JP3069645B2 - けい光灯制御器 - Google Patents

けい光灯制御器

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Description

【発明の詳細な説明】 （産業上の利用分野） 本発明は、けい光灯制御器に関し、特にけい光灯その
他の負荷を高精度で極めて安全に且つ動作上極めて信頼
的に又長寿命を達成するように動作させる制御器に関す
るものである。本発明の制御器は種々の型及び寸法のけ
い光灯やその他の負荷に対して用いるのに適しており、
容易に且つ経済的に製造しうる。
（従来の技術） けい光灯は高周波数で動作させた場合により有効であ
るということは周知である。この事実やSMPS（スイッチ
モード電源）回路及び構成素子に改善が行われている結
果として、けい光灯を付勢したり制御するのに高周波が
動作しうるSMPS回路を用いるという提案が種々に成され
ている比較的早期の提案は1971年10月５日に発行された
ウォレイス（Wallace）氏による米国特許第3,611,021号
明細書に開示されている。この米国特許明細書に開示さ
れている回路では、けい光灯がコンデンサと直列で変成
器の２次巻線に接続され、この変成器の１次巻線は一対
のスイッチングトランジスタに接続され、これらトラン
ジスタは交互に導通して１次巻線に方形波電流を供給す
るものである。これらトランジスタは可飽和コア発振器
により駆動され、この発振器の周波数はその出力端子に
おける電流検出信号に応答して制御される。前記の２次
巻線と、ランプと、１つの（第１）コンデンサとが直列
となって同調回路を構成し、この同調回路の共振周波数
は変成器の漏れインダクタンスと直列コンデンサとによ
って決定される。始動に当たっては、他の（第２の）コ
ンデンサが２次巻線及び第１コンデンサとランプとの直
列回路と並列に接続され、この第２コンデンサは動作周
波数の調波で共振するような値を有する。
ストルツ（Stolz）氏による米国特許第4,251,752号明
細書には、一定の動作周波数を有するインバータ回路が
けい光灯負荷に接続され、このインバータ回路には、整
流回路の出力端子に接続された可変デューティサイクル
の変換回路によりコンデンサの両端間にい生ぜしめた直
流動作電圧が供給されるようにした回路が開示されてい
る。この米国特許明細書にはループ増幅器回路が示され
ており、その第１入力端子はランプ回路に接続され、第
２入力端子は整流器回路の出力端子に接続され、このル
ープ増幅器回路が整流器の電流及び電圧の双方に応答す
るようになっている。このループ増幅回路は変換器回路
のデューティサイクルを制御して整流器に対する入力電
流を入力電圧と同相に保つように動作するものとして説
明されている。
SMPS回路の使用に関する追加の説明はスタップ（Stup
p）氏等による米国特許第4,453,109号、第4,498,031
号、第4,585,974号、第4,698,554号及び第4,700,113号
に記載されている。米国特許第4,453,109号明細書に
は、電流制限安定器機能のみならずヒータ電力の自動制
御をも達成する新規な漏れリアクタンス変成器を有する
高周波発振器−インバータが開示されている。米国特許
第4,498,031号明細書には、ランプと台形波形発生器の
出力端子との間に結合した無効安定器インピーダンスを
含み周波数をランプ電流の関数として変えるようにした
非共振結合回路が開示されている。米国特許第4,585,97
4号及び第4,698,554号明細書には、無効安定器インピー
ダンスを含む非共振回路網を経てランプに結合された駆
動インバータが開示されており、それぞれの特許明細書
に開示されているインバータの周波数はランプ電流の振
幅の関数としてサイクル順次に制御される。米国特許第
4,700,113号明細書には、高周波インバータが無効安定
器インピーダンスを経てランプに結合され、インバータ
は点弧が生じるまで所定の周波数で動作し、次にその周
波数が所望の動作周波数まで自動的に増大するようにな
っている回路が開示されている。
ツェイラー（Zeiler）氏による米国特許第4,717,863
号明細書には、前記のウォレイス氏及びスタップ氏等に
よる米国特許明細書に類似の回路が開示されており、周
波数を制御して出力を制御している。ランプは変成器の
２次巻線に接続され、この変成器から分離されたインダ
クタがコンデンサ及び変圧器の１次巻線と直列に接続さ
れ、周波数が減少すると増大する出力を得るようになっ
ており、周波数は光出力に応答するホトセル回路により
制御されるようになっている。
けい光灯負荷を付勢するのにSMPS回路を用いる方法と
しては多くの他の従来技術がある。多くの従来回路、特
にスタップ氏等による明細書に記載された回路は極めて
良好に動作する。
（発明が解決しようとする課題） しかし、従来提案されたSMPS回路は殆ど、製造費が著
しく嵩んだり、動作及び信頼性に厳しい制限が課せられ
たり、それ程商業的に成功しないものであった。
本発明の目的は、効率が極めて高く、ランプ寿命を長
くでき、動作に著しい安全性及び信頼性があり、制御を
容易に行いうるけい光灯制御器を提供せんとするにあ
る。本発明の他の目的は、種々の型で種々の寸法のけい
光灯に対して容易に適用でき、また容易に且つ経済的に
製造しうる制御器を提供せんとするにある。
（課題を解決するための手段） 本発明けいこう灯制御器は、入力端子及び出力端子を
有する直流−交流変換手段と、この入力端子に結合され
た直流電力供給手段と、前記出力端子に結合され且つけ
い光灯負荷に結合された出力回路手段と、前記直流−交
流変換手段及び前記直流電力供給手段の作動を制御する
制御手段とを具え、前記直流電力供給手段は、入力電圧
波形から全波整流されて直流電圧を発生する入力整流手
段と、ゲートパルス入力端子を有し、前記全波整流によ
る直流電圧を前記入力端子に供給される第１の高周波ゲ
ートパルス信号のパルスの幅により制御される大きさの
直流出力電圧に変換する第１の切換モード電力供給回路
とを具え、前記制御手段は、前記第１の高周波ゲートパ
ルス信号を前記第１の切換モード電力供給回路に供給す
る第１パルス供給手段を具え、このパルス信号のパルス
は前記第１パルス供給手段に供給される第１および第２
制御信号によって制御される幅を有し、第１制御信号は
前記直流出力電圧に比例させ、前記第２制御信号は前記
全波整流による直流電圧に比例させて前記直流出力電圧
をほぼ一定電圧レベルに保持するようにし、しかも前記
入力整流手段に流れ、入力電圧波形に比例し且つこれと
同相の入力電流の電流波形を得るようにしたけい光灯負
荷用制御器において、前記第１の高周波ゲートパルス信
号のパルスの幅を前記第１制御信号に比例する第１の値
と、前記第２信号の反転値及び一定値の和に比例する第
２の値との積に比例させるようにしたことを特徴とす
る。
本発明によって構成した制御器は、けい光灯負荷が可
変周波数の直流−交流変換器或いはインバータの出力端
子に結合されているという点で前記のスタップ氏等の米
国特許明細書に開示された制御器に類似している。図示
の実施例では半（ハーフ）ブリッジ回路が用いられ、こ
れに可変周波数のゲート信号が供給され、このゲート信
号はランプ電流に応答して制御され、ほぼ一定のランプ
電流を得るようになっている。
本発明の重要な特徴は、可変周波数直流−交流変換器
回路の出力端子をけい光灯負荷に結合する出力回路の構
造及び動作モードに関するものである。実施例では、出
力回路が共振回路を有し、この共振回路は、共振よりも
高い周波数で動作するとともに、変成器の２次巻線及び
負荷を有する回路中に接続された共振コンデンサを含み
共振周波数が変成器の漏れインダクタスの値及びコンデ
ンサの値によって決定されるという点で、前記のウォレ
イス氏による米国特許明細書に開示されているものに類
似している。しかし、出力回路の構成や、可変周波数直
流−交流変換器の制御を介するこの出力回路の制御はウ
ォレイス氏による米国特許明細書に開示されたものとは
