JP6296091B2 - 光源点灯装置及び照明器具 - Google Patents

Description

本発明は、光源を点灯させるための光源点灯装置及びこれを用いた照明器具に関する。

従来技術として、例えば特許文献１，２に記載されているように、発光ダイオード（ＬＥＤ）等の発光素子を点灯させる各種の点灯装置が知られている。一般に、この種の従来技術による点灯装置は、スイッチング素子を用いたスイッチング電源を備えている。スイッチング電源には、光源に所望の電流が流れるようにスイッチング素子を駆動制御する制御回路が組込まれている。制御回路は、当該制御回路を駆動するための制御電源（駆動用電源）を必要とする。

このため、特許文献１に記載された従来技術では、インダクタに２次巻線を設け、当該２次巻線に発生する電圧を整流及び平滑することで制御電源を得るようにしている。また、特許文献２に記載された従来技術では、ＬＥＤの順方向電圧を制御電源として用いるようにしている。

特開２０１２−１３３９４２号公報 特開２００８−２７８６４０号公報

しかしながら、特許文献１に記載された従来技術では、スイッチング素子がスイッチング動作を行っている期間しかインダクタの２次巻線に誘導起電力が発生しないので、スイッチング素子がスイッチング動作を停止しているとき、即ち、ＬＥＤの消灯時には、制御電源を生成できないという問題がある。これと同様に、特許文献２に記載された従来技術においても、ＬＥＤの順方向電圧を利用するので、ＬＥＤの消灯時には、制御電源を供給できないという問題がある。

ここで、ＬＥＤの消灯時とは、例えば点灯装置の外部に設けられた調光コントローラから消灯を指示する信号を受けて点灯装置の動作を停止させる場合を含んでいる。この場合、制御回路は、調光コントローラから再度点灯を指示する信号を受けるまで待機状態となるが、この待機状態においても、制御回路は、制御電源の供給を受ける必要がある。また、例えば人感センサを搭載した点灯装置においては、人間の有無に応じてＬＥＤを点灯及び消灯する。この場合、人感センサには、ＬＥＤの作動状態に関係なく、駆動用の電力を供給する必要がある。

本発明は、上述のような課題を解決するためになされたもので、部品点数を削減しつつ、光源の消灯時にも高効率で駆動用電源を生成可能な光源点灯装置及び照明器具を提供することを目的としている。

本発明に係る光源点灯装置は、交流電源を整流する整流回路と、スイッチング素子とインダクタとを有し、整流回路から入力される電圧を用いてスイッチング素子とインダクタとでエネルギの充放電を行うことにより、光源に直流電流を供給可能な直流電源回路と、直流電源回路の出力電圧を制御する機能を有し、出力電圧を光源の点灯電圧以上とすることで光源を点灯させ、出力電圧を点灯電圧未満に低下させることで光源を消灯する制御部と、光源の消灯中に出力電圧を用いて制御部に駆動用電源を供給する制御電源供給部と、直流電源回路から制御部に対する駆動用電源の供給を実行及び遮断可能な電源スイッチ手段と、を備え、制御部は、光源の消灯中に電源スイッチ手段を用いて駆動用電源の供給を実行し、光源の点灯中に電源スイッチ手段を用いて駆動用電源の供給を遮断し、電源スイッチ手段は、電圧駆動型半導体スイッチング素子を備え、電圧駆動型半導体スイッチング素子は、制御部が出力した電源スイッチ手段のオンオフを制御するための信号を受信する第１端子と、出力電圧が供給される第２端子と、制御部が備える駆動用電源の供給を受けるための電源端子と接続される第３端子と、を備え、制御電源供給部は、駆動用電源の電圧が上昇すると、第１端子と第３端子との間に印加される電圧を低下させる負帰還回路を備えている。
本発明に係る光源点灯装置は、交流電源を整流する整流回路と、スイッチング素子とインダクタとを有し、整流回路から入力される電圧を用いてスイッチング素子とインダクタとでエネルギの充放電を行うことにより、光源に直流電流を供給可能な直流電源回路と、直流電源回路の出力電圧を制御する機能を有し、出力電圧を光源の点灯電圧以上とすることで光源を点灯させ、出力電圧を点灯電圧未満に低下させることで光源を消灯する制御部と、光源の消灯中に出力電圧を用いて制御部に駆動用電源を供給する制御電源供給部と、直流電源回路から制御部に対する駆動用電源の供給を実行及び遮断可能な電源スイッチ手段と、を備え、制御部は、光源の消灯中に電源スイッチ手段を用いて駆動用電源の供給を実行し、光源の点灯中に電源スイッチ手段を用いて駆動用電源の供給を遮断し、電源スイッチ手段は、電流駆動型半導体スイッチング素子を備え、電流駆動型半導体スイッチング素子は、制御部が出力した電源スイッチ手段のオンオフを制御するための信号を受信する第１端子と、出力電圧が供給される第２端子と、制御部が備える駆動用電源の供給を受けるための電源端子と接続される第３端子と、を備え、制御電源供給部は、駆動用電源の電圧が上昇すると、第１端子を流れる電流を低下させる負帰還回路を備えている。

本発明によれば、光源の消灯時には、直流電源回路の出力電圧を光源の点灯電圧未満に制御しつつ、当該出力電圧を用いて駆動用電源を得ることができる。そして、この駆動用電源を消灯中の待機電力等として制御部に供給することができる。従って、少ない部品点数で駆動用電源を効率よく生成することができる。

本発明の実施の形態１による光源点灯装置を示す回路構成図である。 本発明の実施の形態１による光源点灯装置の動作を示す波形図である。 本発明の実施の形態１による光源点灯装置の制御電源供給部の他の一例を示す回路構成図である。 本発明の実施の形態１において、光源の消灯中にＤＣ／ＤＣコンバータ部のスイッチング素子を断続的に発振させる制御の一例を示す説明図である。 本発明の実施の形態２による光源点灯装置を示す回路構成図である。 本発明の実施の形態２による光源点灯装置の動作を示す波形図である。 本発明の実施の形態３による光源点灯装置を示す回路構成図である。 本発明の実施の形態３による光源点灯装置の動作を示す波形図である。 本発明の実施の形態３による光源点灯装置の変形例を示す回路構成図である。 本発明の実施の形態４による光源点灯装置を示す回路構成図である。 本発明の実施の形態４による光源点灯装置の動作を示す波形図である。 本発明の実施の形態４による光源点灯装置の変形例を示す回路構成図である。 本発明の実施の形態４による光源点灯装置の変形例を示す回路構成図である。 本発明の実施の形態３による照明器具を示す断面図である。

以下、図面を参照して、本発明の実施の形態による光源点灯装置及び照明器具について説明する。なお、本明細書で使用する各図においては、共通する要素に同一の符号を付し、重複する説明を省略するものとする。また、本発明は、以下の実施の形態に限定されるものではなく、本発明の主旨を逸脱しない範囲で種々に変形することが可能である。また、本発明は、以下の各実施の形態に示す構成のうち、組合わせ可能な構成のあらゆる組合わせを含むものである。

実施の形態１．
まず、図１から図４を参照して、本発明の実施の形態１について説明する。図１は、本発明の実施の形態１による光源点灯装置を示す回路構成図である。この図に示すように、本実施の形態の光源点灯装置１００は、商用電源等の交流電源１から電力の供給を受けることにより、例えばＬＥＤ（Ｌｉｇｈｔ Ｅｍｉｔｔｉｎｇ Ｄｉｏｄｅ）等の光源１０を点灯させるものである。光源点灯装置１００は、整流回路２、力率改善回路部３、ＤＣ／ＤＣコンバータ部４、制御部５、制御電源供給部６等を備えている。

整流回路２は、交流電源１を整流するものである。具体的に述べると、整流回路２は、交流電源１から入力された交流電圧を全波整流する。なお、力率改善回路部３の作動中には、整流回路２により全波整流された電圧が平滑化されず、当該電圧は、交流電源１から出力される交流電圧の２倍の周波数を含む脈動電圧となる。整流回路２の出力側には、力率改善回路部３が接続されている。

力率改善回路部３は、整流回路２とＤＣ／ＤＣコンバータ部４との間に介在し、交流電源１から入力される交流入力電流を正弦波化して力率を向上するものである。力率改善回路部３は、フィルタコンデンサＣ１、インダクタＬ１、スイッチング素子ＳＷ１、ダイオードＤ１、平滑コンデンサＣ２等の回路素子を備えており、これらの回路素子により構成された昇圧チョッパ回路である。なお、スイッチング素子ＳＷ１は、例えばＭＯＳＦＥＴ（ｍｅｔａｌ−ｏｘｉｄｅ ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ ｆｉｅｌｄ−ｅｆｆｅｃｔ ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）により構成してもよい。力率改善回路部３の出力側には、ＤＣ／ＤＣコンバータ部４が接続されている。

ＤＣ／ＤＣコンバータ部４は、スイッチング素子ＳＷ２、環流ダイオードＤ２、インダクタＬ２、出力コンデンサＣ３等の回路素子を備えており、これらの回路素子により構成された降圧チョッパ回路である。なお、スイッチング素子ＳＷ２は、ＭＯＳＦＥＴ等により構成してもよい。ＤＣ／ＤＣコンバータ部４の出力側には、光源１０が接続される。ＤＣ／ＤＣコンバータ部４は、整流回路２から力率改善回路部３を介して入力される電圧を用いて、スイッチング素子ＳＷ２とインダクタＬ２とでエネルギの充放電を行うことにより、光源１０に直流電流を供給する。即ち、力率改善回路部３と、ＤＣ／ＤＣコンバータ部４は、本実施の形態の直流電源回路に相当している。ただし、力率改善を必要としない場合、または、ＤＣ／ＤＣコンバータ部４自身に力率改善機能を付加する場合は、力率改善回路部３は設けなくても構わない。この場合、ＤＣ／ＤＣコンバータ部４が直流電源回路に相当する。

制御部５は、力率改善回路部３、ＤＣ／ＤＣコンバータ部４及び制御電源供給部６を制御するものである。制御部５は、例えばマイクロコンピュータ、アナログ回路、デジタル回路、またはこれらを組合わせた回路を備えている。また、制御部５は、スイッチング素子ＳＷ１，ＳＷ２及び後述のスイッチング素子ＳＷ３を個別に駆動するためのスイッチング素子駆動回路を備えている。制御部５は、力率改善回路部３のスイッチング素子ＳＷ１を高周波で駆動し、入力電流の波形が交流電源１の電圧位相と同位相で且つ正弦波状となるように、当該入力電流の波形を制御する。これにより、制御部５は、入力電流の高調波を低減し、高力率を達成する。

また、制御部５は、ＤＣ／ＤＣコンバータ部４のスイッチング素子ＳＷ２を高周波で駆動することにより、力率改善回路部３で変換された直流電圧（例えば、４００Ｖ）から光源１０の点灯に適した直流電流を生成する。このようにして生成された直流電流は、光源１０に供給され、光源１０が点灯する。制御部５は、後述のように、ＤＣ／ＤＣコンバータ部４の出力電圧（即ち、光源１０に印加される電圧）を点灯電圧以上とすることで光源１０を点灯させ、当該出力電圧を点灯電圧未満に低下させることで光源１０を消灯する。また、制御部５は、後述の調光コントローラ１１から送信される各種の信号（調光信号、光源１０を点灯及び消灯する信号等）を受信する機能を備えている。

制御電源供給部６は、少なくとも光源１０の消灯中において、ＤＣ／ＤＣコンバータ部４の出力を用いて制御部５に駆動用電源を供給するものである。なお、本明細書では、制御部５が必要とする駆動用電源を「制御電源」と表記する。制御電源供給部６は、２次巻線Ｌ３、スイッチング素子ＳＷ３、整流ダイオードＤ３、制御電源平滑コンデンサＣ４等を備えている。２次巻線Ｌ３は、ＤＣ／ＤＣコンバータ部４のインダクタＬ２と磁気的に結合されている。２次巻線Ｌ３の一端側は、整流ダイオードＤ３を介してスイッチング素子ＳＷ３、制御電源平滑コンデンサＣ４及び制御部５にそれぞれ接続されている。また、２次巻線Ｌ３の他端側は、接地されている。

