号Ｓ２の詳細は後述する。

第３出力ダイオードＤ３のアノードは第４コイルＬ４の他端に接続される。第３出力ダイオードＤ３のカソードはスタータ回路２０と接続される。

点灯補助回路４０は、第１出力キャパシタＣｏ１の一端と接地端子との間で直列に接続された点灯補助キャパシタＣ_Ｓおよび点灯補助抵抗Ｒ_Ｓを有する。点灯補助キャパシタＣ_Ｓおよび点灯補助抵抗Ｒ_Ｓは、放電灯４をアーク成長させるために設けられる。

インバータ回路３０は、ＤＣ／ＤＣコンバータＣＯＮＶによって生成された直流の出力電圧Ｖｏを点灯周波数ｆｏの交流電圧に変換して放電灯４に供給する。インバータ回路３０としては、例えばＨブリッジ回路などの公知のインバータ回路が使用される。
点灯周波数ｆｏは第１駆動周波数ｆ１よりも低く設定される。点灯周波数ｆｏは１０ｋＨｚ以下、さらには２５０Ｈｚ〜７５０Ｈｚ程度に設定されることが好ましく、本実施の形態では３１２．５Ｈｚに設定される。

電流検出抵抗Ｒｄは、放電灯４に流れるランプ電流ＩＬの経路上に設けられる。図１の回路では電流検出抵抗Ｒｄは、ＤＣ／ＤＣコンバータＣＯＮＶとインバータ回路３０とを接続する接地配線上に設けられる。電流検出抵抗Ｒｄにはランプ電流ＩＬに比例した電圧降下Ｖｄが発生する。

スタータ回路２０は、放電灯４をブレークダウンさせるために高電圧パルスを発生して放電灯４の一端に印加する。スタータ回路２０は、高電圧トランス２２、スパークギャップ２７、スタータキャパシタ２８、を含む。

高電圧トランス２２の２次巻き線２６は放電灯４の一端に接続される。高電圧トランス２２の１次巻き線２４は、その一端が接地され、他端がスパークギャップ２７の一端に接続される。スパークギャップ２７は、その両端間に絶縁破壊電圧、たとえば８００Ｖの電圧が印加されると導通するよう構成された公知の放電ギャップ型スイッチである。一端が接地されたスタータキャパシタ２８の他端はスパークギャップ２７の他端と接続される。スタータキャパシタ２８の他端とスパークギャップ２７の他端との第４接続ノードＮ４は第３出力ダイオードＤ３のカソードと接続される。

第１スイッチング素子Ｍ１がパルス幅変調駆動されると第１入力トランス１４、第３出力ダイオードＤ３を介してスタータキャパシタ２８が充電される。スタータキャパシタ２８の電圧が絶縁破壊電圧を越えるとスパークギャップ２７が導通し、１次巻き線２４にパルス電流が流れる。このパルス電流に応じて２次巻き線２６に発生する高電圧パルスが放電灯４の一端に印加される。

制御回路１０は、放電灯点灯回路１００全体を制御する機能ＩＣ（Integrated Circuit）を含み、放電灯点灯回路１００の動作シーケンスを制御するとともに、放電灯４に供給する電力を調節する。制御回路１０は、第１端子Ｐ１、第２端子Ｐ２、ＤＣ／ＤＣコンバータＣＯＮＶの出力電圧Ｖｏが印加される第３端子Ｐ３、電流検出抵抗Ｒｄの一端に接続される第４端子Ｐ４、電流検出抵抗Ｒｄの他端に接続される第５端子Ｐ５、を含む。

制御回路１０は、第１スイッチング素子Ｍ１にパルス幅変調した制御パルス信号Ｓ１を第１端子Ｐ１を介して送出する。制御回路１０は、出力電圧Ｖｏやランプ電流ＩＬを監視し、放電灯４に供給される電力が所望の目標電力に近づくように制御パルス信号Ｓ１のデューティ比を制御する。制御回路１０は、第４端子Ｐ４と第５端子Ｐ５との電位差から得られる電圧降下Ｖｄに基づいてランプ電流ＩＬの情報を得る。

昇圧の経路を考えた場合、放電灯点灯回路１００は、一端にバッテリ電圧Ｖｂａｔが印加され、第１出力キャパシタＣｏ１を他端とする第１駆動電圧生成経路Ａと、一端にバッテリ電圧Ｖｂａｔが印加され、第１出力キャパシタＣｏ１を他端とする、第１駆動電圧生成経路Ａとは異なる第２駆動電圧生成経路Ｂと、を備える。第１駆動電圧生成経路Ａは、第１コイルＬ１と第２コイルＬ２と第３コイルＬ３と第２出力ダイオードＤ２と第２スイッチング素子Ｍ２と第１出力キャパシタＣｏ１とを含む。第２駆動電圧生成経路Ｂは、第１コイルＬ１と第２コイルＬ２と第１出力ダイオードＤ１と第１出力キャパシタＣｏ１とを含む。

制御回路１０は、経路切替信号Ｓ２をハイレベル（ローレベル）とすることにより第２スイッチング素子Ｍ２をオン（オフ）し、もって第１駆動電圧生成経路Ａをオン（オフ）する。第１スイッチング素子Ｍ１が制御回路１０によってパルス幅変調駆動された場合、第３接続ノードＮ３の電圧は第２接続ノードＮ２の電圧より高くなる。したがって、放電灯点灯回路１００は、第１駆動電圧生成経路Ａがオンされている場合の出力電圧Ｖｏが、そうでない場合の出力電圧Ｖｏよりも高くなるよう構成されている。特に第１駆動電圧生成経路Ａがオンされている場合の出力電圧Ｖｏの最大値が４００Ｖ程度となり、第１駆動電圧生成経路Ａがオフされ第２駆動電圧生成経路Ｂのみの場合の出力電圧Ｖｏの最大値が２００Ｖ程度となるように、回路定数や素子の耐圧や巻き数比が選定される。

