JPH09308231A - スイッチング電源 - Google Patents
スイッチング電源Info
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- JPH09308231A JPH09308231A JP14805196A JP14805196A JPH09308231A JP H09308231 A JPH09308231 A JP H09308231A JP 14805196 A JP14805196 A JP 14805196A JP 14805196 A JP14805196 A JP 14805196A JP H09308231 A JPH09308231 A JP H09308231A
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 昇降圧型のスイッチング電源において、特に
低入力電圧時の効率を向上させ、広い範囲の入力電圧に
対して高い効率が得られるようにする。 【解決手段】 チョークコイルＬ１とスイッチングトラ
ンジスタＱ１の接続点（ａ）と出力端子２との間に、電
源回路に昇降圧動作を行わせる第１の整流回路４と第２
の整流回路５を並列に接続する。第１の整流回路４は結
合コンデンサＣ３、補助インダクタンスＬ２、整流ダイ
オードＤ１を構成要素とし、第２の整流回路はトランジ
スタＱ２、駆動用トランジスタＱ３、コンデンサＣ４を
主な構成要素とする。第１の整流回路４は第２の整流回
路５の動作・不動作に対して自動的に動作状態、不動作
状態となるため、第２の整流回路４の動作・不動作を補
助スイッチとしてのトランジスタＱ４によって切り換え
ることにより、入力側から出力側への電力伝送に使用さ
れる整流回路を選択する。
低入力電圧時の効率を向上させ、広い範囲の入力電圧に
対して高い効率が得られるようにする。 【解決手段】 チョークコイルＬ１とスイッチングトラ
ンジスタＱ１の接続点（ａ）と出力端子２との間に、電
源回路に昇降圧動作を行わせる第１の整流回路４と第２
の整流回路５を並列に接続する。第１の整流回路４は結
合コンデンサＣ３、補助インダクタンスＬ２、整流ダイ
オードＤ１を構成要素とし、第２の整流回路はトランジ
スタＱ２、駆動用トランジスタＱ３、コンデンサＣ４を
主な構成要素とする。第１の整流回路４は第２の整流回
路５の動作・不動作に対して自動的に動作状態、不動作
状態となるため、第２の整流回路４の動作・不動作を補
助スイッチとしてのトランジスタＱ４によって切り換え
ることにより、入力側から出力側への電力伝送に使用さ
れる整流回路を選択する。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、チョッパ方式・昇
降圧型のスイッチング電源において、その電力変換効率
を向上させるための回路技術に関する。さらに詳しく
は、スイッチング電源の整流機能部分に性質の異なる２
つの整流回路を組み込み、状況に応じて電源を高効率で
運転することのできる整流回路を選択して使用するもの
である。
降圧型のスイッチング電源において、その電力変換効率
を向上させるための回路技術に関する。さらに詳しく
は、スイッチング電源の整流機能部分に性質の異なる２
つの整流回路を組み込み、状況に応じて電源を高効率で
運転することのできる整流回路を選択して使用するもの
である。
【０００２】
【従来の技術】昇降圧型のスイッチング電源の回路方式
には様々なものが存在するが、１つの制御系で駆動さ
れ、かつ、トランスを使用しないチョッパ方式に条件を
限定すると、一般には極性反転型と呼ばれるスイッチン
グ電源か、あるいは図３に示す回路構成のスイッチング
電源が用いられる。図３に示す回路の概略の動作は以下
のようになっている。チョークコイルＬ１とスイッチン
グトランジスタＱ１のコレクタを接続した接続点（ａ）
の電圧は、ＰＷＭ制御回路３からの信号によるスイッチ
ングトランジスタＱ１のオン、オフ動作によって、ロー
レベルとハイレベルの電圧が交互に現れる。ここで、ロ
ーレベルはアース電位であり、ハイレベルは入力電圧と
チョークコイルＬ１に発生するフライバック電圧の合成
電圧となる。
には様々なものが存在するが、１つの制御系で駆動さ
れ、かつ、トランスを使用しないチョッパ方式に条件を
限定すると、一般には極性反転型と呼ばれるスイッチン
グ電源か、あるいは図３に示す回路構成のスイッチング
電源が用いられる。図３に示す回路の概略の動作は以下
のようになっている。チョークコイルＬ１とスイッチン
グトランジスタＱ１のコレクタを接続した接続点（ａ）
の電圧は、ＰＷＭ制御回路３からの信号によるスイッチ
ングトランジスタＱ１のオン、オフ動作によって、ロー
レベルとハイレベルの電圧が交互に現れる。ここで、ロ
ーレベルはアース電位であり、ハイレベルは入力電圧と
チョークコイルＬ１に発生するフライバック電圧の合成
電圧となる。
【０００３】スイッチングトランジスタＱ１がターンオ
フして接続点（ａ）の電圧がハイレベルとなると、接続
点（ａ）の電圧は結合コンデンサＣ３と整流ダイオード
Ｄ１を介して平滑コンデンサＣ２を充電する。この時結
合コンデンサＣ３は、接続点（ａ）側が高電位となる。
スイッチングトランジスタＱ１がターンオンすると接続
点（ａ）の電圧はローレベルとなり、入力端子１、チョ
ークコイルＬ１、スイッチングトランジスタＱ１の経路
