JP3500799B2

JP3500799B2 - 電源回路

Info

Publication number: JP3500799B2
Application number: JP26895595A
Authority: JP
Inventors: 昌之安村
Original assignee: Sony Corp
Current assignee: Sony Corp
Priority date: 1995-09-25
Filing date: 1995-09-25
Publication date: 2004-02-23
Anticipated expiration: 2015-09-25
Also published as: JPH0993940A

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、例えば交流入力電
圧ＡＣ１００Ｖ系とＡＣ２００Ｖ系に対応するいわゆる
ワイドレンジ対応の電源回路に関するものである。

【０００２】

【従来の技術】近年、電源回路として高周波の比較的大
きい電流及び電圧に耐えることができるスイッチング素
子の開発によって、商用電源を整流して所望の直流電圧
を得る電源装置としては、大部分がスイッチング方式の
電源装置になっている。スイッチング電源回路はスイッ
チング周波数を高くすることによりトランスその他のデ
バイスを小型にすると共に、大電力のＤＣ−ＤＣコンバ
ータとして各種の電子機器の電源として使用される。

【０００３】またスイッチング電源回路として、例えば
交流入力電圧ＡＣ１００Ｖ系の地域とＡＣ２００Ｖ系の
地域に対応するように、ＡＣ８０Ｖ〜２８８Ｖの交流入
力電圧範囲に対応するようにされた、いわゆるワイドレ
ンジ対応の電源回路が知られている。このようなワイド
レンジ対応の電源回路としては、例えばＡＣ１００Ｖ系
とＡＣ２００Ｖ系の場合とで整流平滑回路部の動作を切
換え、ＡＣ１００Ｖ系の場合には倍電圧整流動作とし、
ＡＣ２００Ｖ系の場合には全波整流等の通常の整流動作
とすることにより、交流入力電圧のレベルに関わらずほ
ぼ一定の直流電圧（整流平滑電圧）が得られるようにし
て、後段のスイッチングコンバータに供給するように構
成したものが知られている。

【０００４】図１２の回路図は、上記のような整流平滑
回路部の動作の切換えが可能とされるワイドレンジ対応
のスイッチング電源回路の一例を示すものとされる。こ
の図に示すスイッチング電源回路においては、商用交流
電源ＡＣに対してコモンモードのノイズを除去するノイ
ズフィルタとしてコモンモードチョークコイルＣＭＣと
アクロスコンデンサＣ_L が設けられている。また、ＡＣ
ラインには電源投入のオン／オフのためのメインスイッ
チＭＳが設けられており、同じくＡＣラインには突入電
流制限抵抗Ｒｉを挿入して、電源オン時に平滑コンデン
サに流れる突入電流を抑制するようにしている。商用交
流電源ＡＣ対してはブリッジ整流回路Ｄ₁ が設けられて
いる。このブリッジ整流回路Ｄ₁ は例えば、ブリッジ整
流を形成する破線内の４本の整流ダイオードＤａ，Ｄ
ｂ，Ｄｃ，Ｄｄがスタック化されて１つの部品として構
成されている。

【０００５】この電源回路では、２つの平滑コンデンサ
Ｃｉ_A ，Ｃｉ_B が直列に接続されて、上記ブリッジ整流
回路Ｄ₁ の正極出力端子（整流ダイオードＤａ，Ｄｂの
接続点）と一次側アース間に挿入するように設けられ
る。この場合、平滑コンデンサＣｉ_A ，Ｃｉ_B の接続点
は、後述するスイッチ回路４を介して、ブリッジ整流回
路Ｄ₁ の負極入力端子（整流ダイオードＤｃ，Ｄｄの接
続点）に対して接続される。そして、直列接続された平
滑コンデンサＣｉ_A ，Ｃｉ_B の両端に得られる整流平滑
電圧Ｅｉは後段のスイッチングコンバータＳＣに入力さ
れる。スイッチングコンバータＳＣでは、入力された整
流平滑電圧Ｅｉに基づいてスイッチング動作を行い、安
定化された二次側直流出力電圧Ｅ_O を出力する。

【０００６】破線で示すスイッチ回路４は、倍電圧整流
平滑動作と通常の整流平滑動作を切り換えるためのもの
とされる。このスイッチ回路４は、例えば図に示すよう
にトライアックＴＡなどの両方向性サイリスタをスイッ
チ素子として内蔵すると共に、ほかにこのトライアック
ＴＡのためのオン／オフ制御回路等を内蔵してなるハイ
ブリッドＩＣとされる。この場合、スイッチ回路４に対
しては抵抗Ｒ₁₁、コンデンサＣ₁₁〜Ｃ₁₄、及びダイオー
ドＤ₁₁が外付部品として図のようにして接続される。そ
してこれらの外付部品において、コンデンサＣ₁₄および
ダイオードＤ₁₁からなる半波整流回路により交流入力電
圧を直流化した検出電圧が得られる。そして、スイッチ
回路４ではこの検出電圧に基づいて、例えば商用交流電
源としてＡＣ１５０Ｖ以下が供給されている場合は導通
してオン状態となり、ＡＣ１５０Ｖ以上が供給されてい
る場合には非導通状態とされてオフとなるように制御さ
れる。なお、他の外付部品である抵抗Ｒ₁₁、コンデンサ
Ｃ₁₁〜Ｃ₁₃は、スイッチ回路４内部のトライアックＴＡ
のオン／オフ時のサージ電流や、トライアックＴＡのゲ
ート信号に混入するノイズ対策等のために設けられる保
護回路を形成するものとされる。

【０００７】そこで、上記図１２に示す回路構成におい
て、商用交流電源ＡＣに供給される交流入力電圧Ｖ_ACと
してＡＣ１００Ｖ系（ＡＣ１５０Ｖ以下）が供給されて
いる場合の動作について説明する。この場合には、上述
のようにスイッチ回路４のトライアックＴＡがオンとさ
れて導通可能な状態となる。そして、交流入力電圧Ｖ_AC
が正の期間の整流電流は、商用交流電源ＡＣ→メインス
イッチＭＳ→コモンモードチョークコイルＣＭＣの巻線
Ｎａ→整流ダイオードＤｂ→平滑コンデンサＣｉ_A →ト
ライアックＴＡ→突入電流制限抵抗Ｒｉ→コモンモード
チョークコイルＣＭＣの巻線Ｎｂ→商用交流電源ＡＣの
経路で流れることとなる。一方、交流入力電圧Ｖ_ACが負
の期間は、整流電流は商用交流電源ＡＣ→コモンモード
チョークコイルＣＭＣの巻線Ｎｂ→突入電流制限抵抗Ｒ
ｉ→トライアックＴＡ→平滑コンデンサＣｉ_B →整流ダ
イオードＤａ→コモンモードチョークコイルＣＭＣの巻
線Ｎａ→メインスイッチＭＳ→商用交流電源ＡＣの経路
で流れる。

【０００８】つまり、この際には平滑コンデンサＣｉ
_A ，Ｃｉ_B に対するそれぞれ正期間、負期間の充電によ
り、整流平滑電圧Ｅｉとしては交流入力電圧Ｖ_ACのレベ
ルのほぼ倍の２００Ｖ系の電圧が得られる倍電圧整流平
滑動作となる。

【０００９】一方、ＡＣ２００Ｖ系（ＡＣ１５０Ｖ以
上）の交流入力電圧Ｖ_ACが供給されている場合には、ス
イッチ回路４のトライアックＴＡがオフとされる。そし
て、この場合において交流入力電圧Ｖ_ACが正の期間の整
流電流は、商用交流電源ＡＣ→メインスイッチＭＳ→コ
モンモードチョークコイルＣＭＣの巻線Ｎａ→整流ダイ
オードＤｂ→平滑コンデンサＣｉ_A −平滑コンデンサＣ
ｉ_B →整流ダイオードＤｃ→突入電流制限抵抗Ｒｉ→コ
モンモードチョークコイルＣＭＣの巻線Ｎｂ→商用交流
電源ＡＣの経路で流れることになる。また、交流入力電
圧が負の期間は、電流は商用交流電源ＡＣ→コモンモー
ドチョークコイルＣＭＣの巻線Ｎｂ→突入電流制限抵抗
Ｒｉ→整流ダイオードＤｄ→平滑コンデンサＣｉ_A →平
滑コンデンサＣｉ_B →整流ダイオードＤａ→コモンモー
ドチョークコイルＣＭＣの巻線Ｎａ→メインスイッチＭ
Ｓ→商用交流電源ＡＣの経路で流れる。つまり、この場
合にはブリッジ整流回路Ｄ₁ により全波整流した整流出
力を直列接続された平滑コンデンサＣｉ_A −Ｃｉ_B に充
電して整流平滑電圧を得る全波整流動作が実行されて入
力電圧に対応した２００Ｖ系の直流電圧Ｅｉが得られ
る。

【００１０】このようにしてスイッチ回路４のオン／オ
フが切換わることで、交流電源入力が１００Ｖ系の場合
は倍電圧整流平滑動作とし、一方、交流電源入力が２０
０Ｖ系の場合には通常の全波整流平滑動作とすることで
ワイドレンジの交流入力電圧に対応する電源回路が構成
される。

【００１１】また、スイッチング電源回路においては、
一般に商用電源を整流すると平滑回路に流れる電流は歪
み波形になるため、電源の利用効率を示す力率が損なわ
れるという問題が生じる。また、歪み電流波形となるこ
とによって発生する高調波を抑圧するための対策が必要
とされている。

【００１２】そこで、先に本出願人により力率改善が図
られたスイッチング電源回路が各種提案されているが、
図１３は、先に本出願人により出願された発明に基づい
て構成されるスイッチング電源回路の一例を示す回路図
とされる。この図に示す電源回路は、図１２の電源回路
と同様に、交流入力電圧ＡＣ１００Ｖ系とＡＣ２００Ｖ
系とで倍電圧整流平滑動作と全波整流平滑動作の切換え
が行われるワイドレンジ対応の構成に対して、他励式に
よる電流共振形のスイッチングコンバータと、力率改善
のための力率改善回路を備えた構成とされている。な
お、図１２と同一部分は同一符号を付して説明を省略す
る。

