JPH07147780A - 電源装置 - Google Patents
電源装置Info
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- JPH07147780A JPH07147780A JP5295766A JP29576693A JPH07147780A JP H07147780 A JPH07147780 A JP H07147780A JP 5295766 A JP5295766 A JP 5295766A JP 29576693 A JP29576693 A JP 29576693A JP H07147780 A JPH07147780 A JP H07147780A
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- Japan
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- circuit
- output
- current
- inverter
- switching
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- Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
- Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
- Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
- Y02B70/00—Technologies for an efficient end-user side electric power management and consumption
- Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes
Abstract
(57)【要約】
【目的】負荷装置に定電流を供給し、且つその電流波形
を正弦波にする。 【構成】出力電圧が調整自在なチョッパ回路１で直流電
源Ｅの電圧変換を行う。チョッパ回路１の出力をＰＳＰ
ＷＭ方式のインバータ回路２で交流電力に変換する。こ
のインバータ回路２の出力をインダクタＬ1 とコンデン
サＣ1 とからなる直列共振回路を介して負荷装置Ｂに供
給する。負荷装置Ｂに流れる電流を電流検出回路３でと
検出する。電流検出回路３で検出される負荷電流に応じ
て上記制御回路４が負荷電流が一定且つ正弦波となるよ
うにインバータ制御回路２のスイッチング位相及びチョ
ッパ回路１の出力電圧を制御する。
を正弦波にする。 【構成】出力電圧が調整自在なチョッパ回路１で直流電
源Ｅの電圧変換を行う。チョッパ回路１の出力をＰＳＰ
ＷＭ方式のインバータ回路２で交流電力に変換する。こ
のインバータ回路２の出力をインダクタＬ1 とコンデン
サＣ1 とからなる直列共振回路を介して負荷装置Ｂに供
給する。負荷装置Ｂに流れる電流を電流検出回路３でと
検出する。電流検出回路３で検出される負荷電流に応じ
て上記制御回路４が負荷電流が一定且つ正弦波となるよ
うにインバータ制御回路２のスイッチング位相及びチョ
ッパ回路１の出力電圧を制御する。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、負荷装置に定電流の高
周波電力を供給する電源装置に関するものである。
周波電力を供給する電源装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】図８に負荷装置に定電流の高周波電力を
供給する実開昭５９−４６４９６号で示された従来の電
源装置を示す。この電源装置は、基本的には、交流電源
ＡＣを整流するダイオードブリッジからなる整流回路５
と、その整流回路５の出力電圧の電圧変換を行うチョッ
パ回路１と、チョッパ回路１の出力を高周波電力に変換
するインバータ回路２とで構成してある。
供給する実開昭５９−４６４９６号で示された従来の電
源装置を示す。この電源装置は、基本的には、交流電源
ＡＣを整流するダイオードブリッジからなる整流回路５
と、その整流回路５の出力電圧の電圧変換を行うチョッ
パ回路１と、チョッパ回路１の出力を高周波電力に変換
するインバータ回路２とで構成してある。
【０００３】交流電源ＡＣと整流回路５との間には、チ
ョッパ回路１あるいはインバータ回路２で発生する高周
波成分が交流電源ＡＣ側に帰還されることを防止すると
共に、入力電流歪みを低減する働きを持つフィルタ回路
６を挿入してある。チョッパ回路１は降圧形のものであ
り、ＭＯＳＦＥＴからなるスイッチング素子Ｑ0 、イン
ダクタＬ0 、コンデンサＣ01，Ｃ01、ダイオードＤ0 、
及びスイッチング素子Ｑ0 のスイッチングを制御するチ
ョッパ制御回路１０からなる。このチョッパ回路１で
は、スイッチング素子Ｑ0 のオン時に、インダクタＬ0
を介してコンデンサＣ01を充電し、スイッチング素子Ｑ
0 のオフ時にインダクタＬ0 に蓄積されたエネルギを、
インダクタＬ0 、コンデンサＣ01及びダイオードＤ0 か
らなるループで放出する動作を繰り返すことにより、コ
ンデンサＣ01の両端に平滑された直流電圧を得るもので
ある。ここで、コンデンサＣ01の両端電圧は整流回路５
の出力電圧よりも低い直流電圧となる。なお、コンデン
サＣ02は高周波成分が整流回路２側に帰還されることを
防止するものである。
ョッパ回路１あるいはインバータ回路２で発生する高周
波成分が交流電源ＡＣ側に帰還されることを防止すると
共に、入力電流歪みを低減する働きを持つフィルタ回路
６を挿入してある。チョッパ回路１は降圧形のものであ
り、ＭＯＳＦＥＴからなるスイッチング素子Ｑ0 、イン
ダクタＬ0 、コンデンサＣ01，Ｃ01、ダイオードＤ0 、
及びスイッチング素子Ｑ0 のスイッチングを制御するチ
ョッパ制御回路１０からなる。このチョッパ回路１で
は、スイッチング素子Ｑ0 のオン時に、インダクタＬ0
を介してコンデンサＣ01を充電し、スイッチング素子Ｑ
0 のオフ時にインダクタＬ0 に蓄積されたエネルギを、
インダクタＬ0 、コンデンサＣ01及びダイオードＤ0 か
らなるループで放出する動作を繰り返すことにより、コ
ンデンサＣ01の両端に平滑された直流電圧を得るもので
ある。ここで、コンデンサＣ01の両端電圧は整流回路５
の出力電圧よりも低い直流電圧となる。なお、コンデン
サＣ02は高周波成分が整流回路２側に帰還されることを
防止するものである。
【０００４】上記チョッパ回路１では電源投入時にコン
デンサＣ01に突入電流が流れる。そこで、これを防止す
るために、ソフトスタート回路８を設けてある。ソフト
スタート回路８は、電源投入直後はスイッチング素子Ｑ
