JPS6196699A - 螢光ランプ用の電子的なバラスト回路 - Google Patents

螢光ランプ用の電子的なバラスト回路

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JPS6196699A
JPS6196699A JP60230902A JP23090285A JPS6196699A JP S6196699 A JPS6196699 A JP S6196699A JP 60230902 A JP60230902 A JP 60230902A JP 23090285 A JP23090285 A JP 23090285A JP S6196699 A JPS6196699 A JP S6196699A
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inverter
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カルヴイン　イー　グラブス
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Thomas Industries Inc
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    • H02H—EMERGENCY PROTECTIVE CIRCUIT ARRANGEMENTS
    • H02H7/00—Emergency protective circuit arrangements specially adapted for specific types of electric machines or apparatus or for sectionalised protection of cable or line systems, and effecting automatic switching in the event of an undesired change from normal working conditions
    • H02H7/10—Emergency protective circuit arrangements specially adapted for specific types of electric machines or apparatus or for sectionalised protection of cable or line systems, and effecting automatic switching in the event of an undesired change from normal working conditions for converters; for rectifiers
    • H02H7/12—Emergency protective circuit arrangements specially adapted for specific types of electric machines or apparatus or for sectionalised protection of cable or line systems, and effecting automatic switching in the event of an undesired change from normal working conditions for converters; for rectifiers for static converters or rectifiers
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    • H—ELECTRICITY
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    • H05B41/28—Circuit arrangements in which the lamp is fed by power derived from dc by means of a converter, e.g. by high-voltage dc using static converters
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    • H05B41/2981—Arrangements for protecting lamps or circuits against abnormal operating conditions for protecting the circuit against abnormal operating conditions
    • H—ELECTRICITY
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    • H05B41/392—Controlling the intensity of light continuously using semiconductor devices, e.g. thyristor
    • Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
    • Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
    • Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
    • Y02B20/00—Energy efficient lighting technologies, e.g. halogen lamps or gas discharge lamps

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 産業上の利用分野 本発明は、蛍光ランプ又は他のガス放電ランプのための
バラスト回路に係る。特に、本発明は、一般の６０Ｈｚ
電源から高い周波数で蛍光ランプを付勢する電子的なバ
ラスト回路に係る。
従来の技術 ここで使用する「蛍光」という用語は、高輝度放電ラン
プのような他のガス放電ランプも含むものとする。これ
らのランプは、６０Ｈｚよりも高い周波数において効率
良く動作することが知られている。典型的に、このよう
な周波数は、１５ＫＨｚから１００　Ｋ　Ｈｚ程度の範
囲である。公知技術では、高い周波数で動作することの
できる電子的なバラスト回路が多数示唆されており、こ
のような電子的なバラストを提供するための商業的な試
みもなされている。
発明が解決しようとする問題点 高い周波数で動作するように設計された蛍光ランプで長
い寿命を得るためには、初期のバラスト回路で必要であ
ると考えられていた以上にランプの電流を調整しなけれ
ばならないことが最近になって分かった。高度に調整さ
れたランプ電流を得ようとする場合には、１つの問題が
ある。というのは、住居用又は商業用のバラストの場合
、実際に使用できる電源が一般の６０Ｈｚの交流電源し
かないからである。６０　Ｈｚの電源を実際上１２０Ｈ
ｚの電源とするように余波整流する場合でも、ランプ負
荷を通常付勢する電源変圧器へ供給される電圧の振幅が
相当に変化する。この振幅変化が、供給されるランプ電
流に影響する場合には、このような変化によってランプ
の有効寿命が短くなることが考えられるので、望ましく
ない。
ランプの製造業者が長いランプ寿命を確保すべくバラス
トの特性を限定したりもしくは定めたりするのに時々使
用する尺度又はファクタに「波高率」がある。これは、
ランプ電流のピーク振幅とランプ電流のｒ　ｍ　ｓ値と
の比として定義される。
成るランプ製造業者は、少なくとも幾つかのランプに対
し、高い周波数で作動するソリッドステートバラストの
波高率が１．６未満であることを要求している。公知の
電子バラスト回路において所望の値の波高率が得られな
い１つの理由は、全波整流された電源電圧の山と山との
間で電圧がＯｖになるためである。（電圧がＯｖになる
時、或いは、補助電源を使用する場合には電圧が余剰電
圧となる時の、整流電圧のピーク即ち山と山との間のこ
の周期を「山間」周期と称する。補助°的な直流電圧源
を用いてエネルギーを蓄積する場合でも（例えば、キャ
パシタ）、このようなシステムでは、補助的なフィルタ
、もしくはサイズの大きい部品となるような不当に大き
い値の部品を使用せずに、１．６未満の波高率を得るこ
とが困難であり、部品のサイズを減少しそして作動効率
を高めるというソリッドステートバラストの主たる目的
の幾つかが達成されないことになる。
成る電子バラストにおいては、全波整流された電源電圧
に対して大きなフィルタを追加するだけで波高率が改善
されているが、コストが高くてかさのある部品が追加さ
れると共に、バラストの全体的な効率が低下する。
問題点を解決するための手段 そこで、本発明の主たる目的は、蛍光ランプ用の電子バ
ラスト回路であって、ランプ電流の波高率が１．６未満
の値となるようにランプ電流を調整するバラスト回路を
提供することである。本発明の更に別の目的は、電源電
圧をフィルタするためのコストの高いかさのあるフィル
タ部品を追加せずに、上記形式のバラスト回路を提供す
ることである。
本発明の回路は、所定の高い周波数で共振するように構
成された半ブリッジのインバータ回路を備えている。負
のフィードバック回路は、ランプ電流を感知し、ランプ
電流を調整するようにランプ回路の励起周波数を変える
。特に、このフィードバック回路の周波数応答は、電源
電圧の振幅変化に応答できるに充分な程大きいものであ
るにのようにして、ランプ電流は、その波高率を必要に
応じて１．６未満の値に減少するに充分な程、高度に調
整される。
作用 以下に示す実施例においては、ランプ電流が感知され、
ランプ電流を表わす信号が発生される。
フィードバックループには、可変周波数の発振器が含ま
れ、この発振器は、インバータの半導体スイッチに対す
るゲート信号を発生し、ひいては、インバータの作動周
波数を決定する。それ故、「共振増幅ｐＲＪとも称する
インバータ回路自体は、所定の制御された周波数で駆動
され、この周波数は、インバータの実際の共振周波数よ
りも若干高い成る範囲の周波数であるのが好ましい。感
知されたランプ電流は、インバータの周波数を制御し、
ランプ電流の増加が感知された時には、作動周波数が増
加され、これにより、共振増幅器の利得が減少されると
共に、ランプ回路に印加される電圧が減少される。即ち
、インバータの駆動周波数が増加するにつれて、インバ
ータの応答、即ち。
「利得」が減少される。このようにして、上記した所望
の波高率を得るようにランプ電流を調整することができ
る。
本発明の他の特徴及び効果は、添付図面を参照した好ま
