JP2009238731A - 放電灯点灯回路 - Google Patents

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Abstract

【課題】点灯回路の小型化・コスト低減を実現する放電灯点灯回路を提供する。
【解決手段】この発明は、放電灯３へ交流電力を供給する放電灯点灯回路であり、電源１の直流電圧を受け昇圧する第１及び第２のコンバータＣＯＮ１，ＣＯＮ２と、第１及び第２のコンバータＣＯＮ１，ＣＯＮ２を交互に第１の周波数で駆動動作させ、駆動動作しない側は停止動作させる事により、上記放電灯３へ交流電力を供給し、点灯動作を行うよう制御する制御回路４とを備えるものである。
【選択図】図１

Description

本発明は、放電灯の立ち消えを防止する放電灯点灯回路に関する。
従来、メタルハライドランプ等の放電灯を交流で点灯させる場合は、放電管内の気流と点灯周波数が共振する、所謂音響共鳴を回避する為に、数百Ｈｚ以下の周波数で点灯させる事が望ましい。例えば、自動車用放電灯では、該放電灯の点灯周波数推奨値が２５０Ｈｚ〜７５０Ｈｚとなっている。しかるに、現状の車両用の放電灯点灯回路は、バッテリ入力電圧を受けて、ＤＣ／ＤＣコンバータで放電灯に必要な直流電圧に昇圧し、その後段にフルブリッジインバータを設けて、放電灯の点灯周波数に交流変換する回路構成となっている。更に、スタータ回路は、放電灯の起動に必要な２５ｋＶ程度の高電圧パルスを発生する。点灯補助回路は、放電灯の起動直後に過大な電流を流し、グロー放電からアーク放電への放電成長を助長する事で、瞬時点灯を可能にしている。
ここで、特許文献１には、この種の技術として、ＤＣ／ＤＣコンバータとフルブリッジインバータを備えた車両用の放電灯回路が開示されている。
特開平１１−３２９７７７号公報
しかしながら、前述したように、従前の放電灯点灯回路は、画一化された構成となっており、大型の電子部品点数が多く、それが放電灯点灯回路の小型化やコスト低減の妨げとなり、自動車用放電灯が十分普及できない大きな要因となっている。
例えば、前述した特許文献１に開示された回路構成では、ＤＣ／ＤＣコンバータのスイッチング素子や整流ダイオードの発熱が大きく、各素子が局所的に高温となりやすい。しかも、同構成では、フルブリッジインバータの４つのスイッチング素子を駆動するドライバ回路も必要となり、小型化やコスト低減の妨げとなっている。
そこで、本発明は、前述の画一化された構成を根本から変えて、点灯回路の小型・コスト低減を実現することを課題とする。
本発明の第１の観点による放電灯点灯回路は、放電灯へ交流電力を供給する放電灯点灯回路であり直流電圧を受け昇圧する第１及び第２のコンバータと、上記第１及び第２のコンバータを交互に第１の周波数で駆動動作させ、駆動動作しない側は停止動作させる事により上記放電灯へ交流電力を供給し、点灯動作を行うよう制御する制御回路とを備える。
従って、第１及び第２のコンバータにより回路自体が小型化される。
そして、この第１の観点において、前記第１、第２のコンバータは、
（ａ）絶縁型の第１トランスと、直流電源と該第１トランスの１次巻線の間に直列接続された第１スイッチング素子と、出力端と上記第１トランスの２次巻線の間に直列接続された第２スイッチング素子とを備え、上記第１の周波数の各半周期の間、上記第１及び第２スイッチング素子が該第１の周波数より高い第２の周波数で同期して駆動するもの、
（ｂ）絶縁型の第２トランスと、直流電源と該第２トランスの１次巻線の間に直列接続された第３スイッチング素子と、一方の出力端と上記第２トランスの２次巻線の間に直列接続された第１整流素子と、前記一方の出力端と他方の出力端との間に接続された第４スイッチング素子とを備え、上記第３スイッチング素子が駆動動作している間は、上記第４スイッチング素子はオフ状態で、上記第３スイッチング素子が停止動作している間は、上記第４スイッチング素子はオン状態とするもの、
（ｃ）絶縁型の第３トランスと、直流電源と該第３トランスの１次巻線の間に直列接続された第５スイッチング素子と、出力端と該第３トランスの２次巻線の間に直列接続された第６スイッチング素子と、この第６スイッチング素子と並列接続された第２整流素子とを備え、上記第５スイッチング素子が駆動動作している間は、上記第６スイッチング素子はオフ状態で、上記第５スイッチング素子が停止動作している間は、上記第６スイッチング素子はオン状態とするもの、のいずれかで構成されてもよい。
上記第１、第２のコンバータにおける２次側の第２、第４、第６スイッチング素子の少なくもいずれかが絶縁ゲート型バイポーラ・トランジスタにより構成されてもよい。
上記第１、第２のコンバータにおける絶縁型の第１乃至第３のトランスは、互いに磁性体の一部が共有されるように構成されてもよい。上記第１、第２のコンバータにおける２次側の第２、第４、第６スイッチング素子の少なくもいずれかが絶縁ゲート型バイポーラ・トランジスタにより構成されてもよい。
あるいは、上記放電灯を起動させるもので、上記第１及び第２のコンバータのうち一方から充電用電圧を受けるスタータ用コンデンサを有するスタータ回路を備え、当該スタータ回路に充電用電圧を供給する側のコンバータは、上記（ｂ）或いは（ｃ）のように構成され、２次側の上記第４又は第６のスイッチング素子は絶縁ゲート型バイポーラ・トランジスタにより構成されてもよい。
ある態様の放電灯点灯回路において、第１、第２のコンバータはそれぞれ、絶縁型の第２トランスと、第２トランスの１次巻線と直列に接続された第３スイッチング素子と、出力端と上記第２トランスの２次巻線の間に設けられた第１整流素子と、上記出力端と固定電圧端子の間に直列に接続された第４スイッチング素子および電流検出抵抗と、を含んでもよい。上記制御回路は、上記第３スイッチング素子を駆動動作させる間は、上記第４スイッチング素子をオフ状態とし、上記第３スイッチング素子を停止動作させる間は、上記第４スイッチング素子をオン状態としてもよい。かつ上記制御回路は、上記第１のコンバータを駆動動作させる間、上記第１のコンバータ側の上記第３スイッチング素子のオン、オフのデューティ比を、少なくとも上記第２のコンバータ側の上記電流検出抵抗に生ずる電圧降下にもとづいて調節し、上記第２のコンバータを駆動動作させる間、上記第２のコンバータ側の上記第３スイッチング素子のオン、オフのデューティ比を、少なくとも上記第１のコンバータ側の上記電流検出抵抗に生ずる電圧降下にもとづいて調節してもよい。
この態様によれば、第１、第２のコンバータそれぞれに設けられた電流検出抵抗によって、放電灯に第１の方向に流れるランプ電流と、それと反対の第２の方向に流れるランプ電流を好適に検出することができ、第１、第２のコンバータそれぞれに設けられた第３スイッチング素子を好適に駆動できる。また、放電灯のオープン状態においては、第１、第２のコンバータの出力に設けられた平滑コンデンサに蓄えられた電荷が放電灯に流れることができないため、第４スイッチング素子を経由して固定電圧端子（たとえば接地端子）に流れようとする。この際に、電流検出抵抗によって第４スイッチング素子に流れる電流が制限することができ、回路を保護することができる。
ある態様の放電灯点灯回路において、上記第１、第２のコンバータはそれぞれ、絶縁型の第２トランスと、上記第２トランスの１次巻線と直列に接続された第３スイッチング素子と、出力端と上記第２トランスの２次巻線の間に設けられた第１整流素子と、その一端が、上記出力端と接続された第４スイッチング素子と、を含んでもよい。上記第１のコンバータ側の上記第４スイッチング素子の他端と、上記第２のコンバータ側に設けられた上記第４スイッチング素子の他端は共通に接続されてもよい。上記放電灯点灯回路は、上記第４スイッチング素子の共通接続された上記他端と固定電圧端子の間に設けられた電流検出抵抗をさらに備えてもよい。上記制御回路は、上記第３スイッチング素子を駆動動作させる間は、上記第４スイッチング素子はオフ状態とし、上記第３スイッチング素子を停止動作させる間は、上記第４スイッチング素子をオン状態としてもよい。かつ上記制御回路は、上記第１のコンバータを駆動動作させる間、上記第１のコンバータ側の上記第３スイッチング素子のオン、オフのデューティ比を、少なくとも上記電流検出抵抗に生ずる電圧降下にもとづいて調節し、上記第２のコンバータを駆動動作させる間、上記第２のコンバータ側の上記第３スイッチング素子のオン、オフのデューティ比を、少なくとも上記電流検出抵抗に生ずる電圧降下にもとづいて調節してもよい。