【００１３】図１３に示すスイッチング電源回路におい
ては、商用交流電源ＡＣに対して図のように力率改善整
流回路２０が設けられている。この力率改善整流回路２
０は、交流入力電圧ＡＣ１００Ｖ系とＡＣ２００Ｖ系と
で、倍電圧整流平滑動作と全波整流平滑動作に切換えが
可能な整流回路と、後述するようにして力率改善を図る
ための回路構成が備えられて形成されている。力率改善
整流回路２０においては、商用交流電源ＡＣの正極ライ
ンに直列にフィルタチョークコイルＬ_N が挿入されてお
り、商用交流電源ＡＣに対して並列に接続されるフィル
タコンデンサＣ_N と共にノーマルモードのローパスフィ
ルタを形成して、高調波電流が商用交流電源ＡＣに流れ
るのを阻止することが可能とされる。この場合、ブリッ
ジ整流回路Ｄ_1Aを形成する４本の整流ダイオードＤ_F1、
Ｄ_F2、Ｄ_F3、Ｄ_F4は、後述するように、整流電流経路に
スイッチング周期の高周波電流が流れることに対応して
高速リカバリ型が用いられている。

【００１４】上記ブリッジ整流回路Ｄ_1Aの整流ダイオー
ドＤ_F1、Ｄ_F2の接続点に対しては、後述するスイッチン
グコンバータの絶縁トランスＰＩＴの一次巻線Ｎ₁ が直
列共振コンデンサＣ₁ を介して接続されており、一次巻
線Ｎ₁ に得られたスイッチングコンバータのスイッチン
グ出力が直列共振コンデンサＣ₁ の静電容量結合を介し
て、整流電流経路に帰還されるようにしている。また、
上記整流ダイオードＤ_F1、Ｄ_F2に対しては、それぞれ共
振用コンデンサＣ₂ 、Ｃ₂ が並列に接続されている。

【００１５】この力率改善整流回路２０の場合、図１２
の回路において設けられたトライアックＴＡに相当する
スイッチ回路４は、電磁リレーＲＬ−１のスイッチ部Ｓ
₁ とされている。このスイッチ部Ｓ₁ は、平滑コンデン
サＣｉ_A とＣｉ_B の接続点とブリッジ整流回路Ｄ_1Aの負
極入力端子（整流ダイオードＤ_F3、Ｄ_F4）の接続点を介
するようにして設けられている。

【００１６】電磁リレーＲＬ−１は、力率改善整流回路
２０内に設けられているリレー駆動回路３０によって駆
動される。このリレー駆動回路３０においては、商用交
流電源ＡＣを半波整流する整流ダイオードＤ₆ 及び平滑
コンデンサＣ₅ からなる半波整流回路が備えられ、この
半波整流回路の出力と一次側アース間に対して抵抗Ｒ
₁ 、Ｒ₂ が直列に接続される。この抵抗Ｒ₁ 、Ｒ₂ の分
圧点とトランジスタＱ₃のベース間にはツェナーダイオ
ードＺＤが挿入される。この場合、商用交流電源ＡＣに
供給される交流入力電圧Ｖ_ACがＡＣ１５０Ｖ以上の場合
に、抵抗Ｒ₁ 、Ｒ₂ で分圧される電圧値によってツェナ
ーダイオードＺＤが導通するように、上記各部品が選定
されているものとされる。つまり、上記各部品によって
交流入力電圧レベルがＡＣ１５０Ｖ以上か否かを検出す
る電圧検出回路が形成される。トランジスタＱ₃ は電磁
リレーＲＬ−１をドライブする。このトランジスタＱ₃
のベースと一次側アース間には、抵抗Ｒ₃ とコンデンサ
Ｃ₆ がそれぞれ接続されている。また、トランジスタＱ
₃ のコレクタは一次側アースに接地される。またエミッ
タは電磁リレーＲＬ−１のリレー駆動部Ｒ_D1を介して、
後述する絶縁トランスＰＩＴの三次巻線Ｎ₃ 、整流ダイ
オードＤ₄ 及び平滑コンデンサＣ₄ により得られる低圧
直流電圧Ｅ_P のラインと接続されている。リレー駆動部
Ｒ_D1に対しては逆方向電流を流すための保護用ダイオー
ドＤ₅ が並列に接続されている。

【００１７】このようにして構成される力率改善整流回
路２０の整流動作の切換えは次のようにして行われる。
例えば、ＡＣ１００Ｖ系としてＡＣ１５０Ｖ以下の交流
入力電圧Ｖ_ACが供給されている場合、リレー駆動回路３
０のツェナーダイオードＺＤは導通しないことから、ト
ランジスタＱ₃ ではベース電流が抵抗Ｒ₃ を介して流れ
るようにされてオン状態となる。これにより電磁リレー
ＲＬ−１のリレー駆動部Ｒ_D1には、エミッタ電流が導通
する。そして、リレー駆動部Ｒ_D1の励磁作用によってス
イッチ部Ｓ₁ はオン状態とされることになる。これによ
り、図１２で説明したと同様にして、交流入力電圧Ｖ_AC
が正の帰還では整流ダイオードＤ_F1で整流した商用交流
電源ＡＣを平滑コンデンサＣｉ_A に充電し、交流入力電
圧Ｖ_ACが負の帰還では整流ダイオードＤ_F1で整流した商
用交流電源ＡＣを平滑コンデンサＣｉ_B に充電する倍電
圧整流平滑動作となり、ＡＣ１００Ｖ系のほぼ２倍に相
当する２００Ｖ系の整流平滑電圧Ｅｉが得られることに
なる。

【００１８】これに対して、ＡＣ２００Ｖ系としてＡＣ
１５０Ｖ以上の交流入力電圧Ｖ_ACが供給されている場合
では、リレー駆動回路３０のツェナーダイオードＺＤが
導通することにより、トランジスタＱ₃ のベース電位が
所定以上に引き上げられてベース電流が流れないように
され、トランジスタＱ₃ をオフとする。このため、トラ
ンジスタＱ₃ のエミッタ電流はリレー駆動部Ｒ_D1を流れ
なくなり、スイッチ部Ｓ₁ はオフ状態とされることにな
る。この場合には、図１２で説明したと同様に、商用交
流電源ＡＣをブリッジ整流回路Ｄ_1Aにより全波整流し
て、平滑コンデンサＣｉ_A −Ｃｉ_B の直列接続に対して
充電をする全波整流平滑動作となり、交流入力電圧Ｖ_AC
に対応するＡＣ２００Ｖ系の整流平滑電圧Ｅｉが得られ
ることになる。なお、力率改善整流回路２０の力率改善
動作については後述する。

【００１９】この図に示すスイッチングコンバータは他
励式による電流共振形コンバータとされる。この場合に
は、例えば２石のスイッチング素子Ｑ₁₁、Ｑ₁₂を備え
て、スイッチング素子Ｑ₁₁のドレインを整流平滑電圧Ｅ
ｉのラインと接続し、スイッチング素子Ｑ₁₁のソースと
スイッチング素子Ｑ₁₂のドレインを接続し、スイッチン
グ素子Ｑ₁₂のソースを一次側アースに接続する、いわゆ
るハーフブリッジ結合により接続されている。これらス
イッチング素子Ｑ₁₁、Ｑ₁₂は、発振ドライブ回路２によ
って交互にオン／オフ動作が繰り返されるようにスイッ
チング駆動されて、整流平滑電圧Ｅｉを断続してスイッ
チング出力とする。なお、スイッチング素子Ｑ₁₁、Ｑ₁₂
には、例えばＭＯＳ−ＦＥＴが用いられる。また、各ス
イッチング素子Ｑ ₁₁、Ｑ₁₂のドレイン−ソース間に対し
て図に示す方向に接続されるＤ_D 、Ｄ_D は、スイッチン
グ素子Ｑ₁₁、Ｑ₁₂のオフ時に帰還される電流の経路を形
成するクランプダイオードとされる。

【００２０】スイッチング素子Ｑ₁₁、Ｑ₁₂のソース−ド
レインの接続点はスイッチング出力点とされ、このスイ
ッチング出力点に対して絶縁トランスＰＩＴの一次巻線
Ｎ₁の一端が接続されて、この一次巻線Ｎ₁ に対してス
イッチング出力を供給するようにされる。また、絶縁ト
ランスＰＩＴの一次巻線Ｎ₁ は直列共振コンデンサＣ₁
と直列に接続され、この直列共振コンデンサＣ₁ のキャ
パシタンス及び一次巻線Ｎ₁ を含む絶縁トランスＰＩＴ
のインダクタンス成分により、スイッチング電源回路を
電流共振形とするための直列共振回路を形成している。
なお、本明細書においては、この直列共振回路について
は特に「一次側直列共振回路」ということにする。

【００２１】絶縁トランスＰＩＴは、一次巻線Ｎ₁ に供
給されたスイッチング出力により得られる交番電圧を二
次側に伝送する。この電源回路の場合、絶縁トランスＰ
ＩＴの二次側では、センタータップが二次側アースに接
地された二次巻線Ｎ₂ に対して、整流ダイオードＤ_3A、
Ｄ_3B及び平滑コンデンサＣ₃ による両波整流回路が設け
られている。これによって、一次巻線Ｎ_1カから二次巻線
Ｎ₂ に励起された交番電圧は、上記両波整流回路によっ
て直流電圧に変換されて直流出力電圧Ｅ₀ が得られる。

【００２２】また、この電源回路においては、制御回路
１が直流出力電圧Ｅ_O の変動に基づいて発振ドライブ回
路２を制御し、発振ドライブ回路２からスイッチング素
子Ｑ₁₁、Ｑ₁₂の各ゲートに供給するスイッチング駆動信
号を変化させる（例えば駆動信号のパルス幅可変制御を
行う）ことで、直流出力電圧Ｅ_O の定電圧制御を行うよ
うにしている。