しい実施例の以下の詳細な説明より当業者に明らかとな
ろう。
実施例 第１図を説明すれば、参照番号１０は、サイリスタ／キ
ャパシタブリッジ回路を一般に示している。この回路は
、第１及び第２のサイリスタ（シリコン制御整流器）１
１．１２を含んでおり、これらは、余波整流回路１３に
直列に接続される。
この整流回路は、標準的な６０　Ｈｚのライン電力を受
け、これを１２０　Ｈｚの全波整流出力信号に変換する
ものであり、これが第２図の曲線１に理想的な形態で示
されている。□ ブリッジ回路１０は、第１及び第２の平衡のとれたキャ
パシタ１６．１７も含んでおり、これらのキャパシタは
ブリッジの２本の脚を形成するように直列に接続されて
いる。ブリッジの対角枝幹 路は、参照番号２０で一般に示された電源変圧器２０を
含んでおり、その出力は、ブロック２１で概略的に示さ
れた蛍光ランプのようなガス放電ランプを含むランプ負
荷回路に接続される。
キャパシタ１６及び１７並びに変圧器２０のインダクタ
ンス（負荷からの反射インピーダンスも含む）は、サイ
リスタ１１．１２が導通している時に共振回路を形成す
る。
サイリスタ１１．１２は、参照番号２３で一般に示され
たパルス変成器を経て送られる信号によってｒオン」に
グー１〜作動される。この変成器２３は、１次巻線２４
を含んでおり、この１次巻線は、タイミング／フィード
バック制御回路２７によって駆動される。又、この変成
器２３は、第１及び第２の２次巻線２５．２６も含んで
おり、これらの２次巻線は、変成器２３の１次巻線２４
に電流が成る方向に流れると、サイリスタ１１が導通さ
れ、それと反対の方向に電流が１次巻線２４に流れると
、サイリスタ１２が導通されるように、サイリスタ１１
．１２のゲート線にそれぞれ接続される。
タイミング／フィードバック制御回路２７のタイミング
信号は、零交叉検出回路２８から供給され、この検出回
路は、電源変圧器２０の２次巻線からの信号を受ける。
この信号は、ｘ−又として示され、零交叉検出回路２８
は、負荷電流の極性が反転する度に、パルスを発生する
。
Ｒと示された信号は、ランプ電流を表わすもので、ラン
プ回路内で発生される。この信号Ｒは、成るレベルの信
号であり（正弦波信号ではない）、その大きさは、高周
波ランプ電流の値をそのサイクル数で平均化したものを
表わしている。
」二記で説明したように、サイリスタ１１が導通した時
は、キャパシタ１６が少なくとも部分的に放電し、矢印
１．で示された電流がサイリスタ１１に流れ、次に、変
圧器２０の１次巻線にその正端子から負端子へ流れ、そ
こからキャパシタを通りアースへと流れる。変圧器２０
並びにキャパシタ１６及び１７は、共振回路を形成する
ので、電流工、は、回路の共振周波数によって極性を反
転させ、その後、サイリスタ１２が導通するようにゲー
トを開き、矢印■、の方向に電流が流れる。
この時には、サイリスタ１１は、非導通である。
このように、成る周波数（これは、例えば、２０ｋＨｚ
から５０ｋＨｚまでの範囲）で発振する高周波電流がラ
ンプ回路に発生され、ランプ負荷を付勢するように結合
される。これにより電源変圧器２０の出力に呪われる対
称波形の正半分が第２図の曲線２に理想的な形態で示さ
れている。
波形の包絡線は、一連の山として、参照番号３０の仮想
線で示されている。この波形は、曲線１で示された整流
された１　２０　Ｈｚのライン電圧に周波数が対応し、
一般的に同じ形状をしている。ランプ電流は、山間周期
中に電源電圧が０になる時に、０となる。山間周期中の
余剰電圧を供給するように、蓄積キャパシタを使用して
もよく、この場合の包絡線は１曲線２において３３で示
したようになる。いずれにせよ、ランプ電流は一般的に
類似の包路線になるので、ランプ電流の波高率は、望ま
しくないほど高い。
第１図の回路の電流調整機能の動作を更に詳しく説明す
るために、ランプ電流の個々の周期が、理想的な形態で
、第２図の曲線３に、時間目盛を伸ばした状態で示され
ている。この曲線は正弦波の形態であるが、上記した如
く、この波のピーク・ピーク値は、整流された電源電圧
の大きさに基づくものである。
次に、第１図を参照すれば、零交叉検出回路２８は、電
流Ｉ工又はＩ２が値Ｏを通過する時に、第２図に参照番
号３４で示された時間に信号を発゛生ずる。この時、制
御回路２７のタイミング取り部分は、曲線３に矢印ｔＤ
で概略的に示された一定の時間遅延を形成する。信号Ｒ
の値で表わされるランプ電流が、所望のランプ電流を表
わす所定電流値もしくは基準電流値に対応する場合には
、点弧されるべきサイリスタが時間ｔＤの終わりにトリ
ガされる。信号Ｒの値が所定の基準値よりも大きく、ラ
ンプ電流が所望値よりも大きいことを示している場合に
は、フィードバック制御回路２（７がそれに比例してタ
イミング取（ルスを遅延させ、例えば、ゲートを開ける
べきサイリスタが１時間ｔ工までゲートが開けられない
ことになる。これにより、共振回路に結合されるエネル
ギが減少し、従って、電源変圧器２０に印加される電圧
が減少する。一方、信号Ｒの値が基準信号よりも小さい
場合には、ランプ電流が所定値よりも小さいことを示し
１曲線３のｔ２に示すように、サイリスタのトリガ時間
が進められ、電源変圧器２０に結合されるエネルギが増
加される。というのは、インバータ電流のサイクルにお
いてより早目にサイリスタが付勢されるからである。　
　　。
第２図のシステムに対するフィードバック制御回路の応
答時間は、比較的遅いものであり、即ち、１秒の１０分