で電流が流れ、チョークコイルＬ１にはフライバック電
圧を発生させるためのエネルギーが蓄積される。そして
結合コンデンサＣ３はスイッチングトランジスタＱ１、
アース、補助インダクタンスＬ２の経路で放電し、スイ
ッチングトランジスタＱ１がオフ状態の時に蓄積された
充電エネルギーを補助インダクタンスＬ２に移行させ
る。補助インダクタンスＬ２に移行してきたエネルギー
は、スイッチングトランジスタＱ１がオフ状態の時、整
流ダイオードＤ１を介して平滑コンデンサＣ２に供給さ
れる。
フして接続点（ａ）の電圧がハイレベルとなると、接続
点（ａ）の電圧は結合コンデンサＣ３と整流ダイオード
Ｄ１を介して平滑コンデンサＣ２を充電する。この時結
合コンデンサＣ３は、接続点（ａ）側が高電位となる。
スイッチングトランジスタＱ１がターンオンすると接続
点（ａ）の電圧はローレベルとなり、入力端子１、チョ
ークコイルＬ１、スイッチングトランジスタＱ１の経路
で電流が流れ、チョークコイルＬ１にはフライバック電
圧を発生させるためのエネルギーが蓄積される。そして
結合コンデンサＣ３はスイッチングトランジスタＱ１、
アース、補助インダクタンスＬ２の経路で放電し、スイ
ッチングトランジスタＱ１がオフ状態の時に蓄積された
充電エネルギーを補助インダクタンスＬ２に移行させ
る。補助インダクタンスＬ２に移行してきたエネルギー
は、スイッチングトランジスタＱ１がオフ状態の時、整
流ダイオードＤ１を介して平滑コンデンサＣ２に供給さ
れる。
【０００４】このような動作の結果、図３に示す回路で
は、結合コンデンサＣ３と補助インダクタンスＬ２の作
用によって、接続点（ａ）に現れる電圧の交流成分のみ
が整流ダイオードＤ１のアノードに印加される。この状
電圧の交流成分のうち、整流ダイオードＤ１を通過する
方向の電圧の大きさを、スイッチングトランジスタＱ１
のオンデューティを変化させるこよによって変化させれ
ば、出力電圧を制御することが可能となる。従って、入
力電圧が得ようとする出力電圧より高くとも、あるいは
低くとも、スイッチングトランジスタＱ１のオンデュー
ティの制御可能な範囲内であれば出力電圧の定電圧制御
が可能となり、図３に示す回路は、昇降圧型のスイッチ
ング電源として機能する。
は、結合コンデンサＣ３と補助インダクタンスＬ２の作
用によって、接続点（ａ）に現れる電圧の交流成分のみ
が整流ダイオードＤ１のアノードに印加される。この状
電圧の交流成分のうち、整流ダイオードＤ１を通過する
方向の電圧の大きさを、スイッチングトランジスタＱ１
のオンデューティを変化させるこよによって変化させれ
ば、出力電圧を制御することが可能となる。従って、入
力電圧が得ようとする出力電圧より高くとも、あるいは
低くとも、スイッチングトランジスタＱ１のオンデュー
ティの制御可能な範囲内であれば出力電圧の定電圧制御
が可能となり、図３に示す回路は、昇降圧型のスイッチ
ング電源として機能する。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】図３に示す回路は、結
合コンデンサＣ３と補助インダクタンスＬ２の作用によ
って昇降圧型のスイッチング電源として機能する。ここ
で回路に入力される電圧が低い場合、出力電圧を一定に
保つために、ＰＷＭ制御回路３はスイッチングトランジ
スタＱ１のオンデューティが大きくなるような制御動作
を行う。先に述べた動作から分かるように、結合コンデ
ンサＣ３には、スイッチングトランジスタＱ１のオン、
オフ動作によって交流的な電流、即ち、充電電流と放電
電流が流れる。スイッチングトランジスタＱ１のオンデ
ューティが大きい程、この結合コンデンサＣ３に流れる
交流的な電流は大きくなり、結合コンデンサＣ３におい
て発生する損失が増加する。
合コンデンサＣ３と補助インダクタンスＬ２の作用によ
って昇降圧型のスイッチング電源として機能する。ここ
で回路に入力される電圧が低い場合、出力電圧を一定に
保つために、ＰＷＭ制御回路３はスイッチングトランジ
スタＱ１のオンデューティが大きくなるような制御動作
を行う。先に述べた動作から分かるように、結合コンデ
ンサＣ３には、スイッチングトランジスタＱ１のオン、
オフ動作によって交流的な電流、即ち、充電電流と放電
電流が流れる。スイッチングトランジスタＱ１のオンデ
ューティが大きい程、この結合コンデンサＣ３に流れる
交流的な電流は大きくなり、結合コンデンサＣ３におい
て発生する損失が増加する。
【０００６】その結果、図３に示す回路の効率は図２に
示す特性曲線（イ）のように推移し、図３に示す回路で
は低入力電圧時において高効率を得ることが困難であっ
た。従って本発明は、広い範囲の入力電圧に対して一定
の出力電圧を得るための昇降圧型のスイッチング電源に
おいて、低入力電圧時の効率を向上させることを目的と
する。
示す特性曲線（イ）のように推移し、図３に示す回路で
は低入力電圧時において高効率を得ることが困難であっ
た。従って本発明は、広い範囲の入力電圧に対して一定
の出力電圧を得るための昇降圧型のスイッチング電源に
おいて、低入力電圧時の効率を向上させることを目的と
する。
【０００７】
【課題を解決するための手段】本発明は、入力端子とア
ース等の基準電位点との間に主インダクタンス要素とス
イッチング素子とを直列に接続し、スイッチング素子を
オン、オフした時に主インダクタンス要素とスイッチン
グ素子の接続点に現れる電圧を整流・平滑することによ