制御回路１０は、出力電圧Ｖｏが所定の第１しきい値電圧Ｖ１より低い場合、放電灯４が点灯していると判断する。制御回路１０は、放電灯４が点灯すると第１駆動電圧生成経路Ａをオフする。より具体的には、制御回路１０は、出力電圧Ｖｏが第１しきい値電圧Ｖ１より低くなると、経路切替信号Ｓ２をローレベルとする。第１しきい値電圧Ｖ１は、第１駆動電圧生成経路Ａがオフされ第２駆動電圧生成経路Ｂのみの場合の出力電圧Ｖｏの最大値を規定し、例えば２００Ｖに設定される。

以上が放電灯点灯回路１００の構成である。続いてその動作を説明する。図２は、出力電圧Ｖｏの時間変化を示すタイムチャートである。図２の縦軸および横軸は、理解を容易とするために適宜拡大、縮小したものであり、また示される各波形も、理解の容易のために簡略化されている。

時刻ｔ１においてユーザが電源スイッチ８をオンすると、放電灯点灯回路１００が起動する。制御回路１０は、制御パルス信号Ｓ１を生成して第１スイッチング素子Ｍ１に供給することでＤＣ／ＤＣコンバータＣＯＮＶを起動する。第１出力キャパシタＣｏ１に電荷が蓄えられると共に出力電圧Ｖｏが上昇する。時刻ｔ１から出力電圧Ｖｏが第１しきい値電圧Ｖ１に到達する時刻ｔ２までの期間は、Ｖｏ＜Ｖ１であるので、制御回路１０は経路切替信号Ｓ２をローレベルとし、第１駆動電圧生成経路Ａをオフする。

時刻ｔ２において、制御回路１０は経路切替信号Ｓ２をハイレベルとし、第１駆動電圧生成経路Ａをオンする。すると第１駆動電圧生成経路Ａからより高い電圧が第１出力キャパシタＣｏ１に供給され、出力電圧Ｖｏはさらに上昇してゆく。出力電圧Ｖｏは、第１駆動電圧生成経路Ａがオンされている場合の最大値である４００Ｖ程度に到達すると、そこで安定化される。この出力電圧Ｖｏの上昇に伴い、第１出力キャパシタＣｏ１や点灯補助キャパシタＣ_Ｓも充電される。

時刻ｔ３において、スタータ回路２０によって高電圧パルスが放電灯４に印加される。その結果、放電灯４はブレークダウンしグロー放電を始める、すなわち点灯を開始する。放電灯４が点灯を開始すると、出力電圧Ｖｏは第１しきい値電圧Ｖ１より低い電圧で安定化される。この低い電圧は例えば４０Ｖから８０Ｖの範囲にある電圧である。したがって、時刻ｔ３において制御回路１０は経路切替信号Ｓ２をローレベルに切り替え、第１駆動電圧生成経路Ａをオフする。

放電灯４がブレークダウンすると、放電灯４が立ち消えしないように、点灯前に充電された第１出力キャパシタＣｏ１および点灯補助キャパシタＣ_Ｓから、放電灯４に対して数Ａの大電流が供給される。

第１駆動電圧生成経路Ａは、時刻ｔ２から時刻ｔ３までの期間φ１においてオンされ、第２駆動電圧生成経路Ｂは、時刻ｔ１からの全期間φ２においてオンされる。ただし期間φ１においては、第１駆動電圧生成経路Ａがオンされそこからより高い電圧が供給されるので、第２駆動電圧生成経路Ｂは実質的には第１出力キャパシタＣｏ１の充電に寄与しない。

本実施の形態に係る放電灯点灯回路１００から第１駆動電圧生成経路Ａ、すなわち第３コイルＬ３、第２出力ダイオードＤ２、第２スイッチング素子Ｍ２を除去し、点灯前から点灯後を通じて第２駆動電圧生成経路Ｂを使用して出力電圧Ｖｏを生成する比較例に係る放電灯点灯回路を検討する。

比較例に係る放電灯点灯回路において、放電灯４の点灯時の電気効率に影響を与える素子は主に第１出力ダイオードＤ１、第１スイッチング素子Ｍ１、および第１コイルＬ１と第２コイルＬ２との巻き数比である。第１出力ダイオードＤ１や第１スイッチング素子Ｍ１に必要な耐圧は、出力電圧Ｖｏの最大値および第１コイルＬ１と第２コイルＬ２との巻き数比とによって決まる。必要な耐圧が高くなるほどその素子の電気効率は悪化していく。つまり、第１出力ダイオードＤ１や第１スイッチング素子Ｍ１について、必要な耐圧と電気効率は相反する関係にある。

比較例に係る放電灯点灯回路では放電灯４の点灯前後の電力供給は全て第２駆動電圧生成経路Ｂ経由で行なわれるため、第１スイッチング素子Ｍ１の耐圧、第１出力ダイオードＤ１の耐圧、および第１コイルＬ１と第２コイルＬ２との巻き数比を点灯前に必要な４００Ｖを基準に選定しなければならない。定常点灯時の出力電圧Ｖｏは１００Ｖ以下であることを考えると、比較例では点灯前の僅かな期間の安全性を確保するために残りの大部分の定常点灯期間における電気効率を犠牲にしていると言える。本発明者はそこに電気効率の改善の余地があることを見出した。

そこで本実施の形態に係る放電灯点灯回路１００は、点灯前に必要な高い出力電圧Ｖｏを生成する第１駆動電圧生成経路Ａと定常点灯時の低い出力電圧Ｖｏを生成する第２駆動電圧生成経路Ｂとを有する。また両経路は第１出力キャパシタＣｏ１を共通の一端としている。これにより、第２駆動電圧生成経路Ｂに関する第１スイッチング素子Ｍ１の耐圧、第１出力ダイオードＤ１の耐圧、および第１コイルＬ１と第２コイルＬ２との巻数比を、定常点灯時のより低い出力電圧Ｖｏを基準に選定することができる。したがって、点灯前に必要な高い出力電圧Ｖｏ（〜４００Ｖ）を基準に選定された素子を使用する比較例の場合と比較して、定常点灯時の電気効率を改善することができる。