の幾つかである。換言すれば、フィードバック回路の周
波数応答特性の一３ｄｂの点が約２〜５　ｃ　／　ｓで
ある。その結果、ランプ回路に印加される電圧の振幅及
びランプ電流の、振幅は、曲線２に示される電圧波形の
包絡線に従って変化する。これにより生じるランプ電流
の波高率は、上記で説明したように、ランプの寿命を得
るためにランプ製造者が設定した基準からすると、望ま
しくないものとなる。特に、山間電圧がＯになる曲線２
の信号の包路線がピークランプ電流を示し、Ｉ　ＲＭＳ
で示した矢印がランプ電流の実効値（ｒｍｓ）を示す場
合、波高率は公称値で２．０から３．０の範囲となる。
第３図には、ランプに印加される電圧の振幅変化を減少
してランプ電流を調整すると共に、ランプ電流の波高率
を改善するための好ましい回路が示されている。第１図
の回路との比較を容易にするため、第１図に示したもの
と同様の機能を有する第３図の回路の部品は、対応する
参照番号の前にＩｌ＋　を付けて示しである。従って、
半ブリツジ回路の形態のインバータは、１１０で一般的
し−示されている。このインバータは、第１及び第２の
半導体スイッチ１１１．１．１２を含んでいる。
図示された制御スイッチは、ＭＯＳＦＥＴであるが、他
の半導体スイッチを用いてもよい。周波数応答性が高く
、インバータ周波数を増加することができ、これにより
、他の部品のサイズを減少できるという点から、ＭＯ５
ＦＥＴトランジスタが選択された。第３図のインバータ
の公称作動周波数は、５０ないし１００ｋＨｚであり、
公称共振周波数は、５０　ｋ　Ｈｚである。ＭＯ５ＦＥ
Ｔトランジスタがこの用途に適しているのは、この回路
を理解することによって明らかなように、ＭＯＳＦＥＴ
）−ランジスタは、これが配置された枝路に順方向電流
が流れない時にｒオン」　（即ち、導通状態）にされそ
して順方向電流が流れる時に「オフ」にされるからであ
る。これにより、例えば、バイポーラトランジスタの場
合に比べて、ＭＯＳＦＥＴ　トランジスタの方がオン／
オフ時間の速い用途に適したものとなる。
更に、第３図を説明すれば、インバータ回路１１０は、
他方の枝路にキャパシタ１１６及び１１７を含んでいる
。インバータ回路１１０を付勢するために、６０Ｈｚの
ライン電圧が整流ブリッジ回路１１３にまたがって接続
され、その出力は。
図示されたようにインバータ回路１１０に送られる。
一般的に１２０で示された電源変圧器の１次巻線１２０
Ａは、トランジスタ１１１，１１２の共通接続点と、キ
ャパシタ１１６．１１７の共通接続点との間に接続され
、即ち、電源変圧器１２０は、ブリッジ回路１１０の対
角枝路に接続される。第１の２次巻線１２０Ｂは、蛍光
ランプ又は他のガス放電ランプ例えば高輝度放電ランプ
を何本かの構成で含むランプ負荷回路１２１に給電する
。この２次巻線１２０Ｂにまたがってキャパシタ１２２
が接続され、変圧器１２０の誘導リアクタンスと組み合
わされる容量性リアクタンスを形成し、インバータの共
振周波数を定める。これは。
ここに示す実施例では、約５０ｋＨｚである。
トランジスタ１１１，１１２は、駆動変圧器１２３によ
り相互に排他的な時間にトリガされ、駆動変圧器の１次
巻線１２４は、論理／周波数制御回路１２７の出力に接
続される。又、変圧器１伶 ２３の第１の２次巻線１２５は、トランジスター１１の
ゲートに接続されそしてその第２の２次巻線１２６は、
図示されたようにトランジスター１２のゲートに接続さ
九る。論理／周波数制御回路１２７の詳細は、第４図に
ついて述べるが、ランプ電流を表わす信号に応答してラ
ンプ電流の値を調整するという点で第１図の論理／フィ
ードバック制御回路２７と同様である。然し乍ら、回路
１２７は、別の方法でこれを行なう。より詳細には、回
ｗｒ！　２７は、ブリッジ１１’Ｏと協働してその周波
数応答特性の利点を取り入れ、ブリッジの作動周波数を
その共振周波数に関連して制御して、全体的に所望の出
力、即ち、「利得」を得、電流の調整を果たす。これは
、第５１を参照することによって明らかである。第５図
において、参照番号１３５は、「共振増幅器」と称する
こともあるインバータ回路の周波数と利得との関係を示
す曲線である。この点において、増幅器の共振は、前記
したように、キャパシタ１２２と、電源変圧器１２０の
漏れインダクタンスとによって主として定められる。
第５図を説明すれば、インバータの共振周波数がＦＲで
示されており、作動周波数がこの共振周波数より増加す
るにつれて、インバータの利得が減少することが明らか
である。更に、利得は単調に減少するが、共振周波数Ｆ
Ｒと周波数Ｆよとの間で必ずしもリニアではないことが
明らかである。
ここで明らかなように１周波数制御回路１２７は、平均
ランプ電流を感知して出力信号を発生し、この出力信号
は変圧器１２３に送られて、交互の半サイクル中にトラ
ンジスタ１１１，１１２のゲートを開く。このゲート作
動信号即ちトリガ信号の周波数は、ランプ電流の増加と
共に増加され、２次巻線１２０Ｂにおいてランプ負荷回
路に印加される電圧が減少され、ランプ電流が低下され
る。
第３図に説明を戻すと、全波整流された１２０Ｈｚの電
源電圧のピークとピークとの間のエネルギーを供給する
ように余剰電圧が供給される。
、この余剰電圧回路は、ダイオード１３６を備え。
そのカソードは、全波整流ブリッジ回路１１３の正の出
力に接続されそしてそのアノードは、蓄積キャパシタ１
３７に接続される。ダイオード１３６とキャパシタ１３
７との接続点は、インダクタ１３８及びダイオード１３