制御電源平滑コンデンサＣ４は、一端側が整流ダイオードＤ３及び制御部５に接続され、他端側が接地されている。スイッチング素子ＳＷ３は、インダクタＬ２の出力側を制御電源平滑コンデンサＣ４の一端側及び制御部５に対して接続及び遮断するものである。即ち、スイッチング素子ＳＷ３は、ＤＣ／ＤＣコンバータ部４から制御部５に対する制御電源の供給を実行及び遮断可能な電源スイッチ手段を構成している。なお、スイッチング素子ＳＷ３は、例えばＭＯＳＦＥＴ、トランジスタ等の半導体スイッチにより構成してもよい。

ここで、制御部５を構成するマイクロコンピュータ、アナログ回路、デジタル回路等を駆動するためには、例えば３．３〜５Ｖの電圧が必要となる。また、例えばスイッチング素子ＳＷ１，ＳＷ２がＭＯＳＦＥＴである場合に、制御部５のスイッチング素子駆動回路が当該スイッチング素子を駆動するためには、一般に１０Ｖ〜１５Ｖの電圧が必要となる。制御電源供給部６は、これらの電源となる制御電源を制御部５に供給するための回路である。

光源１０は、例えば複数のＬＥＤを直列または並列に接続したり、更に、複数のＬＥＤ群を直列または並列に接続することにより構成されている。なお、本明細書では、光源１０が点灯する電圧の最小値を「点灯電圧」と表記する。点灯電圧は、光源１０を構成するＬＥＤ全体の順方向電圧に相当している。一方、光源点灯装置１００は、調光コントローラ１１を備える構成としてもよい。調光コントローラ１１は、光源１０の明るさを調整するための調光信号、光源１０を点灯及び消灯するための信号等を制御部５に送信する。

（光源点灯装置の動作）
次に、本実施の形態による光源点灯装置１００の動作について説明する。まず、交流電源１から光源点灯装置１００に交流電圧が印加されると、この交流電圧は、整流回路２により全波整流される。全波整流された電圧は、フィルタコンデンサＣ１の両端に印加される。なお、フィルタコンデンサＣ１は、スイッチングリプルの除去を目的として設けられたものであり、交流電源１の電源周波数成分を平滑化するためのものではない。力率改善回路部３の作動中には、電源周波数の２倍の周波数で脈動する全波整流電圧が整流回路２から力率改善回路部３に印加される。

次に、定常状態における力率改善回路部３の動作について説明する。まず、最初の状態では、制御部５によりスイッチング素子ＳＷ１がＯＮされているものとする。スイッチング素子ＳＷ１がＯＮすると、整流回路２により整流された全波整流電圧がインダクタＬ１に印加される。この結果、インダクタＬ１及びスイッチング素子ＳＷ１の経路で電流が流れるので、インダクタＬ１にエネルギが蓄えられる。このとき、インダクタＬ１を流れる電流の増加速度（電流波形の勾配）は、整流回路２による全波整流電圧の瞬時値Ｅに比例し、インダクタＬ１のインダクタンスＬ_Ｌ１に反比例する。即ち、インダクタＬ１を流れる電流Ｉ_Ｌ１は、全波整流電圧の瞬時値ＥとインダクタンスＬ_Ｌ１とにより定められる勾配（Ｅ／Ｌ_Ｌ１）をもって直線的に増加していく。

次に、制御部５は、スイッチング素子ＳＷ１をＯＮしてから規定のＯＮ時間が経過すると、スイッチング素子ＳＷ１をＯＦＦする。スイッチング素子ＳＷ１がＯＦＦすると、インダクタＬ１に蓄えられたエネルギが放出され、インダクタＬ１、ダイオードＤ１、平滑コンデンサＣ２の経路で電流が流れる。このとき、平滑コンデンサＣ２には、全波整流電圧に対してインダクタＬ１の逆起電力を重畳した電圧、即ち、全波整流電圧よりも高い電圧が印加される。制御部５は、例えば数十〜数百ｋＨｚのスイッチング周波数をもってスイッチング素子ＳＷ１のＯＮ／ＯＦＦを高速で繰返し、力率改善回路部３及びＤＣ／ＤＣコンバータ部４の作動状態を周期的に変化させる。

ここで、例えばスイッチング素子ＳＷ１のＯＮ時間ｔ_ＯＮを固定した状態で、光源点灯装置１００を交流電源１の電源周期の半周期分だけ作動させた場合について考えてみる（全波整流波形であることを考慮）。この場合、インダクタンスＬ_Ｌ１が一定値であれば、各スイッチング周期におけるインダクタＬ１の電流のピーク値Ｉ_Ｌ１は、Ｉ_Ｌ１＝ｔ_ＯＮ・Ｅ／Ｌ_Ｌ１となり、電源電圧Ｅに比例する。このため、インダクタＬ１を流れる電流の包絡線は、正弦波状の波形となる。そして、この波形からフィルタコンデンサＣ１により高周波成分を除去すると、入力電流の波形は正弦波に近くなるので、高調波を低減し、力率を改善することができる。なお、図示は省略するが、平滑コンデンサＣ２の電圧は、制御部５により監視され、一定電圧となるように定電圧フィードバック制御される。

次に、定常状態におけるＤＣ／ＤＣコンバータ部４の動作について説明する。まず、最初の状態では、制御部５によりスイッチング素子ＳＷ２がＯＮされているものとする。スイッチング素子ＳＷ２がＯＮすると、平滑コンデンサＣ２の電圧と出力コンデンサＣ３の電圧の差分がインダクタＬ２に印加される。このときには、平滑コンデンサＣ２の電圧は、出力コンデンサＣ３の電圧よりも高いので、平滑コンデンサＣ２、スイッチング素子ＳＷ２、インダクタＬ２及び出力コンデンサＣ３の経路で電流が供給され、インダクタＬ２にエネルギが蓄えられる。

次に、制御部５は、スイッチング素子ＳＷ２をＯＮしてから規定のＯＮ時間が経過すると、スイッチング素子ＳＷ２をＯＦＦする。スイッチング素子ＳＷ２がＯＦＦすると、インダクタＬ２に蓄えられたエネルギが放出される。これにより、インダクタＬ２、出力コンデンサＣ３、環流ダイオードＤ２及びインダクタＬ２の経路で電流が流れ、出力コンデンサＣ３が充電される。スイッチング動作の１周期に対するスイッチング素子ＳＷ２のＯＮ時間の割合、即ち、ＯＮデューティ比が大きいほど、光源１０に流れる電流は増加し、ＯＮデューティ比が小さいほど、光源１０に流れる電流は減少する。

光源１０に流れる電流（以下、光源電流と表記する）は、例えばＤＣ／ＤＣコンバータ部４に配置された光源電流検出抵抗Ｒ１により電圧信号として検出され、制御部５に入力される。制御部５は、例えば調光コントローラ１１から受信した調光信号に基いて設定される光源電流の目標電流と、光源電流検出抵抗Ｒ１により検出された光源電流の検出信号とを比較する。そして、目標電流よりも検出信号が大きい場合には、スイッチング素子ＳＷ２のＯＮデューティ比を減少させる。また、目標電流よりも検出信号が小さい場合には、当該ＯＮデューティ比を増加させる。このように、制御部５は、調光コントローラ１１の操作等に応じて設定される目標電流に対して、実際の光源電流が一致するように、当該光源電流を定電流フィードバック制御する。

（制御電源供給部の動作）
次に、図２を参照して、制御電源供給部６の動作について説明する。図２は、本発明の実施の形態１による光源点灯装置の動作を示す波形図である。
（時刻ｔ０〜ｔ１）
まず、光源１０の点灯中における制御電源供給部６の動作を説明する。光源１０の点灯中において、ＤＣ／ＤＣコンバータ部４では、前述のスイッチング動作が行われることにより、インダクタＬ２のエネルギが充放電されている。スイッチング素子ＳＷ２がＯＮしている期間中には、力率改善回路部３の出力電圧とＤＣ／ＤＣコンバータ部４の出力電圧との差分（即ち、平滑コンデンサＣ２の電圧と出力コンデンサＣ３の電圧との差分）の電圧がインダクタＬ２に印加される。この結果、インダクタＬ２に結合された２次巻線Ｌ３には、２次巻線Ｌ３とインダクタＬ２との巻き数比に応じて、前記差分の電圧に比例した電圧が発生する。

また、スイッチング素子ＳＷ２がＯＦＦしている期間中には、出力コンデンサＣ３の電圧とほぼ等しい大きさの逆起電圧がインダクタＬ２に発生する。これにより、２次巻線Ｌ３には、２次巻線Ｌ３とインダクタＬ２との巻き数比に応じて、前記逆起電圧に比例した電圧が発生する。但し、スイッチング素子ＳＷ２のＯＮ時とＯＦＦ時において、２次巻線Ｌ３に発生する電圧は互いに極性が異なる。

本実施の形態では、光源１０が点灯している場合に、上述のように２次巻線Ｌ３に誘起される電圧を制御電源として制御部５に供給する。一例を挙げると、スイッチング素子ＳＷ２のＯＦＦ時には、２次巻線Ｌ３に発生する電圧を、整流ダイオードＤ３と制御電源平滑コンデンサＣ４とにより整流及び平滑化して制御部５に供給する。なお、本発明では、スイッチング素子ＳＷ２のＯＮ時、及び、図３に示す制御電源供給部６のようにＯＮ時とＯＦＦ時の両方において、２次巻線Ｌ３に発生する電圧を整流及び平滑化したものを制御電源として用いてもよい。このように、光源１０の点灯中には、制御電源供給部６により２次巻線Ｌ３から制御電源を取得し、当該制御電源を制御部５に供給することができる。

なお、図２に示すように、光源１０が点灯している期間、即ち、光源電流が流れている期間ｔ０〜ｔ１においては、制御部５によりスイッチング素子ＳＷ３がＯＦＦされ、出力コンデンサＣ３から制御電源平滑コンデンサＣ４への電流経路が遮断されている。このとき、出力コンデンサＣ３の電圧は、光源１０の点灯電圧まで充電された状態である。また、力率改善回路部３は駆動状態（ＯＮ状態）となっている。なお、図２では、力率改善回路部３について、駆動状態をＯＮと表記し、停止状態をＯＦＦと表記している。

（時刻ｔ１〜ｔ２）
次に、光源１０が消灯する場合の動作について説明する。まず、例えば調光コントローラ１１から制御部５に対して、光源１０の消灯を指示する信号が送信されたとする。制御部５は、この信号を受信すると、ＤＣ／ＤＣコンバータ部４の動作を定電流制御から定電圧制御に切換える。即ち、制御部５は、光源１０の点灯時において、光源電流検出抵抗Ｒ１により光源電流を検出し、光源電流が目標電流と一致するようにＤＣ／ＤＣコンバータ部４を定電流制御していた。これに対し、光源１０を消灯するときには、まず、例えばＤＣ／ＤＣコンバータ部４に配置された出力電圧検出抵抗Ｒ２ａ，Ｒ２ｂにより、ＤＣ／ＤＣコンバータ部４の出力電圧、即ち、出力コンデンサＣ３の電圧を検出する。続いて、制御部５は、出力コンデンサＣ３の電圧が光源１０の点灯電圧よりも低い所望の基準電圧となるように、ＤＣ／ＤＣコンバータ部４を定電圧制御する。

ここで、基準電圧とは、制御部５を駆動するのに必要な電圧であり、光源１０の点灯中に２次巻線Ｌ３、整流ダイオードＤ３及び制御電源平滑コンデンサＣ４により生成していた制御電源の電圧に相当するものである。なお、図２中に示す期間ｔ１〜ｔ２は、ＤＣ／ＤＣコンバータ部４が定電圧制御に切換えられてから、出力コンデンサＣ３の電圧が基準電圧に到達するまでの過渡的な期間である。この期間中には、制御部５によりスイッチング素子ＳＷ３がＯＦＦ状態に保持される。また，力率改善回路部３は停止状態となる。

（時刻ｔ２〜ｔ３）
続いて、出力コンデンサＣ３の電圧が前述の基準電圧に到達すると、制御部５により制御電源供給部６のスイッチング素子ＳＷ３がＯＮされる。これにより、出力コンデンサＣ３から制御電源平滑コンデンサＣ４への電流経路が導通した状態に切換えられ、ＤＣ／ＤＣコンバータ部４から制御部５に制御電源が供給される。このとき、制御電源の電圧は、光源１０の点灯電圧よりも低く設定されるので、光源１０は消灯状態となる。