【００２３】起動回路３は、メインスイッチＭＳがオン
とされた電源投入直後に、整流平滑ラインに得られる電
圧あるいは電流を検出して、発振ドライブ回路２を起動
させるために設けられており、この起動回路３には、絶
縁トランスＰＩＴに設けられた三次巻線Ｎ₃ と整流ダイ
オードＤ₄ 、及び平滑コンデンサＣ₄ により供給される
低圧直流電圧Ｅ_P が供給される。この実施例で用いられ
るような、電界効果型のスイッチング素子は電圧駆動で
あり自励発振が困難になるため、この図のように発振ド
ライブ回路２と起動回路３を設けることが好ましい。

【００２４】次に、力率改善整流回路２０の力率改善動
作について説明する。この力率改善整流回路２０のブリ
ッジ整流回路Ｄ_1Aの正極入力端子（整流ダイオード
Ｄ_F1、Ｄ_F2の接続点）に対しては、前述のように一次側
直列共振回路が接続され、この場合には絶縁トランスＰ
ＩＴの一次巻線Ｎ₁ に得られるスイッチング出力を、直
列共振コンデンサＣ₁ の静電容量結合を介して整流電流
経路に帰還するようにされている。そして、このように
して帰還されたスイッチング出力は、フィルタチョーク
コイルＬ_N のインダクタンスを介する整流出力電圧に対
してスイッチング周期の交番電圧（スイッチング電圧）
を重畳するように作用し、この重畳されたスイッチング
電圧によって、整流ダイオードＤ_F1、Ｄ_F2は整流電流を
スイッチング周期で断続するように動作する。整流ダイ
オードＤ_F1、Ｄ_F2は、倍電圧整流時及び全波整流時の何
れの場合にも整流電流の経路にあることから、上述の動
作は、倍電圧整流時及び全波整流時の何れにおいても行
われることになる。

【００２５】この動作により、例えば倍電圧整流動作時
には、整流出力電圧はスイッチング電圧が重畳された状
態で平滑コンデンサＣｉ_A 及びＣｉ_B に充電されること
になるが、このスイッチング電圧の重畳分によって、平
滑コンデンサＣｉ_A 、Ｃｉ_Bの各両端電圧をスイッチン
グ周期で引き下げることになる。このため、整流出力電
圧レベルが平滑コンデンサＣｉ_A 、Ｃｉ_B の各両端電圧
よりも低いとされる期間にも平滑コンデンサＣｉ_A 、Ｃ
ｉ_B への充電電流が流れるようにされる。また、全波整
流動作時では、整流出力電圧はスイッチング電圧が重畳
された整流出力電圧によって直列接続される平滑コンデ
ンサＣｉ_A −Ｃｉ_B 充電を行うようにされ、このスイッ
チング電圧の重畳分によって、直列接続された平滑コン
デンサＣｉ_A −Ｃｉ_B の両端電圧（整流平滑電圧Ｅｉ）
をスイッチング周期で引き下げることになる。このた
め、整流出力電圧レベルが直列接続された平滑コンデン
サＣｉ_A −Ｃｉ_B の両端電圧よりも低いとされる期間に
も充電電流が流れるようにされる。この結果、倍電圧整
流動作又は全波整流動作時の何れの場合においても、交
流入力電流Ｉ_ACの平均的な波形が交流入力電圧Ｖ_ACの波
形に近付くようにされ、交流入力電流Ｉ_ACの導通角が拡
大されることになる。このようにして、この図に示す電
源回路では倍電圧整流動作時と全波整流動作時の何れの
場合にも力率が改善されることになる。

【００２６】また、この電源回路では、前述のようにブ
リッジ整流回路Ｄ_1Aの整流ダイオードＤ_F1及びＤ_F2に対
して並列に共振用コンデンサＣ₂ 、Ｃ₂ が設けられてい
る。この場合、共振用コンデンサＣ₂ 、Ｃ₂ はフィルタ
チョークコイルＬ_N などと共に並列共振回路を形成する
ようにされている。そして、この並列共振回路は負荷変
動に対応してその共振インピーダンスが変化するように
されており、このスイッチング電源回路の負荷が軽くな
った時に整流電流経路に帰還されるスイッチング出力を
抑圧するようにしており、これによって、軽負荷時の平
滑コンデンサの端子電圧（整流平滑電圧）の上昇を抑制
することが可能とされている。

【００２７】また、この電源回路には電磁リレーＲＬ−
２が設けられる。この電磁リレーＲＬ−２のリレー駆動
部Ｒ_D2は、上記絶縁トランスＰＩＴに設けられた三次巻
線Ｎ₃ 、整流ダイオードＤ₄ 、平滑コンデンサＣ₄ によ
り得られる低圧直流電圧Ｅ_Pのラインと一次側アース間
に挿入するように設けられ、そのスイッチ部Ｓ₁₂は商用
交流電源ＡＣラインに挿入されている突入電流制限抵抗
Ｒｉに並列に設けられている。また、リレー駆動部Ｒ_D2
に対しては保護用ダイオードＤ₅ が並列に接続されてい
る。例えば、メインスイッチＭＳがオンとされてこの電
源回路に商用交流電源ＡＣが投入された直後には、低圧
直流電源Ｅ_P のラインにはまだ電圧は発生しておらず、
電磁リレーＲＬ−２のスイッチ部Ｓ₁₂はオフの状態にあ
り、突入電流制限抵抗Ｒｉによって、商用交流電源ＡＣ
から平滑コンデンサに流入する突入電流は制限される。
そして、２００ｍｓ〜３００ｍｓ程度経過すると、低圧
直流電源Ｅ_Pのラインに所要のレベルの電圧が立ち上が
るが、これによって、電磁リレーＲＬ−２のリレー駆動
部Ｒ_D2が導通してスイッチ部Ｓ₁₂をオン状態に切換え、
電流制限抵抗Ｒｉをパスさせる経路を形成する。このと
きには既に突入電流は充分に減衰しており、以降は商用
交流電源ＡＣのラインから突入電流制限抵抗Ｒｉを省略
した等価の回路となる。

【００２８】仮に、電源投入後もそのまま突入電流制限
抵抗Ｒｉが挿入されていると、例えばＡＣ２００系のＰ
交流入力電圧が入力されてる場合は特に問題になる程度
ではないが、ＡＣ１００Ｖ系の場合には電力損失が著し
いものとなる。そこで、上記のように構成することで電
源投入直後の突入電流は抑制可能とされるとともに、以
降は突入電流制限抵抗Ｒｉを短絡して、その分、電力損
失を軽減させることができる。なお、突入電流制限抵抗
Ｒｉは例えば大型セメント抵抗等が用いられ、整流ダイ
オードの最大電流容量規格内に突入電流が抑制されるよ
うにその抵抗値が選定される。

【００２９】

【発明が解決しようとする課題】ところで、機器のサイ
ズやコストなどの観点によれば、スイッチング電源回路
においてもできるだけ部品点数を削減したり小型や安価
な部品を使用するなどして、小型・軽量化及び低コスト
を化を図ることが好ましい。また、電力変換効率等の電
気的特性面においても向上が図られることが好ましい。
特に図１２及び図１３に示した電源回路では、ＡＣ１０
０Ｖ系時にＡＣ２００Ｖ系時よりも大きなレベルの交流
入力電流が整流ダイオード及びトライアックＴＡを流れ
るようにされることから、ＡＣ１００Ｖ系時の電力損失
が大きい。

【００３０】

【課題を解決するための手段】そこで、本発明は上記し
た問題点を解決するため、二つの交流ラインを介して交
流が供給される二つの端子と整流出力が出力される端子
と基準電位に接続される端子とを有し、上記交流が供給
される二つの端子のうちの一方に対して交流ラインの一
方が接続されるブリッジ接続された整流素子、上記交流
が供給される二つの端子のうちの他方に対して上記交流
ラインの一方に接続するための第一スイッチ、上記整流
出力が出力される端子と基準電位との間に接続点を介し
て直列接続される二つの平滑コンデンサ、および、上記
ブリッジ接続された整流素子の他端に接続される第一の
接点と上記二つの平滑コンデンサの接続点に接続される
第二の接点とを有し、切り換えにより上記第一の接点又
は第二の接点を上記交流ラインの他方に接続する第二ス
イッチを備えて形成され、上記交流ラインを介して供給
される交流を整流し、整流された電圧を平滑する整流平
滑回路と、上記整流平滑回路からの整流出力が供給さ
れ、スイッチング動作を行って直流電圧を出力するスイ
ッチングコンバータと、上記整流平滑回路の整流平滑経
路に挿入され、上記二つの平滑コンデンサに流入する突
入電流を抑制する一つ以上の電流制限抵抗と、上記一つ
以上の電流制限抵抗の抵抗値を切り換える切り換え手段
と、上記交流の電圧レベルを検出し、上記交流の電圧レ
ベルが基準電圧より低いとき、第一のレベルの制御信号
を出力し、上記交流の電圧レベルが基準電圧より高いと
き、第一のレベルと異なる第二のレベルの制御信号を出
力する検出手段と、上記スイッチングコンバータからの
直流電圧を駆動電圧として供給される制御手段であっ
て、上記検出手段からの制御信号が第一のレベルのとき
上記第一スイッチを短絡させ、上記第二スイッチを上記
第二の接点を選択するよう切り換えるとともに、上記切
り換え手段を制御して上記一以上の電流制限抵抗の抵抗
値を上記制御信号が第二のレベルのときの抵抗値よりも
小さくし、上記制御信号が第二のレベルのとき上記第一
スイッチを開放させ、上記第二スイッチを上記第一の接
点を選択するよう制御する制御手段とを備えて電源回路
を構成することとした。

【００３１】また、上記一以上の電流制限抵抗は一つ
のみ設けられ、上記切り換え手段はこの電流制限抵抗に
並列に設けられた第三のスイッチであり、該第三のスイ
ッチは上記検出手段からの制御信号が第一のレベルのと
き短絡され、第二のレベルのとき開放されることとし
た。また、上記一以上の電流制限抵抗は二つであって、
その一つは上記ブリッジ接続された整流素子の他端と上
記第一スイッチとの接続点と上記第二スイッチの第一の
接点との間に備えられ、他の一つは、上記交流ラインの
他方と第二スイッチとの間に備えられ、上記切り換え手
段として上記第二スイッチが兼用されることとした。