0 のオンデューティを小さくするようにチョッパ制御回
路１０を制御する。そして、その後に徐々にスイッチン
グ素子Ｑ0 のオンデューティを大きくして所定のオンデ
ューティとなるようにチョッパ制御回路１０を制御し、
定常動作に移行させる。
デンサＣ01に突入電流が流れる。そこで、これを防止す
るために、ソフトスタート回路８を設けてある。ソフト
スタート回路８は、電源投入直後はスイッチング素子Ｑ
0 のオンデューティを小さくするようにチョッパ制御回
路１０を制御する。そして、その後に徐々にスイッチン
グ素子Ｑ0 のオンデューティを大きくして所定のオンデ
ューティとなるようにチョッパ制御回路１０を制御し、
定常動作に移行させる。
【０００５】インバータ回路２は、ＭＯＳＦＥＴからな
るスイッチング素子Ｑ1 〜Ｑ4 をブリッジ接続して構成
されたいわゆるフルブリッジ構成のものを用いてあり、
スイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 の接続点とスイッチング素
子Ｑ3 ，Ｑ4 の接続点との間にインダクタＬ1 及びコン
デンサＣ1 からなる直列共振回路を接続した構成となっ
ている。このインバータ回路２では、発振器２１の発振
周波数に基づいてインバータ制御回路２２が、対角位置
のスイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ4 及びスイッチング素子Ｑ
2 ，Ｑ3 を組として交互にオン，オフさせることによ
り、チョッパ回路１の出力を高周波電力に変換する。
るスイッチング素子Ｑ1 〜Ｑ4 をブリッジ接続して構成
されたいわゆるフルブリッジ構成のものを用いてあり、
スイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 の接続点とスイッチング素
子Ｑ3 ，Ｑ4 の接続点との間にインダクタＬ1 及びコン
デンサＣ1 からなる直列共振回路を接続した構成となっ
ている。このインバータ回路２では、発振器２１の発振
周波数に基づいてインバータ制御回路２２が、対角位置
のスイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ4 及びスイッチング素子Ｑ
2 ，Ｑ3 を組として交互にオン，オフさせることによ
り、チョッパ回路１の出力を高周波電力に変換する。
【０００６】このインバータ回路２では、コンデンサＣ
3 の両端に接続された絶縁トランスＴｆを介して負荷に
電力を供給するようになっている。なお、絶縁トランス
Ｔｆは、施工時の感電等の危険を防止すると共に、大地
に対する漏洩電流を低減して配線損失を低減するために
設けてある。また、絶縁トランスＴｆの２次側には正弦
波フィルタ回路７を設け、負荷装置Ｂに正弦波に近い電
流を供給するようにしてある。
3 の両端に接続された絶縁トランスＴｆを介して負荷に
電力を供給するようになっている。なお、絶縁トランス
Ｔｆは、施工時の感電等の危険を防止すると共に、大地
に対する漏洩電流を低減して配線損失を低減するために
設けてある。また、絶縁トランスＴｆの２次側には正弦
波フィルタ回路７を設け、負荷装置Ｂに正弦波に近い電
流を供給するようにしてある。
【０００７】この電源装置では、インバータ回路２から
負荷装置Ｂに供給される電流を検出し、その電流を一定
に制御する制御回路４を備えている。この電源装置の場
合には、インバータ回路２の出力電流を検出するカレン
トトランスＣＴを備え、制御回路４を、カレントトラン
スＣＴの出力を整流するダイオードＤ11，Ｄ12、その整
流出力を平滑する平滑回路４１、及び整流平滑出力を抵
抗Ｒ1 及び可変抵抗ＶＲで設定された比較電圧と比較し
て差分を増幅する差動増幅回路４２とで構成し、差動増
幅回路４２の出力でチョッパ制御回路３１を制御してチ
ョッパ回路１の出力電圧を可変し、負荷電流を一定に保
つようにしてある。
負荷装置Ｂに供給される電流を検出し、その電流を一定
に制御する制御回路４を備えている。この電源装置の場
合には、インバータ回路２の出力電流を検出するカレン
トトランスＣＴを備え、制御回路４を、カレントトラン
スＣＴの出力を整流するダイオードＤ11，Ｄ12、その整
流出力を平滑する平滑回路４１、及び整流平滑出力を抵
抗Ｒ1 及び可変抵抗ＶＲで設定された比較電圧と比較し
て差分を増幅する差動増幅回路４２とで構成し、差動増
幅回路４２の出力でチョッパ制御回路３１を制御してチ
ョッパ回路１の出力電圧を可変し、負荷電流を一定に保
つようにしてある。
【０００８】なお、差動増幅回路７の比較電圧を可変抵
抗ＶＲで可変することにより、出力電流を調節すること
ができるようにしてある。例えば、負荷装置Ｂが照明器
具である場合には、出力電流を小さくして負荷である放
電灯を調光点灯できるようにしてある。他の従来例を図
９に示す。この電源装置では、直流電源Ｅから供給され
る電力をインバータ回路２で高周波電力に変換し、その
高周波電力を負荷装置Ｂに供給する構成となっている。
ここで、インバータ回路２としては上述した従来例と同
様にフルブリッジ構成のものを用いてある。なお、トラ
ンジスタからなるスイッチング素子Ｑ1 〜Ｑ4 には、オ
フ時に直列共振回路に蓄積されたエネルギを放出するダ
イオードＤ1 〜Ｄ4 を夫々逆並列に接続してある。
抗ＶＲで可変することにより、出力電流を調節すること
ができるようにしてある。例えば、負荷装置Ｂが照明器
具である場合には、出力電流を小さくして負荷である放
電灯を調光点灯できるようにしてある。他の従来例を図
９に示す。この電源装置では、直流電源Ｅから供給され
る電力をインバータ回路２で高周波電力に変換し、その
高周波電力を負荷装置Ｂに供給する構成となっている。
ここで、インバータ回路２としては上述した従来例と同
様にフルブリッジ構成のものを用いてある。なお、トラ
ンジスタからなるスイッチング素子Ｑ1 〜Ｑ4 には、オ
フ時に直列共振回路に蓄積されたエネルギを放出するダ
イオードＤ1 〜Ｄ4 を夫々逆並列に接続してある。
【０００９】ここで、本従来例のインバータ回路２は構
成的には上述した従来例と同じであるが、その動作は異
なるものである。つまり、この従来例では、インバータ
回路２のインバータ制御回路２０としてＰＳＰＷＭ（Ｐ
hase−Ｓhifted−ＰＷＭ）制御を行うものを用いてあ
る。ＰＳＰＷＭ制御とは、直列接続されたスイッチング
素子Ｑ1 ，Ｑ2 及びスイッチング素子Ｑ3 ，Ｑ4 が同時
にオンしないように相反的にオン，オフさせ、且つスイ
ッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 のスイッチングの位相に対し
て、スイッチング素子Ｑ3 ，Ｑ4 のスイッチングの位相