即ち、制御電源の電圧は、光源１０の点灯電圧よりも低く設定されているので、ＤＣ／ＤＣコンバータ部４から制御部５に制御電源を供給している期間中には、光源１０が点灯しない。また、制御部５は、光源１０の消灯中にもＤＣ／ＤＣコンバータ部４を作動させるので、２次巻線Ｌ３には電圧が誘起される。しかし、２次巻線Ｌ３の電圧は、ＤＣ／ＤＣコンバータ部４の出力電圧が低下するのに比例して低下するので、制御部５には、ＤＣ／ＤＣコンバータ部４からの制御電源のみが供給されるようになる。

なお、例えばＤＣ／ＤＣコンバータ部４の出力が光源１０に供給する電力と比較して極端に軽負荷となる場合には、スイッチング素子ＳＷ２のＯＮデューティ比が非常に小さくなる可能性がある。この場合、スイッチング素子ＳＷ２のＯＮ時間が非常に短くなり、スイッチング素子ＳＷ２を安定的にＯＮさせるのが難しくなるので、ＤＣ／ＤＣコンバータ部４の出力電圧が不安定となる可能性がある。このような現象を回避するためには、スイッチング素子ＳＷ２を連続的ではなく断続的に発振させる制御を行ってもよい。図４は、本発明の実施の形態１において、光源の消灯中にＤＣ／ＤＣコンバータ部４のスイッチング素子を断続的に発振させる制御の一例を示す説明図である。

この制御において、制御部５は、図４に示すように、スイッチング素子ＳＷ２に入力する駆動信号を所望の周期でＯＮ状態とＯＦＦ状態に切換える。これにより、スイッチング素子ＳＷ２は、当該周期をもって発振期間と停止期間とを交互に繰返す動作（いわゆる間欠発振）を行うようになる。ここで、所望の周期とは、一定値であってもよいし、状況に応じて変化する可変値であってもよく、周期、発振時間等を限定するものではない。このように、駆動信号を周期的に変化させることで、駆動時のスイッチング素子ＳＷ２のＯＮ時間を増加させ、ＤＣ／ＤＣコンバータ部４の出力電圧を安定化することができる。

また、光源１０が消灯している場合には、光源点灯装置１００の消費電力が極めて小さくなるので、入力電流の高調波及び力率が問題となることはない。この場合には、必ずしも力率改善回路部３を作動（ＯＮ）させる必要はなく、例えば図２中の期間ｔ１〜ｔ３に示すように、力率改善回路部３を停止（ＯＦＦ）してもよい。この期間ｔ１〜ｔ３中には、スイッチング素子ＳＷ１がＯＦＦ状態に保持される。これにより、スイッチング素子ＳＷ１の動作に伴うスイッチングロス、導通ロス等を削減し、光源点灯装置１００を効率よく作動させることができる。

（時刻ｔ３）
次に、例えば時刻ｔ３において、制御部５が調光コントローラ１１から点灯を指示する信号を受信したとする。この場合、制御部５は、スイッチング素子ＳＷ３をＯＦＦし、ＤＣ／ＤＣコンバータ部４から制御部５への制御電源の供給を遮断する。そして、制御部５は、力率改善回路部３を再び作動させると共に、ＤＣ／ＤＣコンバータ部４の動作を定電圧制御から定電流制御に切換える。

この結果、出力コンデンサＣ３の電圧が光源１０の点灯電圧まで上昇し、光源１０が点灯を開始する。光源１０が点灯すると、制御電源は、２次巻線Ｌ３から整流ダイオードＤ３を介して制御部５に供給される。なお、スイッチング素子ＳＷ３がＯＦＦしてから光源１０が点灯を開始するまでの期間中には、制御電源平滑コンデンサＣ４に充電された電荷を利用して制御電源を供給する。

このように、本実施の形態では、光源１０の消灯時でも、ＤＣ／ＤＣコンバータ部４を定電圧制御で作動させるので、制御部５を駆動するのに十分な制御電源を高効率で得ることができる。即ち、光源１０の消灯時には、ＤＣ／ＤＣコンバータ部４の出力電圧を光源１０の点灯電圧未満に制御しつつ、当該出力電圧を用いて制御電源を得ることができる。そして、この制御電源を消灯中の待機電力等として制御部５に供給することができる。これにより、例えば光源１０の消灯中でも、調光コントローラ１１から送信される信号を任意のタイミングで受信し、光源１０を点灯する動作等を円滑に行うことができる。

また、図１中に仮想線で示すように、例えば人感センサ２０等のような外部の機器を光源点灯装置１００に接続するシステムにおいては、制御電源を利用して人感センサ２０に駆動用電力を供給することができる。即ち、このシステムでは、人が存在しない場合に光源１０を消灯状態に保持し、人感センサ２０により人が検出された場合には、制御部５が人感センサ２０から検出信号を受信して光源１０を点灯させる。このため、人感センサ２０には、光源１０の消灯中にも、駆動用電力を常に供給する必要がある。本実施の形態によれば、光源１０の消灯中にも安定した制御電源が得られるので、上記システムを円滑に作動させることができる。なお、上記説明では、外部の機器として人感センサ２０を例示したが、本発明はこれに限らず、人感センサ２０以外の各種のセンサ、及び、センサ以外の機器等を外部の機器としてもよい。

また、本実施の形態では、光源１０の点灯中にＤＣ／ＤＣコンバータ部４を定電流制御で駆動し、光源１０の消灯中には、ＤＣ／ＤＣコンバータ部４の動作を定電圧制御に切換える。これにより、消灯中には、ＤＣ／ＤＣコンバータ部４の出力電圧を制御電圧に直接変換することができる。この結果、例えば３端子レギュレータ等の電圧安定化回路が必要ないので、光源点灯装置１００の電力変換ロスを抑制し、部品点数を削減することができる。従って、光源点灯装置１００の小型化及び高効率化を促進することができる。

また、本実施の形態では、光源１０の消灯中にスイッチング素子ＳＷ３をＯＮして制御部５に対する駆動用電源の供給を実行し、光源１０の点灯中にスイッチング素子ＳＷ３をＯＦＦして駆動用電源の供給を遮断する。これにより、制御部５は、光源１０の点灯状態に応じて、ＤＣ／ＤＣコンバータ部４の出力を光源１０用の通常電源と制御部５用の制御電源との間で容易に切換えることができる。また、本実施の形態では、光源１０の点灯中において、インダクタＬ２と磁気的に結合された２次巻線Ｌ３から制御部５に制御電源を供給する。これにより、２次巻線Ｌ３に生じる逆起電力を利用して点灯中の制御電源を容易に取得することができる。

なお、本実施の形態では、降圧チョッパ方式のＤＣ／ＤＣコンバータ部４を例に挙げて説明した。しかし、本発明はこれに限らず、降圧機能を備えるものであれば、降圧チョッパ方式以外のＤＣ／ＤＣコンバータ部を採用してもよい。具体的には、例えばフライバックコンバータ、ＳＥＰＩＣ（Ｓｉｎｇｌｅ Ｅｎｄｅｄ Ｐｒｉｍａｒｙ Ｉｎｄｕｃｔａｎｃｅ Ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ）等によりＤＣ／ＤＣコンバータ部を構成してもよい。これらのコンバータでも、ＤＣ／ＤＣコンバータ部４の同様の効果を得ることができる。

また、本実施の形態では、光源１０の点灯中において、インダクタＬ２と磁気的に結合された２次巻線Ｌ３により制御電源を得る場合を例示した。しかし、本発明はこれに限らず、例えば力率改善回路部３のインダクタＬ１と磁気的に結合した２次巻線から制御電源を得る構成としてもよい。

実施の形態２．
次に、図５及び図６を参照して、本発明の実施の形態２について説明する。本実施の形態の特徴は、力率改善回路部及びＤＣ／ＤＣコンバータ部を１つのコンバータにより構成したことにある。図５は、本発明の実施の形態２による光源点灯装置を示す回路構成図である。この図に示すように、本実施の形態による光源点灯装置１１０は、ＳＥＰＩＣ回路部７及び放電回路８を備え、回路を小型化している点で、前記実施の形態１と異なるものである。

ＳＥＰＩＣ回路部７は、力率改善回路部３及びＤＣ／ＤＣコンバータ部４の機能を１つのコンバータにより実現したものである。ＳＥＰＩＣ回路部７は、フィルタコンデンサＣ５、インダクタＬ４、スイッチング素子ＳＷ４、カップリングコンデンサＣ６、インダクタＬ６、ダイオードＤ４、出力コンデンサＣ７等の回路素子を備えている。なお、スイッチング素子ＳＷ４は、例えばＭＯＳＦＥＴにより構成してもよい。また、出力コンデンサＣ７は、光源１０に出力する直流電流を平滑化する機能を備えている。

ＳＥＰＩＣ回路部７の出力側には、光源１０が接続される。ＳＥＰＩＣ回路部７は、整流回路２から入力される電圧を用いて、スイッチング素子ＳＷ４とインダクタＬ４，Ｌ６とでエネルギの充放電を行うことにより、光源１０に直流電流を供給する。即ち、ＳＥＰＩＣ回路部７は、本実施の形態の直流電源回路に相当している。ＳＥＰＩＣ回路部７は、後述の放電回路８を備えている。

制御部５は、制御電源供給部６、ＳＥＰＩＣ回路部７及び放電回路８を制御するもので、制御電源供給部６のスイッチング素子ＳＷ３及び後述のスイッチング素子ＳＷ４，ＳＷ５を個別に駆動するためのスイッチング素子駆動回路を備えている。制御部５は、ＳＥＰＩＣ回路部７のスイッチング素子ＳＷ４を高周波で駆動し、入力電流の波形が交流電源１の電圧位相と同位相で且つ正弦波状となるように、当該入力電流の波形を制御する。これにより、制御部５は、入力電流の高調波を低減し、高効率を達成する。

また、制御部５は、ＳＥＰＩＣ回路部７から光源１０の点灯に適した直流電流が出力されるように、スイッチング素子ＳＷ４を制御する。さらに、制御部５は、ＳＥＰＩＣ回路部７の出力電圧、即ち、光源１０に印加される電圧を前述の点灯電圧以上として光源１０を点灯させる。また、ＳＥＰＩＣ回路部７の出力電圧を点灯電圧未満に低下させることにより、光源１０を消灯する。

制御電源供給部６は、少なくとも光源１０の消灯中において、ＳＥＰＩＣ回路部７の出力を用いて制御部５に駆動用電源（制御電源）を供給するものである。制御電源供給部６は、前記実施の形態１と同様に、２次巻線Ｌ５、スイッチング素子ＳＷ３、整流ダイオードＤ３、制御電源平滑コンデンサＣ４等を備えている。但し、２次巻線Ｌ５は、ＳＥＰＩＣ回路部７のインダクタＬ４と磁気的に結合されている。

放電回路８は、出力コンデンサＣ７に充電された電荷を放電するもので、出力コンデンサＣ７と並列に接続されている。放電回路８は、互いに直列に接続された放電抵抗Ｒ３及びスイッチング素子ＳＷ５を備えている。スイッチング素子ＳＷ５は、本実施の形態の放電スイッチ手段に相当するもので、例えばＭＯＳＦＥＴにより構成してもよい。スイッチング素子ＳＷ５がＯＮした状態では、出力コンデンサＣ７に充電された電荷が放電抵抗Ｒ３を介して放電され、放電抵抗Ｒ３で消費される。また、スイッチング素子ＳＷ５がＯＦＦした状態では、出力コンデンサＣ７が充電可能となる。

（光源点灯装置の動作）
次に、本実施の形態による光源点灯装置１１０の動作について説明する。まず、交流電源１から光源点灯装置１００に交流電圧が印加されると、この交流電圧は、整流回路２により全波整流される。全波整流された電圧は、スイッチングリプルを除去する目的で設けられたフィルタコンデンサＣ５の両端に印加される。この結果、ＳＥＰＩＣ回路部７の作動中には、電源周波数の２倍の周波数で正弦波状に脈動する全波整流電圧が整流回路２からＳＥＰＩＣ回路部７に印加される。

次に、定常状態におけるＳＥＰＩＣ回路部７の動作について説明する。まず、最初の状態では、制御部５によりスイッチング素子ＳＷ４がＯＮされているものとする。スイッチング素子ＳＷ４がＯＮすると、整流回路２により整流された全波整流電圧がインダクタＬ４に印加される。この結果、インダクタＬ４及びスイッチング素子ＳＷ４の経路で電流が流れるので、インダクタＬ４にエネルギが蓄えられる。このとき、インダクタＬ４を流れる電流の増加速度（電流波形の勾配）は、全波整流電圧の瞬時値Ｅに比例し、インダクタＬ４のインダクタンスＬ_Ｌ４に反比例する。即ち、インダクタＬ４を流れる電流Ｉ_Ｌ４は、全波整流電圧の瞬時値ＥとインダクタンスＬ_Ｌ４とにより定められる勾配（Ｅ／Ｌ_Ｌ４）をもって直線的に増加していく。