【００３２】また、上記スイッチングコンバータは、
一次側巻線および二次側巻線を有するコンバータトラン
スと、上記コンバータトランスの一次側巻線の一端と直
列共振コンデンサの一端とを直列接続した一次側直列共
振回路と、上記コンバータトランスの一次側巻線の他端
に接続され、上記整流平滑回路からの整流出力を入力し
てスイッチング動作を行い、上記一次側巻線を駆動する
電流共振形のスイッチング手段と、上記一次側直列共振
回路の直列共振コンデンサの他端を上記ブリッジ接続さ
れた整流素子の一端に接続し、上記交流の整流・平滑経
路に対して、スイッチング出力を帰還して力率改善を図
るようにされた力率改善手段とを備えることとした。

【００３３】そして、上記構成によれば、例えば交流入
力電圧がＡＣ１００Ｖ系時の倍電圧整流動作時には、商
用電源の正／負のそれぞれの期間で並列接続された２本
の整流素子に分岐して交流入力電流が流れるようにされ
ることになる。また、本発明では、電磁リレーを備えた
簡略な回路により倍電圧整流動作と全波整流動作の切換
えを行うようにすると共に、ＡＣ２００系時よりも交流
入力電流が増加するＡＣ１００系時においては突入電流
制限抵抗を商用電源ラインから省略する、若しくはＡＣ
２００系時よりも突入電流制限抵抗の抵抗値を低いもの
とする回路形態に切換えることが可能となる。

【００３４】

【発明の実施の形態】図１は本発明の電源回路の実施例
であるスイッチング電源回路の一実施の形態を示す回路
図とされる。なお、先に従来例として示した図１２及び
図１３と同一部分は同一符号を付して説明を省略する。
この電源回路においては、２つの突入電流制限抵抗Ｒｉ
_A 及びＲｉ_B が設けられている。例えばこの突入電流制
限抵抗Ｒｉ_A 及びＲｉ_B の抵抗値は、図１２に示す突入
電流制限抵抗Ｒｉに対してＲｉ_A ＝Ｒｉ_B ＝２Ｒｉとされて、突入電流制限抵抗Ｒｉ_A 及びＲｉ_B の各抵抗
値は突入電流制限抵抗Ｒｉの２倍の抵抗値と等しくなる
ように選定されている。

【００３５】また、この図に示す電源回路では電磁リレ
ーＲＬ−１１と、この電磁リレーＲＬ−１１を駆動する
リレー駆動回路３０が備えられている。この場合、電磁
リレーＲＬ−１１はいわゆる２回路２接点のものが用い
られる。つまり、リレー駆動部Ｒ_D11 に対して２つのス
イッチ部Ｓ₁₁、Ｓ₁₂が備えられて２回路とされ、スイッ
チ部Ｓ₁₁、Ｓ₁₂は共にリレー駆動部Ｒ_D11 の励磁作用に
よって端子Ｔ₁ が端子Ｔ₂ 又は端子Ｔ₃ に対して連動し
て択一的に切換わるようにされた２接点とされている。
また、リレー駆動回路３０は、図１３に示したリレー駆
動回路３０の構成と同一とされて、この場合にも交流入
力電圧Ｖ_ACのレベルがＡＣ１５０Ｖ以下（ＡＣ１００Ｖ
系）の場合にはトランジスタＱ₃ がオンとされてリレー
駆動部Ｒ_D11 に電流が導通し、ＡＣ１５０Ｖ以上（ＡＣ
２００Ｖ系）ではトランジスタＱ₃ がオフとなってリレ
ー駆動部Ｒ_D11 には電流が流れないようにされる。

【００３６】なお、この場合のリレー駆動回路３０にお
いては、リレー駆動部Ｒ_D11 を駆動する駆動電源は、ス
イッチングコンバータＳＣ側から引き出された、例えば
１２Ｖの低圧直流電圧Ｅ_P が用いられる。また、商用電
源レベルの検出のための分圧抵抗Ｒ₁ 、Ｒ₂ のうち抵抗
Ｒ₂ は可変抵抗あるいは半固定抵抗などが用いられてお
り、抵抗Ｒ₂ の抵抗値を調整することによって検出精度
が高められるようにしている。

【００３７】電磁リレーＲＬ−１１ではリレー駆動部Ｒ
_D11 に電流が流れている場合にはスイッチ部Ｓ₁₁、Ｓ₁₂
が共に端子Ｔ₃ 側に切換わり、電流が導通していない場
合には端子Ｔ₂ 側に切換わるように動作する。従って、
本実施の形態では交流入力電圧Ｖ_ACがＡＣ１５０Ｖ以下
では、スイッチ部Ｓ₁₁、Ｓ₁₂は共に端子Ｔ₁ が端子Ｔ₃
と接続され、ＡＣ１５０Ｖ以上では共に端子Ｔ₁ が端子
Ｔ₂ に接続されるように制御されることになる。

【００３８】図１に示す電源回路において、上記スイッ
チ部Ｓ₁₁はその端子Ｔ₁ が商用交流電源ＡＣの負極ライ
ンと接続され、端子Ｔ₂ は突入電流制限抵抗Ｒｉ_B を介
してブリッジ整流回路Ｄ₁ の負極入力端子（整流ダイオ
ードＤｃ，Ｄｄの接続点）と接続され、端子Ｔ₃ は平滑
コンデンサＣｉ_A ，Ｃｉ_B の接続点と接続される。ま
た、スイッチ部Ｓ₁₂はその端子Ｔ₁ がブリッジ整流回路
Ｄ₁ の負極入力端子と接続され、端子Ｔ₂ は突入電流制
限抵抗Ｒｉ_A を介して商用交流電源ＡＣの負極ラインと
接続され、端子Ｔ₃ は商用交流電源ＡＣの正極ラインと
接続されている。

【００３９】このようにして構成されるスイッチング電
源回路の動作として、先ず、ＡＣ１５０Ｖ以上（ＡＣ２
００Ｖ系）の交流入力電圧Ｖ_ACが供給される場合には次
のようになる。この場合には、前述のように電磁リレー
ＲＬ−１１のリレー駆動回路Ｒ_D11 は電流が導通しない
ことから、スイッチ部Ｓ₁₁、Ｓ₁₂は共に端子Ｔ₂ 側に切
換わる状態とされる。この状態では、商用交流電源ＡＣ
をブリッジ整流回路Ｄ₁ により全波整流して、直列接続
された平滑コンデンサＣｉ_A −Ｃｉ_B に充電する全波整
流平滑動作が行われる回路を形成する。また、商用交流
電源ＡＣの負極ラインと、ブリッジ整流回路Ｄ₁ の負極
入力端子間に対して、突入電流制限抵抗Ｒｉ_A 、Ｒｉ_B
が並列に接続されることになる。前述のように突入電流
制限抵抗Ｒｉ_A 、Ｒｉ_B は、図１３の電源回路に挿入さ
れていた突入電流制限抵抗Ｒｉの２倍の抵抗値を有して
いることから、この場合には商用交流電源ＡＣに対して
図１３の突入電流制限抵抗Ｒｉの抵抗値を直列に挿入し
た場合と回路的には等価となり、電源投入時の突入電流
を抑制することが可能となる。なお、この場合には以降
の継続動作時においても突入電流制限抵抗Ｒｉ_A 、Ｒｉ
_B の並列接続が商用交流電源ＡＣのラインに挿入される
ことになるが、ＡＣ２００Ｖ系時の場合には、ＡＣ１０
０Ｖ系時と比較して交流入力電流Ｉ_ACのレベルが小さい
ことから、突入電流制限抵抗Ｒｉ_A 、Ｒｉ_B による電力
損失は特に問題となる程度のものではない。なお、具体
的には突入電流制限抵抗Ｒｉ_A 、Ｒｉ_B には、例えば共
に６．８Ωのものが用いられ、従って、並列に接続され
た場合には６．８Ω／２＝３．４Ω の抵抗がＡＣラインに挿入されたのと等価となる。

【００４０】また、ＡＣ１５０Ｖ以下（ＡＣ１００Ｖ
系）の交流入力電圧Ｖ_ACが供給される場合には次のよう
になる。先ず、この場合の電源起動後の通常動作時にお
いては、交流入力電圧Ｖ_ACがＡＣ１５０Ｖ以下であるこ
とから、前述のように電磁リレーＲＬ−１１のリレー駆
動回路Ｒ_D11 にトランジスタＱ₃ のエミッタ電流が導通
して、スイッチ部Ｓ₁₁、Ｓ₁₂は共に端子Ｔ₃ 側に切換わ
る状態とされている。これにより、平滑コンデンサＣｉ
_A ，Ｃｉ_B の接続点は商用交流電源ＡＣの負極ラインと
接続される。また、この場合には、スイッチ部Ｓ₁₂の端
子Ｔ₁ と端子Ｔ₃ が接続されることで、ブリッジ整流回
路Ｄ₁ の正極入力端子と負極入力端子が短絡される経路
が形成される。また、突入電流制限抵抗Ｒｉ_A 、Ｒｉ_B
は、共に一端がオープンとされることから回路的には削
除されたのと等価となる。

【００４１】このようにして形成される回路形態による
と、例えば交流入力電圧Ｖ_ACが正の期間は商用交流電源
ＡＣは整流ダイオードＤｂ、Ｄｄに分岐して整流され、
平滑コンデンサＣｉ_A に充電する動作が得られ、また、
交流入力電圧Ｖ_ACが負の期間では、商用交流電源ＡＣは
整流ダイオードＤａ、Ｄｃに分岐して整流され、平滑コ
ンデンサＣｉ_B に充電する動作が得られる。つまり、こ
の場合には、交流入力電圧レベルのほぼ倍の電圧に対応
する整流平滑電圧Ｅｉを生成する倍電圧整流動作のため
の回路形態が得られるものとされるが、本実施の形態で
は、このときの整流電流は整流ダイオードＤｂ−Ｄｄの
並列接続、及び整流ダイオードＤａ、Ｄｃの並列接続を
流れるように構成される。なお、この構成による作用効
果等については後述する。