り直流出力を得る、チョッパ方式のスイッチング電源装
置において、昇降圧動作を可能とする第１と第２のそれ
ぞれ特性の異なる整流回路、入力電圧の検出手段を具備
し、入力電圧の検出手段からの信号に応じて第１の整流
回路あるいは第２の整流回路の一方に、主インダクタン
ス要素と該スイッチング素子の接続点に現れる電圧を整
流させ、所望の出力電圧を得ることを特徴とする。
ース等の基準電位点との間に主インダクタンス要素とス
イッチング素子とを直列に接続し、スイッチング素子を
オン、オフした時に主インダクタンス要素とスイッチン
グ素子の接続点に現れる電圧を整流・平滑することによ
り直流出力を得る、チョッパ方式のスイッチング電源装
置において、昇降圧動作を可能とする第１と第２のそれ
ぞれ特性の異なる整流回路、入力電圧の検出手段を具備
し、入力電圧の検出手段からの信号に応じて第１の整流
回路あるいは第２の整流回路の一方に、主インダクタン
ス要素と該スイッチング素子の接続点に現れる電圧を整
流させ、所望の出力電圧を得ることを特徴とする。
【０００８】
【発明の実施の形態】入力端子とアースとの間にチョー
クコイルとスイッチングトランジスタを直列に接続し、
スイッチングトランジスタのベースにＰＷＭ制御回路の
信号出力端子を接続する。チョークコイルとスイッチン
グトランジスタの接続点（以後、接続点（ａ）とする）
とアースの間に結合コンデンサと補助インダクタンスを
直列に接続し、結合コンデンサと補助インダクタンスの
接続点と出力端子との間に整流ダイオードを接続する。
この結合コンデンサ、補助インダクタンス、整流ダイオ
ードにより第１の整流回路を形成する。
クコイルとスイッチングトランジスタを直列に接続し、
スイッチングトランジスタのベースにＰＷＭ制御回路の
信号出力端子を接続する。チョークコイルとスイッチン
グトランジスタの接続点（以後、接続点（ａ）とする）
とアースの間に結合コンデンサと補助インダクタンスを
直列に接続し、結合コンデンサと補助インダクタンスの
接続点と出力端子との間に整流ダイオードを接続する。
この結合コンデンサ、補助インダクタンス、整流ダイオ
ードにより第１の整流回路を形成する。
【０００９】接続点（ａ）と出力端子との間に整流素子
としてのＰＮＰ型のトランジスタを接続し、整流素子と
してのトランジスタのベースとアースとの間にＮＰＮ型
の駆動用トランジスタを接続する。駆動用トランジスタ
のベースと接続点（ａ）の間にはコンデンサを接続す
る。この整流素子としてのトランジスタ、駆動用トラン
ジスタ、コンデンサにより第２の整流回路の主要部を形
成する。入力端子とアースとの間に、定電圧ダイオー
ド、第１と第２の抵抗を直列に接続し、入力電圧検出回
路を形成する。駆動用トランジスタのベースをアースと
の間に補助スイッチとしてのトランジスタを接続し、ト
ランジスタのベースを入力電圧検出回路を形成する第１
と第２の抵抗の接続点に接続する。
としてのＰＮＰ型のトランジスタを接続し、整流素子と
してのトランジスタのベースとアースとの間にＮＰＮ型
の駆動用トランジスタを接続する。駆動用トランジスタ
のベースと接続点（ａ）の間にはコンデンサを接続す
る。この整流素子としてのトランジスタ、駆動用トラン
ジスタ、コンデンサにより第２の整流回路の主要部を形
成する。入力端子とアースとの間に、定電圧ダイオー
ド、第１と第２の抵抗を直列に接続し、入力電圧検出回
路を形成する。駆動用トランジスタのベースをアースと
の間に補助スイッチとしてのトランジスタを接続し、ト
ランジスタのベースを入力電圧検出回路を形成する第１
と第２の抵抗の接続点に接続する。
【００１０】
【実施例】低入力電圧時における効率を向上させた、本
発明による昇降圧型のスイッチング電源の回路を図１に
示した。なお、図１の回路における図３の回路で示され
たものと同一の構成要素には同じ符号を付与してある。
また、１、２は高電位側の入力端子及び出力端子を示
し、低電位側の入力端子及び出力端子は、共通のアース
として示している。図１に示す回路は以下のように構成
されている。
発明による昇降圧型のスイッチング電源の回路を図１に
示した。なお、図１の回路における図３の回路で示され
たものと同一の構成要素には同じ符号を付与してある。
また、１、２は高電位側の入力端子及び出力端子を示
し、低電位側の入力端子及び出力端子は、共通のアース
として示している。図１に示す回路は以下のように構成
されている。
【００１１】入力端子１とアースとの間にフィルタ用の
コンデンサＣ１を接続する。入力端子１とアースとの間
には、さらにチョークコイルＬ１とスイッチングトラン
ジスタＱ１を直列に接続し、スイッチングトランジスタ
Ｑ１のベースはＰＷＭ制御回路３の信号出力端子（Ｐ
Ｏ）に接続する。チョークコイルＬ１とスイッチングト
ランジスタＱ１の接続点（ａ）とアースとの間に結合コ
ンデンサＣ３と補助インダクタンスＬ２を直列に接続
し、結合コンデンサＣ３と補助インダクタンスＬ２の接
続点を整流ダイオードＤ１を介して出力端子２に接続す
る。この結合コンデンサＣ３、補助インダクタンスＬ
２、整流ダイオードＤ１により第１の整流回路４が形成
される。出力端子２とアースとの間には、平滑コンデン
サＣ２及び出力電圧検出用の抵抗Ｒ１とＲ２の直列回路
を並列の状態で接続し、抵抗Ｒ１とＲ２の接続点はＰＷ
Ｍ制御回路３の検出端子（ＦＢ）に接続する。
コンデンサＣ１を接続する。入力端子１とアースとの間