この態様によれば、第１、第２のコンバータそれぞれに共通に設けられた電流検出抵抗によって、放電灯に第１の方向に流れるランプ電流と、それと反対の第２の方向に流れるランプ電流を好適に検出することができる。さらに、放電灯のオープン状態においては、第１、第２のコンバータの出力に設けられた平滑コンデンサに蓄えられた電荷が放電灯に流れることができないため、第４スイッチング素子を経由して固定電圧端子（たとえば接地端子）に流れようとする。この際に、電流検出抵抗によって第４スイッチング素子に流れる電流が制限することができ、回路を保護することができる。この態様は、回路面積およびコストの観点で有利である。
請求項１の発明によれば、点灯回路の小型化・コスト低減を実現する放電灯点灯回路を提供することができる。更に第１、第２のコンバータを交互に動作させることで発熱量が減り発熱箇所が分散され、局所的に高温になることもなく、信頼性が向上される。
請求項２の発明によれば、部品点数の減少、回路の小型化、低コスト化が図られる。
請求項３の発明によれば、第１、第２のトランスの磁性体の一部が共有されることで搭載する体積を小さくすることができ、小型化が図られる。
請求項４の発明によれば、回路の発熱を低減することができる。
請求項５の発明によれば、スタータ回路に充電用電圧を供給する側のコンバータのスイッチング素子にＩＧＢＴが採用され、回路の発熱の低減に有効となる。
以下、図面を参照して、本発明を実施するための最良の形態（以下、単に実施の形態と称する）について詳細に説明する。
この一実施の形態に係る放電灯点灯回路（図１で後述）は、例えば自動車灯具に好適には前照灯に用いられる放電灯点灯回路である。そして、従前のＤＣ／ＤＣコンバータに於けるＤＣ／ＤＣ変換機能と、フルブリッジインバータにおけるＤＣ／ＡＣ変換機能を組み合わせて、電子部品を共通化し、小型化、低コスト化を図っている。
（第１の実施の形態）
図１には本発明の第１の実施の形態に係る放電灯点灯回路の概念図を示し説明する。
この図１に示されるように、放電灯点灯回路は、例えば自動車用で、特にヘッドランプ等に好適なものである。低周波交流点灯方式を採用しており、バッテリ等の電源１と、スイッチＳＷ０、２系統の第１及び第２のコンバータＣＯＮ１，ＣＯＮ２、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２、スタータ回路２、放電灯３を備えている。この第１及び第２のコンバータＣＯＮ１，ＣＯＮ２は、昇圧のみならず降圧する場合もある昇降圧コンバータであり、コンバータ出力をなす出力端は、放電灯３の電極にそれぞれ電気的に接続されている。
このような構成において、スイッチＳＷ０がオンされた、放電灯３の点灯時には、制御回路４が第１及び第２のコンバータＣＯＮ１，ＣＯＮ２を交互に動作させる。そして、制御回路４は該動作が停止している方のコンバータＣＯＮ１又はＣＯＮ２のコンバータ出力をスイッチング素子Ｓ１又はＳ２を介してＧＮＤ接地とする。このような動作を繰り返すことにより、放電灯３等に交流電力を供給する。この第１，第２のコンバータＣＯＮ１，ＣＯＮ２を交互に動作させるための周波数は「点灯周波数」と定義される。
以下、更に具体的にこの放電灯点灯回路の動作を説明する。
例えば、放電灯３に、電流ＩＬ１（電流の流れる方向を同符号と共に矢印で示す）が流れているときの動作並びに状態は、制御回路４による制御の下、第１のコンバータＣＯＮ１は昇圧動作、第２のコンバータＣＯＮ２は停止状態、スイッチング素子Ｓ１はオープン状態、スイッチング素子Ｓ２はショート状態（ＧＮＤ接地）となる。
この状態から、放電灯３に流す電流の方向を電流ＩＬ２（電流の流れる方向を同符号と共に矢印で示す）に切り替えるときは、次のような順に制御がなされる。
即ち、制御回路４は、第１のコンバータＣＯＮ１と第２のコンバータＣＯＮ２の双方が動作停止する時間を設けるために、先ず第１のコンバータＣＯＮ１の動作を停止する。次にスイッチング素子Ｓ２をショート状態からオープン状態に切り替え、スイッチング素子Ｓ１をオープン状態からショート状態に切り替える。そして、第２のコンバータＣＯＮ２を停止状態から動作開始させる。以上の動作により、放電灯３に流れる電流の向きが、電流ＩＬ１から電流ＩＬ２の方向に切り替わる。
一方、放電灯３に流す電流の方向を電流ＩＬ２から電流ＩＬ１に切り替えるときは、次のような順に制御回路４による制御がなされることになる。
即ち、制御回路４は、第１のコンバータＣＯＮ１と第２のコンバータＣＯＮ２の双方が動作停止する時間を設けるために、先ず第２のコンバータＣＯＮ２の動作を停止する。次にスイッチング素子Ｓ１をショート状態からオープン状態とし、スイッチング素子Ｓ２をオープン状態からショート状態とし、第１のコンバータＣＯＮ１を停止状態から動作開始させる。以上の動作により、放電灯３に流れる電流の向きが、電流ＩＬ２から電流ＩＬ１の方向に切り替わる。
このように、第１の実施の形態に係る放電灯点灯回路は、低周波交流点灯方式の放電灯点灯回路であって、昇降圧用のコンバータを２系統有し、第１，第２のコンバータＣＯＮ１，ＣＯＮ２のコンバータ出力が放電灯３の電極にそれぞれ接続されている。そして、制御回路４による制御の下、第１及び第２のコンバータＣＯＮ１，ＣＯＮ２の動作／停止を放電灯３の「点灯周波数」で交互に繰り返す事で、該放電灯３に好適な低周波の交流電力を供給する事ができる。
以下、前述したような第１の実施の形態を含む本発明を更に具現化した第２乃至第７の実施の形態に係る放電灯点灯回路について更に詳述する。
（第２の実施の形態）
図２には本発明の第２の実施の形態に係る放電灯点灯回路の構成を示し説明する。
この図２に示されるように、放電灯点灯回路は、主に第１及び第２のコンバータＣＯＮ１、ＣＯＮ２と、スタータ回路２、放電灯３、制御回路４を備えている。
不図示の電源から供給される電源電圧は、インダクタＬ１を介して第１のコンバータＣＯＮ１のトランスＴ１の一次側（一次側巻き線Ｔ１ａ）に供給されるように構成されている。コンデンサＣ１は、その一端がインダクタＬ１の電源側の端子に接続され、他端は接地されている。このトランスＴ１の各巻線Ｔ１ａ、Ｔ１ｂの巻き始めは図中、黒丸で示している。第１のコンバータＣＯＮ１では、トランスＴ１の一次巻線Ｔ１ａの巻き終端端子にスイッチング素子Ｑ２が接続されており、該トランスＴ１の二次巻線Ｔ１ｂの巻き終端端子には整流ダイオードＤ３と平滑コンデンサＣ３が配置され、この平滑コンデンサＣ３の端子電圧が出力電圧として取り出される構成となっている。この例では、スイッチング素子Ｑ２としてＮチャネルＭＯＳ型ＦＥＴ（電界効果トランジスタ）が採用されており、そのゲートに制御回路４からの制御信号ＳＷ１が供給され、当該スイッチング素子Ｑ２のスイッチング制御が行われることで、出力電圧の値が可変制御される。
即ち、スイッチング素子Ｑ２のオン／オフ制御によってトランスＴ１に蓄えられたエネルギーが整流ダイオードＤ３を介して平滑用コンデンサＣ３に蓄えられる。この第１のコンバータＣＯＮ１の出力端には、スイッチング素子Ｓ１が配設されている。
この例では、スイッチング素子Ｓ１としてＮチャネルＭＯＳ型ＦＥＴ（電界効果トランジスタ）が採用されており、そのゲートに制御回路４からの制御信号ＳＷ３が供給され、当該スイッチング素子Ｓ１のスイッチング制御が行われる。このスイッチング素子Ｓ１のドレインは整流ダイオードＤ３のカソードに接続され、ソースは電流検出用の抵抗Ｒ１を介して平滑用コンデンサＣ３のＧＮＤ接地端に接続されている。この抵抗Ｒ１とスイッチング素子Ｓ１の接続端は制御回路４に接続されており電流ＩＬ１が検出される。
一方、同様に、不図示の電源から供給される電源電圧は、インダクタＬ１を介して第２のコンバータＣＯＮ２のトランスＴ２の一次側（一次巻き線Ｔ２ａ）にも供給されるように構成されている。このトランスＴ２の各巻線Ｔ２ａ、Ｔ２ｂの巻き始めは図中、黒丸で示している。第２のコンバータＣＯＮ２では、トランスＴ２の一次巻線Ｔ２ａの巻き終端端子にスイッチング素子Ｑ４が接続されており、該トランスＴ２の二次巻線Ｔ２ｂの巻き終端端子には整流ダイオードＤ４と平滑コンデンサＣ４が配置され、この平滑コンデンサＣ４の端子電圧が出力電圧として取り出される構成となっている。この例では、スイッチング素子Ｑ４としてＮチャネルＭＯＳ型ＦＥＴ（電界効果トランジスタ）が採用されており、そのゲートに制御回路４からの制御信号ＳＷ２が供給され、当該スイッチング素子ＳＷ２のスイッチング制御が行われることで、出力電圧の値が可変制御される。