【００４２】例えば、交流入力電圧ＡＣ１００Ｖ系時に
は、前述のようにＡＣ２００Ｖ系時よりも交流入力電流
Ｉ_ACのレベルが大きくなるが、上述ようにして形成され
る回路形態では、突入電流制限抵抗Ｒｉ_A 、Ｒｉ_B が商
用交流電源ＡＣのラインから省略されるために、特にＡ
Ｃ１００系時において突入電流制限抵抗が挿入されるこ
とによる電力損失の増大の問題は解消されることにな
る。

【００４３】ところで、交流入力電圧Ｖ_ACがＡＣ１００
Ｖ系時とされる場合において、例えば、メインスイッチ
ＭＳがオフの状態からオンに切換えられた電源投入直後
は、スイッチングコンバータＳＣが起動して１２Ｖの低
圧直流電圧Ｅ_P が立ち上がるまでには、約２００ｍｓ〜
３００ｍｓを要するものとされる。したがって、電源投
入直後の約２００ｍｓ〜３００ｍｓにおいては、例え交
流入力電圧がＡＣ１００Ｖ系とされていても、電磁リレ
ーＲＬ−１１のリレー駆動部Ｒ_D11 は非導通状態にある
ことから、スイッチ部Ｓ₁₁、Ｓ₁₂においてはそれぞれ端
子Ｔ₂ 側に切換えられた状態とされる。従って、このと
きはＡＣ２００Ｖ系時の回路形態と同様とされて、商用
交流電源ＡＣのラインに並列に挿入される突入電流制限
抵抗Ｒｉ_A 、Ｒｉ_B によって突入電流は抑制されること
になる。そして、約２００ｍｓ〜３００ｍｓが経過する
と、このときには突入電流は減衰しており、また、低圧
直流電圧Ｅ_P が立ち上がってリレー駆動部Ｒ_D11 が導通
し、スイッチ部Ｓ₁₁、Ｓ₁₂が共に端子Ｔ₃ に切換わるよ
うにされる。そして、前述のようにＡＣ１００Ｖ系時に
対応する回路形態に切換わるようにされる。

【００４４】ここで、図２及び図３に本実施の形態の電
源回路における交流入力電圧Ｖ_ACに対する交流入力電流
Ｉ_ACの動作波形を示す。例えば、図２（ａ）に示すよう
にＡＣ１００Ｖ系として交流入力電圧Ｖ_AC＝１００Ｖが
供給されている場合、交流入力電流Ｉ_ACは図２（ｂ）に
示すような波形により、交流入力電圧Ｖ_ACのレベルが平
滑コンデンサＣｉ_A 、Ｃｉ_B の各両端電圧よりも高い期
間にのみ流れる。また、図３（ａ）に示すようにＡＣ２
００Ｖ系として交流入力電圧Ｖ_AC＝２３０Ｖが供給され
ている場合には、交流入力電流Ｉ_ACは図３（ｂ）に示す
ようになり、交流入力電圧Ｖ_ACのレベルが直列接続され
た平滑コンデンサＣｉ_A −Ｃｉ_Bの両端電圧よりも高い
期間に流れものとされる。また、図２（ｂ）と図３
（ｂ）を比較して分かるように交流入力電流Ｉ_ACは、交
流入力電圧Ｖ_AC＝１００Ｖ時と２３０Ｖ時とに対応して
そのレベルが異なっており、前述したように交流入力電
圧Ｖ_AC＝１００Ｖ時のほうが交流入力電流Ｉ_ACレベルは
大きいものとなる。

【００４５】また、図４は負荷電力２３０Ｗ時における
交流入力電圧に対する電力変換効率特性を、本実施の形
態である図１の電源回路と、図１２に従来例として示し
たスイッチング電源回路と比較して示す図とされる。こ
の図から分かるように、図１の電源回路と図１２の電源
回路では、交流入力電圧Ｖ_ACが１５０Ｖ以上のいわゆる
ＡＣ２００Ｖ系時の全波整流動作時の電力変換効率特性
は同等となるが、交流入力電圧Ｖ_ACが１５０Ｖ以下（Ａ
Ｃ１００Ｖ系時）の倍電圧整流動作時では、図１２の電
源回路では、交流入力電圧Ｖ_ACの上昇に応じて電力変換
効率特性が低減していく傾向が顕著となる。

【００４６】例えば、図１及び図１２の電源回路の場
合、交流入力電圧Ｖ_ACが１００Ｖ系時（ＡＣ１００系
時）の倍電圧整流動作時では、交流入力電流Ｉ_ACは、整
流ダイオードＤ₁ 、Ｄ₂ 及び平滑コンデンサＣｉ_A ，Ｃ
ｉ_B 及びトライアックＴＡを介して流入するが、例え
ば、交流入力電圧Ｖ_AC＝１００Ｖ時には、図２に示した
ように交流入力電圧Ｖ_AC＝２２０Ｖ時の２倍程度のピー
クを有する交流入力電流Ｉ_ACが流入する。このために図
１２の電源回路では、上記整流ダイオードＤ₁ 、Ｄ₂ の
順電圧降下電圧が上昇すると共に、トライアックＴＡの
順電圧降下電圧（例えば順電圧降下電圧Ｖ_F ＝１．５
Ｖ）に加え、突入電流制限抵抗Ｒｉによる電力損失が重
畳されるため、特にＡＣ１００系時においては、電力損
失が増加して電力変換効率特性が低下することになる。

【００４７】このようなことから、スタック化されたブ
リッジ整流回路Ｄ₁ やスイッチ回路４のＩＣなどの部品
が発熱するため、これらの部品に対して放熱板を設ける
ことが必要とされていた。また、負荷電力が２３０Ｗ程
度の場合には例えば突入電流制限抵抗Ｒｉには１Ω／１
０Ｗのセメント抵抗を３組直列に接続する、若しくは１
つの３．３Ω／３０Ｗの大型セメント抵抗を挿入して対
応していたことから、直接他の部品と共にプリント基板
に実装することが困難とされていた。

【００４８】これに対して、図１に示す電源回路では、
トライアックＴＡを含むＩＣのスイッチ回路４及び突入
電流制限抵抗Ｒｉをパスするための電磁リレーＲＬ−２
などは省略されて、代わりに電磁リレーＲＬ−１１を設
けて全波整流回路と倍電圧整流回路の切換えを行うと共
に、ＡＣ１００Ｖ系時には回路から突入電流制限抵抗Ｒ
ｉ_A ，Ｒｉ_B を省略するようにしている。また、倍電圧
整流時には、前述のように、整流電流は整流ダイオード
Ｄｂ−Ｄｄの並列接続、及び整流ダイオードＤａ−Ｄｃ
の並列接続を介して分流するようにして、整流ダイオー
ドの順電圧降下電圧の上昇を抑制している。これによっ
て、それだけＡＣ１００Ｖ系時の電力損失は低減され
て、図４に示すように、ＡＣ２００Ｖ系時と同等の電力
効率が得られる程度に向上が図られることになる。例え
ば具体的には、負荷電力２３０Ｗで交流入力電圧Ｖ_AC＝
１００Ｖ時には、図１２の電源回路では電力変換効率が
８５％であったのに対して、図１の電源回路では８７．
７％に向上され、また、入力電力は図１２の電源回路と
比較して約８．３Ｗ低下するという結果が得られた。

【００４９】そしてこれに伴って、図１２の電源回路で
必要とされたブリッジ整流回路Ｄ₁及びスイッチ回路４
のＩＣなどの部品に対する放熱板は不要となり、それだ
けコストダウンも図られることになる。さらに本実施の
形態では、例えば突入電流制限抵抗Ｒｉ_A ，Ｒｉ_B に、
それぞれ６．８Ω／１５Ｗの中型巻線抵抗を用いて、他
の部品と共にプリント基板に対して実装することも可能
とされ、上述の部品び放熱板の削除と併せて電源装置の
小型／軽量化を図ることが可能とされる。

【００５０】図５は、本発明の他の実施の形態としての
スイッチング電源回路の構成を示す回路図とされ、図１
２及び図１と同一部分は同一符号を付して説明を省略す
る。この場合には、２本の突入電流制限抵抗Ｒｉ_C 、Ｒ
ｉ_D が設けられ、例えば突入電流制限抵抗Ｒｉ_C は１Ω
／１５Ｗ、突入電流制限抵抗Ｒｉ_D は２．２Ω／２０Ｗ
とされて、共に中型の巻線抵抗が用いられる。突入電流
制限抵抗Ｒｉ_D は、電磁リレーＲＬ−１１のスイッチ部
Ｓ₁₁の端子Ｔ₂ とブリッジ整流回路Ｄ₁ の負極ライン間
に挿入される。また、突入電流制限抵抗Ｒｉ_C は、電磁
リレーＲＬ−１１のスイッチ部Ｓ₁₁の端子Ｔ₁ と商用交
流電源ＡＣの負極ライン間に挿入される。この場合、ス
イッチ部Ｓ₁₂の端子Ｔ₂ はオープンとされている。

【００５１】このような構成の電源回路において、交流
入力電圧Ｖ_ACがＡＣ１５０Ｖ以上の２００Ｖ系とされる
場合には、図１の電源回路と同様にリレー駆動回路３０
の動作によってスイッチ部Ｓ₁₁、Ｓ₁₂は共に端子Ｔ₂ 側
に切換えられることになる。そして、この状態ではブリ
ッジ整流回路Ｄ₁ により商用交流電源ＡＣを全波整流し
て、直列接続された平滑コンデンサＣｉ_A ，Ｃｉ_B に対
して充電を行う全波整流平滑動作となる回路が形成され
る。またこの際、商用交流電源ＡＣの負極ラインに突入
電流制限抵抗Ｒｉ_C 、Ｒｉ_D の直列接続が挿入されるこ
とになる。なお、この場合突入電流制限抵抗Ｒｉ_C 、Ｒ
ｉ_D を合成して得られる抵抗値は、Ｒｉ_C ＋Ｒｉ_D ＝１Ω＋２．２Ω＝３．３Ω となり、例えば、図１の回路において挿入される突入電
流制限抵抗Ｒｉ_A ，Ｒｉ_B の並列接続により得られる抵
抗値６．８Ω／２＝３．４Ω とほぼ同等となる。