には、さらにチョークコイルＬ１とスイッチングトラン
ジスタＱ１を直列に接続し、スイッチングトランジスタ
Ｑ１のベースはＰＷＭ制御回路３の信号出力端子（Ｐ
Ｏ）に接続する。チョークコイルＬ１とスイッチングト
ランジスタＱ１の接続点（ａ）とアースとの間に結合コ
ンデンサＣ３と補助インダクタンスＬ２を直列に接続
し、結合コンデンサＣ３と補助インダクタンスＬ２の接
続点を整流ダイオードＤ１を介して出力端子２に接続す
る。この結合コンデンサＣ３、補助インダクタンスＬ
２、整流ダイオードＤ１により第１の整流回路４が形成
される。出力端子２とアースとの間には、平滑コンデン
サＣ２及び出力電圧検出用の抵抗Ｒ１とＲ２の直列回路
を並列の状態で接続し、抵抗Ｒ１とＲ２の接続点はＰＷ
Ｍ制御回路３の検出端子（ＦＢ）に接続する。
【００１２】接続点（ａ）をＰＮＰ型トランジスタより
なる整流素子としてのトランジスタＱ２のエミッタに接
続し、トランジスタＱ２のコレクタを出力端子２に接続
する。トランジスタＱ２のベースは抵抗Ｒ３を介して駆
動用トランジスタＱ３のコレクタに接続し、駆動用トラ
ンジスタＱ３のエミッタはアースに接続する。駆動用ト
ランジスタＱ３のベースは抵抗Ｒ４とコンデンサＣ４の
直列回路を介して接続点（ａ）に接続し、さらにそのベ
ースをアノードがアースに接続されたダイオードＤ２の
カソードに接続する。トランジスタＱ２のベースとチョ
ークコイルＬ１の入力端子１側の一端との間に抵抗Ｒ５
とコンデンサＣ５を直列に接続する。このトランジスタ
Ｑ２、駆動用トランジスタＱ３、コンデンサＣ４、Ｃ
５、抵抗Ｒ３、Ｒ４、Ｒ５及びダイオードＤ２によっ
て、第２の整流回路５が形成される。
なる整流素子としてのトランジスタＱ２のエミッタに接
続し、トランジスタＱ２のコレクタを出力端子２に接続
する。トランジスタＱ２のベースは抵抗Ｒ３を介して駆
動用トランジスタＱ３のコレクタに接続し、駆動用トラ
ンジスタＱ３のエミッタはアースに接続する。駆動用ト
ランジスタＱ３のベースは抵抗Ｒ４とコンデンサＣ４の
直列回路を介して接続点（ａ）に接続し、さらにそのベ
ースをアノードがアースに接続されたダイオードＤ２の
カソードに接続する。トランジスタＱ２のベースとチョ
ークコイルＬ１の入力端子１側の一端との間に抵抗Ｒ５
とコンデンサＣ５を直列に接続する。このトランジスタ
Ｑ２、駆動用トランジスタＱ３、コンデンサＣ４、Ｃ
５、抵抗Ｒ３、Ｒ４、Ｒ５及びダイオードＤ２によっ
て、第２の整流回路５が形成される。
【００１３】入力端子１を定電圧ダイオードＤＺのカソ
ードに接続し、定電圧ダイオードＤＺのアノードを、抵
抗Ｒ６とＲ７の直列回路を介してアースに接続する。こ
の定電圧ダイオードＤＺ、抵抗Ｒ６、Ｒ７によって入力
電圧検出回路６が形成される。抵抗Ｒ６とＲ７の接続点
をＮＰＮ型トランジスタよりなる補助スイッチとしての
トランジスタＱ４のベースに接続し、トランジスタＱ４
のコレクタは駆動用トランジスタＱ３のベースに、トラ
ンジスタＱ４のエミッタはアースにそれぞれ接続する。
ードに接続し、定電圧ダイオードＤＺのアノードを、抵
抗Ｒ６とＲ７の直列回路を介してアースに接続する。こ
の定電圧ダイオードＤＺ、抵抗Ｒ６、Ｒ７によって入力
電圧検出回路６が形成される。抵抗Ｒ６とＲ７の接続点
をＮＰＮ型トランジスタよりなる補助スイッチとしての
トランジスタＱ４のベースに接続し、トランジスタＱ４
のコレクタは駆動用トランジスタＱ３のベースに、トラ
ンジスタＱ４のエミッタはアースにそれぞれ接続する。
【００１４】以上のような構成の図１の回路において、
第１の整流回路４は図３に示す従来の回路の整流機能部
分と同一の構成であり、第２の整流回路５は同期整流方
式の整流回路の構成となっている。ここで第２の整流回
路５の概略の動作は以下のようになっている。スイッチ
ングトランジスタＱ１がオン、オフ動作をすることによ
り、接続点（ａ）には、ローレベル（即ち、アース電
位）とハイレベル（即ち、入力電圧とフライバック電圧
の合成電圧）の電圧が交互に現れる。
第１の整流回路４は図３に示す従来の回路の整流機能部
分と同一の構成であり、第２の整流回路５は同期整流方
式の整流回路の構成となっている。ここで第２の整流回
路５の概略の動作は以下のようになっている。スイッチ
ングトランジスタＱ１がオン、オフ動作をすることによ
り、接続点（ａ）には、ローレベル（即ち、アース電
位）とハイレベル（即ち、入力電圧とフライバック電圧
の合成電圧）の電圧が交互に現れる。
【００１５】駆動用トランジスタＱ３のベースには、コ
ンデンサＣ４の作用によって、この接続点（ａ）に現れ
る電圧の交流成分が印加され、駆動用トランジスタＱ３
は接続点（ａ）の電圧がハイレベルの時にオン状態、ロ
ーレベルの時にオフ状態となる。するとトランジスタＱ
２のベースには駆動用トランジスタＱ３の動作に応じて
電流が流れ、トランジスタＱ２はオン、オフ動作を繰り
返すことになる。その結果、トランジスタＱ２はスイッ
チングトランジスタＱ１とは相補的に動作し、接続点
（ａ）に現れる電圧の整流を行う。なお、コンデンサＣ
５と抵抗Ｒ５の直列回路は、チョークコイルＬ１の端子
間に現れる電圧をトランジスタＱ２のベースへ導き、ト
ランジスタＱ２のターンオン、ターンオフの動作速度を
向上させる。
ンデンサＣ４の作用によって、この接続点（ａ）に現れ
る電圧の交流成分が印加され、駆動用トランジスタＱ３
は接続点（ａ）の電圧がハイレベルの時にオン状態、ロ