即ち、スイッチング素子ＳＷ２のオン／オフ制御によってトランスＴ２に蓄えられたエネルギーが整流ダイオードＤ４を介して平滑用コンデンサＣ４に蓄えられる。そして、この第２のコンバータＣＯＮ１の出力端には、スイッチング素子Ｓ２が配設されている。この例では、スイッチング素子Ｓ２として絶縁ゲート型バイポーラ・トランジスタ（IGBT; insulated gate bipolar transistor）が採用されており、そのゲートに制御回路４からの制御信号ＳＷ４が供給され、当該スイッチング素子Ｓ２のスイッチング制御が行われるようになっている。このスイッチング素子Ｓ２のコレクタは整流ダイオードＤ４のカソードに接続され、エミッタは電流検出用の抵抗Ｒ２を介して平滑用コンデンサＣのＧＮＤ接地端に接続されている。この抵抗Ｒ２とスイッチング素子Ｓ２の接続端は制御回路４に接続されており電流ＩＬ２が検出されるようになっている。
スタータ回路２は、トランスＴ３を備えている。このトランスＴ３の一次巻線を含む一次側回路には、該一次巻線に対してコンデンサＣ５及びスイッチ素子ＳＧ１が設けられている。この例では、スイッチング素子ＳＧ１として、スパークギャップ素子等が用いられる。つまり、コンデンサＣ５の一端がトランスＴ３の一次巻線と二次巻線の一端に接続され、該コンデンサＣ５の他端がスイッチ素子ＳＧ１を介して一次巻線の他方の端子に接続されている。即ち、スイッチ素子ＳＧ１への給電電圧がその閾値を超えて導通したときには、コンデンサＣ５に蓄えられた電荷が放出され、トランスＴ３の二次巻線に発生される高圧パルスが起動用パルスとして第１又は第２のコンバータＣＯＮ１，ＣＯＮ２の出力に重畳されて放電灯３に供給されるよう構成されている。
この例では、スタータ回路の充電用電圧を生成するのに必要となる高電圧がスイッチング素子Ｓ２に印加されることから、このスイッチング素子Ｓ２として高耐圧性がありオン電圧も低いＩＧＢＴを採用することにより、素子の電力損失を抑制し、回路の発熱を低減することが可能となる。
以下、図３を参照して、上記構成による動作を説明する。
上記構成において、制御回路４は、スイッチング素子Ｑ２をオンすることで第１のコンバータＣＯＮ１の動作を開始させ、スイッチング素子Ｑ４をオフすることで第２のコンバータＣＯＮ２の動作を停止し、スイッチング素子Ｓ１をオフ、スイッチング素子Ｓ２をオンする。これにより、電流ＩＬ１が放電灯３に流れる（期間Ａ１）。
この状態から、放電灯３に流す電流の方向を電流ＩＬ２に切り替える場合には、制御回路４は、第１のコンバータＣＯＮ１と第２のコンバータＣＯＮ２の双方が動作停止する時間を設けるために、先ずスイッチング素子Ｑ２をオフすることで第１のコンバータＣＯＮ１の動作を停止する。次いで、スイッチング素子Ｓ２をオフし、スイッチング素子Ｓ１をオンする。そして、スイッチング素子Ｑ４をオンすることで第２のコンバータＣＯＮ２による昇圧動作を開始させる。以上の動作により、放電灯３に流れる電流の向きが、電流ＩＬ１から電流ＩＬ２の方向に切り替わることとなる（期間Ａ２）。
そして、再び放電灯３に流す電流の方向を電流ＩＬ２から電流ＩＬ１に切り替える場合には、制御回路４は、第１のコンバータＣＯＮ１と第２のコンバータＣＯＮ２の双方が動作停止する時間を設けるために、先ずスイッチング素子Ｑ４をオフすることで第２のコンバータＣＯＮ２の動作を停止する。次にスイッチング素子Ｓ１をオフし、スイッチング素子Ｓ２をオンし、スイッチング素子Ｑ２をオンすることで第１のコンバータＣＯＮ１の動作を開始させる。以上の動作により、放電灯３に流れる電流の向きが、電流ＩＬ２から電流ＩＬ１の方向に切り替わる（期間Ａ３）。
このような点灯周期に基づく動作を、放電灯３の点灯周波数で繰り返す事で、該放電灯３に好適な低周波の交流電力を供給する事ができる。
以上説明したように、第２の実施の形態に係る放電灯点灯回路では、第１，第２のコンバータＣＯＮ１、ＣＯＮ２の出力側（トランスＴ１，Ｔ２の２次側巻線Ｔ１ｂ，Ｔ２ｂ側）とスイッチング素子Ｓ１，Ｓ２（以下、２次側スイッチ素子という）が並列接続されている。各コンバータにおいて電流を送出する側の一端は、２次側スイッチ素子における２次側整流で出力電力を発生させ、これが放電灯３に流す電流となる。また、各コンバータにおいて、電流を吸い込む側の他端は、２次側スイッチ素子が導通することで、放電管３を流れた電流を吸い込む。
（第３の実施の形態）
図４には本発明の第３の実施の形態に係る放電灯点灯回路の構成を示し説明する。
ここでは、図２と同一構成については同一符号を付し、重複した説明を省略する。
前述した第２の実施の形態（図２）では、第１，第２のコンバータＣＯＮ１，ＣＯＮ２の出力端にスイッチング素子Ｓ１，Ｓ２が配設されていたが、この第３の実施の形態では該素子が省略されている。更に、第１，第２のコンバータＣＯＮ１，ＣＯＮ２に整流ダイオードＤ３，Ｄ４が配設されていたが、該構成も省略されている。
即ち、第１のコンバータＣＯＮ１において、トランスＴ１の２次側の巻き開始端子にスイッチング素子Ｑ３が設けられている。この例では、スイッチング素子Ｑ３としてＮチャネルＭＯＳＦＥＴが採用されている。このスイッチング素子Ｑ３のドレインはトランスＴ１の２次巻線Ｔ１ｂの巻き開始端子に接続され、ソースは接地されている。
特徴的なのは、このスイッチング素子Ｑ３が、第１のコンバータＣＯＮ１が昇圧動作をしているときは整流用のスイッチング素子としての機能を兼ねている点である。
トランスＴ１の２次側の巻き終端端子には平滑コンデンサＣ３が配置されており、この平滑コンデンサＣ３の端子電圧が出力電圧として取り出される構成となっている。
このとき、スイッチング素子Ｑ３のゲートには、制御回路４からの制御信号ＲＥＣＴ１が供給され、該制御信号ＲＥＣＴ１に基づきスイッチング素子Ｑ３のスイッチング制御が行われることで、出力電圧の値が可変制御されるように構成されている。
一方、第２のコンバータＣＯＮ２において、トランスＴ２の２次側の巻き開始端子にスイッチング素子Ｑ５が設けられている。この例では、スイッチング素子Ｑ５としてもＮチャネルＭＯＳＦＥＴが採用されている。このスイッチング素子Ｑ５のドレインはトランスＴ２の２次巻線Ｔ２ｂの巻き開始端子に接続され、ソースは接地されている。
ここでも同様に、このスイッチング素子Ｑ５が、第２のコンバータＣＯＮ２が昇圧動作をしているときは整流用のスイッチング素子としての機能を兼ねている。
トランスＴ２の２次側の巻き終端端子には平滑コンデンサＣ４が配置されており、この平滑コンデンサＣ４の端子電圧が出力電圧として取り出される構成となっている。
このとき、スイッチング素子Ｑ５のゲートには、制御回路４からの制御信号ＲＥＣＴ２が供給され、当該スイッチング素子Ｑ５のスイッチング制御が行われることで、出力電圧の値が可変制御されるように構成されている。
以下、図５を参照して、上記構成による特徴的な動作を詳述する。
前述した構成において、第１のコンバータＣＯＮ１が動作している場合は、スイッチング素子Ｑ２が昇圧用のスイッチング素子として機能し、スイッチング素子Ｑ３が整流用のスイッチ素子として機能し、スイッチング素子Ｑ３は同期整流をする。そして、スイッチング素子Ｑ４をオフして第２のコンバータＣＯＮ２を非動作とし、スイッチング素子Ｑ５を導通させることで、放電灯３には電流ＩＬ１が流れる（期間Ｂ１）。
尚、同期整流の様子は、図５中に符号１００として拡大して示した。ここでは、スイッチング素子Ｑ２，Ｑ３のオン／オフ状態、並びに各状態に対応した各スイッチング素子Ｑ２，Ｑ３を流れる電流の特性（Ｑ２ＩＤ、Ｑ３ＩＤ）が示されている。ここでは、Ｑ２ＩＤの波形はスイッチング素子Ｑ２のドレインからソースに流れる方向を正とし、Ｑ３ＩＤの波形はスイッチング素子Ｑ３のソースからドレインに流れる方向を正としている。