９によって、トランジスタ１１１，１１２の接続点に接
続され、この接続点は、電源変圧器１２０の１次巻線１
２０Ａへの入力端子でもある。ダイオード１３９及び１
４０によって形成された半波整流器は、ピーク供給電圧
の半分に等しい電圧を供給し、ライン電源ではなくてイ
ンバータ回路の高周波出力からキャパシタ１３７を充電
できるようにし、これにより、ライン電流の歪を最小に
すると共に高い入力力率を保持する。簡単に云えば、キ
ャパシタ１３７は、充分なエネルギーを蓄積するために
比較的大きなものである。このキャパシタは、ダイオー
ド１３９及びインダクタ１３８を経て充電され、ブリッ
ジ回路１１３の出力電圧の振幅がキャパシタ１３７に蓄
積された電圧レベルより下がった時にダイオード１３６
を経て放電する。図示されたように、ダイオード１３９
とトランジスタ１１２との間にダイオード１４０が接続
されてもよい。
論理／周波数制御回路１２７への信号入力については、
第１の入力信号が変圧器１２０の２次巻線１４１から導
出され、この２次巻線は、負荷回路１２１内の１本以」
二のランプのフィラメント回路に接続される。一般的に
１４２で示された変流器は、２次巻線１４１の負荷に流
れる電流を感知し、ランプ負荷電流を表わす信号ｅｉを
ライン１４３に発生する。２次巻線１４４によって更に
別のランプフィラメントが付勢される。更に別の２次巻
線１４５は、ランプ電圧を表わす信号ｅ。
を発生する。この信号ｅｏも、ライン１４６に沿って論
理／周波数制御回路１２７へ送られ、以下で詳細に述べ
るようにランプ電圧を制限するのに用いられる。変圧器
１２０の更に別の２次フィラメント巻線が１５５で示さ
れており、その出力リート１５６は、スタートキャパシ
タ１５７と共に高電圧の２次側に接続される。
第１及び第２の抵抗１４８．１４９がトランジスタ１１
１，１１２にまたがって直列に接続さ炒 れで、電圧分割器を形成し、抵抗１４８，１４９の接合
部には、電源電圧の振幅を表わす信号が現ねれる。この
信号は、リード１５０に沿って論理／周波数制御回路１
２７へ送られ、電源の過電圧に対して保護を与えるのに
用いられる。
変流器１５１は、変圧器１２０の１次巻線に流れる電流
を感知し、２次巻線１５２を含んでいる。ライン１５３
の信号がｉｐで示されており、これは負荷電流の位相を
表わしている。これは。
ライン１５３に沿って論理／周波数制御回路１２７の入
力へ送られる。
論理／周波数制御回路の出力リードは、１６１及び１６
２で示されており、これらは変圧器１２３の１次巻線１
２４の端子に直結されている。
論理／周波数制御回路１２７の電力は、一般的に１６３
で示された従来のブリッジ整流回路から導出され、この
整流回路は、ライン電圧に容量的に接続されていて、ラ
イン１６４に出力信号を発生する。この出力信号は、一
般の電圧調整回路１６５を経て接続され、回路１２７の
論理／制御電力を発生する。又、一般的にそうであるよ
うに、ツェナーダイオード１６４Ａ及びフィルタキャパ
シタ１６４Ｂも図示されたごとくに接続されている。
さて、第４図には、論理／周波数制御回路１２７が機能
的なブロック図で示されている。電源変圧器１２０の２
次巻線１４５及び信号ｅｏが現われるリード１４６も示
されている。信号ｅｏは、ランプ電圧を表わすもので、
ブリッジ整流回路１７０を経て加算接続点１７１に接続
される。同様に、変流器１４２からライン１４３に発生
されるランプ電流を表わす信号ｅｉがブリッジ整流回路
１７２を経て加算接続点１７３に接続される。
加算接続点１７１の他方の入力は、点線１７５で包囲さ
れたスター１−回路によって発生された信号ｅｓである
。スタート回路１７５は、電源がオンにされそして低電
圧調整器１６５の出力に電圧が感知された時にライン１
６５Ａの電圧信号によって作動される。スタート回路は
、微分回路１７５Ａを含み、これは・演算増幅器１７５
Ｂに負の入力を供給し、該増幅器の出力は、インバータ
１７５Ｃによって反転される。スタート回路は、第４図
にグラフで示されたように、所定の時間中、出力電圧を
発生し、これは、徐々に下降する時間を有していて、Ｏ
ｖまで減少する。スタート回路１７５の目的は、始動中
に作動周波数を高い値に強制的に上げて、ランプに電圧
が印加される前の時間中にランプのフィラメントを加熱
できるようにすることである。加算接続点１７１の出力
は、フィルタ１７６及びダイオード１７７を経て電圧制
御発振器１７８の入力端子に送られる。電圧制御発振器
１７８の出力周波数は、入力電圧の増加と共に増加する
。
加算接続点１７３の他方の端子は、点線１７９で包囲さ
れた位相検出回路の出力から受け取られる。この位相検
出回路１７９の一方の入力は。
変流器１５１からライン１５３を経て受け取られ、イン
バータ電流ｉｐの位相を表わしている。位相検出回路１
７９の他方の入力信号は、駆動変圧器１２３の１次巻線
に接続されたライン１６１の駆動信号である。この信号
は、１次巻線２にかへる電圧の位相を表わしており、前
記したように半導体スイッチ１１１．１１２のトリガ動
作を決定する。
この信号は、第１のシュミットトリガ回路１８０に送ら
れて、方形にされると共に、微分回路１８１を経てアン
トゲ−１−１８２へ送られる。上記の信号ｉｐは、第２
のシュミットトリガ回路１８３へ送られ、アンドゲート
１８２の他方の入力に送られる。
位相検出回路１７９は、第４図に概略的に示されている
。半導体スイッチの駆動周波数が共振インバータ増幅器