なお、第１駆動電圧生成経路Ａに関する第２出力ダイオードＤ２の耐圧等については、点灯前に必要な高い出力電圧Ｖｏを基準に選定しなければならないので、比較例の場合と電気効率はそれ程変わらない。本実施の形態に係る放電灯点灯回路１００では、第１駆動電圧生成経路Ａは点灯前はオンされ、点灯後はオフされる。したがって、第１駆動電圧生成経路Ａは点灯前の数１０〜数１００ｍｓｅｃ程度の長さの期間にオンされ定常点灯時はオフされるので、全体的な電気効率への寄与は小さい。

また、本実施の形態に係る放電灯点灯回路１００は、第２駆動電圧生成経路Ｂは常時オンとされ、第１駆動電圧生成経路Ａは必要に応じてオンオフされる構成を有する。したがって、経路の切り替えによって放電灯４への電力供給が途切れる可能性は小さい。

また、本実施の形態に係る放電灯点灯回路１００では、第２スイッチング素子Ｍ２のオンオフによって経路が切り替えられる。ＤＣ／ＤＣコンバータＣＯＮＶが動作している期間は、回路構成上必ず第１出力ダイオードＤ１のアノード電圧よりも第２出力ダイオードＤ２のアノード電圧の方が高くなる。したがって、第２スイッチング素子Ｍ２がオンの期間は第１駆動電圧生成経路Ａから出力電圧Ｖｏが供給される。逆に第２スイッチング素子Ｍ２がオフの期間は第１駆動電圧生成経路Ａからの供給は無いため第２駆動電圧生成経路Ｂから出力電圧Ｖｏが供給される。本実施の形態ではこの特性を利用して、点灯前の出力電圧Ｖｏが高い期間は第２スイッチング素子Ｍ２をオンにし、出力電圧Ｖｏを第１駆動電圧生成経路Ａから供給し、点灯したら第２スイッチング素子Ｍ２をオフにして第２駆動電圧生成経路Ｂからの供給に切替える。これにより、素子が耐圧オーバになることを防止している。

出力電圧Ｖｏの第１しきい値電圧Ｖ１は、第２スイッチング素子Ｍ２がオフの時(点灯時)に第１スイッチング素子Ｍ１の耐圧を越えない条件で出せる最大の出力電圧Ｖｏに設定されてもよい。この場合、第１スイッチング素子Ｍ１の耐圧オーバを防ぐことができる。

また、本実施の形態に係る放電灯点灯回路１００では、第４コイルＬ４および第３出力ダイオードＤ３によってスタータ回路２０に電圧を供給する。これにより、ＤＣ／ＤＣコンバータの出力電圧を別途倍圧回路を設けて昇圧する場合と比べて、入力トランスに補助巻き線を追加するだけでよいので回路構成がより簡単となる。

以上の結果、従来の放電灯点灯回路と比べて、放電灯の点灯性能を犠牲にすることなく電気効率を向上して放電灯点灯回路の小型化とコスト低減を図ることができる。

（第２の実施の形態）
第１の実施の形態では、ひとつのＤＣ／ＤＣコンバータＣＯＮＶ内に２つの経路を設ける場合について説明した。第２の実施の形態に係る放電灯点灯回路２００は、出力キャパシタを共有する２つのＤＣ／ＤＣコンバータＣＯＮＶ１、ＣＯＮＶ２を備える。第１駆動電圧生成経路Ａ２は第１ＤＣ／ＤＣコンバータＣＯＮＶ１内に形成され、第２駆動電圧生成経路Ｂ２は第２ＤＣ／ＤＣコンバータＣＯＮＶ２内に形成される。
以下第２の実施の形態に係る放電灯点灯回路２００を、第１の実施の形態に係る放電灯点灯回路１００との相違点を中心に説明する。

図３は、第２の実施の形態に係る放電灯点灯回路２００およびそれに接続される部材の構成を示す回路図である。放電灯点灯回路２００は、制御回路２１０、スタータ回路２０、インバータ回路３０、点灯補助回路４０、第１ＤＣ／ＤＣコンバータＣＯＮＶ１、第２ＤＣ／ＤＣコンバータＣＯＮＶ２、入力キャパシタＣｉｎ、電流検出抵抗Ｒｄ、を備える。

第２ＤＣ／ＤＣコンバータＣＯＮＶ２は、非絶縁型のスイッチングレギュレータであり、第２入力トランス２１４、第４出力ダイオードＤ４、第２出力キャパシタＣｏ２、第３スイッチング素子Ｍ３、を含む。

第２入力トランス２１４の１次巻き線Ｌ５と第３スイッチング素子Ｍ３とは、入力キャパシタＣｉｎと並列に、第２ＤＣ／ＤＣコンバータＣＯＮＶ２の入力端子と接地端子（ＧＮＤ）間に直列に設けられている。たとえば第３スイッチング素子Ｍ３はＮチャンネルＭＯＳＦＥＴで構成される。第２入力トランス２１４の２次巻き線Ｌ６の一端は第３スイッチング素子Ｍ３のドレインと接続され、その他端は第４出力ダイオードＤ４のアノードと接続される。第２出力キャパシタＣｏ２は第４出力ダイオードＤ４のカソードと接地端子間に設けられる。

第３スイッチング素子Ｍ３の制御端子（ゲート）は制御回路２１０の第１端子Ｐ２０１に接続される。第２ＤＣ／ＤＣコンバータＣＯＮＶ２のアクティブ状態においては、第３スイッチング素子Ｍ３の制御端子に第２駆動周波数ｆ２を有しパルス幅変調された第１制御パルス信号Ｓ２０１が印加される。

第１ＤＣ／ＤＣコンバータＣＯＮＶ１は、非絶縁型のスイッチングレギュレータであり、第３入力トランス２１６、第４スイッチング素子Ｍ４、第５出力ダイオードＤ５、第６出力ダイオードＤ６、を含む。

第３入力トランス２１６の１次巻き線Ｌ７と第４スイッチング素子Ｍ４とは、入力キャパシタＣｉｎと並列に、第１ＤＣ／ＤＣコンバータＣＯＮＶ１の入力端子と接地端子（ＧＮＤ）間に直列に設けられている。たとえば第４スイッチング素子Ｍ４はＮチャンネルＭＯＳＦＥＴで構成される。第３入力トランス２１６の２次巻き線Ｌ８の一端は第４スイッチング素子Ｍ４のドレインと接続される。第３入力トランス２１６の２次巻き線Ｌ８の一端はさらに、第５出力ダイオードＤ５のアノードと接続される。第３入力トランス２１６の２次巻き線Ｌ８の他端は第６出力ダイオードＤ６のアノードと接続される。