ーレベルの時にオフ状態となる。するとトランジスタＱ
２のベースには駆動用トランジスタＱ３の動作に応じて
電流が流れ、トランジスタＱ２はオン、オフ動作を繰り
返すことになる。その結果、トランジスタＱ２はスイッ
チングトランジスタＱ１とは相補的に動作し、接続点
（ａ）に現れる電圧の整流を行う。なお、コンデンサＣ
５と抵抗Ｒ５の直列回路は、チョークコイルＬ１の端子
間に現れる電圧をトランジスタＱ２のベースへ導き、ト
ランジスタＱ２のターンオン、ターンオフの動作速度を
向上させる。
【００１６】なお、以上の動作は一定に制御すべき出力
電圧よりも入力電圧の方が低い場合に行われるものであ
り、出力電圧よりも入力電圧の方が高い場合には以下の
点で異なる動作となる。すなわち、スイッチングトラン
ジスタＱ１のオンデューティが小さくなることで駆動用
トランジスタＱ３のベースに入力される信号が小さくな
り、駆動用トランジスタＱ３及びトランジスタＱ２は、
そのコレクタ、エミッタに電気抵抗を有する導通状態と
なる。この時のトランジスタＱ２のコレクタ、エミッタ
間の電気抵抗はスイッチングトランジスタＱ１のオンデ
ューティに応じて変化し、その結果、トランジスタＱ２
はシリーズレギュレータに類似した動作を行って出力電
圧を制御する。
電圧よりも入力電圧の方が低い場合に行われるものであ
り、出力電圧よりも入力電圧の方が高い場合には以下の
点で異なる動作となる。すなわち、スイッチングトラン
ジスタＱ１のオンデューティが小さくなることで駆動用
トランジスタＱ３のベースに入力される信号が小さくな
り、駆動用トランジスタＱ３及びトランジスタＱ２は、
そのコレクタ、エミッタに電気抵抗を有する導通状態と
なる。この時のトランジスタＱ２のコレクタ、エミッタ
間の電気抵抗はスイッチングトランジスタＱ１のオンデ
ューティに応じて変化し、その結果、トランジスタＱ２
はシリーズレギュレータに類似した動作を行って出力電
圧を制御する。
【００１７】この動作から分かるように、第２の整流回
路５は第１の整流回路４と同様に、電源回路に昇降圧動
作を行わせることを可能とする整流回路となっている。
いま、第２の整流回路５を不動作とし、第１の整流回路
４のみによって図１に示す電源回路を運転すると、その
図１の回路の効率は図２に示す特性曲線（イ）のように
推移し、逆に第１の整流回路４を不動作とし、第２の整
流回路５のみによって図１に示す電源回路を運転する
と、その図１の回路の効率は図２に示す特性曲線（ロ）
のように推移する。第１の整流回路４は入力電圧が高い
時に高効率で動作することが可能であり、第２の整流回
路は入力電圧が低い時に高効率で動作することが可能で
あるので、入力電圧に応じて整流回路の動作を切り換え
れば、電源回路を高効率で運転することができる。
路５は第１の整流回路４と同様に、電源回路に昇降圧動
作を行わせることを可能とする整流回路となっている。
いま、第２の整流回路５を不動作とし、第１の整流回路
４のみによって図１に示す電源回路を運転すると、その
図１の回路の効率は図２に示す特性曲線（イ）のように
推移し、逆に第１の整流回路４を不動作とし、第２の整
流回路５のみによって図１に示す電源回路を運転する
と、その図１の回路の効率は図２に示す特性曲線（ロ）
のように推移する。第１の整流回路４は入力電圧が高い
時に高効率で動作することが可能であり、第２の整流回
路は入力電圧が低い時に高効率で動作することが可能で
あるので、入力電圧に応じて整流回路の動作を切り換え
れば、電源回路を高効率で運転することができる。
【００１８】その整流回路の動作・不動作を切り換える
手段として、図１の回路では、入力電圧検出回路６と補
助スイッチとしてのトランジスタＱ４を設けている。入
力電圧検出回路６は定電圧ダイオードＤＺの作用によっ
て、入力電圧が所定の電圧（Ｖ1 ）以上になった時、ト
ランジスタＱ４にオン信号を出力する。トランジスタＱ
４は入力電圧検出回路６からオン信号を受けると、駆動
用トランジスタＱ３のベースをアースと接続し、駆動用
トランジスタＱ３をオフ状態に保持する。その結果、整
流素子としてのトランジスタＱ２はオフ状態に保持さ
れ、第２の整流回路５は不動作状態となる。なお、入力
電圧検出回路６がオン信号を出力する入力電圧の値（Ｖ
1 ）は、第１の整流回路４の効率（線（イ））と第２の
整流回路の効率（線（ロ））が、ほぼ同じになる時点の
電圧値が望ましい。
手段として、図１の回路では、入力電圧検出回路６と補
助スイッチとしてのトランジスタＱ４を設けている。入
力電圧検出回路６は定電圧ダイオードＤＺの作用によっ
て、入力電圧が所定の電圧（Ｖ1 ）以上になった時、ト
ランジスタＱ４にオン信号を出力する。トランジスタＱ
４は入力電圧検出回路６からオン信号を受けると、駆動
用トランジスタＱ３のベースをアースと接続し、駆動用
トランジスタＱ３をオフ状態に保持する。その結果、整
流素子としてのトランジスタＱ２はオフ状態に保持さ
れ、第２の整流回路５は不動作状態となる。なお、入力
電圧検出回路６がオン信号を出力する入力電圧の値（Ｖ
1 ）は、第１の整流回路４の効率（線（イ））と第２の
整流回路の効率（線（ロ））が、ほぼ同じになる時点の
電圧値が望ましい。
【００１９】従って、第１の整流回路４、第２の整流回
路５、入力電圧検出回路６及びトランジスタＱ４の相互
の関係から、入力電圧に対する図１の回路の動作は以下
のようになる。先ず、入力電圧が電圧Ｖ1 よりも低い場