これと並行して、インダクタＬ６には、カップリングコンデンサＣ６の電圧が印加される。この結果、カップリングコンデンサＣ６、スイッチング素子ＳＷ４、インダクタＬ６、カップリングコンデンサＣ６の経路で電流が循環するように流れ、カップリングコンデンサＣ６のエネルギがインダクタＬ６に蓄えられる。このとき、インダクタＬ６を流れる電流は徐々に増加していく。

次に、制御部５は、スイッチング素子ＳＷ４をＯＮしてから規定のＯＮ時間が経過すると、スイッチング素子ＳＷ４をＯＦＦする。スイッチング素子ＳＷ４がＯＦＦすると、インダクタＬ４に蓄えられたエネルギが放出され、インダクタＬ４、カップリングコンデンサＣ６、ダイオードＤ４，出力コンデンサＣ７の経路で電流が流れる。これにより、カップリングコンデンサＣ６及び出力コンデンサＣ７が充電される。このとき、インダクタＬ６に蓄えられたエネルギも放出され、インダクタＬ６、ダイオードＤ４、出力コンデンサＣ７の経路で電流が流れる。これにより、出力コンデンサＣ７が充電される。このようにして、光源１０側にエネルギが伝達され、最終的には、出力コンデンサＣ７から光源１０に平滑された直流電流が供給されることにより、光源１０が点灯する。

制御部５は、例えば数十〜数百ｋＨｚのスイッチング周波数をもってスイッチング素子ＳＷ４のＯＮ／ＯＦＦを高速で繰返し、ＳＥＰＩＣ回路部７の作動状態を周期的に変化させる。ここで、例えばスイッチング素子ＳＷ４のＯＮ時間を固定した状態で、光源点灯装置１１０を交流電源１の電源周期の半周期分だけ作動させた場合について考えてみる（全波整流波形であることを考慮）。この場合、インダクタＬ４のインダクタンスが一定値であれば、各スイッチング周期におけるインダクタＬ４の電流のピーク値は、電源電圧に比例する。このため、インダクタＬ４を流れる電流の包絡線は、正弦波状の波形となる。そして、この波形からフィルタコンデンサＣ５により高周波成分を除去すると、入力電流の波形は正弦波に近くなるので、高調波を低減し、力率を改善することができる。

また、光源電流は、光源電流検出抵抗Ｒ１により電圧信号として検出され、制御部５に入力される。制御部５は、前述した光源電流の目標電流と、光源電流の検出信号とを比較する。そして、目標電流よりも検出信号が大きい場合には、スイッチング素子ＳＷ４のＯＮデューティ比を減少させる。また、目標電流よりも検出信号が小さい場合には、当該ＯＮデューティ比を増加させる。このように、制御部５は、調光コントローラ１１の操作等に応じて設定される目標電流に対して、実際の光源電流が一致するように、当該光源電流を定電流フィードバック制御する。

このとき、交流電源１の電源周期の半周期間においては、スイッチング素子ＳＷ４のＯＮ時間が大きく変化しないように、定電流フィードバック制御のループゲインを規定の範囲内に設定するのが好ましい。具体的に述べると、定電流フィードバック制御のループゲインは、電源周期の１／２周期以上で且つ１倍（０ｄＢ）以下となるように設定される。換言すれば、ループゲインは、交流電源１の電源周波数の２倍以下の周波数で且つ１倍（０ｄＢ）以下となるように設定する。

一例を挙げると、電源周波数が５０Ｈｚの場合には、その半周期（半波）にあたる１００Ｈｚ以下、即ち、周期１０ｍｓ以上で定電流フィードバック制御のループゲインを１倍（０ｄＢ）以下に設定する。このようにして、定電流フィードバック制御を電源周期の１／２より短い周期で応答しないように設定する。これにより、電源周期の１／２周期以内においては、スイッチング素子ＳＷ４のＯＮ時間の変動が抑制され、インダクタＬ４の電流ピーク値の包絡線が正弦波状となる。このようにして、光源電流の制御と力率の改善とを両立させることができる。

また、インダクタＬ４に蓄えられるエネルギは、電流値の２乗に比例する。このため、交流電源１の電圧位相のゼロクロス付近では、出力側へのエネルギー伝達量が小さくなり、光源電流が減少する。一方、電圧位相のピーク電圧付近では、出力側へのエネルギー伝達量が大きくなり、光源電流が増加する。従って、出力コンデンサＣ７としては、大容量のコンデンサを使用し、光源電流を出来るだけ均等化するのが好ましい。

（制御電源供給部の動作）
次に、図６を参照して、制御電源供給部６の動作について説明する。図６は、本発明の実施の形態２による光源点灯装置の動作を示す波形図である。
（時刻ｔ０〜ｔ１）
まず、光源１０の点灯中における制御電源供給部６の動作を説明する。光源１０の点灯中において、ＳＥＰＩＣ回路部７では、前述のスイッチング動作が行われることにより、インダクタＬ４のエネルギが充放電されている。スイッチング素子ＳＷ４がＯＮしている期間中には、インダクタＬ４に全波整流電圧が印加される。この結果、インダクタＬ４と磁気的に結合された２次巻線Ｌ５には、２次巻線Ｌ５とインダクタＬ４との巻き数比に応じて、全波整流電圧に比例した電圧が発生する。

また、スイッチング素子ＳＷ４がＯＦＦしている期間中には、全波整流電圧からカップリングコンデンサＣ６の電圧及び出力コンデンサＣ７の電圧を差し引いた電圧がインダクタＬ４に逆起電圧として発生する。この結果、２次巻線Ｌ５には、２次巻線Ｌ５とインダクタＬ４との巻き数比に応じて、この逆起電圧に比例した電圧が発生する。但し、スイッチング素子ＳＷ４のＯＮ時とＯＦＦ時において、２次巻線Ｌ５に発生する電圧は互いに極性が異なる。

本実施の形態では、光源１０が点灯している場合に、上述のように２次巻線Ｌ５に誘起される電圧を制御電源として制御部５に供給する。一例を挙げると、スイッチング素子ＳＷ４のＯＦＦ時には、２次巻線Ｌ５に発生する電圧を整流ダイオードＤ３と制御電源平滑コンデンサＣ４とにより整流及び平滑化して制御部５に供給する。このとき、スイッチング素子ＳＷ３，ＳＷ５はＯＦＦ状態に保持されている。また、出力コンデンサＣ７には、光源１０の点灯電圧と等しい電圧が印加されている。

なお、本発明では、スイッチング素子ＳＷ４のＯＮ時、及び、図３と同様にＯＮ時とＯＦＦ時の両方において、２次巻線Ｌ５に発生する電圧を整流及び平滑化したものを制御電源として用いてもよい。このように、光源１０の点灯中には、制御電源供給部６により２次巻線Ｌ５から制御電源を取得し、当該制御電源を制御部５に供給することができる。なお、インダクタＬ６に２次巻線を設けることで、制御電源を取得してもよい。

（時刻ｔ１〜ｔ２）
次に、光源１０が消灯する場合の動作について説明する。制御部５は、調光コントローラ１１から消灯を指示する信号を受信すると、ＳＥＰＩＣ回路部７の動作を定電流制御から定電圧制御に切換える。即ち、制御部５は、光源１０の点灯時において、光源電流検出抵抗Ｒ１により光源電流を検出し、光源電流が目標電流と一致するようにＳＥＰＩＣ回路部７を定電流制御していた。これに対し、光源１０を消灯するときには、まず、例えばＳＥＰＩＣ回路部７に配置された出力電圧検出抵抗Ｒ２ａ，Ｒ２ｂにより、ＳＥＰＩＣ回路部７の出力電圧を検出する。続いて、制御部５は、ＳＥＰＩＣ回路部７の出力電圧が光源１０の点灯電圧よりも低い所望の基準電圧となるように、ＳＥＰＩＣ回路部７を定電圧制御する。

このとき、制御部５は、ＳＥＰＩＣ回路部７の出力を用いて制御電源の供給を開始する前に、放電回路８のスイッチング素子ＳＷ５をＯＮすることにより、出力コンデンサＣ７に蓄えられた電荷を放電抵抗Ｒ３を経由して放電する放電制御を実行する。出力コンデンサＣ７から放出されたエネルギは、放電抵抗Ｒ３で消費される。この放電制御によれば、以下のような効果を得ることができる。まず、ＳＥＰＩＣ回路部７の出力コンデンサＣ７としては、前述したように、大容量のコンデンサを用いるのが好ましい。

しかし、光源１０の点灯電圧（即ち、ＬＥＤ全体の順方向電圧）と比較して制御電源の電圧が十分に低い場合には、出力コンデンサＣ７のエネルギを消費する負荷が存在しないので、出力コンデンサＣ７の容量が大きいと、定電圧制御により出力コンデンサＣ７の電圧を基準電圧まで低下させるのに長い時間が必要となる。ＳＥＰＩＣ回路部７の動作が定電圧制御に切換えられてから、出力コンデンサＣ７の電圧が基準電圧に低下するまでの期間中には、制御電源供給部６が制御電源平滑コンデンサＣ４に蓄えられたエネルギを用いて制御電源を供給するので、この期間が長くなると、制御電源平滑コンデンサＣ４の容量を増加させる必要が生じ、制御電源平滑コンデンサＣ４が大型化するという問題がある。

これに対し、本実施の形態では、放電制御を実行するので、出力コンデンサＣ７に蓄えられていたエネルギを速やかに放出し、当該出力コンデンサＣ７の電圧を短時間で低下させることができる。これにより、ＳＥＰＩＣ回路部７の動作が定電圧制御に切換えられてから、出力コンデンサＣ７の電圧が基準電圧に低下するまでの期間を短縮することができる。従って、制御電源平滑コンデンサＣ４の容量を小さくし、当該コンデンサＣ４の小型化及びコストダウンを促進することができる。

（時刻ｔ２〜ｔ３）
制御部５は、ＳＥＰＩＣ回路部７の出力電圧が定電圧制御により基準電圧に到達すると、スイッチング素子ＳＷ３をＯＮする。また、スイッチング素子ＳＷ５をＯＦＦし、放電制御を終了する。これにより、ＳＥＰＩＣ回路部７の出力側と制御電源平滑コンデンサＣ４とが導通状態となり、ＳＥＰＩＣ回路部７から制御部５に制御電源が供給される。このとき，光源１０の点灯電圧は、制御電源の電圧より高く設定されているので、光源１０は消灯状態となる。

また、ＳＥＰＩＣ回路部７は、光源１０の消灯中にも作動させるので、２次巻線Ｌ５には電圧が誘起される。しかし、２次巻線Ｌ５の電圧は、ＳＥＰＩＣ回路部７の出力電圧が低下するのに比例して低下するので、制御部５には、ＳＥＰＩＣ回路部７からの制御電源のみが供給されるようになる。このとき、スイッチング素子ＳＷ５は、ＯＦＦ状態に保持されるので、放電抵抗Ｒ３による電力損失は発生しない。

なお、例えばＳＥＰＩＣ回路部７の出力が光源１０に供給する電力と比較して極端に軽負荷となる場合には、スイッチング素子ＳＷ４のＯＮ時間が非常に短くなる。この場合には、スイッチング素子ＳＷ４を安定的にＯＮすることができなくなり、ＳＥＰＩＣ回路部７の出力電圧が不安定となる可能性がある。このような現象を回避するためには、実施の形態１の場合と同様に、スイッチング素子ＳＷ４を間欠発振させてもよい。なお、間欠発振において、発振期間と停止期間とを交互に繰返すときの周期は、前述したように、一定値であってもよいし、可変値であってもよい。この制御によれば、駆動時のスイッチング素子ＳＷ４のＯＮ時間を増加させ，ＳＥＰＩＣ回路部７の出力電圧を安定化することができる。

