JPH09233822A - Ａｃ−ｄｃコンバータ装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】製造工程の短縮及び製造装置の節約が可能で製
造コストの格段の低減を実現したＡＣ−ＤＣコンバータ
装置を提供する。 【解決手段】ＤＣ−ＡＣ変換用のブリッジ回路（Ｈ形ブ
リッジ回路）２００を構成する４個のスイッチング素子
７〜１０と、ブリッジ回路２００に直流電源電圧を給電
する昇圧型力率改善回路１００の半導体回路部分を構成
するリアクトル電流断続用のスイッチング素子６及びリ
アクトル放電用の逆流防止ダイオ−ド５とを三相インバ
ータ回路モジュール２３で構成し、この三相インバータ
回路モジュール２３の余った第１相のハイサイドスイッ
チング素子の導通を遮断する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、ＡＣ−ＤＣコンバ
ータ装置に関する。本発明のＡＣ−ＤＣコンバータ装置
は、例えば電気自動車用の充電装置に適用される。

【０００２】

【従来の技術】電気自動車の充電装置として好適な従来
のＡＣ−ＤＣコンバータ装置の一例を図５を参照して説
明する。このＡＣ−ＤＣコンバータ装置は、昇圧型力率
改善回路１００とブリッジ回路（本明細書ではＨ形ブリ
ッジ回路ともいう）２００とを有する。

【０００３】１は商用電源、２は第１の整流器モジュー
ル、３は第１のリアクトル、４は第１の平滑コンデン
サ、５は逆流防止ダイオ−ド、６〜１０はＩＧＢＴから
なるスイッチング素子、１１〜１４はフライホイールダ
イオ−ド、１５はトランス、１６は第２の整流器モジュ
ール、１７は第２のリアクトル、１８は第２の平滑コン
デンサ、１９は負荷、２０は制御回路、２１は第１の電
流センサ、２２は第２の電流センサである。

【０００４】昇圧型力率改善回路１００において、制御
回路２０は、第１のリアクトル３に流れる電流を第１の
電流センサ２１で検出して入力し、この電流波形が第１
の整流器２から出力される整流電圧の波形と相似になる
ように、かつ、第１の平滑コンデンサ４の電位が所定の
値となるように、ＩＧＢＴ６を断続制御している。ブリ
ッジ回路２００において、制御回路２０は、負荷１９に
流れる負荷電流を第２の電流センサ２２で検出して入力
し、この負荷電流が所定値となるようにＩＧＢＴ７〜１
０を断続制御してトランス１５に必要な高周波電力を供
給する。トランス１５に供給された高周波電力は、第２
の整流器１６で整流された後に、第２のリアクトル１７
と第２の平滑コンデンサ１８とからなる平滑回路で平滑
された後、負荷１９に給電される。フライホイールダイ
オ−ド１１〜１４はＩＧＢＴ７〜１０がターンオフした
直後にトランス１５の１次巻線及びもれインダクタンス
から放出される磁気エネルギを電流の形で放出する。

【０００５】

【発明が解決しようとする課題】上記した従来の昇圧型
力率改善回路１００とフルブリッジ型のＤＣ−ＤＣコン
バータを組み合わせたＡＣ−ＤＣコンバータ装置では、
図５に示すように複雑な回路構成を必要とするので多数
の回路素子、部品を実装しなければならず、製造が容易
でなかった。また、製造コストの低減も容易ではなかっ
た。

【０００６】本発明は上記事情に鑑みなされたものであ
り、製造工程の短縮及び製造装置の節約が可能で製造コ
ストの格段の低減を実現したＡＣ−ＤＣコンバータ装置
を提供することを、その目的としている。

【０００７】

【課題を解決するための手段】請求項１記載のＡＣ−Ｄ
Ｃコンバータ装置によれば、図５に示す上述した昇圧型
力率改善回路及びフルブリッジ型のＤＣ−ＤＣコンバー
タをもつＡＣ−ＤＣコンバータ装置（以下、昇圧フルブ
リッジ型ＡＣ−ＤＣコンバータ装置ともいう）におい
て、ＤＣ−ＡＣ変換用のブリッジ回路（Ｈ形ブリッジ回
路）を構成する４個のスイッチング素子（ハイサイドス
イッチング素子及びローサイドスイッチング素子）と、
これらスイッチング素子と逆並列接続されるフライホイ
ールダイオードと、このＨ型ブリッジ回路に直流電源電
圧を給電する昇圧型力率改善回路の半導体回路部分を構
成するリアクトル電流断続用スイッチング素子及びリア
クトル放電用の逆流防止ダイオ−ドとからなるスイッチ
ング回路部が、通常の三相インバータ回路モジュールに
よって構成される。