これとは逆に、第２のコンバータＣＯＮ２が動作している場合には、スイッチング素子Ｑ４が昇圧用のスイッチ素子として機能し、スイッチング素子Ｑ５が整流用のスイッチ素子として機能し、該スイッチング素子Ｑ５は同期整流をする。そして、スイッチング素子Ｑ２をオフして第１のコンバータＣＯＮ１を非動作とし、スイッチング素子Ｑ３を導通させる事で、放電灯３には電流ＩＬ２が流れる（期間Ｂ２）。
この第１，第２のコンバータＣＯＮ１，ＣＯＮ２の動作を、放電灯３の点灯周波数で繰り返す事によって、該放電灯３には低周波の交流電力を印加する事ができる。
以上説明したように、第３の実施の形態では、第１，第２のコンバータＣＯＮ１，ＣＯＮ２が絶縁型のスイッチングコンバータであり、各コンバータのトランスＴ１，Ｔ２の２次側巻線Ｔ１ｂ，Ｔ２ｂにスイッチング素子Ｑ３，Ｑ５が直列に接続される。
各コンバータにおいて電流を吐き出す側の一端は、スイッチング素子Ｑ３，Ｑ５の同期整流で出力電力を発生させ、これが放電灯３に流す電流となる。また、各コンバータにおいて、電流を吸い込む側の他端は、スイッチング素子Ｑ３，Ｑ５が導通することで放電管３を流れた電流を吸い込むことができる。このように、スイッチング素子Ｑ３，Ｑ５が整流用としても機能するので、部品点数を削減することができる。
（第４の実施の形態）
図６には本発明の第４の実施の形態に係る放電灯点灯回路の構成を示し説明する。
ここでは、図４と同一構成については同一符号を付し、重複した説明を省略する。
第３の実施の形態（図４）では、第１及び第２のコンバータＣＯＮ１，ＣＯＮのトランスＴ１，Ｔ２の２次側の巻き開始端子にスイッチング素子Ｑ３，Ｑ５としてのＮチャネルＭＯＳＦＥＴが設けられ、該スイッチング素子Ｑ３，Ｑ５が、各コンバータが昇圧動作をしているときに整流用のスイッチング素子としての機能を兼ねていた。これに対して、この第４の実施の形態に係る放電灯点灯回路では、該スイッチング素子Ｑ３，Ｑ５がＩＧＢＴにより構成されるスイッチング素子Ｓ３，Ｓ４に置き換えられ、ダイオードＤ５，Ｄ６が付加されている。
即ち、第１のコンバータＣＯＮ１において、トランスＴ１の２次側の巻き開始端子にスイッチング素子Ｓ３が設けられている。この例では、スイッチング素子Ｓ３としてＩＧＢＴが採用されている。このスイッチング素子Ｓ３のコレクタはトランスＴ１の２次巻線Ｔ２ｂの巻き開始端子に接続され、エミッタは接地されている。
そして、このスイッチング素子Ｓ３のエミッタ−コレクタ間に接続されるダイオードＤ５により、第１のコンバータＣＯＮ１が昇圧動作をしているときに整流する。このダイオードＤ５は、そのアノードがスイッチング素子Ｓ３のエミッタに接続され、カソードがスイッチング素子Ｓ３のコレクタに接続されている。
トランスＴ１の２次側の巻き終端端子には平滑コンデンサＣ３が配置されており、この平滑コンデンサＣ３の端子電圧が出力電圧として取り出される構成となっている。
このとき、スイッチング素子Ｓ３のゲートには、制御回路４からの制御信号ＲＥＣＴ３が供給され、当該スイッチング素子Ｓ３のスイッチング制御が行われる。
これと同様に、第２のコンバータＣＯＮ２において、トランスＴ２の２次側の巻き開始端子にスイッチング素子Ｓ４が設けられている。この例では、スイッチング素子Ｓ４としてもＩＧＢＴが採用されている。このスイッチング素子Ｓ４のコレクタはトランスＴ２の２次巻線Ｔ２ｂの巻き開始端子に接続され、エミッタは接地されている。
そして、このスイッチング素子Ｓ４のエミッタ−コレクタ間に接続されるダイオードＤ６により、第２のコンバータＣＯＮ２が昇圧動作をしているときに整流する。このダイオードＤ６は、そのアノードがスイッチング素子Ｓ４のエミッタに接続され、カソードがスイッチング素子Ｓ４のコレクタに接続されている。
トランスＴ２の２次側の巻き終端端子には平滑コンデンサＣ４が配置されており、この平滑コンデンサＣ４の端子電圧が出力電圧として取り出される構成となっている。
このとき、スイッチング素子Ｓ４のゲートには、制御回路４からの制御信号ＲＥＣＴ４が供給され、当該スイッチング素子Ｓ４のスイッチング制御が行われる。
この例では、スタータ回路の充電用電圧を生成するのに必要となる高電圧がスイッチング素子Ｓ４に印加されることから、このスイッチング素子Ｓ４として高耐圧性がありオン電圧も低いＩＧＢＴを採用することにより、素子の電力損失を抑制し、回路の発熱を低減することが可能となる。
以下、図７を参照して、上記構成による特徴的な動作を詳述する。
第１のコンバータＣＯＮ１が動作している場合は、スイッチング素子Ｑ２が昇圧用のスイッチング素子として機能し、該スイッチング素子Ｑ２はオン／オフされており、スイッチング素子Ｓ３をオフさせて、スイッチング素子Ｓ３のエミッタ−コレクタ間に接続されたダイオードＤ５により整流する。この状態下で、スイッチング素子Ｓ４を導通させることで、放電灯３には電流ＩＬ１が流れる（期間Ｃ１）。
一方、第２のコンバータＣＯＮ２が動作している場合には、スイッチング素子Ｑ４が昇圧用のスイッチ素子として機能し、該スイッチング素子Ｑ４はオン／オフされており、スイッチング素子Ｓ４をオフさせて、該スイッチング素子Ｓ４のエミッタ−コレクタ間に接続されたダイオードＤ６により整流をする。そして、この状態下で、スイッチング素子Ｓ３を導通させる事で放電灯３には電流ＩＬ２が流れる（期間Ｃ２）。
この第１，第２のコンバータＣＯＮ１，ＣＯＮ２の動作を、放電灯３の点灯周波数で繰り返す事によって、該放電灯３には低周波の交流電力を印加する事ができる。
以上説明したように、第４の実施の形態に係る放電灯点灯回路では、第１，第２のコンバータＣＯＮ１，ＣＯＮ２のトランスＴ１，Ｔ２の２次側巻線Ｔ１ｂ，Ｔ２ｂにスイッチング素子Ｓ３，Ｓ４が直列に接続されている。
そして、各コンバータにおいて電流を吐き出す側の一端は、スイッチング素子Ｓ３，Ｓ４のエミッタ−コレクタ間に接続されたダイオードＤ５，Ｄ６により整流し、これが放電灯３に流す電流となる。各コンバータにおいて、電流を吸い込む側の他端は、スイッチング素子Ｓ３，Ｓ４が導通することで放電管３を流れた電流を吸い込む。
このように、スイッチング素子Ｓ３，Ｓ４と並列に接続されたダイオードＤ５，Ｄ６が整流用ダイオードとしても機能する。ここで、ダイオードＤ５，Ｄ６をＩＧＢＴと同一パッケージに封止された素子を使用することで、部品点数を削減することができる。
（第５の実施の形態）
図８には本発明の第５の実施の形態に係る放電灯点灯回路の構成を示し説明する。
第５の実施の形態に係る放電灯点灯回路は、前述した第３の実施の形態と同じ構成となっている。但し、前述した第３の実施の形態（図４）では、第１のコンバータＣＯＮ１が昇圧動作を行っている場合に、スイッチング素子Ｑ３が整流用のスイッチング素子として機能し、該スイッチング素子Ｑ３は同期整流をしていた。更に、第２のコンバータＣＯＮ２が昇圧動作を行っている場合には、スイッチング素子Ｑ５が整流用のスイッチング素子として機能し、該スイッチング素子Ｑ５は同期整流をしていた。
これに対して、第５の実施の形態では、スイッチング素子Ｑ３，Ｑ５に相当する、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴにより構成されたスイッチング素子Ｓ５，Ｓ６の寄生ダイオードをパッシブに使用して整流することを特徴としている。
以下、図９を参照して、上記構成による特徴的な動作を詳述する。
第１のコンバータＣＯＮ１が動作している場合は、スイッチング素子Ｑ２が昇圧用のスイッチング素子として機能し、該スイッチング素子Ｑ２はオン／オフされており、スイッチング素子Ｓ５が整流用のスイッチ素子として機能し、該スイッチング素子Ｓ５の寄生ダイオードをパッシブに使用して整流する。この状態下で、スイッチング素子Ｓ６を導通させることで、放電灯３には電流ＩＬ１が流れる（期間Ｄ１）。
一方、第２のコンバータＣＯＮ２が動作している場合には、スイッチング素子Ｑ４が昇圧用のスイッチ素子として機能し、該スイッチング素子Ｑ４はオン／オフされており、スイッチング素子Ｓ６が整流用のスイッチ素子として機能し、該スイッチング素子Ｓ６の寄生ダイオードをパッシブに使用して整流をする。そして、この状態下で、スイッチング素子Ｓ５を導通させる事で放電灯３には電流ＩＬ２が流れる（期間Ｄ２）。
この第１，第２のコンバータＣＯＮ１，ＣＯＮ２の動作を、放電灯３の点灯周波数で繰り返す事によって、該放電灯３には低周波の交流電力を印加する事ができる。