全く、特に出力回路素子の接続及び特性や始動動作の制
御や始動後の動作に関して全く相違し、多数の重要な利
点が得られる。
本発明の制御器では、出力回路は、共振周波数とは一
方向で推移した周波数で点弧させるのに充分な電圧を生
じるような特性を有する同調回路として動作する。この
同調回路は、周波数が前記と同じ方向で共振周波数から
推移した範囲内で点弧後に制御され、ランプ出力を制御
するような特性を有する。制御器の付勢時に自動的に動
作する制御回路を設け、直流−交流変換器を通常点弧が
生じるであろう周波数よりも高いある高周波で直流−交
流変換器を動作させ、次に点弧が生じるまで周波数を徐
々に減少させる。この場合、制御回路は直流−交流変換
器の動作周波数の制御を介してランプ電流を制御するよ
うに動作する。
好ましくは、共振周波数を点弧及び動作周波数よりも
低くし、ランプ点弧時に生じる負荷の増大に応答して共
振周波数を減少させ、共振よりも高い周波数での動作を
保証して信頼度を高めるよう動作する回路を設ける。好
ましくは、前記の米国特許第4,453,109号明細書に開示
された変成器に類似する型の変成器を用いる。このよう
な変成器を用いることにより、共振周波数を負荷の関数
として自動的に減少させるのを容易にするということを
確かめた。
このような変成器を含む回路を用いると、このような
変成器が１次巻線とフィラメント巻線との間の磁気結合
を自動的に制御するよう動作しうるという追加の重要な
利点が得られる。予熱段階（状態）中フィラメント巻線
へのより堅実な磁気結合が得られ、負荷が極めて明るく
なり、続いて点弧段階（状態）が開始される。動作段階
に入る点弧時に変成器は負荷の減少に応答しフィラメン
ト巻線に対する磁気結合を自動的に減少させ、フィラメ
ント電圧を低下させる。従って、この回路はフィラメン
トの損傷を阻止しその寿命を高めるよう動作する。
出力回路の他の特徴は、共振コンデンサをけい光灯及
び変成器巻線に並列関係で接続し、ランプ電圧に応じて
この巻線の両端間の電圧を制限することにある。この並
列回路は点弧及び動作段階の双方に対し１つの共振コン
デンサを用いるのを容易にもする。
上述した特徴によれば、共振周波数よりも充分高い周
波数範囲での安定な動作を容易にし、これは直流−交流
変換器のトランジスタを、容量性負荷状態、すなわち電
流が電圧より進みトランジスタの破壊が生じるような状
態に対して保護するという極めて重大な利点を有する。
他の特徴は、好ましくは直流−交流変換器を高周波に掃
引することにより、電圧に対する電流の位相がある安全
値よりも小さい安全状態に自動的に切換わる回路を用い
ることにより追加の保護を達成することにある。
本発明の更に他の特徴は、アップコンバータとして動
作するSMPS回路を含み全波整流された50或いは60Hzの電
圧が供給される予備調整回路を設け、安定な有効動作の
為に比較的高レベルに自動的に保たれる直流電圧を直流
−交流変換器に供給することにある。自動レベル制御
は、予備調整回路の出力電圧の平均値に比例する第１信
号に応答して、この回路に供給されるゲートパルスの幅
を制御することにより得られる。
更に他の特徴は、力率制御が得られ且つ前述した自動
レベル制御も得られるように、予備調整回路への瞬時入
力信号に比例する第２信号にも応答させて前記のパルス
幅を制御させることにある。好ましくは、上記の第２信
号の反転と定数との和に、出力電圧の平均に比例する前
記の第１信号を乗じ、パルス幅を制御する信号を得る。
前記の回路は不連続モードで動作させるのも好ましい。
このように２つの信号のみ合成することにより、所望の
電流波形を得ることとほぼ一定の出力レベルを得ること
との双方について優れた結果が得られるということを確
かめた。本発明によれば、入力電流に対応する信号をパ
ルス幅制御に用いる際に生じる帰還ループによる不安定
性の問題を回避する。
本発明の多数の極めて重要な特徴は、直流−交流変換
器及び予備調整回路の双方を制御する制御回路の構造及
び動作にある。この制御回路は、外部素子と一緒に用い
るように構成した単一の集積回路素子すなわち“チッ
プ”として構成し、同様な特性の種々の型のけい光灯そ
の他の負荷に対して適用しうるようにするとともに、外
部素子の値を選択してこれに接続されたいかなる特定の
型のけい光灯その他の負荷を以っても最適な動作を得る
ようにするのが好ましい。本発明によって構成した制御
器は、けい光灯或いはハロゲンランプ或いはその他の気
体放電装置や他の種類の負荷を付勢するのに特に有利で
あり、本明細書では説明を容易とする為にけい光灯を参
照しているものであり、特許請求の範囲を含む本明細書
で言うけい光灯及びけい光灯負荷は制御器によって付勢
されうるあらゆる他の種類の負荷をも含むものとして解
釈する必要がある。また、本発明の種々の特徴は単一の
集積回路を用いて制御回路を構成する場合に限定されな
いこと勿論である。
本発明の重要な概念は、縦続接続した予備調整回路及
び直流−交流変換器回路を用いようとした際に生じる信
頼性問題の原因の発見及び認識にある。高周波での動作
及びこれに近似する周波数での動作の双方で、各回路か
ら他の回路に信号が伝達されて適切な動作に妨害を及ぼ
したり、ある場合には完全なる破壊のような機能不全を
生ぜしめるおそれがあるということを確かめた。本発明
によれば、２つの回路の動作を同期させ、且つ互いに同
じ位相にするか互いに固定の或いは制御された位相関係
にし、好ましくは双方を同じ周波数で動作させる。図示
の例では、方形波信号を直流−交流変換器に供給する発
振回路が方形波信号の各サイクル中動作して制御信号を
パルス幅変調器回路に供給し、可変幅パルスの開始を制
御し、このパルス幅変調器は予備調整回路の動作に必要
とするゲートパルスを生ぜしめるのに用いている。
本発明の更に他の特徴は、制御器の初期付勢後の動作
や、信頼性を高くし、破損に対する保護を行う多数の安
全兼保護手段にある。これらの手段がないと、欠陥のあ
るランプを用いたり、ランプを設けなかったりすること
により或いは可能性のる多くの問題のいずれかにより破
損が生じるであろう。制御回路は電力を最初に入力整流
回路から得、次に所要のゲート信号を予備調整回路及び
コンバータ回路に供給した後に直流−交流変換器から得
る。前述した予熱段階はランプフィラメントの加熱の為
に開始され、これに続いて前述した点弧及び動作段階が
開始される。点弧が最初得られない場合には、点弧が首
尾よく得られるまで更に一回以上の点弧動作を行う。安
全動作は過度のランプ電圧或いはランプ電流や、回路中
の重要点での過度の或いは不充分の電圧或いは電流に応
答して、また前述したように直流−交流変換器回路にお
ける危険な電圧−電流位相関係に応答して自動的に行わ
れる。
〔実施例〕
以下実施例につき図面を参照して説明するに、10は本
発明の原理に従って構成したけい光灯制御器を示す。第
１図に示すように、２個のランプ11及び12をワイヤ13〜
18を介して出力回路20に接続することができ、ワイヤ13
及び14はランプ11の一方のフィラメント電極とランプ12
の一方のフィラメント電極とに接続し、ワイヤ15及び16
はランプ11の他方のフィラメント電極に接続し、ワイヤ
17及び18はランプ12の他方のフィラメント電極に接続す
る。なお、本発明は２個のランプにのみ使用する制御器
に限定されるものではない。
出力回路20をライン21及び22を介してDC−AC変換回路
24のAC出力端子に接続する。変換回路24をライン25及び
26を介して予備調整回路28の出力端子に接続し、この調
整回路をライン29及び30を介して入力整流回路32の出力
端子に接続する。整流回路32はライン33及び34を介して
50又は60Hzで、120ボルトの実効電圧値の電源に接続す
る。図示の実施例の制御器は、その作動に当り予備調整
回路28が入力整流回路32の出力端子に発生する170ボル
トのピーク値を有する全波整流された50又は60Hzの電圧
に応答してDC−AC変換回路24に平均して約245ボルトの
大きさの直流電圧を供給する。DC−AC変換回路24は予備