を０〜１８０°の範囲でずらすことにより、スイッチン
グ素子Ｑ1 ，Ｑ2 の接続点とスイッチング素子Ｑ3 ，Ｑ
4 の接続点との間に直流電源Ｅが印加される時間を調節
し、インバータ回路２の出力電流を制御する方法であ
る。
成的には上述した従来例と同じであるが、その動作は異
なるものである。つまり、この従来例では、インバータ
回路２のインバータ制御回路２０としてＰＳＰＷＭ（Ｐ
hase−Ｓhifted−ＰＷＭ）制御を行うものを用いてあ
る。ＰＳＰＷＭ制御とは、直列接続されたスイッチング
素子Ｑ1 ，Ｑ2 及びスイッチング素子Ｑ3 ，Ｑ4 が同時
にオンしないように相反的にオン，オフさせ、且つスイ
ッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 のスイッチングの位相に対し
て、スイッチング素子Ｑ3 ，Ｑ4 のスイッチングの位相
を０〜１８０°の範囲でずらすことにより、スイッチン
グ素子Ｑ1 ，Ｑ2 の接続点とスイッチング素子Ｑ3 ，Ｑ
4 の接続点との間に直流電源Ｅが印加される時間を調節
し、インバータ回路２の出力電流を制御する方法であ
る。
【００１０】そして、スイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 の接
続点とスイッチング素子Ｑ3 ，Ｑ4の接続点との間に、
絶縁トランスＴｆの１次巻線を介してチョークコイルＬ
1 とコンデンサＣ2 からなる直列共振回路を接続し、絶
縁トランスＴｆの２次出力を負荷装置Ｂに供給するよう
にしてある。ここで、本従来例において絶縁トランスＴ
ｆを直列共振回路と直列に接続してあるのは、負荷装置
Ｂのインピーダンス変化が直列共振回路の共振周波数に
影響することを少なくするためである。
続点とスイッチング素子Ｑ3 ，Ｑ4の接続点との間に、
絶縁トランスＴｆの１次巻線を介してチョークコイルＬ
1 とコンデンサＣ2 からなる直列共振回路を接続し、絶
縁トランスＴｆの２次出力を負荷装置Ｂに供給するよう
にしてある。ここで、本従来例において絶縁トランスＴ
ｆを直列共振回路と直列に接続してあるのは、負荷装置
Ｂのインピーダンス変化が直列共振回路の共振周波数に
影響することを少なくするためである。
【００１１】この電源装置では、負荷装置Ｂに流れる電
流をカレントトランスＣＴで検出し、その検出出力に応
じてインバータ制御回路２０がスイッチング素子Ｑ1 〜
Ｑ4のスイッチングを制御して、負荷装置Ｂに供給され
る電流を一定に保つ。即ち、図１０（ｂ）に示すよう
に、直列接続されたスイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 のスイ
ッチング位相に対して、スイッチング素子Ｑ3 ，Ｑ4 の
スイッチング位相をずらすして、スイッチング素子
Ｑ1 ，Ｑ4 あるいはスイッチング素子Ｑ2 ，Ｑ3 が共に
オンである期間を調整し、負荷装置Ｂに流れる電流を一
定とするようにしてある。
流をカレントトランスＣＴで検出し、その検出出力に応
じてインバータ制御回路２０がスイッチング素子Ｑ1 〜
Ｑ4のスイッチングを制御して、負荷装置Ｂに供給され
る電流を一定に保つ。即ち、図１０（ｂ）に示すよう
に、直列接続されたスイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 のスイ
ッチング位相に対して、スイッチング素子Ｑ3 ，Ｑ4 の
スイッチング位相をずらすして、スイッチング素子
Ｑ1 ，Ｑ4 あるいはスイッチング素子Ｑ2 ，Ｑ3 が共に
オンである期間を調整し、負荷装置Ｂに流れる電流を一
定とするようにしてある。
【００１２】
【発明が解決しようとする課題】上述のように、図８の
従来の電源装置では、チョッパ回路１の出力電圧を制御
することにより、出力電流を定電流化している。しか
し、この場合にはインバータ回路２の出力電流が変動し
た場合、それに応じて出力電流が一定に制御されるまで
に時間がかかる（即応性に欠ける）という欠点があり、
瞬時の負荷変動に対応しにくいという問題があった。つ
まりは、チョッパ回路１自体及びそのフィードバック系
内にコンデンサなどの遅延要素を含むため、出力電流が
一定に制御されるまでに時間がかかる。これに対して、
図９の電源装置では、出力電流に応じてインバータ回路
２の制御を行い、フィードバック系に遅延要素を含まな
いので、即応性が良くなっている。
従来の電源装置では、チョッパ回路１の出力電圧を制御
することにより、出力電流を定電流化している。しか
し、この場合にはインバータ回路２の出力電流が変動し
た場合、それに応じて出力電流が一定に制御されるまで
に時間がかかる（即応性に欠ける）という欠点があり、
瞬時の負荷変動に対応しにくいという問題があった。つ
まりは、チョッパ回路１自体及びそのフィードバック系
内にコンデンサなどの遅延要素を含むため、出力電流が
一定に制御されるまでに時間がかかる。これに対して、
図９の電源装置では、出力電流に応じてインバータ回路
２の制御を行い、フィードバック系に遅延要素を含まな
いので、即応性が良くなっている。
【００１３】しかしながら、図９の電源装置において
は、インバータ回路２の出力電流波形を正弦波とするに
は、直列共振回路の共振周波数の近傍にインバータ回路
２のスイッチング周波数を設定する必要がある。これ
は、インバータ回路２のスイッチング周波数が直列共振
回路の共振周波数から遠ざかると、電流波形が正弦波と
ならないからである。なお、図８の従来例の場合にも、
インバータ回路２のスイッチング周波数が変化すると、
正弦波フィルタ７による波形整形作用が得られなくな
り、同様に電流波形が正弦波とならない。
は、インバータ回路２の出力電流波形を正弦波とするに
は、直列共振回路の共振周波数の近傍にインバータ回路
２のスイッチング周波数を設定する必要がある。これ
は、インバータ回路２のスイッチング周波数が直列共振
回路の共振周波数から遠ざかると、電流波形が正弦波と
ならないからである。なお、図８の従来例の場合にも、
インバータ回路２のスイッチング周波数が変化すると、
正弦波フィルタ７による波形整形作用が得られなくな
り、同様に電流波形が正弦波とならない。
【００１４】本発明は上述の点に鑑みて為されたもので
あり、その目的とするところは、負荷装置に定電流を供
給でき、且つその電流波形を正弦波にすることができる
電源装置を提供することにある。
あり、その目的とするところは、負荷装置に定電流を供
給でき、且つその電流波形を正弦波にすることができる
電源装置を提供することにある。
【００１５】
【課題を解決するための手段】請求項１の発明では、上
記目的を達成するために、直流電源と、直流電源の電圧
変換を行い出力電圧が調整自在なコンバータ回路と、コ
ンバータ回路の出力を交流電力に変換するインバータ回