の共振周波数Ｆの付近にある時には、位相検出器１７９
の出力信号が正の電圧である。インバータの作動周波数
が共振周波数よりも増加して、電流ｉｐが電圧ｅｐより
遅れることが指示されると、出力電圧はＯとなる。イン
バータの作動周波数が共振周波数に近くなるか又はそれ
より下がると、電流の位相角度が進み、出力電圧が増加
する。この出力電圧は、加算接続点１７３Ｉ　　　　　
に送られる・加算接続点１７３の出力は・フィルタ１８
５及びダイオード１８６を経て電圧制御発振器１７８の
入力に供給される。
動作 前記したように、電圧制御発振器１７８の周波数は、イ
ンバータの作動周波数を決定する。この周波数が共振周
波数から増加するにつれて、インバータの利得が連続的
に減少する。始動時には、スタート回路１７５が信号ｅ
を発生し、この信号は、接続点１７１、フィルタ１７６
及びダイオード１７７を経て電圧制御発振器１７８の入
力へ送られ、作動周波数を高い値にセットする。従って
、ランプ電圧は、フィラメントが加熱されるまで低レベ
ルである。この時、スタート回路１７５の出力信号はＯ
ｖまで傾斜下降し、通常の状態のもとでは、電圧制御発
振器１７８の周波数が減少するにつれてランプ回路の印
加電圧が増加し、これにより、半導体スイッチ１１１１
１２の駆動周波数が減少する。
スタート電圧が傾斜下降し始める時、Ｔ１で示された所
定時間の終わりに、インバータの駆動周波数は、共振周
波数に向かって減少し、ランプに印加される電圧が対応
的に増加する。スタート　−電圧が傾斜下降しそしてイ
ンバータの周波数が減少するにつれて、ランプの印加電
圧が増加し、ライン１４６の信号ｅｏ％ｔ’ｌ加させる
。ランプの印加電圧は、ランプが点燈するか或いは信号
ｅｏが駆動周波数の減少を制限するに充分な程増加する
まで、増加し続ける。
ランプが点燈すると、ランプの電圧が減少するために信
号ｅＯが減少し、前記したように、他の加算接続点１７
３に送られるランプ電流を表わす信号ｅｉが制御信号と
なる。前記で述べたように、インバータの駆動周波数は
１通常は、共振周波数より上の範囲にある。駆動周波数
が共振周波数に向かって減少するとすれば、位相検出回
路１７９の出力が加算接続点１７３において整流器１７
２の出力に加えられ、共振周波数以下での作動が禁止さ
れる。
通常の動作、即ち、インバータの作動周波数が共振周波
数より高く、位相検出回路１７９の出力信号がＯｖであ
ると仮定すれば、整流器１７２の出力信号（ランプ電流
を表わす）が制御信号となる。ランプ電流信号が増加す
るにつれて、電圧制御発振器の周波数も増加し、インバ
ータの利得が減少される。一方、ランプ電流を表わす信
号が減少すると、電圧制御発振器１７８の周波数が減少
し、インバータ回路の利得が高くなる。かくて、ランプ
電流が調整される。インバータの作動周波数が非常に低
くなり、即ち、インバータの共振周波数より低くなると
、位相検出回路１７９の出力信号が増加し、これにより
、電圧制御発振器１７８の低い方の作動周波数が制限さ
れる。従って。
位相検出回路１７９は、インバータの作動周波数レンジ
の下限を定める。
ランプ回路の印加電圧が通常の作動レンジを越えて増加
した場合には（ランプが焼は切れたり取り外されたりし
た場合に牛じる）、う゛イン１４６の信号ｅｏが増加し
て、電圧制御発振器１７８の周波数をより高い周波数へ
と駆動し、これにより、インバータの利得を減少すると
共に過電圧状態を回避する。ダイオード１７７．１８６
の機能は、加算接続点１７１又は１７３のいずれかから
の高い出力信号が電圧制御発振器１７８を効果的に駆動
させるようにすることである。即ち、加算接続点の２つ
の出力信号は加えられない。むしろ、大きい方の信号が
作動周波数もしくは駆動周波数を制御する。
電圧／周波数コンバーター７８の特性は、入力信号が増
加するにつれて、出力信号の周波数も増加するような特
性である。駆動変圧器１２３に接続される信号の周波数
を増加する作用について説明するために、第５図の応答
特性１３５を参照する。作動周波数が増加するにつれて
、利得が減少し、変圧器１２０の２次巻線１２０Ｂの電
圧の振幅が減少し、これにより、ランプ電流が減少する
。第４図の回路、即ち、フィードバック制御回路もしく
は周波数制御回路とも称する回路の周波数応答を、その
−３ｄｂ周波数点が５０ｋＨｚの共振周波数（第５図の
Ｆ）に対して約５ｋＨｚとなるように構成することによ
り、１．６未満の波φ 忘率を得ることができる。従って、ランプ電流が調整さ
れるだけではなく、電源電圧の変動に対して比較的不感
にされる。−例として、第６図を参照すれば、曲線１は
、電源変圧器１２０の１次巻線１２０Ａに印加される電
圧の包絡線を概略的に示しているが、インバータの駆動
周波数を変えることによって達成される調整作用により
、変圧器１２０の出力電圧は、第６図の曲線２に理想的
な形態で示されたようになる。
ここに示す実施例では、作動周波数レンジがインバータ
増幅器の共振周波数より高かったが、上記したシステム
を変更して周波数特性の他の部分、例えば、共振周波数
より前で動作できることも当業者に明らかであろう。
以上、本発明の好ましい実施例を詳細に説明したが、本
発明の原理を実施しながらも、上記の回路に成る種の変
更を加えたり等価な素子と取り換えたりできることが当
業者に明らかであろう。
それ故、このような変更や取り換えは、全て、特許請求
の範囲内に包含されるものとする。
【図面の簡単な説明】
第１図は、ランプ電流を調整するために負のフィードバ