（時刻ｔ３）
次に、例えば時刻ｔ３において、制御部５が調光コントローラ１１から点灯を指示する信号を受信したとする。この場合、制御部５は、スイッチング素子ＳＷ３をＯＦＦし、ＳＥＰＩＣ回路部７から制御部５への制御電源の供給を遮断する。そして、制御部５は、ＳＥＰＩＣ回路部７の動作を定電圧制御から定電流制御に切換える。これにより、出力コンデンサＣ７の電圧は光源１０の点灯電圧まで上昇し、光源１０が点灯を開始する。光源１０が点灯すると、制御電源は、２次巻線Ｌ５から整流ダイオードＤ３を介して制御部５に供給される。なお、スイッチング素子ＳＷ３がＯＦＦしてから光源１０が点灯を開始するまでの期間中には、制御電源平滑コンデンサＣ４に充電された電荷を利用して制御電源を供給する。このとき，スイッチング素子ＳＷ５はＯＦＦ状態に保持されている。

このように、本実施の形態では、ＳＥＰＩＣ回路部７を備えた１コンバータ方式の光源点灯装置１１０においても、前記実施の形態１と同様の効果を得ることができる。即ち、本実施の形態では、光源１０の消灯時でもＳＥＰＩＣ回路部７を定電圧制御で動作させ、ＳＥＰＩＣ回路部７の出力電圧を制御部５が必要とする電圧に直接変換する。これにより、十分な制御電源を高効率で得ることができる。また、例えば３端子レギュレータ等の電圧安定化回路が必要ないので、光源点灯装置１１０の電力変換ロスを抑制し、部品点数を削減することができる。従って、光源点灯装置１１０の小型化及び高効率化を促進することができる。

しかも、本実施の形態では、力率改善回路部３とＤＣ／ＤＣコンバータ部４とをＳＥＰＩＣ回路部７により兼用した構成において、出力コンデンサＣ７の放電を行う放電回路８を設けている。これにより、光源１０の消灯時には、出力コンデンサＣ７が大容量であっても、その放電を速やかに行うことができる。従って、ＳＥＰＩＣ回路部７から制御部５に対して制御電源を速やかに供給できると共に、制御電源平滑コンデンサＣ４を小型化することができる。

なお、前記実施の形態１，２において、遮断された交流電源１が接続されることにより光源１０の点灯を開始する場合には、以下の方法により制御電源を取得する構成としてもよい。まず、実施の形態１について述べると、光源点灯装置１００を起動するときには、別個の起動用抵抗（図示せず）を用いて交流電源１から起動用の制御電源を取得する。そして、取得した起動用の制御電源を利用して制御部５を起動し、ＤＣ／ＤＣコンバータ部４等の起動を行う。また、ＤＣ／ＤＣコンバータ部４の起動後には、前述したように、２次巻線Ｌ３から制御電源を取得する。一方、実施の形態２では、起動用抵抗により取得した起動用の制御電源を利用して制御部５を起動し、ＳＥＰＩＣ回路部７等の起動を行う。また、ＳＥＰＩＣ回路部７の起動後には、２次巻線Ｌ５から制御電源を取得する。

また、実施の形態１では、図１中に仮想線で示すように、制御電源供給部６により取得した制御電源を人感センサ２０に供給する場合を例示した。しかし、本発明はこれに限らず、例えば実施の形態２において、人感センサ２０を設け、制御電源を人感センサ２０に供給する構成としてもよい。

また、実施の形態２では、ＳＥＰＩＣ回路部７を例示したが、本発明はこれに限らず、１つのコンバータで力率の改善（高調波電流の低減）と定電流制御とを行う他の直流電源回路を用いてもよい。具体例を挙げると、本発明では、フライバックコンバータを用いてもよく、これによっても実施の形態２と同様の効果を得ることができる。

実施の形態３
次に、図７及び図８を参照して、本発明の実施の形態３について説明する。本実施の形態は、制御電源供給部６が過電圧保護手段を備えることに特徴がある。図７は、本発明の実施の形態３による光源点灯装置を示す回路構成図である。本実施の形態に係る光源点灯装置１２０において、制御電源供給部６以外の構成は実施の形態１と同様である。

制御電源供給部６は、２次巻線Ｌ３を備える。２次巻線Ｌ３は、ＤＣ／ＤＣコンバータ部４が備えるインダクタＬ２と磁気的に結合されている。２次巻線Ｌ３の一端側は、整流ダイオードＤ３のアノード端子と接続される。整流ダイオードＤ３のカソード端子は、スイッチング素子ＳＷ３の第３端子３３であるソース端子、制御電源平滑コンデンサＣ４の正極、制御部５の電源端子５１、ツェナダイオードＺＤ２のカソード端子およびダイオードＤ５のカソード端子に接続されている。電源端子５１は、制御部５が駆動用電源の供給を受けるための端子である。２次巻線Ｌ３の他端側は、接地されている。

スイッチング素子ＳＷ３の第１端子３１であるゲート端子には、ツェナダイオードＺＤ１のカソード端子、抵抗Ｒ４の一端側及びトランジスタＴｒ１のコレクタ端子が接続されている。スイッチング素子ＳＷ３の第２端子３２であるドレイン端子は、出力コンデンサＣ３の正極と接続されている。スイッチング素子ＳＷ３は、電圧信号によって制御が可能な電圧駆動型半導体スイッチング素子である。本実施の形態において、スイッチング素子ＳＷ３は、ＭＯＳＦＥＴである。

制御電源平滑コンデンサＣ４の負極は、接地されている。ツェナダイオードＺＤ２のアノード端子は、抵抗Ｒ５ａの一端側および抵抗Ｒ５ｂの一端側と接続される。抵抗Ｒ５ａの他端側は、制御部５の制御信号出力端子５２に接続される、制御信号出力端子５２は、スイッチング素子ＳＷ３をオンオフするための制御信号を出力する端子である。抵抗Ｒ５ｂの他端側は、トランジスタＴｒ１のベース端子と接続される。トランジスタＴｒ１のエミッタ端子は接地されている。ダイオードＤ５のアノード端子は、ツェナダイオードＺＤ１のアノード端子と接続される。抵抗Ｒ４の他端側は、力率改善回路部３が備える平滑コンデンサＣ２の正極に接続されている。

スイッチング素子ＳＷ３は、インダクタＬ２の出力側と、制御電源平滑コンデンサＣ４の正極及び制御部５との間を、接続及び遮断するものである。従って、スイッチング素子ＳＷ３は、ＤＣ／ＤＣコンバータ部４から制御部５に対する制御電源の供給を実行及び遮断することが可能な電源スイッチ手段を構成している。

次に図８を参照して、制御電源供給部６の動作について説明する。図８は、本発明の実施の形態３による光源点灯装置の動作を示す波形図である。
（時刻ｔ０〜ｔ１）
まず、光源１０の点灯中における制御電源供給部６の動作について説明する。光源１０の点灯中において、ＤＣ／ＤＣコンバータ部４では、実施の形態１で述べたように、スイッチング動作が行われる。これにより、インダクタＬ２のエネルギが充放電される。このとき、実施の形態１で述べたように、２次巻線Ｌ３にはインダクタＬ２との巻き数比に応じた電圧が誘起される。本実施の形態では、光源１０が点灯している場合、２次巻線Ｌ３に誘起される電圧が制御電源として制御部５に供給される。

図８に示すように、光源１０が点灯している期間ｔ０〜ｔ１は、光源電流が流れている期間である。期間ｔ０〜ｔ１において、トランジスタＴｒ１をオンするため、制御部５はＨＩＧＨレベル信号を出力する。ＨＩＧＨレベル信号は、例えば５Ｖである。これにより、トランジスタＴｒ１はＯＮ状態となる。トランジスタＴｒ１がＯＮ状態となると、スイッチング素子ＳＷ３のゲート端子はトランジスタＴｒ１を介して接地電位となる。従って、スイッチング素子ＳＷ３はＯＦＦ状態となる。

以上から、期間ｔ０〜ｔ１においては、制御部５によりスイッチング素子ＳＷ３がオフされる。従って、出力コンデンサＣ３から制御電源平滑コンデンサＣ４への電流経路が遮断されている。また、期間ｔ０〜ｔ１においては、スイッチング素子ＳＷ３のゲート‐ソース間電圧は、制御電源平滑コンデンサＣ４の電圧により負電圧となる。ダイオードＤ５は、トランジスタＴｒ１がＯＮ状態のときに、制御電源平滑コンデンサＣ４の電圧が、ツェナダイオードＺＤ１とトランジスタＴｒ１を介して放電することを防止するためのものである。スイッチング素子ＳＷ３がＯＦＦ状態のとき、直流電源回路の出力電圧である出力コンデンサＣ３の電圧は、光源１０の点灯電圧まで充電された状態である。また、力率改善回路部３は駆動状態であるＯＮ状態となっている。

（時刻ｔ１〜ｔ２）
次に光源１０が消灯する場合の動作について説明する。ここでは、調光コントローラ１１から制御部５に対して、光源１０の消灯を指示する信号が送信された場合について説明する。制御部５は、消灯を指示する信号を受信すると、ＤＣ／ＤＣコンバータ部４の動作を定電流制御から定電圧制御に切換える。ＤＣ／ＤＣコンバータ部４の動作を定電流制御から定電圧制御に切換える方法は、実施の形態１と同様である。なお、定電流制御から定電圧制御に切換わる際、制御部５のフィードバック制御の応答速度は最適値に切換えられることが望ましい。

図８に示す期間ｔ１〜ｔ２は、ＤＣ／ＤＣコンバータ部４が定電圧制御に切換えられてから、出力コンデンサＣ３の電圧が消灯時における定常電圧である基準電圧に到達するまでの過渡的な移行期間である。ここで、基準電圧は定電圧制御時の定常電圧である。この期間において、制御部５はスイッチング素子ＳＷ３をオンするための制御信号を出力する。具体的には、制御部５はトランジスタＴｒ１をＯＦＦ状態とするためＬＯＷレベル信号を出力する。ＬＯＷレベル信号は、例えば０Ｖである。これにより、トランジスタＴｒ１はＯＦＦ状態となる。この結果、スイッチング素子ＳＷ３のゲート端子には、平滑コンデンサＣ２から抵抗Ｒ４を介して電圧が印加される。従って、スイッチング素子ＳＷ３がオンする。

このとき、出力コンデンサＣ３の電圧は光源１０の点灯電圧まで充電された状態である。このため、出力コンデンサＣ３の電圧は、制御電源平滑コンデンサＣ４の電圧よりも高い状態である。スイッチング素子ＳＷ３がオンすると、出力コンデンサＣ３と制御電源平滑コンデンサＣ４との間が導通する。従って、制御電源平滑コンデンサＣ４の電圧は上昇する。

制御電源平滑コンデンサＣ４の電圧が上昇し、ツェナダイオードＺＤ２のブレークダウン電圧に達すると、ツェナダイオードＺＤ２がオンする。この結果、ツェナダイオードＺＤ２、抵抗Ｒ５ｂ、トランジスタＴｒ１のベース端子の経路で電流が流れる。トランジスタＴｒ１のベース電流に応じて、トランジスタＴｒ１のコレクタ‐エミッタ間に抵抗Ｒ４から電流が流れる。この結果、スイッチング素子ＳＷ３のゲート‐ソース間電圧はツェナダイオードＺＤ１のブレークダウン電圧以下に抑制される。

この状態では、スイッチング素子ＳＷ３は飽和領域でのＯＮ状態では動作せず、線形領域で動作する。従って、スイッチング素子ＳＷ３は大きな等価抵抗成分を持ってオンしている状態となる。この結果、出力コンデンサＣ３と制御電源平滑コンデンサＣ４の電位差は、スイッチング素子ＳＷ３に印加されることとなる。このため、制御電源平滑コンデンサＣ４の電圧上昇が抑制される。

なお、ツェナダイオードＺＤ１のブレークダウン電圧は、スイッチング素子ＳＷ３のゲート‐ソース間電圧の上限を設定している。ツェナダイオードＺＤ１のブレークダウン電圧は、ブレークダウン動作時にスイッチング素子ＳＷ３が飽和領域でＯＮ状態となるように設定される。

以上から、制御電源平滑コンデンサＣ４の電圧が上昇すると、トランジスタＴｒ１のベース電流が増加する。これによりトランジスタＴｒ１のコレクタ電流が増加し、スイッチング素子ＳＷ３のゲート‐ソース間電圧が減少する。反対に、制御電源平滑コンデンサＣ４の電圧が減少するとトランジスタＴｒ１のベース電流が減少する。これにより、Ｔｒ１のコレクタ電流が減少し、スイッチング素子ＳＷ３のゲート‐ソース間電圧が上昇する。