以上説明したように、第４の実施の形態では、第１，第２のコンバータＣＯＮ１，ＣＯＮ２のトランスＴ１，Ｔ２の２次側巻線Ｔ１ｂ，Ｔ２ｂにスイッチング素子Ｓ５，Ｓ６が直列に接続される。そして、各コンバータにおいて電流を吐き出す側の一端は、スイッチング素子Ｓ５，Ｓ６の寄生ダイオードをパッシブに使用して整流し、これが放電灯３に流す電流となる。各コンバータにおいて、電流を吸い込む側の他端は、スイッチング素子Ｓ５，Ｓ６が導通することで放電管３を流れた電流を吸い込む。
このように、スイッチング素子Ｓ５，Ｓ６の寄生ダイオードが整流用ダイオードとして機能するので、部品点数を削減することができる。
（第６の実施の形態）
図１０には本発明の第６の実施の形態に係る放電灯点灯回路の構成を示し説明する。
第６の実施の形態に係る放電灯点灯回路は、第１のコンバータＣＯＮ１側が前述した第２の実施の形態（図２）と同様の構成となっており、第２のコンバータＣＯＮ２側が前述した第５の実施の形態（図８）と同じ構成となっている。尚、図２、図８と同一構成については同一符号を付し、重複した説明は省略する。
図１０に示されるように、第１のコンバータＣＯＮ１の出力端には、スイッチング素子Ｓ７が配設されている。このスイッチング素子Ｓ７としては、ＮチャネルＭＯＳ型ＦＥＴ（電界効果トランジスタ）が採用されており、そのゲートに制御回路４からの制御信号ＲＥＣＴ７が供給され、当該スイッチング素子Ｓ７のスイッチング制御が行われる。
一方、第２のコンバータＣＯＮ２において、トランスＴ２の２次側の巻き開始端子にスイッチング素子Ｓ８が設けられている。この例では、スイッチング素子Ｓ８としてもＮチャネルＭＯＳＦＥＴが採用されている。このスイッチング素子Ｓ８のドレインはトランスＴ２の２次巻線Ｔ２ｂの巻き開始端子に接続され、ソースは接地されている。
このスイッチング素子Ｓ８が、第２のコンバータＣＯＮ２が昇圧動作をしているときは整流用のスイッチング素子としての機能を兼ねている。
トランスＴ２の２次側の巻き終端端子には平滑コンデンサＣが配置されており、この平滑コンデンサＣの端子電圧が出力電圧として取り出される構成となっている。
このとき、スイッチング素子Ｓ８のゲートには、制御回路４からの制御信号ＲＥＣＴ８が供給され、当該スイッチング素子Ｓ８のスイッチング制御が行われることで、出力電圧の値が可変制御されるように構成されている。
以下、図１１を参照して、上記構成による動作を説明する。
制御回路４は、スイッチング素子Ｑ２をオンすることで第１のコンバータＣＯＮ１の昇圧動作を開始させ、スイッチング素子Ｑ４をオフすることで第２のコンバータＣＯＮ２の昇圧動作を停止し、スイッチング素子Ｓ７をオフ、スイッチング素子Ｓ８をオンする。これにより、電流ＩＬ１が放電灯３に流れる（期間Ｅ１）。
第２のコンバータＣＯＮ２を動作させる場合には、スイッチング素子Ｑ４が昇圧用のスイッチ素子として機能し、該スイッチング素子Ｑ４がオン／オフされ、スイッチング素子Ｓ８が整流用のスイッチ素子として機能し、該スイッチング素子Ｓ８の寄生ダイオードをパッシブに使用して整流をする。そして、この状態下で、スイッチング素子Ｓ７を導通させる事で放電灯３には電流ＩＬ２が流れる（期間Ｅ２）。
この第１，第２のコンバータＣＯＮ１，ＣＯＮ２の動作を、放電灯３の点灯周波数で繰り返す事によって、該放電灯３には低周波の交流電力を印加する事ができる。
以上説明したように、第４の実施の形態では、第１のコンバータＣＯＮ１の出力端にスイッチング素子Ｓ７が配設され、第２のコンバータＣＯＮ２のトランスＴ２の２次側巻線Ｔ２ｂにスイッチング素子Ｓ８が直列に接続される。
そして、第２のコンバータＣＯＮ２において電流を吐き出す側の一端は、スイッチング素子Ｓ８の寄生ダイオードをパッシブに使用して整流し、これが放電灯３に流す電流となる。第２のコンバータＣＯＮ２において、電流を吸い込む側の他端は、スイッチング素子Ｓ８が導通することで放電管３を流れた電流を吸い込む。
このように、スイッチング素子Ｓ８の寄生ダイオードが整流用ダイオードとして機能するので、部品点数を削減することができる。
（第７の実施の形態）
図１２には本発明の第７の実施の形態に係る放電灯点灯回路の構成を示し説明する。
第７の実施の形態に係る放電灯点灯回路では、第１のコンバータＣＯＮ１の出力端にスイッチング素子Ｓ９が配設されている。このスイッチング素子Ｓ９としては、よりオン電圧の低いＩＧＢＴが採用されており、素子の発熱が抑制可能となっている。スイッチング素子Ｓ９のゲートに制御回路４からの制御信号ＲＥＣＴ９が供給され、当該スイッチング素子Ｓ９のスイッチング制御が行われる。
そして、第２のコンバータＣＯＮ２側の構成は、第３の実施の形態（図４）と同様の構成となっている。即ち、第２のコンバータＣＯＮ２において、トランスＴ２の２次側の巻き開始端子にスイッチング素子Ｑ１０が設けられている。この例では、スイッチング素子Ｑ１０としてＮチャネルＭＯＳＦＥＴが採用されている。
このスイッチング素子Ｓ１０のドレインはトランスＴ２の２次巻線Ｔ２ｂの巻き開始端子に接続され、ソースは接地されている。このスイッチング素子Ｓ１０が、第２のコンバータＣＯＮ２が昇圧動作をしているときは整流用のスイッチング素子としての機能を兼ねている。トランスＴ２の２次側の巻き終端端子には平滑コンデンサＣが配置され、この平滑コンデンサＣの端子電圧が出力電圧として取り出される構成となっている。
このとき、スイッチング素子Ｓ１０のゲートには、制御回路４からの制御信号ＲＥＣＴ１０が供給され、当該スイッチング素子Ｓ１０のスイッチング制御が行われることで、出力電圧の値が可変制御されるように構成されている。
以下、図１３を参照して、上記構成による特徴的な動作を詳述する。
制御回路４は、スイッチング素子Ｑ２をオンすることで第１のコンバータＣＯＮ１の昇圧動作を開始させ、スイッチング素子Ｑ４をオフすることで第２のコンバータＣＯＮ２の昇圧動作を停止する。そして、スイッチング素子Ｓ９をオフ、スイッチング素子Ｓ１０をオンする。これにより、電流ＩＬ１が放電灯３に流れる（期間Ｆ１）。
続いて、第２のコンバータＣＯＮ２を動作させると、スイッチング素子Ｑ４が昇圧用のスイッチ素子として機能し、スイッチング素子Ｑ１０が整流用のスイッチ素子として機能し、該スイッチング素子Ｑ１０は同期整流をする。そして、スイッチング素子Ｓ９を導通させる事で、放電灯３には電流ＩＬ２が流れる（期間Ｆ２）。
この第１，第２のコンバータＣＯＮ１，ＣＯＮ２の動作を、放電灯３の点灯周波数で繰り返す事によって、該放電灯３には低周波の交流電力を印加する事ができる。
以上説明したように、第７の実施の形態では、第１のコンバータＣＯＮ１の出力端にスイッチング素子Ｓ９が配設され、第２のコンバータＣＯＮ２のトランスＴ２の２次側巻線Ｔ２ａにスイッチング素子Ｓ１０が直列に接続される。
そして、第２のコンバータＣＯＮ２において電流を吐き出す側の一端に直列に接続されたスイッチング素子Ｓ１０が同期整流し、これが放電灯３に流す電流となる。第２のコンバータＣＯＮ２において、電流を吸い込む側の他端は、スイッチング素子Ｓ１０が導通することで放電管３を流れた電流を吸い込む。このように、スイッチング素子Ｓ１０の同期整流により、部品点数を削減することができる。
以上、本発明の第１乃至第７の実施の形態について説明したが、次に各実施の形態において採用可能なトランスの配置について詳細に説明する。
図１４には、第１，第２のコンバータＣＯＮ１，ＣＯＮ２用のトランスＴ１，Ｔ２の配置を示し説明する。一般に、各ＤＣ／ＤＣコンバータ用にはトランスが１個ずつ必要となる。このトランスは放電灯点灯回路における大型部品の一つであるが、第１乃至第７の実施の形態では、２個に分かれたトランスＴ１，Ｔ２で使われる磁性体を共通化する事で、トランスを１個にまとめ、更なる部品点数の削減・小型・コスト低減が実現する。
即ち、２系統のコンバータにおける昇圧用のトランスＴ１，Ｔ２は、磁束の通り道が１つの閉じた磁性体で構成されており、その中で強い磁気結合が２系統存在して、２系統のスイッチングコンバータトランスとなっている。また、２系統の磁気結合同士は磁気的に疎結合となっており、両者の磁気的干渉は極めて少ない。