ックを用いた電子的なバラスト回路の機能的なブロック
図、 第２図は、第１図の回路の動作を説明する九めの理想的
な信号波形を示す図、 第３図は、本発明により構成されたガス放電ランプ用の
電子的なバラストの回路図兼部分ブロック図。 第４図は、第３図のタイミング／周波数制御回路の回路
図兼部分ブロック図、 第５図は、第３図のインバータ回路の利得対周波数の特
性を示すグラフ、そして 第６図は、第３図の回路の作動性能を示す理想的な波形
を示すグラフである。 １０・・・サイリスタ／キャパシタブリッジ回路１１．
１２・・・サイリスタ １３・・・全波整流回路 １６．１７・・・キャパシタ ２０・・・電源変圧器 ２３・・・パルス変成器 ２４・・・１次巻線 ２５．２６・・・２次巻線 ２７・・・タイミング／フィードバック制御回路２８・
・・零交叉検出回路

Claims (20)

    【特許請求の範囲】
  1. （１）電圧の振幅が時間と共に変化するような電源から
    、少なくとも１つのガス放電ランプを含むランプ回路を
    付勢するための電子回路において、この電子回路は、 上記電源から電力を受け取るインバータ回路手段を具備
    し、このインバータ回路手段は、第１及び第２の制御ス
    イッチを備え、これらのスイッチは、インバータ周波数
    の交互のサイクル中に各々導通するようにゲートを開い
    て、上記ランプ回路へ電力を供給するための高周波電気
    信号を発生し、 更に、ランプ電流を表わす制御信号を発生する感知回路
    手段を具備し、 更に、上記制御信号に応答して上記制御スイッチのゲー
    ト動作を制御し、ランプ電流を所定の値に調整するよう
    なフィードバック制御回路手段を具備し、そして 上記フィードバック制御回路は、これが上記電源電圧の
    振幅変化に応答できるに充分なカットオフ周波数によっ
    て定められた周波数応答特性を有していて、供給される
    ランプ電圧及びランプ電流の振幅変化を減少できること
    を特徴とする電子回路。
  2. （２）上記の電源は、６０Ｈｚ入力ラインから電力を受
    けて上記インバータ回路の電力を発生する整流回路手段
    と、この整流回路手段の出力が上記インバータ回路手段
    にエネルギーを供給するのに充分である時にはエネルギ
    ーを蓄積しそして上記整流回路手段の出力が上記インバ
    ータ回路手段にエネルギーを供給するのに充分でない時
    には上記インバータ回路手段にそれ自身エネルギーを供
    給するような余剰電圧の源とを備えている特許請求の範
    囲第（１）項に記載の電子回路。
  3. （３）上記インバータ回路手段は、共振周波数を有する
    共振回路を備え、この共振回路の出力は、上記ランプを
    付勢するように上記ランプ負荷回路に接続され、上記フ
    ィードバック制御回路手段は、上記インバータ回路手段
    の共振周波数に関連して上記第１及び第２の制御スイッ
    チの導通周波数を変えると共に、通常の作動中にランプ
    電流を表わす上記制御信号に応答して上記共振回路の出
    力を調整し上記ランプ電流を調整すると共にランプ回路
    の波高率を減少するような手段を備えている特許請求の
    範囲第（２）項に記載の電子回路。
  4. （４）上記フィードバック制御回路手段によって決定さ
    れる上記インバータ回路手段の作動周波数の範囲は、上
    記インバータ回路手段の共振周波数より高く、上記フィ
    ードバック制御回路手段は、可変周波数発振回路手段を
    備え、この発振回路手段は、上記制御信号に応答して、
    ランプ電流が基準値より増加した時に上記制御スイッチ
    のゲートを開くように上記駆動信号の周波数を増加する
    特許請求の範囲第（３）項に記載の電子回路。
  5. （５）上記制御スイッチは、直列に接続された半導体ス
    イッチであって、相互に排他的な時間周期で導通するよ
    うに付勢される半導体スイッチである特許請求の範囲第
    （４）項に記載の電子回路。
  6. （６）上記半導体スイッチは、ＭＯＳＦＥＴトランジス
    タである特許請求の範囲第（５）項に記載の電子回路。
  7. （７）上記インバータ回路手段は、共振周波数を有する
    共振回路を備え、上記フィードバック制御回路手段は、
    上記制御スイッチを制御された周波数で付勢する可変周
    波数回路を備え、この可変周波数回路は、上記制御信号
    に応答して、上記制御スイッチの駆動周波数を変更する
    特許請求の範囲第（１）項に記載の電子回路。
  8. （８）上記フィードバック制御回路手段は、上記可変周
    波数回路手段の通常作動周波数が上記インバータ回路手
    段の上記共振周波数より高くなることを特徴とし、上記
    フィードバック制御回路手段は、更に、上記ランプ電流
    の位相及び上記印加されたランプ電圧の位相を表わす信
    号に応答して、上記可変周波数回路手段作動周波数が上
    記インバータの共振周波数に近づいた時に出力信号を発
    生して、その作動周波数を上記共振周波数より低い周波
    数に制限するための位相検出回路手段を備えている特許
    請求の範囲第（７）項に記載の電子回路。
  9. （９）最初に電力が送られるのに応答して、出力信号を
    発生し、上記可変周波数回路手段が上記通常の作動周波