合には、入力電圧検出回路６がオン信号を出力しないた
めトランジスタＱ４はオフ状態であり、第２の整流回路
５は動作が可能な状態となっている。ここで第１の整流
回路４における接続点（ａ）と出力端子２の間の電位差
は、コンデンサＣ３の充電電圧と整流ダイオードＤ１の
順方向降下電圧を合わせた値によって決定される。これ
に対し、第２の整流回路５における接続点（ａ）と出力
端子２の間の電位差は、トランジスタＱ２のコレクタ、
エミッタ間の電圧のみによって決定される。
路５、入力電圧検出回路６及びトランジスタＱ４の相互
の関係から、入力電圧に対する図１の回路の動作は以下
のようになる。先ず、入力電圧が電圧Ｖ1 よりも低い場
合には、入力電圧検出回路６がオン信号を出力しないた
めトランジスタＱ４はオフ状態であり、第２の整流回路
５は動作が可能な状態となっている。ここで第１の整流
回路４における接続点（ａ）と出力端子２の間の電位差
は、コンデンサＣ３の充電電圧と整流ダイオードＤ１の
順方向降下電圧を合わせた値によって決定される。これ
に対し、第２の整流回路５における接続点（ａ）と出力
端子２の間の電位差は、トランジスタＱ２のコレクタ、
エミッタ間の電圧のみによって決定される。
【００２０】トランジスタＱ２がオン状態となれば、ト
ランジスタＱ２のコレクタ、エミッタ間の電圧はコンデ
ンサＣ３の充電電圧と整流ダイオードＤ１の順方向降下
電圧を加えた値よりも小さくなる。そのため整流ダイオ
ードＤ１に電流は流れず、第１の整流回路４は自動的に
不動作状態となる。従ってスイッチングトランジスタＱ
１がオン、オフ動作をした時、接続点（ａ）に現れる電
圧は第２の整流回路５によって整流され、入力側から出
力側へのエネルギーの供給は、第２の整流回路５を介し
て行われる。
ランジスタＱ２のコレクタ、エミッタ間の電圧はコンデ
ンサＣ３の充電電圧と整流ダイオードＤ１の順方向降下
電圧を加えた値よりも小さくなる。そのため整流ダイオ
ードＤ１に電流は流れず、第１の整流回路４は自動的に
不動作状態となる。従ってスイッチングトランジスタＱ
１がオン、オフ動作をした時、接続点（ａ）に現れる電
圧は第２の整流回路５によって整流され、入力側から出
力側へのエネルギーの供給は、第２の整流回路５を介し
て行われる。
【００２１】次に入力電圧が電圧Ｖ1 よりも高い場合に
は、入力電圧検出回路がオン信号を出力してトランジス
タＱ４をオン状態とするため、第２の整流回路５は不動
作状態となる。すると第１の整流回路４は自動的に動作
状態となり、スイッチングトランジスタＱ１がオン、オ
フ動作をした時、接続点（ａ）に現れる電圧は第１の整
流回路４によって整流され、入力側から出力側へのエネ
ルギーの供給は、第１の整流回路４を介して行われる。
このような動作過程により、図１に示す回路の総合効率
は図２中の特性曲線（ハ）のように推移し、図３の従来
の回路に比べて入力電圧が低い範囲における効率を大幅
に向上させることが可能となる。
は、入力電圧検出回路がオン信号を出力してトランジス
タＱ４をオン状態とするため、第２の整流回路５は不動
作状態となる。すると第１の整流回路４は自動的に動作
状態となり、スイッチングトランジスタＱ１がオン、オ
フ動作をした時、接続点（ａ）に現れる電圧は第１の整
流回路４によって整流され、入力側から出力側へのエネ
ルギーの供給は、第１の整流回路４を介して行われる。
このような動作過程により、図１に示す回路の総合効率
は図２中の特性曲線（ハ）のように推移し、図３の従来
の回路に比べて入力電圧が低い範囲における効率を大幅
に向上させることが可能となる。
【００２２】なお、図１に示す実施例の回路において
は、第１の整流回路４の整流ダイオードＤ１は、トラン
ジスタ素子による同期整流方式の整流素子としても良
い。一方、第２の整流回路５については、コンデンサＣ
５と抵抗Ｒ５は回路の仕様によって除かれる場合、ダイ
オードＤ２の代わりに抵抗Ｒ素子が使用される場合、抵
抗Ｒ３にスピードアップ用のコンデンサを並列接続する
場合等、様々な回路の変形が可能であり、図１に示す回
路構成に限定されるものではない。さらに入力電圧検出
回路６は、図１においては電圧Ｖ1 の検出に定電圧ダイ
オードＤＺ、抵抗Ｒ６、Ｒ７の直列回路にて形成した
が、入力電圧が電圧Ｖ1 以上の時と入力電圧が電圧Ｖ1
以下の時では異なる信号を出力する機能を備えた回路・
装置であれば良く、図１の構成に限定されない。このよ
うに、本発明の要旨を変更しない範囲での各整流回路の
変形は可能である。
は、第１の整流回路４の整流ダイオードＤ１は、トラン
ジスタ素子による同期整流方式の整流素子としても良
い。一方、第２の整流回路５については、コンデンサＣ
５と抵抗Ｒ５は回路の仕様によって除かれる場合、ダイ
オードＤ２の代わりに抵抗Ｒ素子が使用される場合、抵
抗Ｒ３にスピードアップ用のコンデンサを並列接続する
場合等、様々な回路の変形が可能であり、図１に示す回
路構成に限定されるものではない。さらに入力電圧検出
回路６は、図１においては電圧Ｖ1 の検出に定電圧ダイ
オードＤＺ、抵抗Ｒ６、Ｒ７の直列回路にて形成した
が、入力電圧が電圧Ｖ1 以上の時と入力電圧が電圧Ｖ1
以下の時では異なる信号を出力する機能を備えた回路・
装置であれば良く、図１の構成に限定されない。このよ
うに、本発明の要旨を変更しない範囲での各整流回路の
変形は可能である。
【００２３】
【発明の効果】以上に述べたように本発明は、結合コン