第２出力キャパシタＣｏ２は第５出力ダイオードＤ５のカソードと接地端子間に設けられる。すなわち、第５出力ダイオードＤ５のカソードは、第４出力ダイオードＤ４のカソードと第２出力キャパシタＣｏ２の一端との第５接続ノードＮ５に接続される。
第６出力ダイオードＤ６のカソードは第４接続ノードＮ４に接続される。

第４スイッチング素子Ｍ４の制御端子（ゲート）は制御回路２１０の第２端子Ｐ２０２に接続される。第１ＤＣ／ＤＣコンバータＣＯＮＶ１のアクティブ状態においては、第４スイッチング素子Ｍ４の制御端子に第３駆動周波数ｆ３を有しパルス幅変調された第２制御パルス信号Ｓ２０２が印加される。

制御回路２１０は、第１端子Ｐ２０１、第２端子Ｐ２０２、第２出力キャパシタＣｏ２の両端電圧として生成される出力電圧Ｖｏが印加される第３端子Ｐ２０３、電流検出抵抗Ｒｄの一端に接続される第４端子Ｐ２０４、電流検出抵抗Ｒｄの他端に接続される第５端子Ｐ２０５、を含む。

制御回路２１０は、第４端子Ｐ２０４と第５端子Ｐ２０５との電位差から得られる電圧降下Ｖｄに基づいてランプ電流ＩＬの情報を得る。制御回路２１０は、出力電圧Ｖｏが所定の第２しきい値電圧Ｖ２（例えば２００Ｖ）より低いと、第３スイッチング素子Ｍ３にパルス幅変調した第１制御パルス信号Ｓ２０１を第１端子Ｐ２０１を介して送出する。そうでない場合は、制御回路２１０は、第１制御パルス信号Ｓ２０１をローレベルに固定し、第２ＤＣ／ＤＣコンバータＣＯＮＶ２を非アクティブ状態とする。制御回路２１０は、出力電圧Ｖｏが所定の第３しきい値電圧Ｖ３（例えば１５０Ｖ）より高いと、第４スイッチング素子Ｍ４にパルス幅変調した第２制御パルス信号Ｓ２０２を第２端子Ｐ２０２を介して送出する。そうでない場合は、制御回路２１０は、第２制御パルス信号Ｓ２０２をローレベルに固定し、第１ＤＣ／ＤＣコンバータＣＯＮＶ１を非アクティブ状態とする。

第１ＤＣ／ＤＣコンバータＣＯＮＶ１の回路定数、第２ＤＣ／ＤＣコンバータＣＯＮＶ２の回路定数、第１制御パルス信号Ｓ２０１のデューティ比、および第２制御パルス信号Ｓ２０２のデューティ比は、第１ＤＣ／ＤＣコンバータＣＯＮＶ１がアクティブ状態となっている場合の出力電圧Ｖｏが、そうでない場合の出力電圧Ｖｏよりも高くなるよう構成されている。特に第１ＤＣ／ＤＣコンバータＣＯＮＶ１がアクティブ状態となっている場合の出力電圧Ｖｏの最大値は４００Ｖ程度に設定され、第２ＤＣ／ＤＣコンバータＣＯＮＶ２がアクティブ状態となっている場合の出力電圧Ｖｏの最大値は２００Ｖ程度となるように構成されている。

昇圧の経路を考えた場合、放電灯点灯回路２００は、一端にバッテリ電圧Ｖｂａｔが印加され、第２出力キャパシタＣｏ２を他端とする第１駆動電圧生成経路Ａ２と、一端にバッテリ電圧Ｖｂａｔが印加され、第２出力キャパシタＣｏ２を他端とする、第１駆動電圧生成経路Ａ２とは異なる第２駆動電圧生成経路Ｂ２と、を備える。第１駆動電圧生成経路Ａ２は第１ＤＣ／ＤＣコンバータＣＯＮＶ１内に形成され、第３入力トランス２１６の１次巻き線Ｌ７と第５出力ダイオードＤ５と第２出力キャパシタＣｏ２とを含む。第２駆動電圧生成経路Ｂ２は第２ＤＣ／ＤＣコンバータＣＯＮＶ２内に形成され、第２入力トランス２１４の１次巻き線Ｌ５と２次巻き線Ｌ６と第４出力ダイオードＤ４と第２出力キャパシタＣｏ２とを含む。

以上が放電灯点灯回路２００の構成である。続いてその動作を説明する。図４は、出力電圧Ｖｏの時間変化を示すタイムチャートである。図４の縦軸および横軸は、理解を容易とするために適宜拡大、縮小したものであり、また示される各波形も、理解の容易のために簡略化されている。

時刻ｔ４においてユーザが電源スイッチ８をオンすると、放電灯点灯回路２００が起動する。起動時は出力電圧Ｖｏ＜第２しきい値電圧Ｖ２であるから、制御回路２１０は第２ＤＣ／ＤＣコンバータＣＯＮＶ２をアクティブ状態とする。第２出力キャパシタＣｏ２に電荷が蓄えられると共に出力電圧Ｖｏが上昇する。

出力電圧Ｖｏが第３しきい値電圧Ｖ３に到達する時刻ｔ５において、制御回路２１０は第１ＤＣ／ＤＣコンバータＣＯＮＶ１をアクティブ状態とする。出力電圧Ｖｏが第２しきい値電圧Ｖ２に到達する時刻ｔ６において、制御回路２１０は第２ＤＣ／ＤＣコンバータＣＯＮＶ２を非アクティブ状態とする。時刻ｔ５から時刻ｔ６までの期間では、第１ＤＣ／ＤＣコンバータＣＯＮＶ１および第２ＤＣ／ＤＣコンバータＣＯＮＶ２の両方がアクティブ状態とされる。