【００５２】また、交流入力電圧Ｖ_ACがＡＣ１５０Ｖ以
下の１００Ｖ系とされる場合には、リレー駆動回路３０
によってスイッチ部Ｓ₁₁、Ｓ₁₂は共に端子Ｔ₃ 側に切換
えられる。これにより、図１の場合と同様に、交流入力
電圧が正の期間では整流ダイオードＤｂ−Ｄｄの並列接
続を介して整流電流を平滑コンデンサＣｉ_A に充電し、
負の期間では整流ダイオードＤａ−Ｄｃの並列接続を介
して整流電流を平滑コンデンサＣｉ_B に充電する倍電圧
整流回路が形成される。また、本実施の形態において
は、整流電流の経路（この場合は平滑コンデンサＣｉ
_A ，Ｃｉ_B の接続点と商用交流電源ＡＣの負極ライン間
とされる）に突入電流制限抵抗Ｒｉ_C （１Ω／１５Ｗ）
のみが挿入される形態となる。

【００５３】このようにＡＣ１００Ｖ系時にも突入電流
制限抵抗Ｒｉ_C が挿入されることで、例えば、図１で説
明したように電源投入後２００ｍｓ〜３００ｍｓ経過し
て全波整流回路から倍電圧整流回路に切換わった後に、
何らかの原因によって突入電流が充分に減衰しなかった
ような場合でも、突入電流制限抵抗Ｒｉ_C により突入電
流を抑制して回路を保護することができる。なお、突入
電流制限抵抗Ｒｉ_C はＡＣ１００Ｖ系時には継続的に回
路に挿入されることになるが、その抵抗値は１Ωとされ
るため、例えば問題となる程度の電力損失は生じないも
のとされる。

【００５４】また、この図のリレー駆動回路３０内にお
いて破線で囲って示す回路部（３０Ａ）、つまり分圧用
の抵抗Ｒ₁ 、Ｒ₂ とツェナーダイオードＺＤからなる電
圧検出回路部と、トランジスタＱ₃ とその周辺の部品を
備えてなるリレードライバ部に相当する回路部分につい
て、例えば構成部品をチップ部品と厚膜印刷抵抗として
セラミック基板等に実装し、交流入力電圧Ｖ_AC＝１５０
Ｖ±１Ｖの誤差範囲で整流動作の切換えが可能なよう
に、抵抗Ｒ₂ をトリミングしてモジュール化したモジュ
ール回路部３０Ａとすれば、本実施の形態の電源回路を
構成する部品点数を削減すると共に、無調整化を図るこ
とが可能となる。なお、このようなモジュール回路部３
０Ａは、先に示した図１の電源回路に対しても適用が可
能であり、また、以降説明する実施の形態のスイッチン
グ電源回路においてリレー駆動回路３０が設けられてい
る場合にも適用が可能とされる。

【００５５】図６は、本発明を電流共振形のスイッチン
グコンバータを備えるスイッチング電源回路に適用した
一実施の形態を示す回路図とされる。この場合、スイッ
チングコンバータは２つのスイッチング素子をハーフブ
リッジ結合した他励式とされており、上記各実施の形態
である図１、図５、及び従来例として示した図１３の電
源回路と同一部分には同一符号を付して説明を省略す
る。

【００５６】この図の電源回路に示す力率改善整流回路
１０においては、電磁リレーＲＬ−１１のスイッチ部Ｓ
₁₁の端子Ｔ₁ は商用交流電源ＡＣの負極ラインと接続さ
れ、端子Ｔ₂ はオープンとされ、端子Ｔ₃ は平滑コンデ
ンサＣｉ_A ，Ｃｉ_B の接続点と接続される。また、スイ
ッチ部Ｓ₁₂の端子Ｔ₁ はブリッジ整流回路Ｄ_1Aの負極入
力端子と接続され、端子Ｔ₂ は商用交流電源ＡＣの負極
ラインと接続され、端子Ｔ₃ はブリッジ整流回路Ｄ_1Aの
正極入力端子と接続される。

【００５７】なお、この実施の形態においては突入電流
制限抵抗Ｒｉは、図１３の電源回路と同様に電磁リレー
ＲＬ−２により、電源投入後２００ｍｓ〜３００ｍｓ程
度経過するとパスされるようになっている。

【００５８】このような接続形態によると、ＡＣ２００
Ｖ系時（交流入力電圧Ｖ_AC＝１５０Ｖ以上）にはブリッ
ジ整流回路Ｄ_1Aによる全波整流回路が形成されて商用交
流電源ＡＣを全波整流して平滑コンデンサＣｉ_A −Ｃｉ
_B の直列接続に対して充電する回路形態となる。そし
て、図１３の電源回路で説明したと同様の動作によっ
て、交流入力電流Ｉ_ACの導通角が拡大されて力率改善が
図られる。

【００５９】そして、ＡＣ１００系時（交流入力電圧Ｖ
_AC＝１５０Ｖ以下）では、図１及び図５の電源回路と同
様に、交流入力電圧が正の期間では整流ダイオードＤ_F2
−Ｄ_F4の並列接続を介して整流電流を平滑コンデンサＣ
ｉ_A に充電し、負の期間では整流ダイオードＤ_F1−Ｄ_F3
の並列接続を介して整流電流を平滑コンデンサＣｉ_Bに
充電する倍電圧整流回路が形成される。この場合には、
一次側直列共振回路を介して整流電流経路に重畳された
スイッチング出力によって、交流入力電圧が正の期間で
は整流ダイオードＤ_F2−Ｄ_F4により整流電流をスイッチ
ング周期で断続する動作を行い、負の期間では整流ダイ
オードＤ_F1−Ｄ_F3により整流電流を断続する動作を行う
ようにされるが、この場合にも図１３にて説明したと同
様の作用によって力率改善が図られることになる。

【００６０】ここで、図７及び図８に、上記図６に示す
スイッチング電源回路の交流入力電圧に対する交流入力
電流の動作波形を示す。例えば、図７（ａ）に示すよう
に交流入力電圧Ｖ_AC＝１００Ｖが供給されて、倍電圧整
流動作とされている場合には、図７（ｂ）に示すように
交流入力電流Ｉ_ACが平滑コンデンサ側に流入するとされ
るτ期間が拡大される、つまり導通角が拡大された波形
が得られ力率改善が図られる。この場合、交流入力電圧
Ｖ_ACの半周期が１０ｍｓであるとすれば、τ期間が５ｍ
ｓとなるように力率改善に関わる所要の部品を定数を選
定すれば、０．８程度の力率を得ることができる。ま
た、図８（ａ）に示すように交流入力電圧Ｖ_AC＝２２０
Ｖが供給されて全波整流動作とされている場合において
も、同様に、図８（ｂ）に示すようにτ期間に流れる交
流入力電流Ｉ_ACの導通角が拡大されて力率改善が図られ
る。この場合も、τ期間が５ｍｓとなるように力率改善
に関わる所要の部品を定数を選定すれば、０．８程度の
力率を得ることができる。

【００６１】また図９に、交流入力電圧に対する電力変
換効率特性（負荷電力２３０Ｗ時）を図６の電源回路と
図１３の電源回路と比較して示す。この場合にも、交流
入力電圧がＡＣ１５０Ｖ以下であるＡＣ１００Ｖ系にお
いては、図１３の電源回路よりも図６の電源回路のほう
が電力変換効率が向上されている。これは、図１及び図
５の電源回路で説明したのと同様に、倍電圧整流回路が
形成された場合に、交流入力電流Ｉ_ACが整流ダイオード
Ｄ_F2−Ｄ_F4の並列接続、又は整流ダイオードＤ_F1−Ｄ_F3
の並列接続を介して分岐して整流経路に流れるようにさ
れることで、整流ダイオードの順方向電圧降下のレベル
が増大しないようにされ、それだ電力損失が低減される
ことによる。具体的には、負荷電力２３０Ｗで交流入力
電圧Ｖ_AC＝１００ＶＢ時には、図１３の電源回路の電力
変換効率が８６％であったのに対して、図６の電源回路
では８７．２％に向上されている。また、交流入力電力
は図１３の電源回路よりも図６の電源回路のほうが約
３．７Ｗ低減されている。これにより、例えば図１３の
電源回路では、少なくも倍電圧整流動作時に交流入力電
流が流れる整流ダイオードＤａ，Ｄｂに対して放熱板を
設ける必要があったが、本実施の形態Ｊである図６の電
源回路では放熱板は不要となり、それだけ基板サイズの
小型化及び低コスト化が図られることにもなる。

【００６２】図１０は、図６と同様にスイッチングコン
バータに電流共振形が用いられたスイッチング電源回路
に本発明を適用した他の実施の形態の構成を示す回路図
とされ、これまで実施の形態として示した図１、図５、
及び図６と同一部分は同一符号を付して説明を省略す
る。ところで、本実施の形態の電源回路におけるスイッ
チングコンバータは２石のスイッチング素子をハーフブ
リッジ結合した、自励式による電流共振形コンバータと
されることから、先ず、このスイッチングコンバータの
構成について説明する。

【００６３】本実施の形態の電源回路のスイッチングコ
ンバータは、図のようにハーフブリッジ結合された２つ
のスイッチング素子Ｑ₁ 、Ｑ₂ が備えられ、平滑コンデ
ンサＣｉの正極側の接続点とアース間に対してそれぞれ
のコレクタ、エミッタを介して接続されている。このス
イッチング素子Ｑ₁ 、Ｑ₂ の各コレクタ−ベース間に
は、それぞれ起動抵抗Ｒ_S 、Ｒ_S が挿入され、抵抗Ｒ
_B 、Ｒ_B によりスイッチング素子Ｑ₁ 、Ｑ₂のベース電
流（ドライブ電流）を調整する。また、スイッチング素
子Ｑ₁ 、Ｑ₂の各ベース−エミッタ間にはそれぞれダン
パーダイオードＤ_D 、Ｄ_D が挿入される。そして、共振
用コンデンサＣ_B 、Ｃ_B は次に説明するドライブトラン
スＰＲＴの駆動巻線Ｎ_B 、Ｎ_B と共に、自励発振用の直
列共振回路を形成している。