デンサＣ３と補助インダクタンスＬ２を備えることで電
源回路の昇降圧動作を可能とする第１の整流回路４と、
トランジスタＱ２と駆動用トランジスタＱ３とコンデン
サＣ４を備えることで電源回路の昇降圧動作を可能とす
る第２の整流回路５の、性質の異なる２つの整流回路を
組み合わせたことを特徴としている。第２の整流回路５
の動作状態、不動作状態に応じて第１の整流回路４が自
動的に不動作状態、動作状態となるため、（１）整流回
路の動作の切り換えは、第２の整流回路５の動作・不動
作を決定する補助スイッチとしてのトランジスタＱ４の
みで行え、（２）電力の伝送線路に電流路を分岐させる
ための切り換えスイッチを設けなくて良い、等の利点が
ある。
デンサＣ３と補助インダクタンスＬ２を備えることで電
源回路の昇降圧動作を可能とする第１の整流回路４と、
トランジスタＱ２と駆動用トランジスタＱ３とコンデン
サＣ４を備えることで電源回路の昇降圧動作を可能とす
る第２の整流回路５の、性質の異なる２つの整流回路を
組み合わせたことを特徴としている。第２の整流回路５
の動作状態、不動作状態に応じて第１の整流回路４が自
動的に不動作状態、動作状態となるため、（１）整流回
路の動作の切り換えは、第２の整流回路５の動作・不動
作を決定する補助スイッチとしてのトランジスタＱ４の
みで行え、（２）電力の伝送線路に電流路を分岐させる
ための切り換えスイッチを設けなくて良い、等の利点が
ある。
【００２４】（１）の利点は回路構成が複雑になること
を防止し、（２）の利点は回路の効率が低下する要因を
排除することになり、スイッチング電源の大型化を防止
しながら効率を向上させることができるという効果を奏
する。そして、入力電圧に応じて各整流回路の動作状態
が切り替えられるため、電源回路は常に効率の高い整流
回路によって運転され、従来の回路において問題となっ
ていた入力電圧が低い場合の効率が向上する。従って本
発明によれば、入力電圧の広い範囲に渡って高い効率が
得られるスイッチング電源を提供することができる。
を防止し、（２）の利点は回路の効率が低下する要因を
排除することになり、スイッチング電源の大型化を防止
しながら効率を向上させることができるという効果を奏
する。そして、入力電圧に応じて各整流回路の動作状態
が切り替えられるため、電源回路は常に効率の高い整流
回路によって運転され、従来の回路において問題となっ
ていた入力電圧が低い場合の効率が向上する。従って本
発明によれば、入力電圧の広い範囲に渡って高い効率が
得られるスイッチング電源を提供することができる。
【図１】 本発明によるスイッチング電源の実施例の回
路図。
路図。
【図２】 入力電圧に対する回路効率の特性図。
【図３】 従来の昇降圧型のスイッチング電源の回路
図。
図。
１ 入力端子 ２ 出力端子 ３ ＰＷＭ制御回路 ４ 第１の整流回路 ５ 第２の整流回路 ６ 入力電圧検出回路 Ｃ２ 平滑コンデンサ Ｃ３ 結合コンデンサ Ｃ４ コンデンサ（容量素子） Ｄ１ 整流ダイオード ＤＺ 定電圧ダイオード Ｌ１ チョークコイル Ｌ２ 補助インダクタンス Ｑ１ スイッチングトランジスタ Ｑ２ 整流素子としてのトランジスタ Ｑ３ 駆動用トランジスタ Ｑ４ 補助スイッチとしてのトランジスタ
Claims (3)
- 【請求項１】 入力端子とアース等の基準電位点との間
に主インダクタンス要素とスイッチング素子とを直列に
接続し、該スイッチング素子をオン、オフした時に該主
インダクタンス要素と該スイッチング素子の接続点に現
れる電圧を整流・平滑することにより直流出力を得る、
チョッパ方式のスイッチング電源装置において、昇降圧
動作を可能とし、入力電圧が高いときに高い効率を示す
第１の整流回路、昇降圧動作を可能とし、入力電圧が低
いときに高い効率を示す第２の整流回路および入力電圧
の検出手段を具備し、該入力電圧の検出手段からの信号
に応じて該第１の整流回路あるいは第２の整流回路の一
方に、該主インダクタンス要素と該スイッチング素子の
接続点に現れる電圧を整流させ、出力電圧を得ることを
特徴とするスイッチング電源。 - 【請求項２】 入力端子とアース等の基準電位点との間
に主インダクタンス要素とスイッチング素子とを直列に
接続し、該スイッチング素子をオン、オフした時に該主
インダクタンス要素と該スイッチング素子の接続点に現
れる電圧を整流・平滑することにより直流出力を得る、
チョッパ方式のスイッチング電源装置において、 該主インダクタンス要素と該スイッチング素子の接続点
と基準電位点との間に接続された結合コンデンサと補助
インダクタンスの直列回路と、該結合コンデンサと該補
助インダクタンスの接続点と出力端子との間に接続され
た整流素子を備えた第１の整流回路、 該主インダクタンス要素と該スイッチング素子の接続点
と該出力端子との間に接続されたＰＮＰ型のトランジス
タ整流素子と、該トランジスタ整流素子のベースと基準
電位点との間に接続されたＮＰＮ型の駆動用トランジス
タと、該主インダクタンス要素と該スイッチング素子の
接続点と該駆動用トランジスタのベースとの間に接続さ
れた容量素子を備えた、同期整流方式の第２の整流回
路、 該出力端子と基準電位点との間に接続された平滑コンデ
ンサ、 入力電圧を検出する入力電圧検出回路、 該入力電圧検出回路からの信号に応じて該第２の整流回
路の該トランジスタ整流素子をオフ状態に保つ補助スイ