【０００８】更に、この三相インバータ回路モジュール
の逆流防止ダイオ−ドが逆並列されるスイッチング素子
である第１相のハイサイドスイッチング素子の導通が禁
止される。このようにすれば、製造工程の短縮及び製造
装置の節約が可能で製造コストの格段の低減を実現した
ＡＣ−ＤＣコンバータ装置を提供することができる。

【０００９】更に詳しく説明すると、従来、三相交流モ
ータの制御などにおいてモジュール化された三相インバ
ータ回路が用いられている。本発明者らは、本発明のＡ
Ｃ−ＤＣコンバータ装置の上記スイッチング回路部が周
知の三相インバータ回路とほぼ同一構成を有しており、
上記三相インバータ回路モジュールの第１相のハイサイ
ドスイッチング素子だけをオフさせておくことで上記ス
イッチング回路部を簡単に構成できるともに、この三相
インバータ回路モジュールの他の制御端子へ印加する電
圧を制御することで、上記スイッチング回路部を作動さ
せることができるという知見に基づいている。

【００１０】したがって、従来の三相インバータ回路モ
ジュールを用いて本発明のＡＣ−ＤＣコンバータ装置の
スイッチング回路部を構成することができ、量産効果の
向上、製造工程の簡素化、製造装置の節約が可能とな
り、製造コストの格段の低減が可能となる。なお、上記
各スイッチング素子としてはＩＧＢＴ、バイポーラトラ
ンジスタの他ＭＯＳＦＥＴを採用することができ、ＭＯ
ＳＦＥＴを採用する場合には、上記逆流防止ダイオ−ド
やフライホイールダイオードとしてＭＯＳＦＥＴの寄生
ダイオードを採用することができる。

【００１１】また、第１相のハイサイドスイッチング素
子を双方向通電素子であるＭＯＳＦＥＴで構成する場
合、逆流防止ダイオ−ドの導通時にこのＭＯＳＦＥＴを
オンして逆流防止ダイオ−ドの抵抗損失及び発熱を軽減
することもできる。更に、上記三相インバータ回路モジ
ュールの第１相のハイサイドスイッチング素子の遮断機
能は、スイッチング回路部の各スイッチング素子の制御
を行う制御回路の内部に設けてもよく、または、その外
部例えば制御回路に設けてもよい。

【００１２】請求項２記載の電力変換装置は、請求項１
記載の装置において更に、ＤＣ−ＤＣコンバータ回路
は、上記負荷と並列接続される第２の平滑コンデンサを
有するので、出力直流電圧の一層の安定を図ることがで
きる。

【００１３】

【発明を実施する形態】

（実施例１）本発明のＡＣ−ＤＣコンバータ装置をＥＶ
用主バッテリ充電用の充電装置に適用した実施例を図１
を参照して説明する。このＡＣ−ＤＣコンバータ装置
は、第１の全波整流回路２と、昇圧型力率改善回路１０
０とブリッジ回路（本明細書ではＨ形ブリッジ回路とも
いう）２００と、それらの内部のトランジスタを断続制
御する制御回路２０と、トランス１５と、第２の全波整
流回路（整流回路）１６と、第２のリアクトル１７と、
第２の平滑コンデンサ１８と、第１の電流センサ２１
と、第２の電流センサ２２とを備えている。

【００１４】商用電源１から全波整流回路（第１の整流
器）２の交流入力端に印加された交流電圧は全波整流さ
れて昇圧型力率改善回路１００に入力され、昇圧型力率
改善回路１００から出力される直流電圧はブリッジ回路
２００にて高周波電圧に変換されてトランス１５に入力
され、トランス１５の出力は、全波整流回路（第２の整
流回路）１６で全波整流され、第２のリアクトル１７及
び第２の平滑コンデンサ１８で構成される平滑回路にて
平滑されて直流電圧となって負荷１９に印加される。