路と、このインバータ回路の出力をインダクタとコンデ
ンサとからなる直列共振回路を介して受ける負荷装置
と、負荷装置に流れる電流を検出する電流検出回路と、
電流検出回路で検出される負荷電流に応じてインバータ
回路及びコンバータ回路を制御する制御回路とからな
り、インバータ回路をチョッパ回路の出力にブリッジ接
続されたスイッチング素子で構成し、上記コンバータ回
路の出力に対して直列に接続されたスイッチング素子を
相反的にオン，オフ制御すると共に、コンバータ回路の
出力に対して直列に接続されたスイッチング素子の一方
の直列回路に対して他方の直列回路を同位相から１８０
°ずらした位相でスイッチング制御するインバータ制御
回路を上記インバータ回路に設け、電流検出回路で検出
される負荷電流に応じて負荷電流が一定且つ正弦波とな
るように上記制御回路がインバータ制御回路のスイッチ
ング位相及びコンバータ回路の出力電圧を制御するよう
にしてある。
記目的を達成するために、直流電源と、直流電源の電圧
変換を行い出力電圧が調整自在なコンバータ回路と、コ
ンバータ回路の出力を交流電力に変換するインバータ回
路と、このインバータ回路の出力をインダクタとコンデ
ンサとからなる直列共振回路を介して受ける負荷装置
と、負荷装置に流れる電流を検出する電流検出回路と、
電流検出回路で検出される負荷電流に応じてインバータ
回路及びコンバータ回路を制御する制御回路とからな
り、インバータ回路をチョッパ回路の出力にブリッジ接
続されたスイッチング素子で構成し、上記コンバータ回
路の出力に対して直列に接続されたスイッチング素子を
相反的にオン，オフ制御すると共に、コンバータ回路の
出力に対して直列に接続されたスイッチング素子の一方
の直列回路に対して他方の直列回路を同位相から１８０
°ずらした位相でスイッチング制御するインバータ制御
回路を上記インバータ回路に設け、電流検出回路で検出
される負荷電流に応じて負荷電流が一定且つ正弦波とな
るように上記制御回路がインバータ制御回路のスイッチ
ング位相及びコンバータ回路の出力電圧を制御するよう
にしてある。
【００１６】インバータ回路のスイッチング周波数が任
意に可変自在なものであり、負荷装置が特に照明器具で
ある場合において、調光時の始動性を良くするために、
請求項２に示すように、負荷装置に供給される電流値と
インバータ回路のスイッチング周波数との積を一定とす
るように制御することが望ましい。
意に可変自在なものであり、負荷装置が特に照明器具で
ある場合において、調光時の始動性を良くするために、
請求項２に示すように、負荷装置に供給される電流値と
インバータ回路のスイッチング周波数との積を一定とす
るように制御することが望ましい。
【００１７】
【作用】請求項１の発明は、上述のように構成すること
により、制御回路でインバータ制御回路のスイッチング
位相及びチョッパ回路の出力電圧を制御して、インバー
タ回路のスイッチング周波数に関係なく、常に出力電流
を一定とし、且つ出力電流の波形を正弦波とする。
により、制御回路でインバータ制御回路のスイッチング
位相及びチョッパ回路の出力電圧を制御して、インバー
タ回路のスイッチング周波数に関係なく、常に出力電流
を一定とし、且つ出力電流の波形を正弦波とする。
【００１８】請求項２の発明は、負荷装置に供給される
電流値とインバータ回路のスイッチング周波数との積を
一定とするように制御することにより、負荷装置が照明
器具である場合における放電灯の調光時にも、全点灯時
と同じ電圧を印加し、調光時の始動性を良くする。
電流値とインバータ回路のスイッチング周波数との積を
一定とするように制御することにより、負荷装置が照明
器具である場合における放電灯の調光時にも、全点灯時
と同じ電圧を印加し、調光時の始動性を良くする。
【００１９】
（実施例１）図１に本発明の一実施例を示す。本実施例
の電源装置は、直流電源Ｅと、この直流電源Ｅの電圧変
換を行うコンバータ回路としてのチョッパ回路１と、チ
ョッパ回路１の出力電圧を交流電圧に変換するインバー
タ回路２とで構成してある。
の電源装置は、直流電源Ｅと、この直流電源Ｅの電圧変
換を行うコンバータ回路としてのチョッパ回路１と、チ
ョッパ回路１の出力電圧を交流電圧に変換するインバー
タ回路２とで構成してある。
【００２０】チョッパ回路１は、インダクタＬ0 、スイ
ッチング素子Ｑ0 、ダイオードＤ0及びコンデンサ
Ｃ01，Ｃ02で構成してあり、スイッチング素子Ｑ0 のオ
ン時にインダクタＬ0 にエネルギを蓄積し、スイッチン
グ素子Ｑ0 のオフ時にインダクタＬ0 に蓄積されたエネ
ルギに応じた電圧を直流電源Ｅの電圧に加算してダイオ
ードＤ0 を介してコンデンサＣ01を充電し、コンデンサ
Ｃ01の両端に直流電源Ｅの電圧よりも高い昇圧電圧を得
る昇圧形のものである。
ッチング素子Ｑ0 、ダイオードＤ0及びコンデンサ
Ｃ01，Ｃ02で構成してあり、スイッチング素子Ｑ0 のオ
ン時にインダクタＬ0 にエネルギを蓄積し、スイッチン
グ素子Ｑ0 のオフ時にインダクタＬ0 に蓄積されたエネ
ルギに応じた電圧を直流電源Ｅの電圧に加算してダイオ
ードＤ0 を介してコンデンサＣ01を充電し、コンデンサ
Ｃ01の両端に直流電源Ｅの電圧よりも高い昇圧電圧を得
る昇圧形のものである。
【００２１】チョッパ回路１のチョッパ制御回路１０
は、図３（ａ）に示す三角波信号を発生する三角波発振
器１１と、この三角波発振器１１の出力ＳOSC と詳しく
は後述する制御回路３から与えられる信号Ｓ1 とを比較
するコンパレータ１２とで構成してある。このチョッパ
制御回路１０では、信号Ｓ1 が三角波出力ＳOSC よりも
高いときに、コンパレータ１２の出力がハイレベルとな
り、スイッチング素子Ｑ 0 をオンとする。図３（ｂ）に
スイッチング素子Ｑ0 のドレイン電圧波形を示す。従っ
て、信号Ｓ1 が大きくなると、それに伴いスイッチング
素子Ｑ0 のオン期間が長くなり、インダクタＬ0 に蓄積
されるエネルギの上昇により、チョッパ回路１の出力電
圧は大きくなる。逆に、信号Ｓ1 が小さくなると、チョ
ッパ回路１の出力電圧は小さくなる。
は、図３（ａ）に示す三角波信号を発生する三角波発振
器１１と、この三角波発振器１１の出力ＳOSC と詳しく
は後述する制御回路３から与えられる信号Ｓ1 とを比較
するコンパレータ１２とで構成してある。このチョッパ
制御回路１０では、信号Ｓ1 が三角波出力ＳOSC よりも
高いときに、コンパレータ１２の出力がハイレベルとな
り、スイッチング素子Ｑ 0 をオンとする。図３（ｂ）に
スイッチング素子Ｑ0 のドレイン電圧波形を示す。従っ
て、信号Ｓ1 が大きくなると、それに伴いスイッチング
素子Ｑ0 のオン期間が長くなり、インダクタＬ0 に蓄積
されるエネルギの上昇により、チョッパ回路１の出力電