調整回路28からの直流電圧を方形波AC電圧に変換し、こ
のAC電圧を出力回路20に供給する。このAC電圧は約25〜
50KHzの範囲内の周波数を有する。なお、上述したよう
な電圧、電流、周波数及び他の変数の値並びに種々の回
路の形式等は本発明の理解に供するために例証したに過
ぎず、これらに限定されることはない。
予備調整回路28及びDC−AC変換回路24は双方共にSMPS
（スイッチモード電源）回路を具えており、これらは出
力回路20及び予備調整回路28によって発生される種々の
信号に応答する制御回路36により制御される。図示の制
御器10では、予備調整回路28を可変デューティサイクル
のアップコンバータとし、これには制御回路36からライ
ン37を経て供給されるパルス幅変調したゲート信号“GP
C"を供給する。DC−AC変換回路24は図示の制御器10では
ハーフブリッジ変換回路とし、これには制御回路36から
ライン38を経て供給される方形波ゲート信号“GHB"を供
給する。本発明によれば、上述したようなゲート信号を
同期させ、しかもこれらのゲート信号を移送させて、混
信問題をなくすことにより作動の信頼度を高めることが
できる。なお、図示の実施例では前記両ゲート信号を同
じ周波数で発生させる。
制御回路36を本例では集積回路とし、これに第８、第
９及び第10図に示すロジック（論理）及びアナログ回路
を設ける。このロジック及びアナログ回路は予備調整回
路28及び出力回路20から供給される種々の信号に応答し
てライン37及び38に“GPC"及び“GHB"信号を発生し、且
つこれらの信号を制御すべく構成する。第１図に示して
ある所定の外部回路部品及びインターフェース回路は第
９図にも示してあり、これらについては後に第９図につ
き説明する。
制御器の初期付勢時及びその作動期間中には、給電回
路40から“VSUPPLY"ライン39を経て制御回路36に作動電
圧を供給する。この際、制御回路36内の電圧調整回路が
図示のように種々の回路に接続されている“VREG"ライ
ン42に調整電圧を発生する。
図示のように、“VREG"ライン42は抵抗43を介して“S
TART"ライン44に接続し、このライン44はコンデンサ45
を介して接地する。制御器を付勢することにより“STAR
T"ライン44に電圧が発生し、この電圧は時間の指数関数
として増大し、この電圧は後に詳述するように始動走査
を制御するのに用いられる。制御器の代表的な作動に予
熱状態があり、この状態ではランプを点灯させるのに十
分大きなランプ電圧を供給しないで高周波電流をランプ
11及び12のフィラメント電極に供給する。予熱状態の後
の点弧状態ではランプが点弧するまでランプ電圧を高電
圧値に向けて徐々に高め、ついでランプが導通すること
による負荷の増加に応答してランプ電圧を降下させる。
本発明によれば、出力回路20に共振周波数を得る回路
部品を用いると共に、この共振周波数からずれている作
動周波数範囲を用いて作動周波数を制御することにより
ランプ電圧を制御する。図示の本例では作動周波数の範
囲を共振周波数以上とし、周波数が低くなるにつれて増
大する電圧を発生させる。例えば、予熱状態の期間中に
は周波数を50KHz程度とすることができ、又点弧状態の
期間中には作動周波数を36KHzの共振周波数に向けて徐
々に低くすることができ、ランプは通常周波数が40kHz
以下に低下する前に点弧する。
ランプが点弧して、ランプに電流が流れると、共振周
波数は無負荷状態の36KHzの高い方の共振周波数から20K
Hzに近い低い方の負荷状態共振周波数に低下する。作動
周波数は負荷状態共振周波数よりも高い30KHz付近の比
較的狭い範囲内にある。この作動周波数はランプ電流信
号に応答して制御され、このランプ電流信号は出力回路
20に発生され、電流検知ライン46,46Aを経て制御回路36
に供給される信号である。なお、ライン46Aは接地ライ
ンである。ランプ電流が動作状態の変化に応答して低下
すると、作動周波数が低い方の負荷状態共振周波数の方
へと低下して出力電圧を高めるも、ランプ電流は低下す
る。同様に、ランプ電流の増加に応答して周波数が高く
なると、出力電圧は低下するも、ランプ電流は増大す
る。
後に詳述するように、負荷状態共振周波数以上の作動
周波数を用いることは、DC−AC変換回路24におけるトラ
ンジスタを破壊的に故障させることになる容量性の負荷
状態に対して保護するのに有効な容量性負荷保護策を講
じる上で重要な利点を奏する。又、“IPRIM"ライン47
に、出力回路20の変成器の１次巻線における電流に相当
し、しかも制御回路36に供給される信号を発生する回路
を出力回路20に設けることによっても容量性負荷を保護
することができる。ライン47における信号の位相が安全
状態でなくなると、制御回路36内の回路が作動して、
“GHB"ライン38におけるゲート信号の周波数を安全値に
まで高めて、DC−AC変換回路24のトランジスタを付加的
に保護する。
予熱及び点弧の作動状態の期間中並びにランプの撤去
に応答してもランプ電圧調整回路はランプ間の最大開路
電圧を制限し、斯るランプ電圧調整回路は電圧検知ライ
ン48からインターフェース回路を経て制御回路36の“VL
AMP"入力ライン、即ち端子49に供給される信号に応答し
て作動する。なお、上記インターフェース回路は第１及
び第９図にも示してあり、これについては後に第９図に
つき説明する。ランプ電圧調整回路は、作動周波数を迅
速にその最大値に切り換え、ついでその最大値から周波
数を徐々に低くして作動電圧を高めることによりランプ
の点弧を再度試みる再点弧作動を行う。
ランプの点弧及び再点弧作動は予備調整回路28の出力
電圧が所定値以下に低下するのに応答しても行われ、こ
の電圧値の検出は“OV"ライン50を経て予備調整回路28
内の分圧器に接続される制御回路36内の比較器にて行わ
れ、“OV"ライン50における電圧は予備調整回路28の出
力電圧に比例させて、低い予備調整電圧では作動しない
ようにする。
“OV"ラインとしてのライン50が制御回路36内の他の
比較器に接続されると、この比較器はライン50における
０ボルト以上の電圧に応答して予備調整回路28の作動を
停止させる。
本発明による制御器の他の重要な特徴は、“VSUPPLY"
ライン39における電圧をライン42における“VREG"電圧
と比較して、ライン39における電圧が上側トリップ点以
上に上昇するまで予備調整回路28及びDC−AC変換回路24
を作動させなくするのに有効な低供給電圧ロック−アウ
ト保護回路を設けることにある。この保護回路は回路28
及び24が作動した後に、ライン39の電圧が下側のトリッ
プ点以下に降下すると、これらの回路28及び24を不作動
にする。従って、DC−AC変換回路24は、ライン39におけ
る電圧が上側トリップ点以上となり、しかも最小遅延時
間を越えてしまうまでは作動しなくなる。この場合の所
望遅延時間は“DMAX"ライン53と大地との間に接続され
るコンデンサ52及びライン53と“VREG"ライン42との間
に接続する抵抗54の値によって決定される。
制御器10の他の特徴は、制御回路36内に過電流比較器
を設け、この比較器を“CS1"ライン56を経て予備調整回
路28に接続すると共に、回路28への電流が所定値以上と
なる際に“GPC"ライン37から予備調整回路28にゲート信
号が供給されないようにすることにある。
制御器10のさらに他の特徴は“GPC"ライン37から予備
調整回路28に供給されるゲート信号の持続時間を制御し
て、予備調整回路28の出力電圧をほぼ一定の平均値に維
持すると共に、入力電流中の高周波成分を最小とし、且
つ力率制御として特徴付けることができるものを得るよ
うにゲート信号の持続時間を制御することにある。制御
回路36には予備調整回路28への入力電圧の瞬時値に比例
する電圧も“PF"ライン58にて供給する。外部コンデン
サ59を“DCOUT"ライン60を介して制御回路36に接続す
る。この外部コンデンサ59の値はゲート信号のタイミン
グをとるのに有利な値とする。予備調整回路28をループ
補償することも重要である。