時刻ｔ７において、スタータ回路２０によって高電圧パルスが放電灯４に印加される。その結果、放電灯４はブレークダウンしグロー放電を始める、すなわち点灯を開始する。放電灯４が点灯を開始すると、出力電圧Ｖｏは第３しきい値電圧Ｖ３より低い電圧で安定化される。図４には図示されていないが、出力電圧Ｖｏが４００Ｖ付近から第３しきい値電圧Ｖ３より低い電圧に低下する際には、時刻ｔ５から時刻ｔ６までの期間のように、第１ＤＣ／ＤＣコンバータＣＯＮＶ１および第２ＤＣ／ＤＣコンバータＣＯＮＶ２の両方がアクティブ状態とされる期間が存在する。

第１ＤＣ／ＤＣコンバータＣＯＮＶ１は、時刻ｔ５から時刻ｔ７までの期間φ３においてアクティブ状態とされる。第２ＤＣ／ＤＣコンバータＣＯＮＶ２は、時刻ｔ４から時刻ｔ６までの期間φ４および時刻ｔ７からの期間φ５においてアクティブ状態とされる。

本実施の形態に係る放電灯点灯回路２００は、点灯前に必要な高い出力電圧Ｖｏを生成する第１駆動電圧生成経路Ａ２と定常点灯時の低い出力電圧Ｖｏを生成する第２駆動電圧生成経路Ｂ２とを有する。また両経路は第２出力キャパシタＣｏ２を共通の一端としている。したがって、第１の実施の形態に係る放電灯点灯回路１００と同様の作用効果を有する。さらに、第１ＤＣ／ＤＣコンバータＣＯＮＶ１と第２ＤＣ／ＤＣコンバータＣＯＮＶ２との切り替え時、特にブレークダウン時に両者がアクティブ状態となる期間が設けられるよう、第２しきい値電圧Ｖ２と第３しきい値電圧Ｖ３との大小関係を設定した。したがって、経路の切替がスムーズに行われうる。

以上、実施の形態に係る放電灯点灯回路の構成と動作について説明した。これらの実施の形態は例示であり、その各構成要素や各処理の組み合わせにいろいろな変形例が可能なこと、またそうした変形例も本発明の範囲にあることは当業者に理解されるところである。また実施の形態同士の組み合わせも可能である。

第２の実施の形態では、出力電圧ＶｏによってＤＣ／ＤＣコンバータのアクティブ状態、非アクティブ状態が制御される場合について説明したが、これに限られず、例えばランプ電流ＩＬに基づいてＤＣ／ＤＣコンバータの状態が制御されてもよい。

第１の実施の形態では、第２駆動電圧生成経路Ｂの部分はフライバック型の回路を採用しているが、これに限られず、昇圧チョッパー型の回路を採用してもよい。第２の実施の形態では、第２ＤＣ／ＤＣコンバータＣＯＮＶ２はフライバック型の回路を採用しているが、これに限られず、フォワード回路でも昇圧チョッパー型の回路を採用してもよい。

第１および第２の実施の形態では、放電灯４を交流電圧で駆動する場合について説明したが、これに限られず、放電灯４を直流電圧で駆動する放電灯点灯回路に実施の形態に係る技術的思想を適用してもよい。この場合、実施の形態からインバータ回路３０を除去した構成を使用してもよい。

第１および第２の実施の形態では、非絶縁型のＤＣ／ＤＣコンバータを使用する場合について説明したが、これに限られず、絶縁型のＤＣ／ＤＣコンバータが使用されてもよい。

第１および第２の実施の形態では、放電灯４と放電灯点灯回路とを別体として説明したが、これに限られず、放電灯が放電灯点灯回路に組み込まれてもよい。

第１および第２の実施の形態では、放電灯点灯回路は放電灯４に電力を供給する場合について説明したが、これに限られない。実施の形態に係る技術的思想は、ＬＥＤ（Light Emitting Diode）などの半導体光源に電力を供給する点灯回路にも適用できる。

第１の実施の形態において、第１駆動電圧生成経路Ａは第２駆動電圧生成経路Ｂには含まれない第１電流制限抵抗Ｒ１を含んでもよい。例えば、第１電流制限抵抗Ｒ１は、第２接続ノードＮ２と第３コイルＬ３の一端との間または第３コイルＬ３の他端と第２出力ダイオードＤ２のアノードとの間または第２出力ダイオードＤ２のカソードと第２スイッチング素子Ｍ２のドレインとの間または第２スイッチング素子Ｍ２のソースと第１出力キャパシタＣｏ１の一端との間に設けられてもよい。あるいはまた、それらの箇所から任意に選択された複数の箇所に第１電流制限抵抗が設けられてもよい。なお、抵抗に代えて他の電流を制限する素子を使用してもよい。

放電灯４が点灯維持するための電力を供給する経路は、第２駆動電圧生成経路Ｂである。したがって、当該経路の直流抵抗成分は極力小さいことが求められ、コイルの巻き線、配線パターンは太く、第１出力ダイオードＤ１は電流定格の大きいものが用いられる。一方第１駆動電圧生成経路Ａは、放電灯点灯回路１００が起動開始してから点灯するまでの数１０ミリ秒の間しか電力を供給しない。そのため、放電灯点灯回路１００の小型化のために、第３コイルＬ３の巻き線や配線パターンは出来るだけ細く、第２出力ダイオードＤ２も小さなものを用いることが望まれる。しかしながら、図１に示される放電灯点灯回路１００では、第１駆動電圧生成経路Ａがオンしている間は、第１出力キャパシタＣｏ１へ満充電するまで比較的大きな電流が流れうる。

そこで第１電流制限抵抗を上述の通りに設けることにより、第１出力キャパシタＣｏ１への充電電流のピーク値を制限することができる。これにより、第３コイルＬ３の巻き線や配線パターンを細くでき、また第２出力ダイオードＤ２に小さく安いものを用いることが可能となる。第１電流制限抵抗として印刷抵抗を用いる場合は、抵抗素子自体のコストアップが殆どないので、特に有効である。

また、第４コイルＬ４と第３出力ダイオードＤ３とスタータキャパシタ２８とを含む充電経路に対しても同様な電流制限を適用できる。すなわち、この充電経路は第２電流制限抵抗Ｒ２を含んでもよい。例えば、第２電流制限抵抗Ｒ２は、第３接続ノードＮ３と第４コイルＬ４の一端との間または第４コイルＬ４の他端と第３出力ダイオードＤ３のアノードとの間または第３出力ダイオードＤ３のカソードとスタータキャパシタ２８の他端との間またはスタータキャパシタ２８の一端と接地電圧との間に設けられてもよい。