圧は大きくなる。逆に、信号Ｓ1 が小さくなると、チョ
ッパ回路１の出力電圧は小さくなる。
【００２２】インバータ回路２としては、ＭＯＳＦＥＴ
からなるスイッチング素子Ｑ1 〜Ｑ 4 をブリッジ接続し
て構成したいわゆるフルブリッジ構成のものを用いてあ
り、スイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 の接続点とスイッチン
グ素子Ｑ3 ，Ｑ4 の接続点との間にインダクタＬ1 及び
コンデンサＣ1 からなる直列共振回路と絶縁トランスＴ
ｆの１次巻線とを直列接続してある。ここで、絶縁トラ
ンスＴｆの１次巻線と並列に接続されたコンデンサＣ2
は、１次巻線と共に並列共振回路を構成し、直列共振回
路の共振周波数で決まる周波数に共振して２次出力を発
生するために設けてある。
からなるスイッチング素子Ｑ1 〜Ｑ 4 をブリッジ接続し
て構成したいわゆるフルブリッジ構成のものを用いてあ
り、スイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 の接続点とスイッチン
グ素子Ｑ3 ，Ｑ4 の接続点との間にインダクタＬ1 及び
コンデンサＣ1 からなる直列共振回路と絶縁トランスＴ
ｆの１次巻線とを直列接続してある。ここで、絶縁トラ
ンスＴｆの１次巻線と並列に接続されたコンデンサＣ2
は、１次巻線と共に並列共振回路を構成し、直列共振回
路の共振周波数で決まる周波数に共振して２次出力を発
生するために設けてある。
【００２３】インバータ回路２のインバータ制御回路２
０は、インバータ回路２の動作（スイッチング）周波数
を決定する信号を発生する発振器２１と、この発振器２
１の出力に基づいてスイッチング素子Ｑ1 〜Ｑ4 のオ
ン，オフを制御するＰＳＰＷＭ（Ｐhase−Ｓhifted−Ｐ
ＷＭ）制御回路２２とで構成してある。このＰＳＰＷＭ
制御に関しては、図１０で説明したのでその説明は省略
する。このインバータ回路２において、図２（ａ）〜
（ｄ）に示すようにスイッチング位相を制御した場合の
スイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 の接続点とスイッチング素
子Ｑ3 ，Ｑ4 の接続点との間の印加電圧ＶF を図２
（ｅ）に示す。
０は、インバータ回路２の動作（スイッチング）周波数
を決定する信号を発生する発振器２１と、この発振器２
１の出力に基づいてスイッチング素子Ｑ1 〜Ｑ4 のオ
ン，オフを制御するＰＳＰＷＭ（Ｐhase−Ｓhifted−Ｐ
ＷＭ）制御回路２２とで構成してある。このＰＳＰＷＭ
制御に関しては、図１０で説明したのでその説明は省略
する。このインバータ回路２において、図２（ａ）〜
（ｄ）に示すようにスイッチング位相を制御した場合の
スイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 の接続点とスイッチング素
子Ｑ3 ，Ｑ4 の接続点との間の印加電圧ＶF を図２
（ｅ）に示す。
【００２４】なお、以下の説明では、スイッチング素子
Ｑ1 〜Ｑ4 のスイッチング周期の半周期をＴとし、スイ
ッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 の接続点とスイッチング素子Ｑ
3 ，Ｑ4 の接続点との間にチョッパ回路１の出力電圧が
印加される時間（つまりは対角位置のスイッチング素子
Ｑ1 ，Ｑ3 及びスイッチング素子Ｑ2 ，Ｑ3 が同時にオ
ンとなる期間）をｔとした場合のｔ／Ｔを重なり率θと
呼ぶ。つまり、この重なり率θが大きくなると、それに
応じてインバータ回路２の出力は大きくなり、重なり率
θが小さくなると、インバータ回路２の出力は小さくな
る。
Ｑ1 〜Ｑ4 のスイッチング周期の半周期をＴとし、スイ
ッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 の接続点とスイッチング素子Ｑ
3 ，Ｑ4 の接続点との間にチョッパ回路１の出力電圧が
印加される時間（つまりは対角位置のスイッチング素子
Ｑ1 ，Ｑ3 及びスイッチング素子Ｑ2 ，Ｑ3 が同時にオ
ンとなる期間）をｔとした場合のｔ／Ｔを重なり率θと
呼ぶ。つまり、この重なり率θが大きくなると、それに
応じてインバータ回路２の出力は大きくなり、重なり率
θが小さくなると、インバータ回路２の出力は小さくな
る。
【００２５】負荷装置Ｂは、絶縁トランスＴｆを介して
インバータ回路２から電源の供給を受ける。ここで、本
発明にかかる電源装置からは複数の負荷装置Ｂに対して
電源を供給するようにしてある。各負荷装置Ｂは、絶縁
トランスＴｆの２次巻線の両端に１次巻線が接続された
電流トランスＴ1 を備え、その電流トランスＴ1 の２次
出力を負荷Ｒに供給するようにしてある。
インバータ回路２から電源の供給を受ける。ここで、本
発明にかかる電源装置からは複数の負荷装置Ｂに対して
電源を供給するようにしてある。各負荷装置Ｂは、絶縁
トランスＴｆの２次巻線の両端に１次巻線が接続された
電流トランスＴ1 を備え、その電流トランスＴ1 の２次
出力を負荷Ｒに供給するようにしてある。
【００２６】上記絶縁トランスＴｆと各負荷装置Ｂの電
流トランスＴ1 の１次巻線とで形成されるループには、
このループに流れる電流、つまりは負荷電流を検出する
電流検出回路３を設け、この電流検出回路３の出力を受
けてインバータ制御回路２０及びチョッパ制御回路１０
の制御を行う制御回路４を設けてある。以下、本実施例
の特徴とする制御回路４の動作について説明する。な
お、インバータ回路２は、そのスイッチング周波数が、
インダクタＬ1 及びコンデンサＣ 1 からなる直列共振回
路の共振周波数よりも高い領域で動作されているものと
して以下の説明を行う。
流トランスＴ1 の１次巻線とで形成されるループには、
このループに流れる電流、つまりは負荷電流を検出する
電流検出回路３を設け、この電流検出回路３の出力を受
けてインバータ制御回路２０及びチョッパ制御回路１０
の制御を行う制御回路４を設けてある。以下、本実施例
の特徴とする制御回路４の動作について説明する。な
お、インバータ回路２は、そのスイッチング周波数が、
インダクタＬ1 及びコンデンサＣ 1 からなる直列共振回
路の共振周波数よりも高い領域で動作されているものと
して以下の説明を行う。
【００２７】いま、インバータ回路２のスイッチング周
波数ｆが変化すると、それに伴ってインバータ回路２の
出力電流が変化する。例えば、スイッチング周波数ｆが
高くなると、それに伴ってインバータ回路２の出力電流
は小さくなる。そこで、スイッチング周波数ｆが異なる
場合にも、出力電流を一定にするには、上述した重なり
率θを変化させればよい。例えば、スイッチング周波数