【００１５】昇圧型力率改善回路１００は、第１のリア
クトル３、第１の平滑コンデンサ４、逆流防止ダイオ−
ド５、ＩＧＢＴ（リアクトル電流断続用スイッチング素
子）６、フライホイールダイオード２６、機能しないＩ
ＧＢＴ２５からなる。全波整流回路２の高位出力端子は
第１のリアクトル３及び逆流防止ダイオード５を通じて
第１の平滑コンデンサ４の高位端子（正極）を充電し、
その低位端子（負極）は接地されている。逆流防止ダイ
オード５のアノードはＩＧＢＴ６のコレクタに接続さ
れ、そのエミッタは接地されている。フライホイールダ
イオード２６はＩＧＢＴ６に逆並列に接続されている。

【００１６】昇圧型力率改善回路１００の動作を説明す
ると、制御回路２０は、第１のリアクトル３に流れる電
流を第１の電流センサ２１で検出して入力し、この電流
の波形が第１の整流器２から出力される整流電圧と相似
波形に近づくように、かつ、第１の平滑コンデンサ４の
電位が所定の一定値となるように、ＩＧＢＴ６を断続制
御する。ＩＧＢＴ６が導通されると第１のリアクトル３
に通電されてそれに磁気エネルギが蓄積され、ＩＧＢＴ
６が遮断されると第１のリアクトル３に蓄積する磁気エ
ネルギにより逆起電力が生じて電流が逆流防止ダイオー
ド５を通じて第１の平滑コンデンサ４に給電される。

【００１７】ブリッジ回路（Ｈ形ブリッジ回路）２００
は、ＩＧＢＴ（ハイサイドスイッチング素子）７、９及
びＩＧＢＴ（ローサイドスイッチング素子）８、１０か
らなる。ＩＧＢＴ７、８は直列接続されており、ＩＧＢ
Ｔ９、１０は直列接続されており、ＩＧＢＴ７、９はそ
の上アーム（ハイサイドスイッチング素子）を構成し、
ＩＧＢＴ８、１０はその下アーム（ローサイドスイッチ
ング素子）を構成している。ＩＧＢＴ７、８の直列接続
点とＩＧＢＴ９、１０の直列接続点とはトランス１５の
一対の入力端子に個別に接続されている。

【００１８】ブリッジ回路２００の動作を説明すると、
制御回路２０は、負荷１９に流れる負荷電流を第２の電
流センサ２２で検出して入力し、この負荷電流が所定値
となるようにＩＧＢＴ７〜１０をオン・オフ制御して、
トランス１５に必要な高周波電力を供給する。ブリッジ
回路２００は、よく知られているように、第１の位相期
間においてＩＧＢＴ７、１０をオンさせ、ＩＧＢＴ８、
９をオフさせてトランス１５の一次コイルに一方向へ通
電し、次の第２の位相期間においてＩＧＢＴ７、１０を
オフさせ、ＩＧＢＴ８、９をオンさせてトランス１５の
一次コイルに他方向へ通電する。制御回路２０からＩＧ
ＢＴ７〜１０の各ゲートに印加されるゲート電圧のキャ
リヤ周波数は所定の一定値とされ、上記負荷電流の制御
は上記通電を行う期間と、ＩＧＢＴ７〜１０をオフして
上記通電を行わない期間の比率すなわちデューティ比を
制御して調節される。フライホイールダイオ−ド１１〜
１４はＩＧＢＴ７〜１０がターンオフした直後にトラン
スの１次巻線及びもれインダクタンスから放出される磁
気エネルギを電流の形で放出する。

【００１９】本実施例の特徴は、上記ＡＣ−ＤＣコンバ
ータのスイッチング回路部を構成するＩＧＢＴ６〜１０
及びダイオード５、１１〜１４を三相インバータ回路モ
ジュール２３を用いて構成するとともに、この三相イン
バータ回路モジュール２３の余分な第１相のハイサイド
スイッチング素子であるＩＧＢＴ２５の制御端子に制御
回路２０から印加する制御電圧をオフ保持回路（導通禁
止手段）３３により遮断する点にある。