ッチ、を備えることを特徴とするスイッチング電源。 - 【請求項３】 前記補助スイッチは、前記駆動用トラン
ジスタのベースと基準電位点との間に接続されることを
特徴とする、請求項２に記載したスイッチング電源。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP14805196A JPH09308231A (ja) | 1996-05-17 | 1996-05-17 | スイッチング電源 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP14805196A JPH09308231A (ja) | 1996-05-17 | 1996-05-17 | スイッチング電源 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH09308231A true JPH09308231A (ja) | 1997-11-28 |
Family
ID=15444059
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP14805196A Pending JPH09308231A (ja) | 1996-05-17 | 1996-05-17 | スイッチング電源 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH09308231A (ja) |
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2002320378A (ja) * | 2001-04-19 | 2002-10-31 | Yokogawa Electric Corp | コンバータ |
| US9431889B2 (en) | 2010-08-27 | 2016-08-30 | Samsung Electronics Co., Ltd. | Active rectifier with delay locked loop to compensate for reverse current leakage and wireless power receiving apparatus including active rectifier with delay locked loop to compensate for reverse current leakage |
| WO2018135442A1 (ja) * | 2017-01-18 | 2018-07-26 | 株式会社デンソー | 電力変換システムの制御装置、制御システム |
| JP2018157737A (ja) * | 2017-03-21 | 2018-10-04 | 株式会社デンソー | 制御装置、制御システム |
-
1996
- 1996-05-17 JP JP14805196A patent/JPH09308231A/ja active Pending
Cited By (8)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2002320378A (ja) * | 2001-04-19 | 2002-10-31 | Yokogawa Electric Corp | コンバータ |
| US9431889B2 (en) | 2010-08-27 | 2016-08-30 | Samsung Electronics Co., Ltd. | Active rectifier with delay locked loop to compensate for reverse current leakage and wireless power receiving apparatus including active rectifier with delay locked loop to compensate for reverse current leakage |
| WO2018135442A1 (ja) * | 2017-01-18 | 2018-07-26 | 株式会社デンソー | 電力変換システムの制御装置、制御システム |
| CN110192336A (zh) * | 2017-01-18 | 2019-08-30 | 株式会社电装 | 电力转换系统的控制装置、控制系统 |
| US10848068B2 (en) | 2017-01-18 | 2020-11-24 | Denso Corporation | Power conversion system control device and control system |
| CN110192336B (zh) * | 2017-01-18 | 2021-07-27 | 株式会社电装 | 电力转换系统的控制装置、控制系统 |
| US11201545B2 (en) | 2017-01-18 | 2021-12-14 | Denso Corporation | Power conversion system control device and control system |
| JP2018157737A (ja) * | 2017-03-21 | 2018-10-04 | 株式会社デンソー | 制御装置、制御システム |
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