第１の実施の形態では、第３コイルＬ３の一端すなわち低圧端が第２コイルＬ２の他端と接続される場合について説明したが、これに限られない。例えば、第３コイルＬ３の一端にバッテリ電圧Ｖｂａｔが印加されてもよく、あるいはまた第３コイルＬ３の一端は接地されてもよい。

図５は、第３コイルＬ３’の一端にバッテリ電圧Ｖｂａｔが印加される変形例に係る第３ＤＣ／ＤＣコンバータＣＯＮＶ３の構成を示す回路図である。第３コイルＬ３’の一端は第１コイルＬ１の一端と接続される。この場合、第１駆動電圧生成経路Ａ’は、第３コイルＬ３’と第２出力ダイオードＤ２と第１電流制限抵抗Ｒ１と第２スイッチング素子Ｍ２と第１出力キャパシタＣｏ１とを含む。図５中の破線の円は第１電流制限抵抗Ｒ１が設けられてもよい代替位置を示す。

図６は、第３コイルＬ３’’の一端が接地される変形例に係る第４ＤＣ／ＤＣコンバータＣＯＮＶ４の構成を示す回路図である。第３コイルＬ３’’の一端は接地端子（図６では不図示）と接続される。この場合、第１駆動電圧生成経路Ａ’’は、第３コイルＬ３’’と第２出力ダイオードＤ２と第１電流制限抵抗Ｒ１と第２スイッチング素子Ｍ２と第１出力キャパシタＣｏ１とを含む。図６中の破線の円は第１電流制限抵抗Ｒ１が設けられてもよい代替位置を示す。

第３コイルＬ３の一端が第２コイルＬ２の他端と接続される場合、第３接続ノードＮ３における電圧は第２コイルＬ２で誘起される電圧と第３コイルＬ３で誘起される電圧との和となる。したがって第３接続ノードＮ３において必要とされる電圧が定まっている場合は図５や図６に示される変形例と比較して第３コイルＬ３の巻き数を低減できる。
また、アプリケーションやトランスの設計によっては図５や図６に示される変形例のような構成も可能である。この場合、第１コイルＬ１と磁気的に結合されている第３コイルＬ３’、Ｌ３’’の巻き数をより多くすることとなる。

（第３の実施の形態）
図７は、第３の実施の形態に係る放電灯点灯回路３００の構成を示す回路図である。放電灯点灯回路３００は、制御回路１０、第１スタータ回路５２、インバータ回路３０、点灯補助回路４０、第５ＤＣ／ＤＣコンバータＣＯＮＶ５、入力キャパシタＣｉｎ、電流検出抵抗Ｒｄ、を備える。図７では説明をより分かりやすくするため、第５ＤＣ／ＤＣコンバータＣＯＮＶ５、入力キャパシタＣｉｎおよび第１スタータ回路５２のみを示し、他の部材の表示は省略する。

第５ＤＣ／ＤＣコンバータＣＯＮＶ５は、第１コイルＬ１、第２コイルＬ２、第３コイルＬ３、第４コイルＬ４に対応する第９コイルＬ９、第１スイッチング素子Ｍ１、第２スイッチング素子Ｍ２、第１出力ダイオードＤ１、第２出力ダイオードＤ２、第３出力ダイオードＤ３に対応する第７出力ダイオードＤ７、第１出力キャパシタＣｏ１、を含む。第１スタータ回路５２は、高電圧トランス２２、スパークギャップ２７、スタータキャパシタ２８に対応する第１スタータキャパシタ５０、を含む。

第３の実施の形態に係る放電灯点灯回路３００と第１の実施の形態に係る放電灯点灯回路１００との主な相違点は、
（１）第３出力ダイオードＤ３のアノード−カソードの向きとそれと対応する第７出力ダイオードＤ７のアノード−カソードの向きとが逆であること、
（２）第１スタータキャパシタ５０の一端は第７出力ダイオードＤ７のアノードと接続され、他端は接地されるのではなく、第１出力ダイオードＤ１のカソードと第１出力キャパシタＣｏ１の一端との接続ノードＮ６と接続されること、
（３）第４コイルＬ４の巻き線の向きとそれと対応する第９コイルＬ９の巻き線の向きとが逆であり、第９コイルＬ９の一端は第７出力ダイオードＤ７のカソードと接続され、他端は第１コイルＬ１の一端と接続されることである。

（１）および（３）の相違点によると、第１コイルＬ１と磁気的に結合された第９コイルＬ９とその第９コイルＬ９と直列に接続された第７出力ダイオードＤ７とを有する直列回路は、第１スタータキャパシタ５０の一端に負の電圧を印加する。
（２）の相違点によって、第１スタータキャパシタ５０の他端には原則として正の出力電圧Ｖｏが印加される。したがって、第１スタータキャパシタ５０の一端に印加される電圧の絶対値の最大値は、スパークギャップ２７を導通させるために必要とされる第１スタータキャパシタ５０の端子間の電圧の絶対値から出力電圧Ｖｏを減じた値となり、第１スタータキャパシタ５０の端子間の電圧の絶対値よりも低くなる。例えば、スパークギャップ２７を導通させるために必要な第１スタータキャパシタ５０の端子間の電圧を１０００Ｖとし、出力電圧Ｖｏを４００Ｖとすると、第１スタータキャパシタ５０の一端に印加される電圧が−６００Ｖとなったところでスパークギャップ２７が導通することとなる。これにより、耐電圧がより低い第７出力ダイオードＤ７を用いることができ、また配線パターンと他の配線やケースなどとの絶縁耐圧をより低くできる。そのため、放電灯点灯回路３００を小さくかつ安くすることができる。