ｆが高く、出力電流が小さいときには、重なり率θを大
きくすれば、出力電流を一定にできる。このチョッパ回
路１の出力電圧が一定である場合のスイッチング周波数
ｆと重なり率θとは図４に示すように一義的に決まる。
図４ではチョッパ回路１の出力電圧がＥ 1 ，Ｅ2 である
場合を夫々イ，ロで示してある。即ち、スイッチング周
波数ｆが異なる場合にも、重なり率θを調節すること
で、出力電流を一定にできる。
波数ｆが変化すると、それに伴ってインバータ回路２の
出力電流が変化する。例えば、スイッチング周波数ｆが
高くなると、それに伴ってインバータ回路２の出力電流
は小さくなる。そこで、スイッチング周波数ｆが異なる
場合にも、出力電流を一定にするには、上述した重なり
率θを変化させればよい。例えば、スイッチング周波数
ｆが高く、出力電流が小さいときには、重なり率θを大
きくすれば、出力電流を一定にできる。このチョッパ回
路１の出力電圧が一定である場合のスイッチング周波数
ｆと重なり率θとは図４に示すように一義的に決まる。
図４ではチョッパ回路１の出力電圧がＥ 1 ，Ｅ2 である
場合を夫々イ，ロで示してある。即ち、スイッチング周
波数ｆが異なる場合にも、重なり率θを調節すること
で、出力電流を一定にできる。
【００２８】しかし、このようにインバータ回路２のス
イッチング周波数が変化した場合、直列共振回路は同じ
であるため、上記スイッチング周波数の変化により出力
電流は波形が歪み、ノイズを発生する。そこで、このノ
イズの発生を低減するためには、スイッチング周波数を
変化させても常に出力電流を正弦波に保つ必要がある。
イッチング周波数が変化した場合、直列共振回路は同じ
であるため、上記スイッチング周波数の変化により出力
電流は波形が歪み、ノイズを発生する。そこで、このノ
イズの発生を低減するためには、スイッチング周波数を
変化させても常に出力電流を正弦波に保つ必要がある。
【００２９】ここで、上記重なり率θを調節することに
より、出力電流の歪みが軽減され、正弦波に保たれる。
その場合にも、出力電流の歪みを正弦波に保つスイッチ
ング周波数ｆと重なり率θとの関係は図４に示すように
一義的に決まる。ここで、図４では右下がりの特性にな
っているが、回路定数によっては、右上がりの特性にな
る場合もある。なお、図４ではチョッパ回路１の出力電
圧がＥ1 ，Ｅ2 である場合を夫々ハ，ニで示してある。
より、出力電流の歪みが軽減され、正弦波に保たれる。
その場合にも、出力電流の歪みを正弦波に保つスイッチ
ング周波数ｆと重なり率θとの関係は図４に示すように
一義的に決まる。ここで、図４では右下がりの特性にな
っているが、回路定数によっては、右上がりの特性にな
る場合もある。なお、図４ではチョッパ回路１の出力電
圧がＥ1 ，Ｅ2 である場合を夫々ハ，ニで示してある。
【００３０】ここで、図４より明らかなように、各夫々
の曲線イと曲線ハ、及び曲線ロと曲線ニとは交差してお
り、夫々の交点Ａ，Ｂが、インバータ回路２のスイッチ
ング周波数に対して出力電流が一定で、且つ正弦波とな
る点を示す。具体的には、インバータ回路２のスイッチ
ング周波数ｆがｆA である場合には、重なり率θを
θ A 、チョッパ回路１の出力電圧をＥ1 とし、スイッチ
ング周波数ｆがｆB である場合には、重なり率θを
θB 、チョッパ回路１の出力電圧をＥ2 とすれば、出力
電流を一定とし、正弦波にすることができる。
の曲線イと曲線ハ、及び曲線ロと曲線ニとは交差してお
り、夫々の交点Ａ，Ｂが、インバータ回路２のスイッチ
ング周波数に対して出力電流が一定で、且つ正弦波とな
る点を示す。具体的には、インバータ回路２のスイッチ
ング周波数ｆがｆA である場合には、重なり率θを
θ A 、チョッパ回路１の出力電圧をＥ1 とし、スイッチ
ング周波数ｆがｆB である場合には、重なり率θを
θB 、チョッパ回路１の出力電圧をＥ2 とすれば、出力
電流を一定とし、正弦波にすることができる。
【００３１】インバータ回路２の出力電流は定電流であ
り、その波形が正弦波であるので、別のスイッチング周
波数に対する重なり率θとチョッパ回路１の出力電圧と
は、図４におけるＡ点とＢ点とを破線で結んだ直線ヘ上
でおおよそ近似できる。なお、チョッパ回路１の出力電
圧は、インバータ回路１の出力電流と重なり率θとが上
記直線ヘより決まるので、それにより一義的に決まる。
従って、制御回路４において、上記図４の直線ヘに応じ
たチョッパ回路１の出力電圧、及びインバータ回路２の
重なり率θが得られる制御を行えば、インバータ回路２
のスイッチング周波数に対して出力電流を一定とし、正
弦波に保つことができる。つまりは、本実施例のよれ
ば、出力電流が一定の正弦波となる条件の下で、インバ
ータ回路１のスイッチング周波数が異なる場合に対応で
きる。なお、上記信号Ｓ1 によりチョッパ回路１の出力
電圧が所定電圧に設定される。
り、その波形が正弦波であるので、別のスイッチング周
波数に対する重なり率θとチョッパ回路１の出力電圧と
は、図４におけるＡ点とＢ点とを破線で結んだ直線ヘ上
でおおよそ近似できる。なお、チョッパ回路１の出力電
圧は、インバータ回路１の出力電流と重なり率θとが上
記直線ヘより決まるので、それにより一義的に決まる。
従って、制御回路４において、上記図４の直線ヘに応じ
たチョッパ回路１の出力電圧、及びインバータ回路２の
重なり率θが得られる制御を行えば、インバータ回路２
のスイッチング周波数に対して出力電流を一定とし、正
弦波に保つことができる。つまりは、本実施例のよれ
ば、出力電流が一定の正弦波となる条件の下で、インバ
ータ回路１のスイッチング周波数が異なる場合に対応で
きる。なお、上記信号Ｓ1 によりチョッパ回路１の出力
電圧が所定電圧に設定される。
【００３２】ところで、出力電流を変化させた場合（Ｉ
1 ＞Ｉ2 ＞Ｉ3 ）、正弦波であり、定電流である特性線
は、図５イ〜ハに示すようになる。ここで、インバータ
回路２の出力電流は電流トランスＴ1 を介して負荷装置
Ｂに供給されているため、負荷装置Ｂが照明器具である
場合、電流と周波数との積が一定であると、放電灯に印
加される電圧が一定になる。つまりは、調光点灯時にも
定常点灯時と同様の電圧が放電灯に印加されることにな
り、調光時の始動性を向上させることができる。例え
ば、周波数を一定にすると、調光点灯時にはランプ電圧
が下がり、これにより始動しにくくなるのである。
1 ＞Ｉ2 ＞Ｉ3 ）、正弦波であり、定電流である特性線
は、図５イ〜ハに示すようになる。ここで、インバータ
回路２の出力電流は電流トランスＴ1 を介して負荷装置
Ｂに供給されているため、負荷装置Ｂが照明器具である
場合、電流と周波数との積が一定であると、放電灯に印
加される電圧が一定になる。つまりは、調光点灯時にも