【００２０】この三相インバータ回路モジュール２３を
用いた電気自動車の走行モータ制御のための三相交流モ
ータ駆動制御装置の一例を図２に示す。この三相インバ
ータ回路モジュール２３については、良く知られている
ので簡単に説明する。２５は第１相のハイサイドスイッ
チング素子をなすＩＧＢＴ、６は第１相のローサイドス
イッチング素子をなすＩＧＢＴ、７は第２相のハイサイ
ドスイッチング素子をなすＩＧＢＴ、８は第２相のロー
サイドスイッチング素子をなすＩＧＢＴ、９は第２相の
ハイサイドスイッチング素子をなすＩＧＢＴ、２８は第
２相のローサイドスイッチング素子をなすＩＧＢＴ、１
０は第２相のローサイドスイッチング素子をなすＩＧＢ
Ｔ５、２６、１１〜１４はこれらスイッチング素子２
５、６〜１０と個別に逆並列に接続されるダイーオード
である。三相インバータ回路モジュール２３は、絶縁基
板（図示せず）に搭載され、配線されてモジュール化さ
れている。

【００２１】図２において、三相交流モータ３０に通電
される三相交流電流は電流センサ２７、２８で検出さ
れ、検出した電流信号は電流信号増幅回路２９で増幅さ
れてコントローラ３１に入力される。コントローラ３１
は、アクセルセンサ３２から入力された必要電流値と電
流センサ２７、２８から入力された出力電流信号とを比
較してモータ３０への入力電流値が上記必要電流値とな
るようにバッテリ２４から印加される直流電圧を所望周
波数の三相交流電圧に変換する。 次に、オフ保持回路
（導通禁止手段）３３の一例について図３を参照して説
明する。

【００２２】コントローラ（制御回路）３１から入力さ
れる３５〜３７は抵抗、３８はゲート制御回路用の直流
電源、３９〜４１はトランジスタである。エミッタ接地
のｎｐｎトランジスタ３９は抵抗３５から常時ベース電
流を給電されるので常時オンとなり、そのコレクタ電圧
は常時ローレベルとなる。ｎｐｎトランジスタ４０とｐ
ｎｐトランジスタ４１とはコンプリメンタリエミッタホ
ロワ回路を構成している。ＩＧＢＴ２５のゲートにゲー
ト抵抗３７を通じて印加されるこのコンプリメンタリエ
ミッタホロワ回路の出力電圧はトランジスタ３９のコレ
クタ電圧がローレベルであるので常時ローレベルとな
り、ＩＧＢＴ２５は常時オフとなる。

【００２３】このオフ保持回路３３は三相インバータ回
路モジュール２３に内蔵されることができる。例えば、
図２の三相インバータ回路モジュール２３に図４のゲー
ト電圧インターフェィス回路４００を各ＩＧＢＴ毎に内
蔵させる場合、このゲート電圧インターフェィス回路４
００から信号入力段を構成するフォトカプラ３４を省略
して、オフ保持回路３３を構成することができる。

【００２４】本実施例によれば、昇圧型力率改善回路を
有するフルブリッジ型のＡＣ−ＤＣコンバータ装置のス
イッチング回路部分を三相インバータ回路モジュールに
て実現できるため、半導体の部品点数を低減でき、更に
昇圧型力率改善回路とブリッジ回路接続するバスバーや
ワイヤー等の機構部品が減り、そのため、ＡＣ−ＤＣコ
ンバータ装置も小型化できる。

【００２５】（変形態様）なお、三相インバータ回路モ
ジュール２３がこのフォトカプラ３４も内蔵している場
合には、フォトカプラ３４の一対の入力端子を短絡して
も同じ効果を奏することができる。その他、三相インバ
ータ回路モジュール２３がゲート電圧インターフェィス
回路４００を内蔵する、しないにかかわらずＩＧＢＴ２
５のゲート、エミッタ間を短絡することにより同じ効果
を奏することができる。

【００２６】スイッチング素子としてＩＧＢＴの代わり
に、ＭＯＳＦＥＴやバイポーラトランジスタ等その他の
スイッチング素子を用いることができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明のＡＣ−ＤＣコンバータ装置の一実施例
を示す回路図である。

【図２】図１のＡＣ−ＤＣコンバータ装置のスイッチン
グ回路部が共通な三相インバータ回路モジュールを用い
たモータ制御装置の回路図である。

【図３】図１のオフ保持回路３３の一実施例を示す回路
図である。

【図４】図２の三相インバータ回路モジュール２３の入
力インターフェイス回路（１相）を示す回路図である。

【図５】従来のＡＣ−ＤＣコンバータ装置の一例を示す
回路図である。

【符号の説明】

２は第１の全波整流回路（第１の整流器）、３は第１の
リアクトル、４は第１の平滑コンデンサ、５は逆流防止
ダイオ−ド、６はＩＧＢＴ（リアクトル電流断続用スイ
ッチング素子）及び第１相のローサイドスイッチング素
子、７〜１０はＨ型ブリッジ回路２００を構成するＩＧ
ＢＴ、１１〜１４はフライホイールダイオード、１５は
トランス、１６は第２の全波整流回路（第１の整流
器）、１７は第２のリアクトル、１３は第２の平滑コン
デンサ、３３はオフ保持回路（導通禁止手段）、１００
は昇圧型力率改善回路、２００はＨ型ブリッジ回路（Ｄ
Ｃ−ＡＣコンバータ）。