第２図に示すように、出力回路20は変成器64を具えて
おり、この変成器は米国特許第4,453,109号に従って構
成するのが好適である。図式的に示すように、変成器64
は磁気材料製のコア構体66を具えており、このコア構体
は一次巻線68を巻回する区分67と、２次巻線70〜74を巻
回する区分69とを含み、これらの区分67及び69の端部67
A及び69Aは互いに隣接させるも、空隙75によって離間さ
せ、又上記区分67及び69の各反対側の端部67Bと69Bはコ
ア構体66の低リラクタンス区分76によって相互接続す
る。なお、実施例では用いないが、コア構体には図示の
ように、区分69の端部69Aから空隙78により区分66から
離間される点まで延在する区分77を随意設けることがで
きる。ランプの点弧後、２次巻線70〜74に流れる比較的
高い電流によって、共振周波数が低下して、“Q"も低下
する状態となる。
２次巻線70,71及び73はコンデンサを介して加熱電極
に結合させるフィラメント巻線であり、斯るコンデンサ
はフィラメントワイヤの短絡に対して保護をする。２次
巻線72はランプ電圧供給巻線であり、２次巻線74はライ
ン48にランプ電圧信号を供給する。図示のように、２次
巻線70の一端はコンデンサ79を介してフィラメントワイ
ヤ13に接続し、他端はワイヤ14に直接接続する。巻線71
の一端はコンデンサ80を介してワイヤ15に接続すると共
に他端はワイヤ16に直接接続する。巻線73の一端は変流
器82の第２の１次巻線81を介してワイヤ17に接続し、巻
線73の他端はコンデンサ83と変流器82の２次巻線84とを
介してワイヤ18に接続する。巻線72の一端はワイヤ16に
接続し、その他端はコンデンサ86を介してコンデンサ87
と巻線73の一端との接続点に接続し、この接続点はコン
デンサ87を介してワイヤ16に、コンデンサ88を介してワ
イヤ14に、又変流器82の１次巻線81を介してワイヤ17に
それぞれ接続する。変流器82の２次巻線90は抵抗91と並
列に電流検知ライン46及び46Aに接続する。
変成器64の１次巻線68の一端は結合コンデンサ93を介
して一方の入力ライン21に接続し、前記１次巻線68の他
端は電流検知抵抗94を介して他方の入力ライン22（これ
は接地される）に接続する。結合コンデンサ93はDC−AC
変換回路24から供給される方形波電圧の直流成分を除去
する作用をする。“IPRIM"ライン47をコンデンサ95を介
して接地すると共にコンデンサ96を介して電流検知抵抗
94の非接地側に接続する。１次巻線68のタップをライン
98を介して給電回路40に接続して、ランプの始動操作後
には後述するように、このタップに電源40の約±20ボル
トの方形波電圧を供給する。
出力回路20は共振回路として作動し、その周波数は実
行漏れインダクタンス及び２次巻線のインダクタンス
と、共振コンデンサとして作動するコンデンサ87の値と
によって決定される。コンデンサ87を直列接続の２つの
ランプ11と12の両端間に接続すると共にコンデンサ86を
介して２次巻線72の両端間にも接続する。コンデンサ86
の容量値は共振回路87の容量値よりも比較的大きくし、
又このコンデンサ86が反整流コンデンサとして作動する
ようにする。コンデンサ88はランプの始動を助けるバイ
パスコンデンサであり、このコンデンサの容量値は比較
的低い値とする。
第３図は第２図に示したような出力回路20で得られる
種々の特性を示したものであり、破線100は無負荷応答
曲線を示し、これは周波数が10〜60KHzの範囲にわたり
変化し、回路にランプがない場合に二次間線72間に理論
的に発生し得る電圧を示す。この図から明らかなよう
に、無負荷状態での共振周波数は約36KHzであり、回路
をこの周波数で作動させた場合には、極めて高い一次電
流が発生して、トランジスタ及び他の回路部品を熱破壊
することになる。約40KHzの周波数でも比較的高い電圧
が発生し、これでも通常ランプを点弧させるのに十分な
電圧値以上である。破線102は回路にランプを設けたの
と電気的に等価となる負荷を有する負荷状態に二次間線
72間に発生する電圧を示す。この負荷状態での共振周波
数はかなり低く、図示のようにほぼ20KHzである。負荷
状態における共振ピークも幅広となり、又ピークの大き
さも負荷の抵抗により低くなる。なお、共振ピークは説
明の目的のために図示したのであって、出力回路の作動
範囲をこの共振ピークからずらすことは明らかである。
実際の作動範囲を第３図に実線にて示す。最初は作動
周波数を図示の点105により示すような約50KHzの比較的
高い値とする。この点におけるランプ間の電圧はランプ
を点弧させるのには不十分であるが、加熱巻線70,71及
び73間には比較的高い電圧を発生させる。予熱状態の期
間中には作動周波数を点105又はその付近の周波数に維
持する。ついで無負荷応答曲線100に従って周波数を36K
Hzの無負荷共振周波数の方へと徐々に低下させる予備点
弧状態を開始させる。ランプ11及び12は、通常周波数が
約40KHzとなり、且つ電圧が約600ボルトとなる点106に
て、又はその前に点弧する。
ランプの点弧後には実行負荷抵抗が低下し、出力回路
の作動は負荷状態曲線102の作動にシフトする。ランプ
点弧後の負荷電流に応答して、作動周波数は負荷状態共
振ピーク103の周波数よりも遥かに大きい約30KHzの周波
数の点108へと急速に低下する。ついで出力回路の作動
は点108の付近の比較的狭い範囲内で続行し、作動状態
に応答してランプ電流をほぼ一定の平均値に維持する。
DC−AC変換回路24は第４図に示すようにハーフブリッ
ジ回路形態のものとする。これは一対のMOSFET111及び1
12を具えており、一方のMOSFET111は入力ライン25と出
力ライン21との間に接続し、他方のMOSFET112は出力ラ
イン21と接地端子に接続される出力ライン22（これは入
力ライン26でもある）との間に接続する。MOSFET111及
び112には始動期間中に供給される電圧を分けるために
抵抗113及び114をそれぞれ並列に接続し、MOSFET111に
はスナバコンデンサ115も並列に接続する。MOSFET111及
び112のゲートを駆動し、これらを交互に導通させて、
出力ライン21に０ボルトと約245ボルトの電圧との間に
てシフトする方形波出力を発生させるためにレベルシフ
ト変成器116を設ける。この変成器116は一対の２次巻線
117及び118を具えており、これらの２次巻線の一端は図
示のように抵抗119及び120とダイオード121及び122との
並列回路を介してMOSFET111及び112のゲートに結合させ
ると共に他端は保護ツェナーダイオード対123及び124を
それぞれ介してMOSFET111及び112のゲートに結合させ
る。抵抗119及び120はターン・オンパルスを整形し、又
ダイオード121及び122は各MOSFETのターン・オフを早く
する。抵抗119及び120とダイオード121及び122との各並
列回路はMOSFET111及び112のゲートキャパシタンスと相
俟って作動し、これらのMOSFETのターン・オンを遅ら
せ、これらMOSFETのクロス−導通を防止する。
レベルシフト変成器116の１次巻線126の一端は接地入
力端子26及び出力ライン22に接続し、他方はレベルシフ
ト兼結合コンデンサ127を介して“GHB"ライン38に結合
させ、コンデンサ127にはダイオード128を並列に接続
し、“GHB"ライン38と接地端子との間には別のダイオー
ド129を接続し、又ライン38と“VSUPPLY"ライン39との
間には第３ダイオード130を接続する。
予備調整回路28は第５図に示すようにチョークコイル
132を具えており、これは入力ライン29と、MOSFET134を
介して接地出力ライン26に接続される回路点133との間
に接続する。回路点133と出力ライン25との間にはダイ
オード135を接続し、出力ライン25と接地ライン26との
間にはコンデンサ136を接続する。さらに、回路点133と