従って、本実施の形態に係る光源点灯装置１２０は、駆動用電源の電圧が上昇すると、スイッチング素子ＳＷ３のゲート‐ソース間電圧を低下させる負帰還回路を備える。さらに、スイッチング素子ＳＷ３が線形領域で動作する。以上から、スイッチング素子ＳＷ３のゲート‐ソース間電圧によって、制御電源平滑コンデンサＣ４の電圧に負帰還が掛かる仕組みとなっている。この結果、制御電源平滑コンデンサＣ４の電圧を一定の電圧で安定させることが可能になる。これにより制御部５に定格電圧以上の電圧が印加することを防止できる。本実施の形態において、負帰還回路は、抵抗Ｒ４、Ｒ５ａ、Ｒ５ｂ、ダイオードＤ５、ツェナダイオードＺＤ１、ＺＤ２、トランジスタＴｒ１を備える。

時間経過とともに出力コンデンサＣ３の電圧が減少する。それに伴い、スイッチング素子ＳＷ３のゲート‐ソース間電圧が上昇する。この結果、ゲート‐ソース間電圧は、ツェナダイオードＺＤ１のブレークダウン電圧とダイオードＤ５の順方向電圧で決まる電圧まで上昇する。このとき、スイッチング素子ＳＷ３は飽和領域で動作する。従って、ドレイン‐ソース間の等価抵抗成分は極めて小さい状態となる。その後、さらに出力コンデンサＣ３の電圧が減少し、ツェナダイオードＺＤ２がオフする。また、出力コンデンサＣ３及び制御電源平滑コンデンサＣ４の電圧は前述の基準電圧に到達する。

（時刻ｔ２〜ｔ３）
出力コンデンサＣ３の電圧が基準電圧に到達している状態では、スイッチング素子ＳＷ３は飽和領域でＯＮ状態となる。このとき、ＤＣ／ＤＣコンバータ部４から制御部５の制御電源が供給される。なお、基準電圧は光源１０の点灯電圧よりも低く設定されるので、光源１０は消灯状態となる。

（時刻ｔ３〜ｔ４）
次に光源１０が点灯する場合の動作について説明する。例えば時刻ｔ３において、制御部５が調光コントローラ１１から点灯を指示する信号を受信したとする。この場合、制御部５は、力率改善回路部３を再び作動させる。また、制御部５はＤＣ／ＤＣコンバータ部４の動作を定電圧制御から定電流制御に切換える。これにより出力コンデンサＣ３の電圧が、光源１０の点灯電圧まで上昇を開始する。なお、定電圧制御から定電流制御に切換わる際には、制御部５のフィードバック制御の応答速度は最適値に切換えられることが望ましい。

図８に示す期間ｔ３〜ｔ４は出力コンデンサＣ３の電圧が基準電圧から光源１０の点灯電圧までに到達するまでの過渡的な移行期間である。期間ｔ３〜ｔ４において、制御部５の出力信号はＬＯＷレベル信号を維持する。この結果、スイッチング素子ＳＷ３のＯＮ状態が維持される。

時間経過とともに出力コンデンサＣ３の電圧が上昇する。これに伴い、制御電源平滑コンデンサＣ４の電圧が上昇する。制御電源平滑コンデンサＣ４の電圧が、ツェナダイオードＺＤ２のブレークダウン電圧に達するとツェナダイオードＺＤ２がオンする。この結果、ツェナダイオードＺＤ２、抵抗Ｒ５ｂ、トランジスタＴｒ１のベース端子の経路で電流が流れる。トランジスタＴｒ１のベース電流に応じて、トランジスタＴｒ１にコレクタ電流が流れる。この結果、スイッチング素子ＳＷ３のゲート電圧が減少する。

スイッチング素子ＳＷ３のゲート電圧が減少すると、スイッチング素子ＳＷ３は線形領域で動作する。以上から、期間ｔ１〜ｔ２と同様に、制御電源平滑コンデンサＣ４の電圧が所定の電圧で一定となるように負帰還が掛かる。従って、出力コンデンサＣ３の電圧が上昇しても、制御電源平滑コンデンサＣ４の電圧は所定の値になるように抑制される。一方、出力コンデンサＣ３の電圧は光源１０の点灯電圧まで上昇する。

（時刻ｔ４）
出力コンデンサＣ３の電圧が時間経過とともに上昇し、点灯電圧に到達すると光源１０が点灯を開始する。この時、２次巻線Ｌ３から整流ダイオードＤ３を介して、制御部５に制御電源を供給することが出来る。制御部５は、スイッチング素子ＳＷ３をオフする。この結果、出力コンデンサＣ３から制御電源平滑コンデンサＣ４への電流経路が遮断される。具体的には、トランジスタＴｒ１をオンするため、制御部５はＨＩＧＨレベル信号を出力する。これにより、トランジスタＴｒ１はＯＮ状態となる。トランジスタＴｒ１がＯＮ状態となると、スイッチング素子ＳＷ３のゲート端子はトランジスタＴｒ１を介して接地電位となる。このため、スイッチング素子ＳＷ３はＯＦＦ状態となる。このとき、スイッチング素子ＳＷ３のゲート‐ソース間電圧は、制御電源平滑コンデンサＣ４の電圧により負電圧となる。この期間中、制御電源は２次巻線Ｌ３から整流ダイオードＤ３を介して制御部５に供給される。

以上から、本実施の形態では、制御部５に対する過電圧保護手段を備える。このため、出力コンデンサＣ３の電圧が高い移行期間（時刻ｔ１〜ｔ２およびｔ３〜ｔ４）においても、ＤＣ／ＤＣコンバータ部４からの制御電源の供給が可能となる。

従って、光源１０が点灯状態から消灯状態に切換わる移行期間（時刻ｔ１〜ｔ２）において、出力コンデンサＣ３の電圧が点灯電圧から基準電圧まで低下するのに先んじて、スイッチング素子ＳＷ３を線形領域でオンする事が可能になる。本実施の形態では、光源１０の消灯を指示する信号に応じて、スイッチング素子ＳＷ３をオンしている。このため、移行期間（時刻ｔ１〜ｔ２）においても、ＤＣ／ＤＣコンバータ部４から制御電源の供給が実行される。ここで、スイッチング素子ＳＷ３をオンするタイミングは、期間ｔ１〜ｔ２の間であれば別のタイミングでも良い。

また、光源１０が消灯状態から点灯状態に切換わる移行期間（ｔ３〜ｔ４）では、出力コンデンサＣ３の電圧が基準電圧から上昇を開始した後も、スイッチング素子ＳＷ３は線形領域においてＯＮ状態を維持することが可能になる。本実施の形態では、出力コンデンサＣ３の電圧が上昇し点灯電圧に達した時点で、スイッチング素子ＳＷ３が遮断される。このため、移行期間（ｔ３〜ｔ４）においてもＤＣ／ＤＣコンバータ部４から制御電源が供給される。ここで、スイッチング素子ＳＷ３をオフするタイミングは、期間ｔ３〜ｔ４の間であれば別のタイミングでも良い。

図７において、仮想線で示される人感センサ２０は、光源点灯装置１２０に接続されている。人感センサ２０には、光源１０の消灯中も駆動用電源を利用して電力が供給される。本実施の形態は、光源点灯装置１２０が、人感センサ２０のような外部の機器が接続された状態で使用される場合に有効である。駆動用電源から外部の機器に電力を供給する場合、駆動用電源は多くの電流を消費することとなる。ここで、移行期間（ｔ１〜ｔ２およびｔ３〜ｔ４）にＤＣ／ＤＣコンバータ部４から駆動用電源が得られない場合、制御電源平滑コンデンサＣ４に充電された電荷を用いて外部の機器に電力を供給する必要がある。この場合、制御電源平滑コンデンサＣ４の容量によっては、駆動用電源の電圧低下が発生する可能性がある。

これに対し、本実施の形態では、移行期間（ｔ３〜ｔ４）においてもスイッチング素子ＳＷ３を介してＤＣ／ＤＣコンバータ部４から駆動用電源が得られる。従って、外部の機器に安定して電力を供給することが可能になる。また、制御電源平滑コンデンサＣ４の容量のみから移行期間の駆動用電源を供給する場合、制御電源平滑コンデンサＣ４を大容量化することが必要とされる場合がある。この場合、制御電源平滑コンデンサＣ４が大型化することが考えられる。これに対し、本実施の形態では、移行期間の駆動用電源をＤＣ／ＤＣコンバータ部４から得ることができる。従って、制御電源平滑コンデンサＣ４を大容量化せずに、外部の機器に電力を安定して供給することが可能になる。従って、光源点灯装置１２０を小型化することが可能になる。

また、制御電源平滑コンデンサＣ４の上限電圧は、ツェナダイオードＺＤ２のブレークダウン電圧で任意の値に設定できる。従って、出力コンデンサＣ３の電圧が高い状態においても、制御電源平滑コンデンサＣ４が過充電されるのを防止する事が可能になる。このため、制御部５に定格電圧以上の電圧が印加されることを防止できる。

本実施の形態では、スイッチング素子ＳＷ３のゲート端子を、抵抗Ｒ４を介して平滑コンデンサＣ２に接続した。平滑コンデンサＣ２は、力率改善回路部３の出力である。ここで、スイッチング素子ＳＷ３のゲート端子は、スイッチング素子ＳＷ３を飽和領域で駆動できる電圧が供給できれば、他の場所に接続しても良い。例えば、整流回路２の出力である、フィルタコンデンサＣ１とインダクタＬ１の接続点に接続しても構わない。

本実施の形態では、スイッチング素子ＳＷ３のソース端子を制御電源平滑コンデンサＣ４に接続している。このため、スイッチング素子ＳＷ３の動作に必要なゲート‐ソース間電圧を得るためには、ゲート端子‐ＧＮＤ（接地電位）間に制御電源平滑コンデンサＣ４の電圧よりも高い電圧を印加することが必要となる。そこで、高い電圧を得ることが可能な平滑コンデンサＣ２またはフィルタコンデンサＣ１から、スイッチング素子ＳＷ３の駆動信号であるゲート電圧を得る構成としている。

本実施の形態では、スイッチング素子ＳＷ３としてゲート端子に電圧信号を加えて駆動制御する電圧駆動型半導体スイッチング素子を使用した。本実施の形態では、電圧駆動型半導体スイッチング素子としてＭＯＳＦＥＴを使用したが、ＩＧＢＴを用いても構わない。

図９は、本発明の実施の形態３による光源点灯装置の変形例を示す回路構成図である。図９に示す光源点灯装置１３０のように、スイッチング素子ＳＷ３としてベース端子に電流信号を加えて駆動制御する電流駆動型半導体スイッチング素子を使用しても良い。本変形例において、スイッチング素子ＳＷ３はバイポーラトランジスタである。本変形例では、バイポーラトランジスタのベース端子が第１端子３１、コレクタ端子が第２端子３２、エミッタ端子が第３端子３３となる。

本変形例に係る光源点灯装置１３０は、駆動用電源の電圧が上昇すると、スイッチング素子ＳＷ３のベース端子を流れる電流を低下させる負帰還回路を備える。本変形例において、負帰還回路は、抵抗Ｒ４、Ｒ６、Ｒ５ａ、Ｒ５ｂ、ダイオードＤ６、ツェナダイオードＺＤ２、トランジスタＴｒ１を備える。変形例では、制御電源平滑コンデンサＣ４の電圧上昇に伴って、スイッチング素子ＳＷ３のベース電流が減少する。この時、スイッチング素子ＳＷ３が線形領域で駆動する。従って、スイッチング素子ＳＷ３の等価抵抗成分が出力コンデンサＣ３と制御電源平滑コンデンサＣ４の電位差を吸収する。

従って、光源点灯装置１３０においても、光源１０の点灯状態と消灯状態とが切換わる移行期間において、制御電源平滑コンデンサＣ４の電圧に対して負帰還が掛かる。ここで、制御電源平滑コンデンサＣ４の電圧に対して負帰還が掛かるのは、移行期間のうち出力コンデンサＣ３の電圧が制御電源平滑コンデンサＣ４の電圧よりも十分高い期間である。以上から、制御電源平滑コンデンサＣ４の電圧上昇が抑制される。これにより、制御部５に定格電圧以上の電圧が印加することを防止できる。なお、ダイオードＤ６および抵抗Ｒ６は、トランジスタＴｒ１がＯＮ状態の時にスイッチング素子ＳＷ３のベース‐エミッタ間に定格電圧以上の負電圧が印加されることを防止するためのものである。