【００６４】ドライブトランスＰＲＴ (Power Regulati
ng Transformer）はスイッチング素子Ｑ₁ 、Ｑ₂ のスイ
ッチング周波数を可変制御するもので、この図の場合に
は駆動巻線Ｎ_B 、Ｎ_B 及び共振電流検出巻線Ｎ_D が巻回
され、更にこれらの各巻線に対して制御巻線Ｎ_C が直交
する方向に巻回された直交型の可飽和リアクトルとされ
ている。このドライブトランスＰＲＴのスイッチング素
子Ｑ₁ 側の駆動巻線Ｎ_B の一端は、抵抗Ｒ_B 共振用コン
デンサＣ_B を介してスイッチング素子Ｑ₁ のベースに接
続され、他端はスイッチング素子Ｑ₁ のエミッタに接続
される。また、スイッチング素子Ｑ₂ 側の駆動巻線Ｎ_B
の一端はアースに接地されると共に、他端は抵抗Ｒ_B 、
共振用コンデンサＣ_B を介してと接続されてスイッチン
グ素子Ｑ₂ のベースと接続される。なお、スイッチング
素子Ｑ₂ 側の駆動巻線Ｎ_B は、スイッチング素子Ｑ₁ 側
の駆動巻線Ｎ_B と逆の極性の電圧が出力されるようにな
されている。

【００６５】絶縁トランスＰＩＴ (Power Isolation Tr
ansformer)はスイッチング素子Ｑ₁、Ｑ₂ のスイッチン
グ出力を二次側に伝送する。この絶縁トランスＰＩＴの
一次巻線Ｎ₁ の一端は、共振電流検出巻線Ｎ_D を介して
スイッチング素子Ｑ₁ のエミッタとスイッチング素子Ｑ
₂ のコレクタの接点に接続されることで、スイッチング
出力が得られるようにされている。また、一次巻線Ｎ₁
の他端は直列共振コンデンサＣ₁ を介して、後述する力
率改善整流回路１１における高速リカバリ型の整流ダイ
オードＤ_F1、Ｄ_F2の接続点（ブリッジ整流回路Ｄ_1Aの正
極入力端子）に対して接続されて、スイッチング出力を
整流電流経路に帰還するようにしている。そして、上記
直列共振コンデンサＣ₁ 及び一次巻線Ｎ₁ を含む絶縁ト
ランスＰＩＴのインダクタンス成分により、スイッチン
グ電源回路を電流共振形とするための一次側直列共振回
路を形成している。

【００６６】この場合、制御回路１は、例えば二次側の
直流電圧出力Ｅ_O と基準電圧を比較してその誤差に応じ
た直流電流を、制御電流としてドライブトランスＰＲＴ
の制御巻線Ｎ_C に供給する誤差増幅器として構成され
る。

【００６７】上記構成のスイッチングコンバータのスイ
ッチング動作としては、先ず商用交流電源ＡＣが投入さ
れると、例えば起動抵抗Ｒ_S 、Ｒ_S を介してスイッチン
グ素子Ｑ₁ 、Ｑ₂ のベースにベース電流が供給されるこ
とになるが、例えばスイッチング素子Ｑ₁ が先にオンと
なったとすれば、スイッチング素子Ｑ₂ はオフとなるよ
うに制御される。そしてスイッチング素子Ｑ₁ の出力と
して、共振電流検出巻線Ｎ_D →一次巻線Ｎ₁ →直列共振
コンデンサＣ₁ に共振電流が流れるが、この共振電流が
０となる近傍でスイッチング素子Ｑ₂ がオン、スイッチ
ング素子Ｑ₁ がオフとなるように制御される。そして、
スイッチング素子Ｑ₂ を介して先とは逆方向の共振電流
が流れる。以降、スイッチング素子Ｑ₁ 、Ｑ₂ が交互に
オンとなる自励式のスイッチング動作が開始される。こ
のように、平滑コンデンサＣｉの端子電圧を動作電源と
してスイッチング素子Ｑ₁ 、Ｑ₂ が交互に開閉を繰り返
すことによって、絶縁トランスＰＩＴの一次側巻線Ｎ₁
に共振電流波形に近いドライブ電流を供給し、二次側の
巻線Ｎ₂ に交番出力を得る。

【００６８】また、二次側の直流出力電圧Ｅ_O が低下し
た時は制御回路１によって制御巻線Ｎ_C に流れる電流が
制御され、スイッチング周波数が低くなるよう（共振周
波数に近くなるように）に制御され、一次巻線Ｎ₁ に流
すドライブ電流が増加するように制御して、定電圧化を
図っている。なお、以降はこのような定電圧制御方式を
スイッチング周波数制御方式ということにする。

【００６９】次に、本実施の形態の電源回路に示す力率
改善整流回路１１について説明する。先ず、この力率改
善整流回路１１においては、図１の電源回路で説明した
と同様にして、突入電流制限抵抗Ｒｉ_A ，Ｒｉ_B が設け
られ、電磁リレーＲＬ−１１のスイッチ部Ｓ₁₁及びＳ₁₂
による倍電圧整流回路と全波整流回路の回路切換え及
び、これに伴う突入電流制限抵抗Ｒｉ_A ，Ｒｉ_B の接続
形態の切換えが行われるものとされることから、ここで
は説明を省略する。

【００７０】そして、本実施の形態の力率改善回路１１
では、フィルタチョークコイルＬ_Nとブリッジ整流回路
Ｄ_1Aの正極入力端子間に対して、チョークコイルＣＨの
巻線Ｌｉが直列に挿入される。この場合、一次側直列共
振回路から整流電流経路に対して帰還されるスイッチン
グ出力電圧は、チョークコイルＣＨの巻線Ｌｉを負荷と
して、巻線Ｌｉのインダクタンスを介する整流入力電圧
に対して重畳するようにされる。即ち、本実施の形態で
は、一次側直列共振回路に得られたスイッチング出力
は、チョークコイルＣＨの磁気結合を介して整流電流経
路に帰還されるように構成される。そして、上記スイッ
チング出力電圧の重畳分によって、倍電圧整流動作時及
び全波整流動作時の何れにおいても、ブリッジ整流回路
Ｄ_1Aを形成する高速リカバリ型の整流ダイオードにより
整流電流を断続するスイッチング動作を促すようにさ
れ、以降は図１３及び図６に示した直列共振コンデンサ
Ｃ₁ の静電容量結合を介してスイッチング出力を帰還す
る方式と同様に作用によって、交流入力電流の導通角を
拡大して力率改善が図られることになる。

【００７１】図１１の回路図は、本発明の他の実施の形
態を示すものとされ、図５、図１０及び図１３と同一部
分は同一符号を付して説明を省略する。この電源回路の
場合、スイッチングコンバータは図１０と同様の自励式
による電流共振形とされている。また、電磁リレーＲＬ
−１１による交流入力電圧レベルに応じた倍電圧整流回
路／全波整流回路の切換えは、図５の電源回路と同様と
されている。

【００７２】この実施の形態に示す電源回路の力率改善
整流回路１２においては、磁気結合トランスＭＣＴが設
けられている。この図に示す磁気結合トランスＭＣＴ
は、一次巻線Ｌ_P と、先に図１０に示したチョークコイ
ルＣＨの巻線に相当する二次巻線Ｌｉを磁気的に密結合
して構成される。この場合、磁気結合トランスＭＣＴの
一次巻線Ｌ_P は図のように一次側直列共振回路と直列に
接続され、二次巻線ＬｉはフィルタチョークコイルＬ_N
とブリッジ整流回路Ｄ_1Aの正極入力端子間に直列に挿入
されている。また、このような場合には、共振用コンデ
ンサＣ₂ は１つとされて図のように二次巻線Ｌｉと並列
に接続されて並列共振回路を形成するようにされている
が、その作用は、図６、図１０及び図１３の電源回路の
ように整流ダイオードＤ_F1、Ｄ_F2に設けられていた場合
と同様であり、交流入力電圧レベルが低くなるに従っ
て、整流平滑電圧レベルが上昇する現象を抑制するよう
にされる。

【００７３】このように磁気結合トランスＭＣＴが設け
られた力率改善整流回路１２では、一次側直列共振回路
に得られたスイッチング出力が、磁気結合トランスＭＣ
Ｔの一次巻線Ｌ_P に対して供給される。磁気結合トラン
スＭＣＴでは、その磁気結合を介して、一次巻線Ｌ_P に
供給されたスイッチング出力電圧が二次巻線Ｌｉに励起
されて、整流電流経路にスイッチング電圧が重畳される
ことになる。これにより、以降は同様にして倍電圧整流
動作時及び全波整流動作時の何れの場合にも、ブリッジ
整流回路Ｄ_1Aを形成する高速リカバリ型の整流ダイオー
ドにより整流電流を断続する動作が得られ、この動作に
基づく作用によって交流入力電圧の導通角が拡大されて
力率改善が行われる。

【００７４】また、この図に示す電源回路では、ドライ
ブトランスＣＤＴ（Converter Drive Transformer)は制
御巻線Ｎ_C が巻装されない構成とされ、従ってスイッチ
ング周波数は固定とされる。そして、この場合には絶縁
コンバータトランスがＰＲＴとされ、一次巻線Ｎ₁ 及び
二次巻線Ｎ₂ にその巻回方向が直交するように制御巻線
Ｎ_C が設けられた構成とされている。このような構成で
は、直流出力電圧Ｅ_O の変動に応じて可変されたレベル
の直流電流が、制御回路１より制御巻線Ｎ_C に対して制
御電流として供給されるが、これにより、絶縁コンバー
タトランスＰＲＴではその漏洩磁束が可変されて一次巻
線Ｎ₁ のインダクタンスを変化させることになる。この
インダクタンス変化により、一次側直列共振回路の共振
周波数がスイッチング周波数に対して可変制御され、こ
れにより二次側直流出力電圧Ｅ_O の定電圧化を図ること
が可能となる（直列共振周波数制御方式）。