接地ライン26との間には抵抗137とコンデンサ138とを直
列に接続する。
前述した“OV"ライン50及び“DC"ライン57を経て制御
回路36に供給する電圧を発生させるために抵抗回路網を
設け、上記両ライン50及び57はそれぞれコンデンサ141
及び142を介して接地する。コンデンサ141の容量値は、
“OV"ラインにおける電圧が出力電圧の変化に応答して
迅速に変化するように小さくする。コンデンサ142の容
量値は比較的大きくして、“DC"ラインにおける電圧が
出力電圧の変化に比較的ゆっくり応答するようにし、こ
の“DC"ラインの電圧を用いて、後に詳述するような方
法で平均出力電圧をほぼ一定のレベルに維持する。前記
抵抗回路網はライン25と26との間に直列に接続される４
個の抵抗143〜146及び抵抗144と145との接続点とライン
57との間に接続される抵抗147を具えており、ライン50
は抵抗145と146との接続点に接続する。
“CS1"ライン56に電流信号を発生させるために、この
ライン56は抵抗148及び149を介して接地出力ライン26及
び入力ライン30にそれぞれ接続すると共に、ライン26と
30との間には抵抗150を接続する。入力電圧に比例する
電圧を“PE"ライン58に発生させるために、このライン5
8は抵抗151を介してライン29に接続すると共に抵抗152
を介してライン30に接続する。
予備調整回路28はその作動に当り、高周波ゲートパル
スが“CPC"ライン37を経てMOSFET134のゲートに供給さ
れる。各パルスの期間中にチョークコイル132に電流が
流れてこのコイルにエネルギーが蓄積される。各パルス
の終了時には“フライバック”動作が起こり、チョーク
コイル13に蓄積されたエネルギーがダイオード135を経
てコンデンサ136に転送される。後に説明するように、
“GPC"ライン37を経て供給されるゲートパルスの幅は、
予備調整回路28に供給される全波整流した50又は60Hzの
電圧の各半サイクルの期間中に“PF"ライン58に発生す
る電圧により制御され、又ゲートパルスの幅は“DC"ラ
イン57に発生する電圧によって制御される。これらのゲ
ートパルス幅の制御は、入力電流の平均値が入力電圧の
瞬時値に比例して変化すると共に、これと同時に予備調
整回路28の出力電圧がほぼ一定に維持されるように行
う。
出力コンデンサ136の容量値は比較的大きくして、こ
の容量値と出力負荷の実効抵抗との積が、回路28に供給
される全波整流した50又は60Hzの電圧の１半サイクルの
期間に比べて大きくなるようにする。各ゲートパルスの
持続時間は各完全なゲートパルスサイクルの短い期間中
に入力電圧の瞬時値に従って流れる平均入力電流を換え
るべく変更することができ、これらの各ゲートパルスに
よって容量値の大きな出力コンデンサ間の出力電圧はご
く僅か増大するだけである。これと同時にパルスの持続
時間は、供給される全波整流の50または60Hzの低周波電
圧の各完全なる半サイクルの期間中に供給される全ての
高周波ゲートパルスに応答して転送される全エネルギー
を制御すると共に出力コンデンサ136間の電圧をほぼ一
定の所望レベルに維持するような方法で制御することも
できる。
第６図に示すように、入力整流回路28は全波ブリッジ
整流器を形成する４個のダイオード155〜158を具えてお
り、このブリッジ整流器の出力端子159及び160はライン
29及び30にそれぞれ接続し、入力端子161及び162はフィ
ルタ回路網及び保護ヒューズ装置163及び164を介して入
力ライン33及び34にそれぞれ接続する。上記フィルタ回
路網はチョークコイル165及び166と、入力及び出力コン
デンサ167及び168と、制御器10の種々の回路に対する前
述した回路又は基準接地点とは別の接地点171に対する
一対のコンデンサ169及び170とを具えている。出力ライ
ン29と30との間にはコンデンサ172を接続し、これによ
り予備調整回路28（第５図）のMOSFET134の導通期間中
電流を供給する。
コンデンサ172の容量値は、時定数が入力整流回路32
への入力電圧の１サイクルに匹敵するように比較的短い
が、各高周波ゲートパルスの１サイクルの期間よりも長
くなるような値とする。
従って、ブリッジ整流器に流れる入力電流は持続時間
が変化する短い高周波パルスとなる。回路部品165〜170
及び172によって形成されるフィルタ回路網が作動し
て、各ゲートパルスの全サイクルに亘り各パルスの値を
平均化し、入力電力ラインへの高周波成分の伝送を最小
にする。
第７図に示す給電回路40は“VSUPPLY"ライン39に電圧
を供給すべく構成する。この電圧は始動操作の期間中に
予備調整回路28及び入力整流回路32を経て直接得られる
と共に、DC−AC変換回路24が始動操作後に作動した際に
この変換回路24から得られる。ライン39は出力コンデン
サ174の非接地側に接続すると共にトランジスタ175のエ
ミッタにも接続する。トランジスタ175のコレクタは抵
抗176を介して予備調整回路28の出力ライン25に接続す
る。先ず制御器を付勢する場合で、しかもMOSFET134が
導通する前には入力整流回路の出力端子からチョークコ
イル132、ダイオード135、抵抗176及びトランジスタ175
を経てライン39に至る電流通路が形成され、トランジス
タ175の導通によりライン39に所望電圧を発生させるこ
とができる。ランプ39は抵抗177及び178とダイオード17
9を介してライン98にも接続する。このライン98は出力
回路20の変成器64の１次巻線68におけるタップ点に接続
して、電力が出力回路20に供給されると、この出力回路
からライン39に所望電圧が得られるようにする。
ライン39の電圧は、接地されたエミッタと、コンデン
サ181を経て接地され且つダイオード182を経てライン39
に接続されたコレクタと、抵抗183を経て接地され且つ
ツェナーダイオード184を経てライン39に接続されたベ
ースを有するトランジスタ180により調整される。トラ
ンジスタ175のベースを抵抗185及び186を経てライン25
に接続する。制御器10が初めて附勢されるとき、前述し
たように入力ブリッジ整流器155〜158（第６図）からラ
イン25へ流れる電流通路が存在し、コンデンサ181を抵
抗185及び186を経て充電することができ、これにより正
バイアスをトランジスタ175のベースに供給してこれを
導通させ、“VSUPPLY"ライン39に制御回路36を作動させ
るための電圧を発生させ、斯る後に後述するように予備
調整回路28、AC−DC変換回路24及び出力回路20のパワー
アップを行うことができる。次いで、パワーアップ後
に、ダイオード179及び抵抗178及び177を経て電流が流
れることによりダイオード182に電流を流れせしめる電
圧がライン39上に発生し、トランジスタ175のベースを
逆バイアスしてこれをカットオフせしめる。
制御回路36内の回路及び関連する外部回路並びにイン
タフェース回路は第8,9及び10図に示してある。第８図
はライン37及び38に“GPC"及び“GHB"ゲート信号を発生
するパルス幅発振器及び発振回路を示し、第９図は第８
図に示す発振回路に可変周波数制御信号を供給する回路
を示し、第10図は第８図に示すパルス幅変調回路に制御
信号を供給する回路を示す。
第８図に示すように、“GPC"及び“GHB"ライン37及び
38を制御回路36の“PC"及び“HB"バッファ191及び192の
出力端子に接続する。PCバッファ191の入力端子は、パ
ルス幅変調パルスの発生を制御する“PC"フリップフロ
ップ194の出力端子に接続された入力端子を３つの入力
端子を有するANDゲート193の出力端子に接続する。“H
B"バッファ192の入力端子は、発振器として動作し矩形
波信号を発生する“HB"フリップフロップ196の２個の出
力端子に接続された比較器195の出力端子に接続する。
最初に“HB"発振フリップフロップ196に対する回路に
ついて説明する。その理由はこれら回路は“PC"フリッ
プフロップ194が各サイクルにおいてセットされる時間