第１の実施の形態の第１入力トランス１４について、第１入力トランス１４の端子数は、バッテリ電圧Ｖｂａｔへの接続、第１スイッチング素子Ｍ１のドレインへの接続、第１出力ダイオードＤ１のアノードへの接続、第２出力ダイオードＤ２のアノードへの接続、第３出力ダイオードＤ３のアノードへの接続、の計５端子である。第３の実施の形態においても、第１コイルＬ１、第２コイルＬ２、第３コイルＬ３、第９コイルＬ９はひとつの入力トランス５４を構成する。この入力トランス５４の端子のうちバッテリ電圧Ｖｂａｔが印加される入力電圧端子は、入力トランス５４の内部で第１コイルＬ１の一端および第９コイルの他端と接続される。

第９コイルの他端の接続先を考えると、その一端は負の電圧を発生するため、極力電圧の低いノードへ接続することが望ましい。第９コイルＬ９の巻き数を低減できるからである。利用可能な最も低い電圧は接地電圧であるが、そこへ接続する場合、入力トランスの端子数は入力トランスへ接地電圧を引き入れるための端子を加えた６端子になってしまう。この場合、第１の実施の形態と比べて入力トランスの大型化、コストアップにつながりうる。そこで、図７に示されるように接地電圧の次に電圧が低い第１コイルＬ１の一端と接続することで、第１の実施の形態と同じ５端子で入力トランスを構成できる。この場合、第９コイルの他端に印加されるバッテリ電圧Ｖｂａｔは多くの場合１０Ｖ〜２０Ｖであり、これと接地電圧（＝０Ｖ）との差による影響は比較的小さい。その上で入力トランスの端子数の増加を抑えることができる。

特に第１または第３の実施の形態に係る放電灯点灯回路がセラミック基板上に面実装される場合、入力トランスの端子数の増加を抑えることができることは、以下の点で有利である。
（１）面実装用のトランスの端子がセラミック基板上で占める面積は比較的大きい。したがって端子数の増加を抑えることでセラミック基板を小さく保つことができるかまたはセラミック基板上により多くの他の素子や配線を設けることができる。
（２）セラミック基板上の面実装においては、端子は溶接によって基板に固定される。端子数の増加を抑えることによって、その溶接のために端子の周りに設定されるマージン領域の増加を抑えることができる。
（３）リフローなどと違い、複数の端子を一度に溶接することは難しい。したがって端子数の増加を抑えることによって工程数の増加を抑えることができる。
（４）入力トランスのサイズおよびコストの増加を抑制できる。

また、第９コイルＬ９と第７出力ダイオードＤ７と第１スタータキャパシタ５０とを含む充電経路に対しても第１電流制限抵抗Ｒ１に関連して説明した電流制限を適用できる。すなわち、この充電経路は第２電流制限抵抗Ｒ２を含んでもよい。例えば、第２電流制限抵抗Ｒ２は、第９コイルＬ９の一端と第７出力ダイオードＤ７のカソードとの間または第７出力ダイオードＤ７のアノードと第１スタータキャパシタ５０の一端との間または第１スタータキャパシタ５０の他端と第１出力キャパシタＣｏ１の一端との間に設けられてもよい。図７中の破線の円は第２電流制限抵抗Ｒ２が設けられてもよい代替位置を示す。
なお、電気的には第１コイルＬ１の一端と第９コイルＬ９の他端との間も候補となるが、その場合入力トランスの端子数が増加しうる。

（第４の実施の形態）
図８は、第４の実施の形態に係る放電灯点灯回路４００の構成を示す回路図である。放電灯点灯回路４００は、制御回路１０、第１スタータ回路５２、インバータ回路３０、点灯補助回路４０、第６ＤＣ／ＤＣコンバータＣＯＮＶ６、入力キャパシタＣｉｎ、電流検出抵抗Ｒｄ、第３電流制限抵抗Ｒ３、を備える。図８では説明をより分かりやすくするため、第６ＤＣ／ＤＣコンバータＣＯＮＶ６、第３電流制限抵抗Ｒ３、入力キャパシタＣｉｎおよび第１スタータ回路５２のみを示し、他の部材の表示は省略する。

第６ＤＣ／ＤＣコンバータＣＯＮＶ６は、第１コイルＬ１、第２コイルＬ２、第３コイルＬ３、第４コイルＬ４に対応する第９コイルＬ９、第１スイッチング素子Ｍ１、第２スイッチング素子Ｍ２、第１出力ダイオードＤ１、第２出力ダイオードＤ２、第３出力ダイオードＤ３に対応する第７出力ダイオードＤ７、第１出力キャパシタＣｏ１、充電補助キャパシタ５６、を含む。充電補助キャパシタ５６の一端は第７出力ダイオードＤ７のアノードと接続され、他端は接地される。第３電流制限抵抗Ｒ３の一端は第７出力ダイオードＤ７のアノードと接続され、他端は第１スタータキャパシタ５０の一端と接続される。

放電灯点灯回路４００では、第７出力ダイオードＤ７の出力を一旦小さな容量の充電補助キャパシタ５６で整流する。充電補助キャパシタ５６の容量は例えば第１スタータキャパシタ５０の容量よりも小さく、第１スタータキャパシタ５０の容量を０．１μＦとすると充電補助キャパシタ５６の容量は１００ｐＦ〜１０００ｐＦ程度である。したがって、充電補助キャパシタ５６の充電に要する時間は第１スタータキャパシタ５０のものより短い。

充電補助キャパシタ５６の容量は小さいため、第７出力ダイオードＤ７や第９コイルＬ９に流れる電流のピーク値は低い。そして、１００ｋΩ程度の抵抗値を有する第３電流制限抵抗Ｒ３で充電補助キャパシタ５６からの充電電流を制限しながら第１スタータキャパシタ５０へ充電する。この場合、キャパシタの数は第１の実施の形態の場合と比較して増加するが、第１スタータキャパシタ５０への充電の前に充電に使用する電圧が平滑化されるので、充電時間が安定しうる。例えば、素子の経時変化やバッテリ電圧のゆらぎに対して充電時間を安定させることができる。
第３電流制限抵抗Ｒ３は第１スタータキャパシタ５０の他端と第１出力キャパシタＣｏ１の一端との間に設けられてもよい。図８中の破線の円は第３電流制限抵抗Ｒ３が設けられてもよい代替位置を示す。