定常点灯時と同様の電圧が放電灯に印加されることにな
り、調光時の始動性を向上させることができる。例え
ば、周波数を一定にすると、調光点灯時にはランプ電圧
が下がり、これにより始動しにくくなるのである。
【００３３】ここで、電流Ｉと周波数ｆの積が一定の
点、つまりはＩ1 ×ｆ1 ＝Ｉ2 ×ｆ2＝Ｉ3 ×ｆ3 ＝一
定となる交点を図５中にＣ〜Ｅで示す。放電灯点灯装置
において、出力電流を変化させる場合、上記線ニ上に沿
って重なり率を制御することで、常に電流と周波数との
積を一定にすることができ、放電灯を調光する際にも始
動正を良くすることができる。ここで、放電灯を調光点
灯する場合には、周波数を変化させ、それに応じて上記
電流Ｉと周波数ｆの積が一定になるように、重なり率θ
及びチョッパ回路１の出力電圧を制御すればよい。
点、つまりはＩ1 ×ｆ1 ＝Ｉ2 ×ｆ2＝Ｉ3 ×ｆ3 ＝一
定となる交点を図５中にＣ〜Ｅで示す。放電灯点灯装置
において、出力電流を変化させる場合、上記線ニ上に沿
って重なり率を制御することで、常に電流と周波数との
積を一定にすることができ、放電灯を調光する際にも始
動正を良くすることができる。ここで、放電灯を調光点
灯する場合には、周波数を変化させ、それに応じて上記
電流Ｉと周波数ｆの積が一定になるように、重なり率θ
及びチョッパ回路１の出力電圧を制御すればよい。
【００３４】ところで、図６に電源装置であっても、本
発明を適用できる。この図６ではチョッパ回路１の代わ
りにフライバック方式のコンバータ回路１’を用いてあ
る。上記フライバック方式のコンバータ回路１’は、ト
ランスＴ0 の１次巻線に直列にスイッチング素子Ｑ0 を
接続し、スイッチング素子Ｑ0 のオン時に１次巻線に蓄
積されたエネルギにより、スイッチング素子Ｑ0 のオフ
時にトランスＴ0 の２次巻線に誘起される電圧をダイオ
ードＤ0 及びコンデンサＣ0 で整流平滑して直流電圧を
得るものである。
発明を適用できる。この図６ではチョッパ回路１の代わ
りにフライバック方式のコンバータ回路１’を用いてあ
る。上記フライバック方式のコンバータ回路１’は、ト
ランスＴ0 の１次巻線に直列にスイッチング素子Ｑ0 を
接続し、スイッチング素子Ｑ0 のオン時に１次巻線に蓄
積されたエネルギにより、スイッチング素子Ｑ0 のオフ
時にトランスＴ0 の２次巻線に誘起される電圧をダイオ
ードＤ0 及びコンデンサＣ0 で整流平滑して直流電圧を
得るものである。
【００３５】このコンバータ回路１’においても、その
出力電圧はスイッチング素子Ｑ0 のオンデューティによ
って任意に調整できる。従って、上述した実施例１の場
合と同様にして、出力電流を一定とし、且つ正弦波に保
つ制御が行える。また、図７に示すように降圧チョッパ
回路１”であってもよい。つまりは、コンバータ回路と
しては、スイッチング素子のＰＷＭ制御を行うことによ
り、出力電圧を任意に調整可能なものであれば、その他
の回路も適用することができる。
出力電圧はスイッチング素子Ｑ0 のオンデューティによ
って任意に調整できる。従って、上述した実施例１の場
合と同様にして、出力電流を一定とし、且つ正弦波に保
つ制御が行える。また、図７に示すように降圧チョッパ
回路１”であってもよい。つまりは、コンバータ回路と
しては、スイッチング素子のＰＷＭ制御を行うことによ
り、出力電圧を任意に調整可能なものであれば、その他
の回路も適用することができる。
【００３６】
【発明の効果】請求項１の発明では上述のように、直流
電源と、直流電源の電圧変換を行い出力電圧が調整自在
なコンバータ回路と、コンバータ回路の出力を交流電力
に変換するインバータ回路と、このインバータ回路の出
力をインダクタとコンデンサとからなる直列共振回路を
介して受ける負荷装置と、負荷装置に流れる電流を検出
する電流検出回路と、電流検出回路で検出される負荷電
流に応じてインバータ回路及びコンバータ回路を制御す
る制御回路とからなり、インバータ回路をチョッパ回路
の出力にブリッジ接続されたスイッチング素子で構成
し、上記コンバータ回路の出力に対して直列に接続され
たスイッチング素子を相反的にオン，オフ制御すると共
に、コンバータ回路の出力に対して直列に接続されたス
イッチング素子の一方の直列回路に対して他方の直列回
路を同位相から１８０°ずらした位相でスイッチング制
御するインバータ制御回路を上記インバータ回路に設
け、電流検出回路で検出される負荷電流に応じて負荷電
流が一定且つ正弦波となるように上記制御回路がインバ
ータ制御回路のスイッチング位相及びコンバータ回路の
出力電圧を制御するようにしてあるので、インバータ回
路のスイッチング周波数に関係なく、常に出力電流を一
定とし、且つ出力電流の波形を正弦波とすることができ
る。
電源と、直流電源の電圧変換を行い出力電圧が調整自在
なコンバータ回路と、コンバータ回路の出力を交流電力
に変換するインバータ回路と、このインバータ回路の出
力をインダクタとコンデンサとからなる直列共振回路を
介して受ける負荷装置と、負荷装置に流れる電流を検出
する電流検出回路と、電流検出回路で検出される負荷電
流に応じてインバータ回路及びコンバータ回路を制御す
る制御回路とからなり、インバータ回路をチョッパ回路
の出力にブリッジ接続されたスイッチング素子で構成
し、上記コンバータ回路の出力に対して直列に接続され
たスイッチング素子を相反的にオン，オフ制御すると共
に、コンバータ回路の出力に対して直列に接続されたス
イッチング素子の一方の直列回路に対して他方の直列回
路を同位相から１８０°ずらした位相でスイッチング制
御するインバータ制御回路を上記インバータ回路に設
け、電流検出回路で検出される負荷電流に応じて負荷電
流が一定且つ正弦波となるように上記制御回路がインバ
ータ制御回路のスイッチング位相及びコンバータ回路の
出力電圧を制御するようにしてあるので、インバータ回
路のスイッチング周波数に関係なく、常に出力電流を一
定とし、且つ出力電流の波形を正弦波とすることができ
る。
【００３７】請求項２の発明では、負荷装置に供給され
る電流値とインバータ回路のスイッチング周波数との積
を一定とするように制御することで、負荷装置が照明器
具である場合における放電灯の調光時にも、全点灯時と
同じ電圧を印加することを可能とし、調光時の始動性を
良くすることができる。
る電流値とインバータ回路のスイッチング周波数との積
を一定とするように制御することで、負荷装置が照明器
具である場合における放電灯の調光時にも、全点灯時と
同じ電圧を印加することを可能とし、調光時の始動性を
良くすることができる。
【図１】本発明の一実施例の回路図である。
【図２】同上のインバータ回路の動作説明図である。
【図３】チョッパ回路の動作説明図である。
【図４】制御回路の動作説明図である。