実施の形態４
次に、図１０および図１１を参照して、本発明の実施の形態４について説明する。本実施の形態は、実施の形態３とは別の過電圧保護手段を構成したことに特徴がある。図１０は、本発明の実施の形態４による光源点灯装置を示す回路構成図である。本実施の形態による光源点灯装置１４０は、制御電源供給部６の構成以外は実施の形態３と同様である。

本実施の形態に係る制御電源供給部６において、２次巻線Ｌ３は、ＤＣ／ＤＣコンバータ部４のインダクタＬ２と磁気的に結合されている。２次巻線Ｌ３の一端側は、整流ダイオードＤ３のアノード端子と接続される。整流ダイオードＤ３のカソード端子は、スイッチング素子ＳＷ３の第３端子３３であるソース端子、制御電源平滑コンデンサＣ４の正極および制御部５の電源端子５１に接続される。制御電源平滑コンデンサＣ４の負極は接地されている。

２次巻線Ｌ３の他端側は、接地されている。スイッチング素子ＳＷ３の第２端子３２であるドレイン端子は、出力コンデンサＣ３の正極と接続されている。スイッチング素子ＳＷ３の第１端子３１であるゲート端子には、ツェナダイオードＺＤ１のカソード端子、抵抗Ｒ４の一端側およびトランジスタＴｒ１のコレクタ端子が接続されている。ツェナダイオードＺＤ１のアノード端子およびトランジスタＴｒ１のエミッタ端子は接地されている。抵抗Ｒ４の他端側は力率改善回路部３が備える平滑コンデンサＣ２の正極と接続されている。トランジスタＴｒ１のベース端子は抵抗Ｒ５の一端側に接続されている。抵抗Ｒ５の他端側は制御部５の制御信号出力端子５２に接続される。

スイッチング素子ＳＷ３は、インダクタＬ２の出力側と、制御電源平滑コンデンサＣ４の正極及び制御部５との間を、接続及び遮断するものである。即ち、スイッチング素子ＳＷ３は、ＤＣ／ＤＣコンバータ部４から制御部５に対する制御電源の供給を実行及び遮断可能な電源スイッチ手段を構成している。

次に図１１を参照して、制御電源供給部６の動作について説明する。図１１は、本発明の実施の形態４による光源点灯装置の動作を示す波形図である。
（時刻ｔ０〜ｔ１）
光源１０の点灯中の動作は、実施の形態３と同様である。

（時刻ｔ１〜ｔ２）
次に、光源１０が消灯する場合の動作について説明する。ここでは、調光コントローラ１１から制御部５に対して、光源１０の消灯を指示する信号が送信された場合について説明する。制御部５は、消灯を指示する信号を受信すると、ＤＣ／ＤＣコンバータ部４の動作を定電流制御から定電圧制御に切換える。従って、制御部５は、出力コンデンサＣ３の電圧が光源１０の点灯電圧よりも低い基準電圧となるように、ＤＣ／ＤＣコンバータ部４を定電圧制御する。

図１１中に示す期間ｔ１〜ｔ２は、ＤＣ／ＤＣコンバータ部４が定電圧制御に切換えられてから、出力コンデンサＣ３の電圧が定電圧制御時の定常電圧である基準電圧に到達するまでの過渡的な移行期間である。この期間において、実施の形態３と同様に、制御部５はＬＯＷレベル信号を出力する。この結果、スイッチング素子ＳＷ３がオンする。従って、制御電源平滑コンデンサＣ４の電圧は上昇する。

本実施の形態において、スイッチング素子ＳＷ３のゲート‐ソース間には、ツェナダイオードＺＤ１のブレークダウン電圧と制御電源平滑コンデンサＣ４の電圧の差分の電圧が印加される。従って、制御電源平滑コンデンサＣ４の電圧が上昇するほど、スイッチング素子ＳＷ３のゲート‐ソース間電圧は減少する仕組みとなっている。制御電源平滑コンデンサＣ４の電圧の上昇により、スイッチング素子ＳＷ３のゲート‐ソース間電圧は低い状態に抑制され、スイッチング素子ＳＷ３は線形領域で動作する。

このとき、スイッチング素子ＳＷ３が飽和領域でオンする場合と比較して、スイッチング素子ＳＷ３は大きな等価抵抗成分を持ってオンする状態となる。これにより、出力コンデンサＣ３と制御電源平滑コンデンサＣ４の電位差はスイッチング素子ＳＷ３に印加されることとなる。このため、制御電源平滑コンデンサＣ４の電圧上昇が抑制される。これにより制御部５に定格電圧以上の電圧が印加することを防止できる。

以上から、本実施の形態では、制御電源平滑コンデンサＣ４の電圧が上昇すると、スイッチング素子ＳＷ３のゲート‐ソース間電圧が減少する。反対に、制御電源平滑コンデンサＣ４の電圧が減少すると、スイッチング素子ＳＷ３のゲート‐ソース間電圧が上昇する。従って、本実施の形態に係る光源点灯装置１４０は、駆動用電源の電圧が上昇すると、スイッチング素子ＳＷ３のゲート‐ソース間電圧を低下させる負帰還回路を備える。さらに、スイッチング素子ＳＷ３は線形領域で動作する。このとき、スイッチング素子ＳＷ３のゲート‐ソース間電圧によって、制御電源平滑コンデンサＣ４の電圧に負帰還が掛かる仕組みとなっている。この結果、制御電源平滑コンデンサＣ４の電圧を一定の電圧で安定させることが可能になる。本実施の形態において、負帰還回路は、抵抗Ｒ４、Ｒ５、ツェナダイオードＺＤ１、トランジスタＴｒ１を備える。

時間経過とともに出力コンデンサＣ３の電圧が減少する。それに伴い、スイッチング素子ＳＷ３のゲート‐ソース間電圧が上昇する。この結果、スイッチング素子ＳＷ３は飽和領域で動作する。このとき、ドレイン‐ソース間の等価抵抗成分は極めて小さい状態となる。これにより、出力コンデンサＣ３が前述の基準電圧に到達すると、制御電源平滑コンデンサＣ４も基準電圧まで低下する。

ツェナダイオードＺＤ１のブレークダウン電圧は、制御電源平滑コンデンサＣ４が基準電圧のときに、スイッチング素子ＳＷ３が飽和領域で動作するゲート‐ソース間電圧が得られるように決定される。なお、期間ｔ１〜ｔ２では、力率改善回路部３は停止状態となる。

（時刻ｔ２〜ｔ３）
期間ｔ２〜ｔ３の動作は、実施の形態３と同様である。

（時刻ｔ３〜ｔ４）
次に光源１０が点灯する場合の動作について説明する。例えば時刻ｔ３において、制御部５が調光コントローラ１１から点灯を指示する信号を受信したとする。この場合、制御部５は、力率改善回路部３を再び作動させる。また、制御部５はＤＣ／ＤＣコンバータ部４の動作を定電圧制御から定電流制御に切換える。これにより出力コンデンサＣ３の電圧が、光源１０の点灯電圧まで上昇を開始する。期間ｔ３〜ｔ４は出力コンデンサＣ３の電圧が点灯電圧に到達するまでの過渡的な移行期間である。この期間において、実施の形態３と同様に、制御部５はＬＯＷレベル信号を維持する。

出力コンデンサＣ３の電圧が上昇すると、制御電源平滑コンデンサＣ４の電圧も上昇する。ここで、スイッチング素子ＳＷ３のゲート‐ソース間電圧は、ツェナダイオードＺＤ１のブレークダウン電圧と制御電源平滑コンデンサＣ４の電圧の差分電圧で決まる。従って、制御電源平滑コンデンサＣ４の電圧が上昇すると、スイッチング素子ＳＷ３のゲート‐ソース間電圧は減少する。この結果、スイッチング素子ＳＷ３は線形領域でオンした状態となる。従って、飽和領域でオンした状態と比較して、スイッチング素子ＳＷ３は大きな等価抵抗成分を持つこととなる。これにより、出力コンデンサＣ３と制御電源平滑コンデンサＣ４の電位差はスイッチング素子ＳＷ３に印加されることとなる。以上から、制御電源平滑コンデンサＣ４の電圧上昇が抑制される。

即ち、時間経過とともに出力コンデンサＣ３の電圧は上昇する一方で、制御電源平滑コンデンサＣ４の電圧が上昇するのに伴い、スイッチング素子ＳＷ３のゲート電圧が減少する。この結果、スイッチング素子ＳＷ３のオン抵抗が増加する。従って、制御電源平滑コンデンサＣ４の電圧には、電圧値が所定の値で安定するように負帰還がかかる。従って、制御電源平滑コンデンサＣ４の電圧は一定値で安定する。これに対し、出力コンデンサＣ３の電圧は光源１０の点灯電圧まで上昇する。

（時刻ｔ４）
出力コンデンサＣ３の電圧が上昇し、点灯電圧に到達すると光源１０が点灯を開始する。実施の形態３と同様に、制御部５はスイッチング素子ＳＷ３をオフし、出力コンデンサＣ３から制御電源平滑コンデンサＣ４への電流経路を遮断する。この期間中、制御電源は２次巻線Ｌ３から整流ダイオードＤ３を介して制御部５に供給される。

以上から、実施の形態３と同様に、本実施の形態においても移行期間（時刻ｔ１〜ｔ２およびｔ３〜ｔ４）に、ＤＣ／ＤＣコンバータ部４からの制御電源の供給が可能となる。光源１０が点灯状態から消灯状態に切換わる移行期間（時刻ｔ１〜ｔ２）において、出力コンデンサＣ３の電圧が点灯電圧から基準電圧まで低下する前に、スイッチング素子ＳＷ３が線形領域でオンされる。このため、移行期間（時刻ｔ１〜ｔ２）においても、ＤＣ／ＤＣコンバータ部４から制御電源の供給が可能となる。また、光源１０が消灯状態から点灯状態に切換わる移行期間（ｔ３〜ｔ４）では、出力コンデンサＣ３の電圧が基準電圧から点灯電圧に達するまでスイッチング素子ＳＷ３はＯＮ状態を維持することが出来る。従って、移行期間（ｔ３〜ｔ４）においてもＤＣ／ＤＣコンバータ部４からの制御電源の供給が可能となる。

また、本実施の形態では、接地電位に対して所定の電圧をゲート端子に与えている。さらに、ソース端子を制御電源平滑コンデンサＣ４に接続している。このため、スイッチング素子ＳＷ３のゲート‐ソース間電圧は、制御電源平滑コンデンサＣ４の上昇に伴って減少する。この構成によれば、実施の形態３と比較して少ない部品点数で制御電源平滑コンデンサＣ４の電圧上昇を抑制することができる。従って、実施の形態３と比較して少ない部品点数で、制御部５に定格電圧以上の電圧が印加されることを防止できる。

本実施の形態では、スイッチング素子ＳＷ３のゲート端子を、抵抗Ｒ４を介して力率改善回路部３の出力である平滑コンデンサＣ２に接続した。実施の形態３と同様に、スイッチング素子ＳＷ３のゲート端子は、スイッチング素子ＳＷ３を飽和領域で駆動できる電圧が供給できれば他の接続場所に接続しても良い。

本実施の形態では、スイッチング素子ＳＷ３として電圧駆動型半導体スイッチング素子であるＭＯＳＦＥＴを使用した。ここで、電圧駆動型半導体スイッチング素子として、ＩＧＢＴを用いても構わない。

図１２は、本発明の実施の形態４による光源点灯装置の変形例を示す回路構成図である。図１２に示す光源点灯装置１５０のように、スイッチング素子ＳＷ３として電流駆動型半導体スイッチング素子であるバイポーラトランジスタを用いても構わない。光源点灯装置１５０において、光源１０の点灯状態と消灯状態とが切換わる移行期間では、制御電源平滑コンデンサＣ４の電圧が上昇すると、スイッチング素子ＳＷ３のベース電流は減少する。この結果、スイッチング素子ＳＷ３のコレクタ電流が絞られる。また、制御電源平滑コンデンサＣ４の電圧が減少すると、スイッチング素子ＳＷ３のベース電流は増加する。この結果、コレクタ電流が増加する。従って、制御電源平滑コンデンサＣ４の電圧には、電圧値が所定の値で安定するように負帰還がかかる。本変形例において、負帰還回路は、抵抗Ｒ４、Ｒ５、Ｒ６、ダイオードＤ６、ツェナダイオードＺＤ１、トランジスタＴｒ１を備える。