以上詳述したように、本発明の上記実施の形態によれば、従前のＤＣ／ＤＣコンバータに於けるＤＣ／ＤＣ変換機能と、フルブリッジインバータにおけるＤＣ／ＡＣ変換機能を組み合わせて、電子部品を共通化し、小型化、低コスト化を図った放電灯点灯回路を提供することができる。更に第１、第２のコンバータを交互に動作させることで発熱量が減り発熱箇所が分散され、局所的に高温になることもなく、信頼性が向上される。
即ち、第１、第２のコンバータＣＯＮ１，ＣＯＮ２は、
（ａ）絶縁型の第１トランス（例えばＴ１）と、直流電源と該第１トランスの１次巻線の間に直列接続された第１スイッチング素子（例えばＱ２，Ｑ４）と、出力端と上記第１トランスの２次巻線の間に直列接続された第２スイッチング素子（例えば、Ｑ３，Ｑ５，Ｓ１０）とを備え、上記第１の周波数の各半周期の間、上記第１及び第２スイッチング素子が該第１の周波数より高い第２の周波数で同期して駆動するもの、
（ｂ）絶縁型の第２トランス（例えばＴ２）と、直流電源と該第２トランスの１次巻線の間に直列接続された第３スイッチング素子（例えばＱ２、Ｑ４）と、一方の出力端と上記第２トランスの２次巻線の間に直列接続された第１整流素子と、前記一方の出力端と他方の出力端との間に接続された第４スイッチング素子（例えば、Ｓ１，Ｓ２，Ｓ７，Ｓ９）とを備え、上記第３スイッチング素子が駆動動作している間は、上記第４スイッチング素子はオフ状態で、上記第３スイッチング素子が停止動作している間は、上記第４スイッチング素子はオン状態とするもの、あるいは、
（ｃ）絶縁型の第３トランス（例えばＴ１）と、直流電源と該第３トランスの１次巻線の間に直列接続された第５スイッチング素子と（例えばＱ２、Ｑ４）、出力端と該第３トランスの２次巻線の間に直列接続された第６スイッチング素子と（例えば、Ｓ３〜Ｓ６，Ｓ８）、この第６スイッチング素子と並列接続された第２整流素子とを備え、上記第５スイッチング素子が駆動動作している間は、上記第６スイッチング素子はオフ状態で、上記第５スイッチング素子が停止動作している間は、上記第６スイッチング素子はオン状態とするもの、のいずれかで構成される。
尚、第１，第２のコンバータは、２次側の出力端に容量性素子を有しており、放電管の起動前も一方のコンバータのみ動作して、２次側の容量性素子に数百Ｖの電圧を充電している。放電灯の起動直後は、容量性素子に充電された電荷を放電灯に流し（テイクオーバ電流）、グロー放電からアーク放電の成長を助長する。ここで、他方のコンバータの２次側のスイッチ素子が能動領域で（即ち、吸い込み型電流源としての振る舞い）動作する事により、テイクオーバ電流を制御することができる。
全ての実施の形態において、放電灯の点灯周波数（第１の周波数）は、自動車のヘッドランプ用としては例えば２５０Ｈｚ〜７５０Ｈｚが好適である。
また、１次側スイッチング素子（Ｑ２，Ｑ４）の駆動周波数（第２の周波数）は、第１の周波数より１０倍以上より好ましくは１００倍以上高くすることが望ましく、例えば５０ｋＨｚ〜２ＭＨｚが好適である。
実施の形態では、２つのコンバータを放電灯３の両サイドにそれぞれ配置した構成（ダブルコンバータ型と称する）の放電灯点灯回路について説明した。このダブルコンバータ型の放電灯点灯回路の回路形態においては、以下で説明するそれ特有の問題が発生することに留意すべきである。この問題は本出願人が放電灯点灯回路のさまざまな回路形態について検討する過程において独自に想到したものであり、この問題が、当業者にとって自明なものであるとはいえない。
ダブルコンバータ型の放電灯点灯回路は、点灯周期ごとに、放電灯３の一端側に一方のコンバータＣＯＮ１からの高電圧を印加し、他端側を接地電位とする第１状態と、放電灯３の他端側に他方のコンバータＣＯＮ２からの高電圧を印加し、一端側を接地電位とする第２状態と、が交互に繰り返される（以下、インバータ動作と称する）。
駆動対象の放電灯の故障やコネクタの接触不良等によってダブルコンバータ型の放電灯点灯回路の負荷がオープンとなった場合に、インバータ動作を継続すると、第１、第２のコンバータＣＯＮ１、ＣＯＮ２の出力に設けられた平滑コンデンサＣ３、Ｃ４に蓄えられた電荷は、本来放電灯３に対して流れ込むべきところ、その行き場を失うため、それと並列に設けられたスイッチング素子を介して急速に放電され続ける。具体的には、図２の平滑コンデンサＣ３は、スイッチング素子Ｓ１を介して、平滑コンデンサＣ４はスイッチング素子Ｓ２を介して放電される。図４の平滑コンデンサＣ３はスイッチング素子Ｑ３を介して、平滑コンデンサＣ４はスイッチング素子Ｑ５を介して放電される。図６の平滑コンデンサＣ３はスイッチング素子Ｓ３を介して、平滑コンデンサＣ４はスイッチング素子Ｓ４を介して放電される。また図８の平滑コンデンサＣ３はスイッチング素子Ｓ５を介して、平滑コンデンサＣ４はスイッチング素子Ｓ６を介して放電される。
急速な放電によりスイッチング素子に過電流が流れると、スイッチング素子の信頼性が損なわれるおそれがある。この問題は、上述したいくつかの実施の形態、およびその他の実施の形態において好適に解決することができる。
この問題を解決するために、平滑コンデンサの放電経路上であって、過電流が流れるおそれがあるスイッチング素子と直列な箇所に、電流制限用の回路素子を設けることが望ましい。この回路素子としては、インピーダンス素子、好ましくは抵抗素子が好適である。以下では、抵抗を設けた場合を想定して、「保護抵抗」と称する。
保護抵抗を設けることにより、平滑コンデンサと保護抵抗がＣＲ回路を形成するため、放電灯点灯回路の負荷がオープンとなった場合において、スイッチング素子を介しての放電速度がＣＲ時定数で制限され、放電電流を抑制することができ、ひいてはスイッチング素子の信頼性を高めることができる。
より好適には、保護抵抗は、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ６のコモン端子（すなわちエミッタもしくはソース）側に設けられる。この場合、保護抵抗に大電流が流れると、保護抵抗の電圧降下が増大することから、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ６のコモン端子の電位が上昇し、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ６のゲートエミッタ間電圧（ゲートソース間電圧、ベースエミッタ間電圧）が小さくなるため、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ６のオンの程度が弱まる方向に負帰還がかかり、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ６を好適に保護することができる。
上述した図２の放電灯点灯回路は、この保護抵抗を備える好適な例である。そこで図２の放電灯点灯回路について、保護抵抗として機能する抵抗Ｒ１、Ｒ２に着目して説明する。図１５（ａ）、（ｂ）は、実施の形態に係る保護抵抗を備える放電灯点灯回路の構成を示す回路図である。図１５（ａ）の放電灯点灯回路は、図２の放電灯点灯回路と同等であり、対応する部材には同じ符号を付し重複した説明は説明するとともに、ここでの説明と関係のない部材は一部省略している。
図１５（ａ）（および図２）において、平滑コンデンサＣ３の放電経路に設けられたスイッチング素子Ｓ１と直列に抵抗Ｒ１が設けられている。同様に平滑コンデンサＣ４の放電経路に設けられたスイッチング素子Ｓ２と直列に抵抗Ｒ２が設けられている。上述したように、これらの抵抗Ｒ１、Ｒ２は、本来的には、放電灯３の正常動作時において、ランプ電流ＩＬを検出するために設けられた素子であるが、放電灯３のオープン故障時においては、放電電流を抑制するための保護抵抗として機能する。したがって図２の構成によれば、放電灯３がオープン故障した場合においても、スイッチング素子Ｓ１、Ｓ２に過電流が流れるのを抑制することができ、各回路素子、ひいては放電灯点灯装置全体の信頼性を高めることができる。
図１５（ａ）の放電灯点灯回路において、制御回路４には、２つの差動アンプＡＭＰ１、ＡＭＰ２が設けられる。差動アンプＡＭＰ１、ＡＭＰ２は、２つの電流検出用の抵抗Ｒ１、Ｒ２の電圧降下を増幅する。ダイオードＤ１１、Ｄ１２はカソードが共通に接続されたダイオードＯＲ回路（最大値回路）を形成し、差動アンプＡＭＰ１、ＡＭＰ２の出力電圧のうち、高い方を出力する。図示しない後段の回路は、共通接続されたダイオードＤ１１、Ｄ１２のカソードの信号をランプ電流ＩＬに応じた信号として受け、スイッチング素子Ｑ２、Ｑ４のデューティ比をパルス変調制御する。ただし制御回路４の構成は任意であり、さまざまな形式の回路が利用できる。