【図５】負荷装置が特に照明器具である場合の制御回路
の動作説明図である。
の動作説明図である。
【図６】他の実施例の回路図である。
【図７】さらに他の実施例の回路図である。
【図８】従来例の回路図である。
【図９】別の従来例の回路図である。
【図１０】（ａ），（ｂ）は負荷への供給電力を最大に
する場合、及び供給電力を低下させる場合の動作説明図
である。
する場合、及び供給電力を低下させる場合の動作説明図
である。
１，１” チョッパ回路 １’コンバータ回路 ２ インバータ回路 ３ 電流検出回路 ４ 制御回路 １０ チョッパ制御回路 ２０ インバータ制御回路 Ｌ1 インダクタ Ｃ1 コンデンサ Ｅ 直流電源 Ｂ 負荷装置
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (51)Int.Cl.6 識別記号 庁内整理番号 ＦＩ 技術表示箇所 Ｈ０５Ｂ 41/29 Ｃ 9249−3Ｋ
Claims (2)
- 【請求項１】 直流電源と、直流電源の電圧変換を行い
出力電圧が調整自在なコンバータ回路と、コンバータ回
路の出力を交流電力に変換するインバータ回路と、この
インバータ回路の出力をインダクタとコンデンサとから
なる直列共振回路を介して受ける負荷装置と、負荷装置
に流れる電流を検出する電流検出回路と、電流検出回路
で検出される負荷電流に応じてインバータ回路及びコン
バータ回路を制御する制御回路とからなり、インバータ
回路をチョッパ回路の出力にブリッジ接続されたスイッ
チング素子で構成し、上記コンバータ回路の出力に対し
て直列に接続されたスイッチング素子を相反的にオン，
オフ制御すると共に、コンバータ回路の出力に対して直
列に接続されたスイッチング素子の一方の直列回路に対
して他方の直列回路を同位相から１８０°ずらした位相
でスイッチング制御するインバータ制御回路を上記イン
バータ回路に設け、電流検出回路で検出される負荷電流
に応じて負荷電流が一定且つ正弦波となるように上記制
御回路がインバータ制御回路のスイッチング位相及びコ
ンバータ回路の出力電圧を制御して成ることを特徴とす
る電源装置。 - 【請求項２】 インバータ回路がスイッチング周波数を
任意に可変自在なものである場合において、負荷装置に
供給される電流値とインバータ回路のスイッチング周波
数との積を一定とするように制御して成ることを特徴と
する請求項１記載の電源装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP5295766A JPH07147780A (ja) | 1993-11-25 | 1993-11-25 | 電源装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP5295766A JPH07147780A (ja) | 1993-11-25 | 1993-11-25 | 電源装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH07147780A true JPH07147780A (ja) | 1995-06-06 |
Family
ID=17824895
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP5295766A Withdrawn JPH07147780A (ja) | 1993-11-25 | 1993-11-25 | 電源装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH07147780A (ja) |
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2001327176A (ja) * | 2000-05-17 | 2001-11-22 | Shihen Tech Corp | 定電圧電源装置 |
| JP2005525736A (ja) * | 2002-05-13 | 2005-08-25 | ジャム テクノロジーズ リミテッド ライアビリティ カンパニー | 多相インピーダンス変換増幅器 |
| JP2006006053A (ja) * | 2004-06-18 | 2006-01-05 | Shihen Tech Corp | 直流電源装置 |
| US7355354B2 (en) | 1998-12-11 | 2008-04-08 | Monolithic Power Systems, Inc. | Method for starting a discharge lamp using high energy initial pulse |
-
1993
- 1993-11-25 JP JP5295766A patent/JPH07147780A/ja not_active Withdrawn
Cited By (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US7355354B2 (en) | 1998-12-11 | 2008-04-08 | Monolithic Power Systems, Inc. | Method for starting a discharge lamp using high energy initial pulse |
| JP2001327176A (ja) * | 2000-05-17 | 2001-11-22 | Shihen Tech Corp | 定電圧電源装置 |
| JP2005525736A (ja) * | 2002-05-13 | 2005-08-25 | ジャム テクノロジーズ リミテッド ライアビリティ カンパニー | 多相インピーダンス変換増幅器 |
| JP4939752B2 (ja) * | 2002-05-13 | 2012-05-30 | ジェイエム エレクトロニクス リミテッド エルエルシー | 多相インピーダンス変換増幅器 |
| JP2006006053A (ja) * | 2004-06-18 | 2006-01-05 | Shihen Tech Corp | 直流電源装置 |
| JP4526879B2 (ja) * | 2004-06-18 | 2010-08-18 | 四変テック株式会社 | 直流電源装置 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A300 | Withdrawal of application because of no request for examination |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A300 Effective date: 20010130 |