Claims (2)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】商用電源に接続される第１の整流回路と、
   一端が前記第１の整流回路の正極側に接続された第１の
   リアクトルと、高位側主端子が前記第１のリアクトルの
   他端に接続されるとともに低位側主端子が前記第１の整
   流回路の陰極側に接続されるリアクトル電流断続用スイ
   ッチング素子と、アノードが前記第１のリアクトルの他
   端に接続される逆流防止ダイオ−ドと、正極が前記逆流
   防止ダイオ−ドのカソードに接続されるとともに負極が
   前記第１の整流回路の陰極に接続される第１の平滑コン
   デンサとを有する昇圧型力率改善回路と、 前記第１の平滑コンデンサから給電されるＨ型ブリッジ
   回路と、前記Ｈ型ブリッジ回路の出力電圧が入力される
   トランスと、前記トランスの二次電圧を整流する第２の
   整流回路と、負荷と直列接続されて前記第２の整流回路
   の出力電圧を平滑する第２のリアクトルとを備え、前記
   Ｈ型ブリッジ回路は、高位側主端子が前記第１の平滑コ
   ンデンサの正極に接続され、低位側主端子が前記トラン
   スの一対の入力端子に個別に接続される一対のハイサイ
   ドスイッチング素子と、低位側主端子が前記第１の平滑
   コンデンサの陰極に接続され、高位側主端子が前記トラ
   ンスの一対の入力端子に個別に接続される一対のローサ
   イドスイッチング素子と、前記ハイサイドスイッチング
   素子及びローサイドスイッチング素子とそれぞれ逆並列
   に接続されるフライホイールダイオードとを有するＤＣ
   −ＤＣコンバータ回路と、 前記第１の整流回路の出力電流に関連する状態量に基づ
   いて前記リアクトル電流断続用スイッチング素子を断続
   制御して前記第１の整流回路の出力電流の力率を改善し
   つつ前記第１の平滑コンデンサ電圧の端子電圧を所定レ
   ベルに維持するとともに、前記Ｈ型ブリッジ回路の前記
   各スイッチング素子を断続制御して交流電圧を発生させ
   る制御回路と、 を備えるＡＣ−ＤＣコンバータ装置において、 高位側主端子が共通接続されて上アームをなす第１相〜
   第３相のハイサイドスイッチング素子と、低位側主端子
   が共通接続されるとともに高位側主端子が前記各ハイサ
   イドスイッチング素子の低位側主端子に個別に接続され
   て下アームをなす第１相〜第３相のローサイドスイッチ
   ング素子と、前記ハイサイドスイッチング素子及びロー
   サイドスイッチング素子と逆並列に接続されるフライホ
   イールダイオードとを有して一体に形成された三相イン
   バータ回路モジュールと、前記第１相のハイサイドスイ
   ッチング素子の導通を禁止する導通禁止手段とを備え、 前記リアクトル電流断続用スイッチング素子は、前記三
   相インバータ回路モジュールの前記第１相のローサイド
   スイッチング素子からなり、 前記逆流防止ダイオ−ドは、前記三相インバータ回路モ
   ジュールの前記第１相のハイサイドスイッチング素子に
   逆並列接続された前記フライホイールダイオードからな
   り、 前記Ｈ型ブリッジ回路の各スイッチング素子及びフライ
   ホイールダイオードは、前記三相インバータ回路モジュ
   ールの前記第２相及び第３相の各スイッチング素子及び
   フライホイールダイオードからなることを特徴とするＡ
   Ｃ−ＤＣコンバータ装置。
2. 【請求項２】前記ＤＣ−ＤＣコンバータ回路は、前記負
   荷と並列接続される第２の平滑コンデンサを有すること
   を特徴とする請求項１記載のＡＣ−ＤＣコンバータ装
   置。