なお、図１５（ａ）における制御回路４の構成は、ダイオードＤ１１、Ｄ１２は、理想の整流素子（順方向電圧Ｖｆ＝０Ｖのダイオード）とした場合であり、現実の整流素子の順方向電圧は非ゼロのある値（たとえば０．７Ｖ）となるため、順方向電圧Ｖｆの電圧降下の影響をなくすように、たとえば差動アンプＡＭＰ１およびダイオードＤ１１のペア、および差動アンプＡＭＰ２およびダイオードＤ１２のペアをそれぞれ、図１５（ａ）の下段に示される回路形態とすることが好ましい。
下段の回路構成においては、差動アンプＡＭＰ１（ＡＭＰ２）の反転入力端子には、抵抗Ｒ１３、Ｒ１４のペアを介してダイオードＤ１１（Ｄ１２）のカソードの電圧が帰還される。また、差動アンプＡＭＰ１（ＡＭＰ２）の非反転有力端子には、電流検出用の抵抗Ｒ１（Ｒ２）の電圧降下が、抵抗Ｒ１１、Ｒ１２によって分圧されて入力される。この構成によれば、ダイオードＤ１１（Ｄ１２）の順方向電圧Ｖｆの影響（つまり電圧のレベルシフト）を実質的になくすことができ、抵抗Ｒ１（Ｒ２）に生ずる電圧降下、つまりはランプ電流に対して線形性の高い信号処理を行うことができる。
図１６（ａ）は、図１５（ａ）の放電灯点灯回路の負荷オープンの状態における動作波形図である。この波形図は、第１のコンバータＣＯＮ１側に着目している。Ｉｃはスイッチング素子Ｓ１を流れる放電電流を、ＶＧＥはスイッチング素子Ｓ１のゲートエミッタ間電圧を、ＶＥＥはスイッチング素子Ｓ１のエミッタ電位を、ＶＧＧはスイッチング素子Ｓ１のゲート電位を示す。
負荷がオープンの状態でスイッチング素子Ｓ１がオンすると、平滑コンデンサＣ３に蓄えられた電荷が、放電灯３に流れ込むことができず、スイッチング素子Ｓ１を介して接地端子ＧＮＤに流れ込む。スイッチング素子Ｓ１がオンすると、放電電流Ｉｃは急峻に増加し始めるが、それにともなって抵抗Ｒ１の電圧降下、つまりエミッタ電位ＶＥＥも上昇する。エミッタ電位ＶＥＥ、ゲート電位ＶＧＧ、ゲートエミッタ間電圧ＶＧＥの間には、
ＶＧＥ＝ＶＧＧ−ＶＥＥ
という関係が成り立つ。したがって、エミッタ電位ＶＥＥの上昇によって、スイッチング素子Ｓ１のゲートエミッタ間電圧ＶＧＥが小さくなり、スイッチング素子Ｓ１のオンの程度が弱まって、スイッチング素子Ｓ１の抵抗成分Ｒｏｎ１が増大する。放電電流Ｉｃの波形を規定するＣＲ時定数は、スイッチング素子Ｓ１の抵抗成分Ｒｏｎ１と抵抗Ｒ１の合成抵抗によって定まるため、抵抗成分Ｒｏｎ１の増大によって放電電流Ｉｃのピークをさらに抑制することができる。放電灯３の他端（第２のコンバータＣＯＮ２）側においても、抵抗Ｒ２によってスイッチング素子Ｓ２に流れる放電電流を抑制できる。
このように、図１５（ａ）および図２の放電灯点灯回路によれば、負荷オープン状態において、スイッチング素子Ｓ１、Ｓ２に流れる大電流を抑制することができ、回路の信頼性を高めることが可能となる。
図１５（ａ）および図２の放電灯点灯回路によって奏される効果は、保護抵抗が設けられない放電灯点灯回路との対比によって、さらに明確となる。図１６（ｂ）は、図１５（ａ）の回路から保護抵抗Ｒ１、Ｒ２を除いた比較技術に係る回路の、負荷オープン状態における動作波形図である。
負荷がオープンの状態でスイッチング素子Ｓ１が点灯周期でオン、オフを間欠的に繰り返すと、平滑コンデンサＣ３に蓄えられた電荷が、放電灯３に流れ込むことができず、スイッチング素子Ｓ１を介して接地端子ＧＮＤに流れ込む。スイッチング素子Ｓ１に印加されるゲート電圧ＶＧＧは、放電灯３が正常に点灯する状態において電力損失をなるべく減らすために、スイッチング素子Ｓ１がフルオンもしくはそれに近い状態でオンするように設定される。その結果として、平滑コンデンサＣ３は、スイッチング素子Ｓ１を介して地絡することとなり、スイッチング素子Ｓ１には大電流Ｉｃが流れてしまう。これがダブルコンバータ型の放電灯点灯回路特有の問題である。
翻って図１６（ａ）の充電電流Ｉｃを参照すると、図１６（ｂ）の波形に比べて、ピークが抑制されていることが明らかである。つまり、図１５（ａ）および図２の放電灯点灯回路によれば、負荷オープン時においてスイッチング素子Ｓ１、Ｓ２に大電流が流れるというダブルコンバータ型特有の問題を解決することができる。
図１５（ｂ）は、図１５（ａ）の放電灯点灯回路の変形例を示す回路図である。図１５（ｂ）では、図１５（ａ）の保護抵抗Ｒ１、Ｒ２が、２つのスイッチング素子Ｓ１、Ｓ２によって共有される構成となっている。図１５（ｂ）において、図１５（ａ）と共通する構成要素は適宜省略されている。
より具体的には、スイッチング素子Ｓ１の一端は、第１のコンバータＣＯＮ１の出力端子と接続されており、スイッチング素子Ｓ２の一端は、第２のコンバータＣＯＮ２の出力端子と接続されている。スイッチング素子Ｓ１、Ｓ２の他端同士は共通に接続される。
保護抵抗としても機能する電流検出抵抗Ｒ３は、スイッチング素子Ｓ１、Ｓ２の共通接続された他端と固定電圧端子（接地端子）の間に設けられる。電流検出抵抗Ｒ３の電圧降下が、ランプ電流ＩＬに対応する信号として制御回路４へと入力される。
制御回路４は、第１のコンバータＣＯＮ１を駆動動作させる間、第１のコンバータＣＯＮ１側のスイッチング素子Ｑ２のオン、オフのデューティ比を、少なくとも電流検出抵抗Ｒ３に生ずる電圧降下にもとづいて調節する。同様に、第２のコンバータＣＯＮ２を駆動動作させる間、第２のコンバータＣＯＮ２側のスイッチング素子Ｑ４のオン、オフのデューティ比を、少なくとも電流検出抵抗Ｒ３に生ずる電圧降下にもとづいて調節する。
制御回路４は、電流検出抵抗Ｒ３の電圧降下を増幅する差動アンプＡＭＰ３を備える。図示しない後段の回路は、差動アンプＡＭＰ３の出力をランプ電流ＩＬに応じた信号として受け、スイッチング素子Ｑ２、Ｑ４のデューティ比をパルス変調制御する。
図１５（ｂ）の放電灯点灯回路によれば、放電灯３に第１の方向、およびその反対の第２の方向に流れるランプ電流ＩＬを、単一の電流検出抵抗Ｒ３にて検出することができる。さらに、図１５（ｂ）の放電灯点灯回路は、図１５（ａ）の回路と同様に、負荷オープン状態において、スイッチング素子Ｓ１、Ｓ２に流れる電流を好適に抑制することが可能となる。
さらに図１５（ｂ）の回路では、図１５（ａ）の回路に比べて、電流検出抵抗（保護抵抗）の個数を１個減らすことが可能となる。これは回路面積およびコストの観点から非常に重要なメリットである。また、図１５（ａ）の構成では、２つの電流検出抵抗Ｒ１、Ｒ２を高い精度でマッチングさせる必要があるが、図１５（ｂ）の構成ではこの配慮が不要となる。
加えて図１５（ａ）においては、２つの向きのランプ電流ＩＬに応じた２つの検出信号を受けるために、制御回路４に２系統のパッド（端子）を設ける必要があるところ、図１５（ｂ）においては、２方向のランプ電流の検出信号を１系統に統合できるため、制御回路４に設けるべき端子（パッド）の個数を削減できる。また、制御回路４の内部の構成も、図１５（ａ）よりも図１５（ｂ）の方が簡略化できるという利点がある。
以上、本発明について、実施の形態をもとに説明した。この実施の形態は例示であり、それらの各構成要素や各処理プロセスの組合せにいろいろな変形例が可能なこと、またそうした変形例も本発明の範囲にあることは当業者に理解されるところである。以下、こうした変形例について説明する。
図１５（ａ）、（ｂ）の放電灯点灯回路では、ランプ電流ＩＬを検出するための電流検出用の抵抗Ｒ１〜Ｒ３が、オープン負荷時における保護抵抗としても機能する場合を説明したが、本発明はこれに限定されない。すなわち、保護すべきスイッチング素子と直列な経路上に、電流検出用の抵抗とは別個に保護抵抗を設けてもよい。この場合も、上述した負帰還による電流抑制効果を得るために、保護抵抗はスイッチング素子のエミッタ（ソース）側に配置することが望ましい。
たとえば図４において、スイッチング素子Ｑ３のソースと接地端子ＧＮＤ間に保護抵抗を設けてもよい。図６において、スイッチング素子Ｓ３のエミッタと接地端子ＧＮＤ間に保護抵抗を設けてもよい。図８、図１０において、スイッチング素子Ｓ５、Ｓ７のソースと接地端子ＧＮＤ間に保護抵抗を設けてもよい。図１２において、スイッチング素子Ｑ４のエミッタと接地端子ＧＮＤ間に保護抵抗を設けてもよい。当業者には、ここで例示される他にも様々な変形例があることが理解されよう。