図５に示される変形例において、第１コイルＬ１、第２コイルＬ２、第３コイルＬ３’、第４コイルＬ４はひとつの入力トランス７０を構成する。この入力トランス７０の端子のうちバッテリ電圧Ｖｂａｔが印加される入力電圧端子は、入力トランス７０の内部で第１コイルＬ１の一端および第３コイルＬ３’の一端と接続される。

４ 放電灯、 ６ バッテリ、 ８ 電源スイッチ、 １０ 制御回路、 ２０ スタータ回路、 ３０ インバータ回路、 ４０ 点灯補助回路、 １００、２００ 放電灯点灯回路、 ＣＯＮＶ ＤＣ／ＤＣコンバータ、 Ｃｉｎ 入力キャパシタ、 Ｒｄ 電流検出抵抗、 Ａ 第１駆動電圧生成経路、 Ｂ 第２駆動電圧生成経路。

Claims (8)

1. 入力電圧から駆動対象の放電灯に印加すべき駆動電圧を生成するＤＣ／ＤＣコンバータと、
   一端に前記入力電圧が印加され、前記ＤＣ／ＤＣコンバータの出力側に設けられた出力キャパシタを他端とする第１駆動電圧生成経路と、
   一端に前記入力電圧が印加され、前記出力キャパシタを他端とする、前記第１駆動電圧生成経路とは異なる第２駆動電圧生成経路と、
   前記第１駆動電圧生成経路のオンオフを制御する制御回路と、を備え、
   前記第１駆動電圧生成経路がオンされている場合の前記出力キャパシタの電圧が、そうでない場合の前記出力キャパシタの電圧よりも高くなるよう構成したことを特徴とする放電灯点灯回路。
2. 前記制御回路は、前記放電灯が点灯すると前記第１駆動電圧生成経路をオフすることを特徴とする請求項１に記載の放電灯点灯回路。
3. 前記制御回路は、前記第１駆動電圧生成経路をオフする前に前記第１駆動電圧生成経路および前記第２駆動電圧生成経路の両方がオンとなる期間を設けることを特徴とする請求項２に記載の放電灯点灯回路。
4. 前記ＤＣ／ＤＣコンバータは、
   一端に前記入力電圧が印加される入力コイルと、
   前記入力コイルの他端と固定電圧端子との間を電気的に導通させるスイッチング素子と、
   前記入力コイルの他端と前記スイッチング素子との接続ノードと前記出力キャパシタとの間に設けられた第１ダイオードと、
   前記入力コイルの他端と前記スイッチング素子との接続ノードと前記出力キャパシタとの間に設けられた直列回路であって前記第１ダイオードと並列に設けられた直列回路と、を含み、
   前記直列回路は、直列に接続された第２ダイオードと別のスイッチング素子とを有し、
   前記制御回路は、前記スイッチング素子にパルス幅変調した信号を送出し、
   前記第１駆動電圧生成経路は、前記入力コイルと前記直列回路と前記出力キャパシタとを含み、
   前記第２駆動電圧生成経路は、前記入力コイルと前記第１ダイオードと前記出力キャパシタとを含み、
   前記制御回路は、前記別のスイッチング素子をオンすることで前記第１駆動電圧生成経路をオンすることを特徴とする請求項１から３のいずれかに記載の放電灯点灯回路。
5. 前記ＤＣ／ＤＣコンバータと前記出力キャパシタを共有する別のＤＣ／ＤＣコンバータをさらに備え、
   前記第２駆動電圧生成経路は前記ＤＣ／ＤＣコンバータ内に形成され、
   前記第１駆動電圧生成経路は前記別のＤＣ／ＤＣコンバータ内に形成されることを特徴とする請求項１から３のいずれかに記載の放電灯点灯回路。
6. 前記ＤＣ／ＤＣコンバータは、
   一端に前記入力電圧が印加される入力コイルと、
   前記入力コイルの他端と固定電圧端子との間を電気的に導通させるスイッチング素子と、
   前記入力コイルの他端と前記スイッチング素子との接続ノードと前記出力キャパシタとの間に設けられた第１ダイオードと、
   一端に前記出力キャパシタが接続された直列回路であって前記第１ダイオードと並列に設けられた直列回路と、を含み、
   前記直列回路は、直列に接続された第２ダイオードと別のスイッチング素子とを有し、
   前記制御回路は、前記スイッチング素子にパルス幅変調した信号を送出し、
   前記第１駆動電圧生成経路は、前記直列回路と前記出力キャパシタとを含み、
   前記第２駆動電圧生成経路は、前記入力コイルと前記第１ダイオードと前記出力キャパシタとを含み、
   前記制御回路は、前記別のスイッチング素子をオンすることで前記第１駆動電圧生成経路をオンすることを特徴とする請求項１から３のいずれかに記載の放電灯点灯回路。
7. 前記放電灯をブレークダウンさせるために高電圧パルスを発生するスタータ回路をさらに備え、
   前記ＤＣ／ＤＣコンバータは、
   一端に前記入力電圧が印加される入力コイルと、
   前記入力コイルの他端と固定電圧端子との間を電気的に導通させるスイッチング素子と、
   前記入力コイルの他端と前記スイッチング素子との接続ノードと前記出力キャパシタとの間に設けられた第１ダイオードと、
   前記入力コイルと磁気的に結合された出力コイルと前記出力コイルと直列に接続された第２ダイオードとを有する直列回路と、を含み、
   前記制御回路は、前記スイッチング素子にパルス幅変調した信号を送出し、
   前記スタータ回路は、
   その２次巻き線が前記放電灯に接続された高電圧トランスと、
   一端が前記第１ダイオードと前記出力キャパシタとの接続ノードと接続され、前記高電圧トランスの１次巻き線に印加すべき電圧まで充電されるスタータキャパシタと、を含み、
   前記直列回路は、前記スタータキャパシタの他端に、前記第１ダイオードと前記出力キャパシタとの接続ノードにおける電圧とは逆の極性の電圧を印加することを特徴とする請求項１から３のいずれかに記載の放電灯点灯回路。
8. 前記入力コイルはひとつの入力トランスの少なくとも一部を構成しており、
   前記入力コイルの一端と接続され前記入力電圧が印加される前記入力トランスの端子は、前記直列回路と接続されることを特徴とする請求項６または７に記載の放電灯点灯回路。

Images