従って、制御電源平滑コンデンサＣ４の電圧上昇が抑制され、制御部５に定格電圧以上の電圧が印加されることを防止できる。なお、ダイオードＤ６および抵抗Ｒ６は、トランジスタＴｒ１がＯＮ時にスイッチング素子ＳＷ３のベース‐エミッタ間に定格電圧以上の負電圧が印加されることを防止するためのものである。

図１３は、本発明の実施の形態４による光源点灯装置の変形例を示す回路構成図である。図１３に示す光源点灯装置１６０のように、図１０に示す構成に対して、実施の形態３と同様にツェナダイオードＺＤ２および抵抗Ｒ５ｂを接続しても良い。光源点灯装置１６０では、実施の形態３と同様に、制御電源平滑コンデンサＣ４の電圧が上昇すると、ツェナダイオードＺＤ２がオンする。この結果、ツェナダイオードＺＤ２、抵抗Ｒ５ｂ、トランジスタＴｒ１のベース端子の経路で電流が流れる。

このとき、トランジスタＴｒ１のベース電流に応じて、トランジスタＴｒ１のコレクタ‐エミッタ間に抵抗Ｒ４から電流が流れる。この結果、スイッチング素子ＳＷ３のゲート‐ソース間電圧が低下する。従って、制御電源平滑コンデンサＣ４の電圧には、電圧値が所定の値で安定するように負帰還がかかる。本変形例において、負帰還回路は、抵抗Ｒ４、Ｒ５ａ、Ｒ５ｂ、ツェナダイオードＺＤ１、ＺＤ２、トランジスタＴｒ１を備える。これにより制御電源平滑コンデンサＣ４の電圧上昇が抑制される。

ただし、ツェナダイオードＺＤ２のブレークダウン電圧が高く設定されている場合は、図１０に示す構成と同様の動作となる。この場合、制御電源平滑コンデンサＣ４の電圧が上昇すると、ツェナダイオードＺＤ１のブレークダウン電圧と制御電源平滑コンデンサＣ４の電圧の差分で決まるスイッチング素子ＳＷ３のゲート‐ソース間電圧が減少する。このため、制御電源平滑コンデンサＣ４の電圧上昇を抑制する動作が実現される。ここで、ツェナダイオードＺＤ２は導通しない状態が維持される。

また、実施の形態１、２、３、４では、光源１０の一例としてＬＥＤを例示したが、本発明はこれに限らず、例えば有機ＥＬ（Ｅｌｅｃｔｒｏ Ｌｕｍｉｎｅｓｃｅｎｃｅ）素子等からなる光源に適用してもよい。さらに、本発明において、調光コントローラ１１は、光源点灯装置１００、１１０、１２０、１３０、１４０、１５０、１６０の一部を構成するものとしてもよいし、光源点灯装置１００、１１０、１２０、１３０、１４０、１５０、１６０に含まれず、照明器具の一部を構成するものとしてもよい。

実施の形態５．
次に、図１４を参照して、本発明の実施の形態５について説明する。本実施の形態では、前記実施の形態１〜４による光源点灯装置を搭載した照明器具について説明する。図１４は、本発明の実施の形態３による照明器具を示す断面図である。この図に示すように、本実施の形態の照明器具２００は、照明器具本体４０と、照明器具本体４０に設けられたコネクタ４１、光源基板４２及び光源点灯装置４３とを備えている。照明器具本体４０は、光源点灯装置４３等を取付けるための筐体である。コネクタ４１は、商用電源等の交流電源から電力の供給を受けるための接続部であり、光源点灯装置４３と接続されている。光源基板４２には、例えばＬＥＤ、有機ＥＬ等の光源が実装されている。

光源点灯装置４３は、前記実施の形態１〜４で述べた光源点灯装置１００、１１０、１２０、１３０、１４０、１５０、１６０の何れかにより構成されている。光源点灯装置４３の入力側は、コネクタ４１、配線４４等を介して交流電源と接続される。光源点灯装置４３の出力側は、配線４５を介して光源基板４２と接続されている。光源点灯装置４３は、交流電源から入力された電力を変換し、変換後の電力を光源基板４２に供給する。これにより、光源基板４２に実装された光源が点灯する。

このように構成される本実施の形態によれば、前記実施の形態１、２と同様の効果を有する照明器具２００を実現することができる。即ち、照明器具２００によれば、小型で高効率な光源点灯装置４３により、光源が消灯中でも、制御部、人感センサ等に対して十分な制御電源を供給することができる。従って、照明器具２００の小型化、高効率化及びコストダウンを促進することができる。

１ 交流電源、２ 整流回路、３ 力率改善回路部、４ ＤＣ／ＤＣコンバータ部（直流電源回路）、５ 制御部、６ 制御電源供給部、７ ＳＥＰＩＣ回路（直流電源回路）、８ 放電回路、１０ 光源、１１ 調光コントローラ、２０ 人感センサ（外部の機器）、４０ 照明器具本体、４１ コネクタ、４２ 光源基板、４３、１００、１１０、１２０、１３０、１４０、１５０、１６０ 光源点灯装置、４４、４５ 配線、Ｃ１、Ｃ５ フィルタコンデンサ、Ｃ２ 平滑コンデンサ、Ｃ３ 出力コンデンサ、Ｃ４ 制御電源平滑コンデンサ、Ｃ６ カップリングコンデンサ、Ｃ７ 出力コンデンサ（コンデンサ）、Ｃ８ コンデンサ、Ｄ１、Ｄ４、Ｄ５ ダイオード、Ｄ２ 環流ダイオード、Ｄ３ 整流ダイオード、Ｌ１、Ｌ２、Ｌ４、Ｌ６ インダクタ、Ｌ３、Ｌ５ ２次巻線、Ｒ１ 光源電流検出抵抗、Ｒ２ａ、Ｒ２ｂ 出力電圧検出抵抗、Ｒ３ 放電抵抗、ＳＷ１、ＳＷ２、ＳＷ４ スイッチング素子、ＳＷ３ スイッチング素子（電源スイッチ手段）、ＳＷ５ スイッチング素子（放電スイッチ手段）、３１ 第１端子、３２ 第２端子、３３ 第３端子、５１ 電源端子

Claims (14)

1. 交流電源を整流する整流回路と、
   スイッチング素子とインダクタとを有し、前記整流回路から入力される電圧を用いて前記スイッチング素子と前記インダクタとでエネルギの充放電を行うことにより、光源に直流電流を供給可能な直流電源回路と、
   前記直流電源回路の出力電圧を制御する機能を有し、前記出力電圧を前記光源の点灯電圧以上とすることで前記光源を点灯させ、前記出力電圧を前記点灯電圧未満に低下させることで前記光源を消灯する制御部と、
   前記光源の消灯中に前記出力電圧を用いて前記制御部に駆動用電源を供給する制御電源供給部と、
   前記直流電源回路から前記制御部に対する前記駆動用電源の供給を実行及び遮断可能な電源スイッチ手段と、
   を備え、
   前記制御部は、前記光源の消灯中に前記電源スイッチ手段を用いて前記駆動用電源の供給を実行し、前記光源の点灯中に前記電源スイッチ手段を用いて前記駆動用電源の供給を遮断し、
   前記電源スイッチ手段は、電圧駆動型半導体スイッチング素子を備え、
   前記電圧駆動型半導体スイッチング素子は、前記制御部が出力した前記電源スイッチ手段のオンオフを制御するための信号を受信する第１端子と、前記出力電圧が供給される第２端子と、前記制御部が備える前記駆動用電源の供給を受けるための電源端子と接続される第３端子と、を備え、
   前記制御電源供給部は、前記駆動用電源の電圧が上昇すると、前記第１端子と前記第３端子との間に印加される電圧を低下させる負帰還回路を備える光源点灯装置。
2. 交流電源を整流する整流回路と、
   スイッチング素子とインダクタとを有し、前記整流回路から入力される電圧を用いて前記スイッチング素子と前記インダクタとでエネルギの充放電を行うことにより、光源に直流電流を供給可能な直流電源回路と、
   前記直流電源回路の出力電圧を制御する機能を有し、前記出力電圧を前記光源の点灯電圧以上とすることで前記光源を点灯させ、前記出力電圧を前記点灯電圧未満に低下させることで前記光源を消灯する制御部と、
   前記光源の消灯中に前記出力電圧を用いて前記制御部に駆動用電源を供給する制御電源供給部と、
   前記直流電源回路から前記制御部に対する前記駆動用電源の供給を実行及び遮断可能な電源スイッチ手段と、
   を備え、
   前記制御部は、前記光源の消灯中に前記電源スイッチ手段を用いて前記駆動用電源の供給を実行し、前記光源の点灯中に前記電源スイッチ手段を用いて前記駆動用電源の供給を遮断し、
   前記電源スイッチ手段は、電流駆動型半導体スイッチング素子を備え、
   前記電流駆動型半導体スイッチング素子は、前記制御部が出力した前記電源スイッチ手段のオンオフを制御するための信号を受信する第１端子と、前記出力電圧が供給される第２端子と、前記制御部が備える前記駆動用電源の供給を受けるための電源端子と接続される第３端子と、を備え、
   前記制御電源供給部は、前記駆動用電源の電圧が上昇すると、前記第１端子を流れる電流を低下させる負帰還回路を備える光源点灯装置。
3. 前記制御部は、前記光源の点灯中に前記直流電源回路を定電流制御で駆動し、前記光源の消灯中に前記直流電源回路を定電圧制御で駆動する請求項１または２に記載の光源点灯装置。
4. 前記制御部は、前記光源が点灯状態から消灯状態となる移行期間において、前記出力電圧が前記光源の消灯中の定常電圧に到達するのに先んじて、前記直流電源回路から前記制御部への前記駆動用電源の供給を実行するように前記電源スイッチ手段を制御することを特徴とする請求項１から３のうち何れか１項に記載の光源点灯装置。
5. 前記制御部は、前記光源が消灯状態から点灯状態となる移行期間において、前記出力電圧が上昇を開始した後に、前記直流電源回路から前記制御部への前記駆動用電源の供給を遮断するように前記電源スイッチ手段を制御することを特徴とする請求項１から４のうち何れか１項に記載の光源点灯装置。
6. 前記第１端子は、前記整流回路の出力と接続されることを特徴とする請求項１から５のうち何れか１項に記載の光源点灯装置。
7. 前記直流電源回路は、前記整流回路の前記交流電源側の電流波形を正弦波化して力率を向上する力率改善回路を備え、
   前記第１端子は、前記力率改善回路の出力と接続されることを特徴とする請求項１から５のうち何れか１項に記載の光源点灯装置。
8. 前記インダクタと磁気的に結合された２次巻線を備え、
   前記光源の点灯中には、前記２次巻線から前記制御部に前記駆動用電源を供給する請求項１から７のうち何れか１項に記載の光源点灯装置。
9. 前記直流電源回路は、前記整流回路の前記交流電源側の電流波形を正弦波化して力率を向上する力率改善回路を備え、
   前記光源の消灯中には、前記力率改善回路の動作を停止する請求項１から８のうち何れか１項に記載の光源点灯装置。
10. 前記光源の消灯中には、光源点灯装置に接続された外部の機器に前記駆動用電源を供給する請求項１から９のうち何れか１項に記載の光源点灯装置。
11. 前記制御部は、前記光源の消灯中において、前記スイッチング素子が発振期間と停止期間とを交互に繰返す間欠発振を行うように当該スイッチング素子を制御する請求項１から１０のうち何れか１項に記載の光源点灯装置。
12. 前記直流電源回路は、
    前記光源に出力する電圧を平滑化するコンデンサと、
    前記コンデンサと並列に接続された放電回路と、を備え、
    前記放電回路は、互いに直列に接続された放電抵抗と放電スイッチ手段とを備え、
    前記制御部は、前記直流電源回路の出力を用いて前記駆動用電源の供給を開始する前に、前記放電スイッチ手段を駆動して前記コンデンサの電荷を放電する請求項１から１１のうち何れか１項に記載の光源点灯装置。
13. 請求項１から１２のうち何れか１項に記載の光源点灯装置と、
    前記光源として前記直流電源回路の出力側に接続されたＬＥＤと、
    を備えた照明器具。
14. 請求項１から１２のうち何れか１項に記載の光源点灯装置と、
    前記光源として前記直流電源回路の出力側に接続された有機ＥＬと、
    を備えた照明器具。

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