も制御するためである。“PC"フリップフロップ194のリ
セットは他の回路により達成してパルス幅を制御する。
図に示すように、“HB"フリップフロップ196のセット入
力端子を、“CVCO"ライン198を経て外部コンデンサ200
に接続された＋入力端子を有する比較器197の出力端子
に接続する。比較器197の−入力端子はライン42上の調
整電圧“VREG"の所定の分数値（図では5/7）に等しい電
圧を供給する抵抗分圧器（図示せず）に接続する。“H
B"フリップフロップ196のリセット入力端子を、一方の
入力端子が第２比較器202の出力端子に接続されたORゲ
ート201の出力端子に接続する。この比較器202の−入力
端子を“CVCO"ライン198に接続すると共にその＋入力端
子を比較器197の−入力端子に供給される“VREG"電圧の
分数値より小さい分数値（図では3/7）に等しい電圧を
供給する分圧器に接続する。
“CVCO"ライン198は電流源204を経て接地する。電流
源204は双方向型であり、“HB"フリップフロップ196の
出力により段205を介して制御され、“HB"フリップフロ
ップ196がリセットされるとコンデンサ200を所定の速度
で充電し、“HB"フリップフロップ196がセットさるコン
デンサ200を同じ速度で放電する。充電及び放電速度は
同一であって一定の速度に維持され、この一定速度は
“F CONTROL"ライン206上の制御信号により調整するこ
とができる。
上述した“HB"発振回路の動作においては、コンデン
サ200の電圧が比較器197に供給される基準電圧に到達し
フリップフロップ196がセットされて電流源204を放電モ
ードに切換えるまでコンデンサ200が電流源204により充
電される。次いでコンデンサ200が、その電圧が比較器2
02に供給される基準電圧によりセットされる低レベルに
到達してフリップフロップ196が再びセットされ次のサ
イクルを開始するまで放電される。その周波数は充放電
速度により制御され、充放電速度は“FCONTROL"ライン2
06上の制御信号により制御さる。
このパルス幅変調回路には電流源208を設け、この電
流源を大地と外部コンデンサ210に至る“CP"ラインとの
間に接続し、この電流源も“F CONTROL"ライン206上の
信号により制御する。この電流源は充電モードでのみ作
動する。固体スイッチ211をコンデンサ210の両端間に接
続し、これはフリップフロップ194がリセットされると
きに閉じる。比較器202の出力端子に“HB"フリップフロ
ップ196をリセットする信号が発生するとき、この信号
が“PC"フリップフロップ194のセット入力端子にも供給
され、このフリップフロップがスイッチ211を開かせて
コンデンサ210を“F CONTROL"ライン206上の制御信号に
より設定された一定の速度で充電させる。
常規動作状態では、コンデンサ210の充電が、その電
圧が“DCOUT"ライン60上の信号のレベルに到達するまで
続く。この“DCOUT"ライン60の信号は第10図と関連して
後述する回路36内の他の回路によって発生される。
ライン60上の“DCOUT"信号を比較器214の−入力端子
に供給し、その＋入力端子を“CP"ライン209に接続す
る。比較器214の出力をORゲート215及び他のゲート216
を経て“PC"フリップフロップ194のリセット入力端子に
供給し、このフリップフロップによりスイッチ211を閉
じ、コンデンサ210を放電させてライン209を大地電位に
する。ライン209はフリップフロップ194が比較器202の
出力端子からの信号に応答して再びセットされるまで大
地電位に維持される。
“PC"フリップフロップ194は３つの他の事象又は状態
のうちの任意の１つに応答してリセットすることもでき
る。ORゲート216の第２入力端子を第10図につき後述す
る制御回路36内の他の回路に接続された“PWMOFF"ライ
ン217に接続する。ORゲート215の第２入力端子を比較器
218の出力端子に接続する。この比較器の＋入力端子は
“PC"ライン209に接続し、−入力端子はライン42上の調
整電圧“VREG"の所定の分数値（図では9/14）に等しい
電圧を供給する抵抗分圧器（図示せず）に接続する。フ
リップフロップ194がセットされた任意の時間後にライ
ン209上の電圧が比較器218の−入力端子に供給される基
準電圧を越えると、フリップフロップ194がリセットさ
れる。これがため、発光されるパルスの幅の上限値を与
える。
ORゲート215の第３入力端子を比較器220の出力端子に
接続する。この比較器の＋入力端子はライン209に、−
入力端子は前述の“DMAX"ライン53に接続する。“DMAX"
ライン53は制御回路36内の他の回路にも接続し、“DMA
X"ライン53と関連する動作については後述する。
ハーフブリッジ発振器及びパルス幅変調回路の双方
を、“CVCO"及び“CP"ライン198及び209を大地に接続す
るよう動作する固体スイッチ223及び224に接続された
“HBOFF"ライン222上の信号に応答して不作動にする手
段を設ける。インバータ回路225をフリップフロップ194
のセット入力端子とANDゲート193の１つの入力端子との
間に接続する。他のインバータ226をORゲート215の出力
端子とANDゲート193の第３入力端子との間に接続して適
正な状態の下でのみパルス幅変調回路から出力が発生す
るようにする。
第９図に示す周波数制御回路も制御回路36内に組込ま
れており、この回路はライン206上の周波数制御信号の
レベルを制御するよう動作する。ライン206は２個の電
流源229及び230に接続された加算回路228の出力端子に
接続する。電流源229は始動動作及び始動動作において
点弧に失敗したときに試みられる再始動動作と関連して
制御される。電流源230は出力ランプ電流に応答して制
御される。
常規動作状態においては、点弧後に電流源229の電流
が一定であり、周波数の変化は電流源230によってのみ
制御される。電流源230をランプ電流エラー増幅器231の
出力端子に接続する。この増幅器の−入力端子には回路
36内の分圧器（図示せず）により供給される基準電圧
（図では調整電圧“VREG"の2/7の基準電圧）を供給し、
その＋入力端子を“CRECT"ライン232に接続すると共に
電流源234を経て接地する。電流源234は“L1"及び“L2"
ライン237及び238と外部抵抗239及び240とを経て電流検
知ライン46及び46Aに接続された入力端子を有する能動
整流器236により制御する。図に示すように電流検知ラ
イン46Aは接地相互接続ラインである。
“CRECT"ライン232は外部コンデンサ241及び並列抵抗
242を経て接地すると共に抵抗243を経て、抵抗245を経
て接地されると共に抵抗246及び247を経て回路点248に
接続された回路点244に接続する。回路点248はダイオー
ド250を経て電圧検知ライン48に接続すると共に１対の
抵抗253及び254を経て接地し、抵抗253及び254間の接続
点に“VLAMP"ライン49を接続する。ダイオード256を抵
抗246及び247間の接続点と“VREG"ライン42との間に接
続してこの接続点の電圧をライン42上の調整電圧に制限
する。
動作においては、能動整流器236が電流源234を電流変
成器82により検知されたランプ電流に従って制御する。
次いで電流源234が増幅器231を制御して電流源230を制
御し、電流源230が加算回路228及びライン206を経て電
流源204（第８図）を制御し、これにより動作周波数が
制御される。
“CRECT"ライン232は補正信号を供給して動作を使用
ランプのタイプに従って調整する。この補正信号はラン
プ電圧により制御され、通常は比較的小さい振幅であ
り、場合によって本質的に零である。ダイオード256は
始動中、“CRECT"ラインに発生する電圧を制限する。
最低動作周波数を設定するために、制御電流を“FMI
N"ライン257を経て電流源229に供給する。この“FMIN"
ライン257は抵抗257Aを経て、抵抗258を経て接地され且