    数よりも高い駆動周波数を発生するようにさせて、上記
    ランプのフィラメントを加熱できるに充分な最初のスタ
    ート時間中に上記インバータ回路手段の利得を減少させ
    るスタート回路手段を更に備えた特許請求の範囲第（８
    ）項に記載の電子回路。
  10. （１０）ランプ電圧を感知し、上記ランプ電圧が所定値
    を越えた時に上記可変周波数回路手段の出力周波数を増
    加して、上記ランプ電圧が所望値より高い場合に上記イ
    ンバータ回路手段の利得を減少するような電圧感知手段
    を更に備えた特許請求の範囲第（９）項に記載の電子回
    路。
  11. （１１）一定周波数の電源電圧を受けて、少なくとも１
    つのガス放電ランプを含むランプ回路を付勢する電子的
    なバラスト回路において、このバラスト回路は、 第１及び第２の制御半導体スイッチを含んだインバータ
    回路手段であって、これらの半導体スイッチが第１及び
    第２のキャパシタと回路接続されてインバータブリッジ
    回路を形成するようなインバータ回路手段と、 このインバータブリッジ回路の対角枝路に接続され、二
    次巻線が上記ランプ回路に接続されていてこれを付勢す
    るような電源変圧器手段と、上記第１及び第２の制御ス
    イッチ手段に接続される出力信号を発生する可変周波数
    回路手段であって、上記第１及び第２の制御スイッチ手
    段を交互のサイクル中に各々導通させて、上記電源変圧
    器を付勢する高周波数信号を発生させるような可変周波
    数回路手段と、 ランプ電流を感知し、上記可変周波数回路手段を制御し
    て、その作動周波数をランプ電流の変化に応じて変える
    と共に、上記インバータ回路手段の利得を変えて、ラン
    プ電流を制御するような感知回路手段とを具備したこと
    を特徴とする電子的なバラスト回路。
  12. （１２）上記電源電圧と回路接続されていて、上記電源
    電圧が比較的高い時には上記電源からのエネルギーを蓄
    積すると共に上記電源電圧が比較的低い時には上記イン
    バータ回路手段へ電力を供給するような電力蓄積回路手
    段を更に備えた特許請求の範囲第（１１）項に記載の回
    路。
  13. （１３）上記電源変圧器の二次側に回路接続されたキャ
    パシタを更に備え、上記電源変圧器のインダクタンス及
    び上記キャパシタの値は、上記インバータ回路手段の共
    振周波数を少なくとも部分的に決定するものであり、上
    記可変周波数回路手段は、上記第１及び第２のスイッチ
    をトリガして、上記インバータ回路手段を上記共振周波
    数より高い周波数で駆動させ、これにより、上記インバ
    ータ回路手段の利得が上記駆動周波数の関数として変化
    するようにする特許請求の範囲第（１０）項に記載の回
    路。
  14. （１４）上記感知回路手段は、ランプ電流を表わす信号
    を発生し、ランプ電流が増加する時に上記可変周波数回
    路手段の増加させて、上記インバータ回路の利得を減少
    させ、ランプの電流を減少させる特許請求の範囲第（１
    ３）項に記載の回路。
  15. （１５）上記可変周波数回路手段及び上記感知回路手段
    は、上記電源電圧の基本的な周波数に対しランプ電流を
    調整するに充分な周波数応答を有するフィードバック制
    御回路手段を備えている特許請求の範囲第（１４）項に
    記載の回路。
  16. （１６）このフィードバック制御回路手段は、上記電源
    電圧の基本的な周波数より少なくとも１０倍高いカット
    オフ周波数を定める周波数応答を有している特許請求の
    範囲第（１５）項に記載の回路。
  17. （１７）上記フィードバック制御回路手段は、更に、上
    記インバータの作動周波数が上記共振周波数に近づいた
    時を検出して上記インバータ回路手段の作動周波数の下
    限範囲を制限するための制限回路手段を備えている特許
    請求の範囲第（１６）項に記載の回路。
  18. （１８）上記制限回路手段は、ランプ電流の位相を表わ
    す第１信号と、印加されたランプ電圧の位相を表わす第
    ２信号とを比較して、作動周波数が上記インバータ回路
    手段の上記共振周波数に近づいた時を決定するような位
    相検出器を備えている特許請求の範囲第（１７）項に記
    載の回路。
  19. （１９）上記フィードバック制御回路手段は、更に、最
    初に電力が送られるのに応答して、上記可変周波数回路
    手段が高い周波数で作動するようにさせ、これにより、
    始動時に上記ランプのフィラメントを加熱できるに充分
    な所定の時間中上記インバータ回路手段の利得を減少さ
    せるようなスタート電圧回路手段を更に特許請求の範囲
    第（１８）項に記載の回路。
  20. （２０）上記ランプに印加された電圧を感知してこれを
    表わす信号を発生する手段を更に備え、ランプの電圧を
    表わす上記信号は上記可変周波数回路に送られ、ランプ
    の電圧が所定値を越えた場合にインバータの周波数を増
    加させる特許請求の範囲第（１９）項に記載の回路。
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