各実施の形態では、２つのコンバータＣＯＮ１、ＣＯＮ２によって正の電圧を生成して、放電灯３に印加する場合（正極点灯と称する）について説明したが、負の電圧を生成して放電灯３を駆動してもよい（負極点灯と称する）。この場合、各図において、整流ダイオードＤ３、Ｄ４の向き、第１、第２トランスの各２次巻線の極性、および各トランスの２次巻線側に接続されたスイッチング素子の向き、ならびに当該スイッチング素子と並列に接続された整流素子の向きをそれぞれ反転すればよい。
以上、本発明の実施の形態について説明したが、本発明はこれに限定されることなくその趣旨を逸脱しない範囲で種々の改良・変更が可能であることは勿論である。
本発明の第１の実施の形態に係る放電灯点灯回路の概念図。 本発明の第２の実施の形態に係る放電灯点灯回路の構成図。 本発明の第２の実施の形態に係る放電灯点灯回路によるスイッチング動作を 示すタイミングチャート。 本発明の第３の実施の形態に係る放電灯点灯回路の構成図。 本発明の第３の実施の形態に係る放電灯点灯回路によるスイッチング動作を 示すタイミングチャート。 本発明の第４の実施の形態に係る放電灯点灯回路の構成図。 本発明の第４の実施の形態に係る放電灯点灯回路によるスイッチング動作を 示すタイミングチャート。 本発明の第５の実施の形態に係る放電灯点灯回路の構成図。 本発明の第５の実施の形態に係る放電灯点灯回路によるスイッチング動作を 示すタイミングチャート。 本発明の第６の実施の形態に係る放電灯点灯回路の構成図。 本発明の第６の実施の形態に係る放電灯点灯回路によるスイッチング動作 を示すタイミングチャート。 本発明の第７の実施の形態に係る放電灯点灯回路の構成図。 本発明の第７の実施の形態に係る放電灯点灯回路によるスイッチング動作 を示すタイミングチャート。 第１，第２のコンバータ用のトランスの配置を示す図。 図１５（ａ）、（ｂ）は、実施の形態に係る放電灯点灯回路の構成図である。 図１６（ａ）、（ｂ）は、それぞれオープン状態における、図１５（ａ）の放電灯点灯回路の動作波形図および比較技術の動作波形図である。
符号の説明
１…電源、２…スタータ、３…放電灯、４…制御回路、ＣＯＮ１，ＣＯＮ２…コンバータ、Ｓ１〜Ｓ１０…スイッチング素子、Ｑ２〜Ｑ５…スイッチング素子、Ｃ１〜Ｃ５…コンデンサ、Ｌ１…インダクタ、Ｔ１〜Ｔ３…トランス、Ｄ１〜Ｄ６…ダイオード、Ｒ１〜Ｒ３…電流検出用抵抗

Claims (7)

  1. 放電灯へ交流電力を供給する放電灯点灯回路であり、
    直流電圧を受け昇圧する第１及び第２のコンバータと、
    上記第１及び第２のコンバータを交互に第１の周波数で駆動動作させ、駆動動作しない側は停止動作させる事により、上記放電灯へ交流電力を供給し、点灯動作を行うよう制御する制御回路とを備えた
    ことを特徴とする放電灯点灯回路。
  2. 上記第１、第２のコンバータは、
    （ａ） 絶縁型の第１トランスと、直流電源と該第１トランスの１次巻線の間に直列接続された第１スイッチング素子と、出力端と上記第１トランスの２次巻線の間に直列接続された第２スイッチング素子とを備え、上記第１の周波数の各半周期の間、上記第１及び第２スイッチング素子が該第１の周波数より高い第２の周波数で同期して駆動するもの、
    （ｂ） 絶縁型の第２トランスと、直流電源と該第２トランスの１次巻線の間に直列接続された第３スイッチング素子と、一方の出力端と上記第２トランスの２次巻線の間に直列接続された第１整流素子と、前記一方の出力端と他方の出力端との間に接続された第４スイッチング素子とを備え、上記第３スイッチング素子が駆動動作している間は、上記第４スイッチング素子はオフ状態で、上記第３スイッチング素子が停止動作している間は、上記第４スイッチング素子はオン状態とするもの、
    （ｃ）絶縁型の第３トランスと、直流電源と該第３トランスの１次巻線の間に直列接続された第５スイッチング素子と、出力端と該第３トランスの２次巻線の間に直列接続された第６スイッチング素子と、この第６スイッチング素子と並列接続された第２整流素子とを備え、上記第５スイッチング素子が駆動動作している間は、上記第６スイッチング素子はオフ状態で、上記第５スイッチング素子が停止動作している間は、上記第６スイッチング素子はオン状態とするもの、
    のいずれかで構成される
    ことを特徴とする請求項１に記載の放電灯点灯回路。
  3. 上記第１、第２のコンバータにおける絶縁型の第１乃至第３のトランスは、互いに磁性体の一部が共有されるように構成された
    ことを特徴とする請求項２に記載の放電灯点灯回路。
  4. 上記第１、第２のコンバータにおける２次側の第２、第４、第６スイッチング素子の少なくもいずれかが絶縁ゲート型バイポーラ・トランジスタにより構成される
    ことを特徴とする請求項２に記載の放電灯点灯回路。
  5. 上記放電灯を起動させるもので、上記第１及び第２のコンバータのうち一方から充電用電圧を受けるスタータ用コンデンサを有するスタータ回路を備え、
    当該スタータ回路に充電用電圧を供給する側のコンバータは、上記（ｂ）或いは（ｃ）のように構成され、２次側の上記第４又は第６のスイッチング素子は絶縁ゲート型バイポーラ・トランジスタにより構成される
    ことを特徴とする請求項２に記載の放電灯点灯回路。
  6. 上記第１、第２のコンバータはそれぞれ、
    絶縁型の第２トランスと、
    上記第２トランスの１次巻線と直列に接続された第３スイッチング素子と、
    出力端と上記第２トランスの２次巻線の間に設けられた第１整流素子と、
    上記出力端と固定電圧端子の間に直列に接続された第４スイッチング素子および電流検出抵抗と、
    を含み、
    上記制御回路は、上記第３スイッチング素子を駆動動作させる間は、上記第４スイッチング素子をオフ状態とし、上記第３スイッチング素子を停止動作させる間は、上記第４スイッチング素子をオン状態とし、
    かつ上記制御回路は、上記第１のコンバータを駆動動作させる間、上記第１のコンバータ側の上記第３スイッチング素子のオン、オフのデューティ比を、少なくとも上記第２のコンバータ側の上記電流検出抵抗に生ずる電圧降下にもとづいて調節し、上記第２のコンバータを駆動動作させる間、上記第２のコンバータ側の上記第３スイッチング素子のオン、オフのデューティ比を、少なくとも上記第１のコンバータ側の上記電流検出抵抗に生ずる電圧降下にもとづいて調節することを特徴とする請求項１に記載の放電灯点灯回路。
  7. 上記第１、第２のコンバータはそれぞれ、
    絶縁型の第２トランスと、
    上記第２トランスの１次巻線と直列に接続された第３スイッチング素子と、
    出力端と上記第２トランスの２次巻線の間に設けられた第１整流素子と、
    その一端が、上記出力端と接続された第４スイッチング素子と、
    を含み、
    上記第１のコンバータ側の上記第４スイッチング素子の他端と、上記第２のコンバータ側に設けられた上記第４スイッチング素子の他端は共通に接続されており、
    上記放電灯点灯回路は、上記第４スイッチング素子の共通接続された上記他端と固定電圧端子の間に設けられた電流検出抵抗をさらに備え、
    上記制御回路は、上記第３スイッチング素子を駆動動作させる間は、上記第４スイッチング素子はオフ状態とし、上記第３スイッチング素子を停止動作させる間は、上記第４スイッチング素子をオン状態とし、
    かつ上記制御回路は、上記第１のコンバータを駆動動作させる間、上記第１のコンバータ側の上記第３スイッチング素子のオン、オフのデューティ比を、少なくとも上記電流検出抵抗に生ずる電圧降下にもとづいて調節し、上記第２のコンバータを駆動動作させる間、上記第２のコンバータ側の上記第３スイッチング素子のオン、オフのデューティ比を、少なくとも上記電流検出抵抗に生ずる電圧降下にもとづいて調節することを特徴とする請求項１に記載の放電灯点灯回路。
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