つ１対の抵抗259及び259Aを経て“VREG"ライン42に接続
された回路点に接続する。
電流源229は基準電圧源（図ではライン42上の調整電
圧の4/7）に接続された＋入力端子を有する“周波数掃
引”増幅器260によっても制御される。増幅器260の−入
力端子は“START"ライン44に接続すると共に２個のスイ
ッチ261及び262を経て大地にも接続する。スイッチ261
は比較器263により制御され、予備調整回路28の出力電
圧が所定の基準値より低いときに閉じる。図に示すよう
に、ライン42上の調整電圧の5/7の基準電圧をこの比較
器263の＋入力端子に供給し、その−入力端子を“OV"ラ
イン50に接続する。
スイッチ262は“VLAMP OFF"フリップフロップ264の出
力端子に接続する。このフリップフロップは“START"比
較器265の出力端子に接続されたリセット入力端子を有
する。比較器265の−入力端子は“START"ライン44に接
続し、その＋入力端子は基準電圧源（図ではライン42上
の調整電圧の3/14の電圧）に接続する。フリップフロッ
プ264のセット入力端子はORゲート266の出力端子に接続
し、このORゲートは３つの信号を受信する入力端子を有
し、どれか１つを受信するとこの“VLAMPOFF"フリップ
フロップをセットしてスイッチ262を閉成せしめる。
ORゲート266の１つの入力端子はランプ電圧比較器267
の出力端子に接続し、この比較器の−入力端子は“VRE
G"ライン42に、＋入力端子は“VLAMP"ライン49にそれぞ
れ接続する。ランプ電圧が所定値を越えると、信号がラ
ンプ電圧比較器267から供給されてフリップフロップ264
をセットし、スイッチ262を閉じさせて“START"ライン4
4を接地させる。
ORゲート266の第２入力端子を第10図に示す後述する
パルス幅変調回路のフリップフロップのセットに応答す
るよう接続する。
ORゲート266の第３入力端子を後述する回路によって
発生される信号に応答するよう接続し、“TPRIM"ライン
上の信号の位相が安全値を越えて変化するときにフリッ
プフロップ264をセットさせる。
始動動作においては、電流源229は最大値を有し、電
流源230は最小値を有し、周波数は50kHzのような所定の
最大値にある。出力回路により供給される電圧は予備調
整回路及びDC−AC変換回路28及び34が一旦作動すると、
ランプフィラメントを加熱するには十分であるがランプ
を点弧するには不十分になる。電力が初めて制御器10に
供給されるとき、スイッチ261は閉で、スイッチ262は開
である。“OV"ライン50上の電圧が5/7VREG電圧を越えた
後にスイッチ261が低HB電圧比較器263により開かれる。
このとき、“START"ライン44の電圧が抵抗43を流れる電
流に応答して指数的に上昇し始める。
“START"ライン44の電圧が周波数掃引増幅器260に供
給される基準電圧（4/7VREG）によって決まる所定のレ
ベルに達すると、点弧状態（段階）が開始される。この
時、周波数掃引増幅器260が始動して電流源229を流れる
電流を減少させ、加算回路228及びライン206を経て動作
周波数を減少させる。周波数が所定値に減少するとき、
ランプが通常40kHz以上の周波数で点弧する。次いでラ
ンプ動作状態が開始される。このとき出力回路の実効共
振周波数が著しく低下する。同時にランプ電流が電流変
成器82により検知され、制御信号が能動整流器により発
生されて周波数がランプの動作に好適な範囲（約30kH
z）に低下する。
ランプが点弧フェーズ（状態）中に点弧に失敗する
と、周波数は低下しつづけ、ランプ電圧が増大しつづけ
て“VLAMP"ライン49の電圧が所定値に到達し、このとき
ランプ比較器267が信号をORゲート266を経てフリップフ
ロップ264に供給してこれをセトし、スイッチ262を瞬間
的に閉じて“START"ライン44を接地すると共にコンデン
サ45を放電させる。このとき“START"ライン44の電圧が
所定値以下に低下し、スタート比較器265がフリップフ
ロップ264にリセット信号を供給してこれをリセットす
る。このとき“START"ラインの電圧が再び指数状に上昇
し始める。この電圧が所定の高い値に到達すると、点弧
フェーズが上述したように周波数掃引比較器260の動作
によって再び開始される。これがため点弧が得られるま
で、或いは制御器の附勢が遮断されるまで、１回以上の
“再始動”動作が続けて行われる。
上述したように、フリップフロップ264は“IPRIM"ラ
イン上の信号の位相が安全値を越えて変化するときセッ
ト状態に作動させることもできる。第９図に示す回路は
“PRIM"ライン47に接続された−入力端子と基準電圧源
（図では−0.1ボルトの基準電圧）に接続された＋入力
端子を有する一次電流比較器268を含んでいる。この比
較器の出力端子をANDゲート269の一方の入力端子に接続
すると共にNORゲート270の一方の入力端子にも接続す
る。ANDゲート269の出力端子を“CLP"フリップフロップ
272のリセット入力端子に接続すると共にこのフリップ
フロップの出力端子をNORゲート270の第２入力端子に接
続する。このフリップフロップ272のセット入力端子を
インバータ273の出力端子に接続する。インバータ273の
入力端子及びANDゲート269の第２入力端子をライン272
を経て第８図に示すハーフブリッジ発振回路（ハーフブ
リッジフリップフロップ196の出力端子）に一緒に接続
する。NORゲート270の出力端子はORゲート266を経てフ
リップフロップ264のセット入力端子に接続する。
第11図はライン274の電圧と、比較器268、フリップフ
ロップ272、及びNORゲート270の出力電圧との関係を、
“EPRIM"ラインの信号の位相が進んでいる場合について
示すグラフである。比較器268の出力の後縁がフリップ
フロップ272の出力の前縁より前に発生するとき、NORゲ
ート270の出力が高レベルになり、ORゲート266を経て
“VLAMP"フリップフロップ264をセットさせ、上述した
ように周波数掃引を高くさせる。
素子268,269,270,272及び273を含む第９図に示す回路
は図示の装置において回路24のMOSFETの一つの導通のみ
を検査するよう動作する。通常、図示の上述の回路を用
いると他のMOSFETに対するかなりの保護を与えられる。
しかし、追加の保護に対して又は他のタイプの変換器に
たいしては図示の位相比較回路を変換器の他のMOSFET又
は他のタイプのトランジスタに対し設けることができ
る。
第８図のパルス幅変調回路で発生されるパルスの幅を
制御する“DCOUT"ライン60の電圧は乗算回路276の出力
端子に発生させる。この乗算回路の一方の入力端子はDC
エラー増幅器278により制御される電流源277を経て大地
に接続する。増幅器278の＋入力端子を調整電圧ライン4
2に接続すると共に、その−入力端子を“DC"ライン57に
接続し、このラインには予備調整回路28の出力電圧に比
例する電圧が供給される。乗算回路276の他方の入力端
子は２個の電流源281及び282に接続された加算回路280
の出力端子に接続する。
電流源281は一定の基準又はバイアス電流を一方向に
供給し、電流源282は“PF"ライン58上の電圧の制御の下
で電流を反対方向に供給する。電流源282はライン58に
接続された＋入力端子と接地された−入力端子を有する
“PF"増幅器283の出力端子に接続する。動作において、
入力波形が電流源282の制御によって実際上反転され、
次いで電流源281により決まる基準値に加えられ、この
波形が予備調整回路28の平均出力に比例する値で増倍さ
れる。
適正な調整状態では、各ゲートパルスの幅の制御は、
各ゲートパルスサイクルの持続時間中に流れる平均入力
電流が予備調整回路への入力電圧の瞬時値に比例するよ
うに得られる。同時に、パルス幅は電流源277によって
制御されて、全波整流された低周波数の50又は60Hz電圧
の各半サイクル中に供給される高周波ゲートパルスの全