【００７５】なお、本発明はこれまで説明してきた上記
各実施の形態に示す構成に限定されるものではなく各種
変更が可能とされ、例えば、倍電整流回路／全波整流回
路切換えとこれに伴う突入電流制限抵抗の接続形態の切
換え構成と、力率改善のための回路構成の組み合わせ
は、上記各図に実施の形態として示した組み合わせのパ
ターンに限定されるものでないことはいうまでもない。
同様にして、力率改善整流回路とその後段に接続される
電流共振形スイッチングコンバータの組み合わせパター
ンも、自励発振形／他励発振形、スイッチング周波数制
御方式／直列共振周波数制御方式、スイッチング素子の
ハーフブリッジ結合タイプ／フルブリッジ結合タイプ
（４石のスイッチング素子を組み合わせて形成される）
等、各種方式・タイプの組み合わせパターンが各種考え
られるものである。

【００７６】

【発明の効果】以上説明したように本発明は、ワイドレ
ンジに対応して交流入力電圧がＡＣ１００Ｖ系時とＡＣ
２００Ｖ系時とで、倍電圧整流回路と全波整流回路に切
換えるように構成された電源回路及びスイッチング電源
回路において、ＡＣ１００Ｖ系時に対応する倍電圧整流
回路が形成される場合には、整流経路において整流ダイ
オードが並列に接続されるようにすると共に、突入電流
を抑制する突入電流制限抵抗をＡＣラインから省略す
る、若しくはＡＣ２００Ｖ系時よりも低抵抗となるよう
に回路切換えが行われるように構成することで、特にＡ
Ｃ１００Ｖ系時に著しい電力損失が大幅に低減され、電
力変換効率を向上させることが可能となるという効果を
有している。また、これに伴って、整流ダイオードに設
けるべき放熱板を不要とすることが可能となる。また、
上述の整流回路の切換えと、突入電流制限抵抗の挿入形
態の切換えを、例えば２回路２接点の電磁リレーを備え
た回路構成によって連動して切換えるように構成するこ
とで、例えばトライアックを備えたＩＣ回路と、このＩ
Ｃ回路に設けられていた放熱板、及び突入電流制限抵抗
をパスする専用のリレー回路などを省略することがで
き、それだけ回路構成部品が削減されて、電源回路の小
型／軽量化を図ることが可能となる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の一実施の形態としてのスイッチング電
源回路の回路図である。

【図２】本実施の形態のスイッチング電源回路の商用交
流電源周期（ＡＣ１００Ｖ時）での交流入力電流の動作
を示す波形図である。

【図３】本実施の形態のスイッチング電源回路の商用交
流電源周期（ＡＣ２２０Ｖ時）での交流入力電流の動作
を示す波形図である。

【図４】本実施の形態のスイッチング電源回路の電力変
換効率特性を従来例と比較して示す説明図である。

【図５】他の実施の形態としてのスイッチング電源回路
を示す回路図である。

【図６】更に他の実施の形態としてのスイッチング電源
回路を示す回路図である。

【図７】図６に示す実施の形態のスイッチング電源回路
の商用交流電源周期（ＡＣ１００Ｖ時）での交流入力電
流の動作を示す波形図である。

【図８】図６に示す実施の形態のスイッチング電源回路
の商用交流電源周期（ＡＣ２２０Ｖ時）での交流入力電
流の動作を示す波形図である。

【図９】図６に示す実施の形態のスイッチング電源回路
の電力変換効率特性を従来例と比較して示す説明図であ
る。

【図１０】更に他の実施の形態としてのスイッチング電
源回路を示す回路図である。

【図１１】更に他の実施の形態としてのスイッチング電
源回路を示す回路図である。

【図１２】従来例としてのスイッチング電源回路を示す
回路図である。

【図１３】従来例としてのスイッチング電源回路を示す
回路図である。

【符号の説明】

１制御回路２発振ドライブ回路３起動回路１０、１１、１２力率改善整流回路３０リレー駆動回路Ｌ_N フィルタチョークコイルＣ_N フィルタコンデンサＤ₁ 、Ｄ_1A ブリッジ整流回路Ｃｉ_A ，Ｃｉ_B 平滑コンデンサＣＨチョークコイルＭＣＴ磁気結合トランスＰＩＴ（ＰＲＴ）絶縁トランスＣＤＴ（ＰＲＴ）ドライブトランスＱ₁ ，Ｑ₂ ，Ｑ₁₁，Ｑ₁₂ スイッチング素子Ｃ₁ 直列共振コンデンサＮ₁ 一次巻線Ｃ₂ 共振用コンデンサ

Claims

(57)【特許請求の範囲】

【請求項１】二つの交流ラインを介して交流が供給さ
れる二つの端子と整流出力が出力される端子と基準電位
に接続される端子とを有し、上記交流が供給される二つ
の端子のうちの一方に対して交流ラインの一方が接続さ
れるブリッジ接続された整流素子、上記交流が供給され
る二つの端子のうちの他方に対して上記交流ラインの一
方に接続するための第一スイッチ、上記整流出力が出力
される端子と基準電位との間に接続点を介して直列接続
される二つの平滑コンデンサ、および、上記ブリッジ接
続された整流素子の他端に接続される第一の接点と上記
二つの平滑コンデンサの接続点に接続される第二の接点
とを有し、切り換えにより上記第一の接点又は第二の接
点を上記交流ラインの他方に接続する第二スイッチを備
えて形成され、上記交流ラインを介して供給される交流
を整流し、整流された電圧を平滑する整流平滑回路と、上記整流平滑回路からの整流出力が供給され、スイッチ
ング動作を行って直流電圧を出力するスイッチングコン
バータと、上記整流平滑回路の整流平滑経路に挿入され、上記二つ
の平滑コンデンサに流入する突入電流を抑制する一つ以
上の電流制限抵抗と、上記一つ以上の電流制限抵抗の抵抗値を切り換える切り
換え手段と、上記交流の電圧レベルを検出し、上記交流の電圧レベル
が基準電圧より低いとき、第一のレベルの制御信号を出
力し、上記交流の電圧レベルが基準電圧より高いとき、
第一のレベルと異なる第二のレベルの制御信号を出力す
る検出手段と、上記スイッチングコンバータからの直流電圧を駆動電圧
として供給される制御手段であって、上記検出手段から
の制御信号が第一のレベルのとき上記第一スイッチを短
絡させ、上記第二スイッチを上記第二の接点を選択する
よう切り換えるとともに、上記切り換え手段を制御して
上記一以上の電流制限抵抗の抵抗値を上記制御信号が第
二のレベルのときの抵抗値よりも小さくし、上記制御信
号が第二のレベルのとき上記第一スイッチを開放させ、
上記第二スイッチを上記第一の接点を選択するよう制御
する制御手段とを備えることを特徴とする電源回路。
【請求項２】上記一以上の電流制限抵抗は一つのみ設
けられ、上記切り換え手段はこの電流制限抵抗に並列に
設けられた第三のスイッチであり、該第三のスイッチは
上記検出手段からの制御信号が第一のレベルのとき短絡
され、第二のレベルのとき開放されることを特徴とする
請求項１に記載の電源回路。
【請求項３】上記一以上の電流制限抵抗は二つであっ
て、その一つは上記ブリッジ接続された整流素子の他端
と上記第一スイッチとの接続点と上記第二スイッチの第
一の接点との間に備えられ、他の一つは、上記交流ライ
ンの他方と第二スイッチとの間に備えられ、上記切り換
え手段として上記第二スイッチが兼用されることを特徴
とする請求項１に記載の電源回路。
【請求項４】上記第一スイッチは切り換えにより選択
される第一の接点および第二の接点を有し、上記第一の
接点は上記交流ラインの一方に接続され、上記一以上の電流制限抵抗は二つであって、その一つは
上記ブリッジ接続された整流素子の他端と上記第一スイ
ッチとの接続点と上記第二スイッチの第一の接点との間
に備えられ、他の一つは、上記交流ラインの他方と上記
第二スイッチの第二の接点との間に備えられ、上記切り
換え手段として上記第一スイッチおよび第二スイッチが
兼用されることを特徴とする請求項１に記載の電源回
路。
【請求項５】上記スイッチングコンバータからの直流
出力電圧が上記制御手段に印加されるまでの間、上記第
一スイッチおよび上記第二スイッチは上記制御信号が第
二のレベルのときと同じ状態におかれ、上記整流平滑回路は、上記スイッチングコンバータから
の直流出力電圧が上記制御手段に印加されるまでの所定
時間内に上記突入電流を充分減衰させる整流平滑回路で
あることを特徴とする請求項２または請求項４に記載の
電源回路。
【請求項６】上記第一スイッチ、上記第二スイッチ、
および上記制御手段は、それぞれリレーのスイッチおよ
びリレーの駆動部であることを特徴とする請求項１に記
載の電源回路。
【請求項７】上記スイッチングコンバータは、一次側
巻線および二次側巻線を有するコンバータトランスと、上記コンバータトランスの一次側巻線の一端と直列共振
コンデンサの一端とを直列接続した一次側直列共振回路
と、上記コンバータトランスの一次側巻線の他端に接続さ
れ、上記整流平滑回路からの整流出力を入力してスイッ
チング動作を行い、上記一次側巻線を駆動する電流共振
形のスイッチング手段と、上記一次側直列共振回路の直列共振コンデンサの他端を
上記ブリッジ接続された整流素子の一端に接続し、上記
交流の整流・平滑経路に対して、スイッチング出力を帰
還して力率改善を図るようにされた力率改善手段とを備
えることを特徴とする請求項１に記載の電源回路。
【請求項８】上記力率改善手段は、上記交流の整流・
平滑経路に直列に挿入されるフィルタチョークコイル
と、上記フィルタチョークコイルと共にローパスフィル
タを形成するように設けられるフィルタコンデンサとを
備え、上記ブリッジ接続された整流素子にスイッチング
出力が帰還されることを特徴とする請求項７に記載の電
源回路。