てに応答して伝達されるトータルエネルギーを制御す
る。この結果、予備調整回路28の出力電圧が略一定にな
ると同時に、入力電流波形が入力電圧波形に比例すると
共に同相になるため、入力電圧波形が正弦波の場合には
入力電流波形が正弦波になる。
“PWMOFF"ライン217を１つの入力端子が過電流比較器
287の出力端子に接続されたゲート286の出力端子に接続
する。この比較器287の＋入力端子を図に示すように−
0.5ボルトの電圧を供給し得る基準電圧源（図示せず）
に接続し、その−入力端子を“CS1"ライン56に接続す
る。動作において、予備調整回路28への入力電流が所定
値を越えると、過電流比較器287が信号をORゲート286を
経てライン217に供給し、更にORゲート216を経て予備調
整フリップフロップ194（第８図）をリセットさせる。
ORゲート286の第２入力端子をセット入力端子がシュ
ミットトリガ回路289の出力端子に接続された“PWM OF
F"フリップフロップ288の出力端子に接続する。このシ
ュミットトリガ回路の第１入力端子を“VSUPPLY"ライン
39に接続し、その第２入力端子を調整電圧ライン42に接
続する。図に示すように、電圧調整器290を制御回路36
内に組み込み、これにライン39上の電圧を供給してライ
ン42に調整された電圧を発生させる。シュミットトリガ
回路292の出力を“HB OFF"ライン222に接続されたフリ
ップフロップ292のセット入力端子にも供給する。動作
において、電流電圧が所定値以下に低下すると、両フリ
ップフロップ288及び292がセットされてパルス幅変調回
路及びハーフブリッジ発振回路を不作動にする。
フリップフロップ292のリセット入力端子を、＋入力
端子が“DMAX"ライン53に接続され、−入力端子が図に
示すように1/7VREGとし得る基準電圧源に接続された“D
MAX"比較器294の出力端子に接続する。フリップフロッ
プ288のリセット入力端子を比較器294の出力端子に接続
されたインバータ295の出力端子に接続する。“DMAX"ラ
イン53はスイッチ296を経て大地にも接続し、このスイ
ッチは“PWM OFF"フリップフロップ288により制御され
る。
フリップフロップ288の出力端子はライン297を経て第
９図に示す周波数制御回路内のORゲート266の第３入力
端子にも接続する。過電圧比較器300は“OV"ライン50に
接続された入力端子と、ORゲート256を経て“PWM OFF"
ライン217に接続された出力端子を有する。
第10図のパルス幅変調器の制御回路の動作において、
フリップフロップ288及び292は制御器が初めて附勢され
るときはリセット状態にあること勿論である。所定の時
間遅延後、“VSUPPLY"及び“VREG"ライン39及び42上に
所要の電圧が発生するので、シュミットトリガ回路289
が両フリップフロップ288及び292をセットするが、斯る
後にフリップフロップ288が“DMAX"比較器294の出力端
子からインバータ295を介してリセットされる。次いで
“DMAX"コンデンサ52が1/7VREGより大きい値に充電され
ると、“DMAX"比較器が“HBOFF"フリップフロップ292を
リセットさせる。このとき、“HB"発振フリップフロッ
プ196（第８図）の動作が開始し得る。“PC"フリップフ
ロップ194（第８図）の動作も開始し得る。最初に“GP
C"ゲートパルスの幅が“DMAX"ライン53上の増大する信
号により制御されるため、予備調整回路の出力が徐々に
増大し、従って“ソフト”始動が得られる。
このように“DMAX"電圧は最初の附勢後の発振回路の
ターンオンの遅延時間を制御し、斯る後にパルス幅変調
フリップフロップ194により発生されるパルスの幅を制
御して徐々に増大する電圧及び従って“ソフト”始動が
得られるようにする。
従って、本発明のシステムは動作状態の変化及び構成
素子の値又は特性の変化に自動的に応答して安全且つ確
実な点灯を構成すると共に最適な性能及び効率を達成す
るダイナミック制御を与える。周波数掃引構成において
は例えば出力回路内の共振周波数をかなり大きく変化さ
せることができる。周波数を高周波数から徐々に低下さ
せて電圧を徐々に増大させることにより所要のランプ点
弧電圧に近づけることができ、ランプ電圧が安全値を越
える場合にのみこの動作を中断し、“再始動”動作を行
うことができる。これに対し固定の周波数を始動に対し
選択し、共振周波数を設計値からずらせる場合には、選
択した周波数が高いと確実な始動が妨げられ、低いと、
共振状態又は略々共振状態を発生して過大電圧を発生し
てトランジスタが他の素子を破壊する惧れがある。
点弧中の電圧制御及び点弧後の電流制御を用いる二重
モード制御装置は、更に、点弧時に共振周波数が低下シ
フトするので極めて有利である。ランプの除去又は故障
により生じ得る如何なる問題も、安全値を越える位相の
変化に急速に応答して高周波数にシフトさせて安全動作
レベルにシフトさせる本発明の装置によって除去するこ
とができる。
これらの特徴の結果として、図示の上述の制御器は種
々の用途に適用でき、多能である。ランプの制御に用い
る時は光出力を精密に調整でき、この回路は手動又は自
動制御の調光装置に用いることができる。制御器は種々
のタイプの電流に対し用いることができる。
本発明は上述した実施例にのみ限定されず、種々の変
形や変更が可能であること勿論である。
【図面の簡単な説明】
第１図は、本発明によって構成したけい光灯制御器を示
す回路図、 第２図は、第１図の制御器の出力回路を示す回路図、 第３図は、出力回路の特性及びその動作モードを示すグ
ラフ線図、 第４図は、第１図の制御器の直流−交流変換器回路を示
す回路図、 第５図は、第１図の制御器の予備調整装置を示す回路
図、 第６図は、第１図の制御器の入力整流回路を示す回路
図、 第７図は、第１図の制御器の電圧供給回路を示す回路
図、 第８図は、第１図の制御器の制御回路内に設けられ高周
波方形波とパルス幅変調されたゲート信号とを発生する
よう動作する論理及びアナログ回路の一部分を示す回路
図、 第９図は、第１図の制御器の制御回路内に設けられ周波
数制御信号を発生するよう動作する論理及びアナログ回
路の他の一部分を示す回路図、 第10図は、第１図の制御器の制御回路内に設けられ、種
々の制御信号を発生するよう動作する論理及びアナログ
回路の更に他の一部分を示す回路図、 第11図は、第９図に示す位相比較回路で生ぜしめられる
波形をその動作説明の為に示すグラフ線図である。 10……けい光灯制御器 11,12……けい光灯 20……出力回路、24……DC−AC変換回路 28……予備調整回路、32……入力調整回路 36……制御回路、40……給電回路 64……変成器、82……変流器 111,112,134……MOSFET 116……レベルシフト変成器
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 エドモンド・トイ アメリカ合衆国カリフォルニア州 94088 サニーベイル イースト アー クワス アベニュー 811 (56)参考文献 特開 昭52−54278（ＪＰ，Ａ) 特開 平１−186170（ＪＰ，Ａ) 実開 昭59−146899（ＪＰ，Ｕ) (58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名) H05B 41/24 - 41/298

Claims (12)

    (57)【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】入力端子（25、26）及び出力端子（21、2
    2）を有する直流−交流変換手段（24）と、この入力端
    子に結合された直流電力供給手段（28、32）と、前記出
    力端子に結合され且つけい光灯負荷に結合された出力回
    路手段（20）と、前記直流−交流変換手段及び前記直流
    電力供給手段の作動を制御する制御手段（36）とを具
    え、前記直流電力供給手段は、入力電圧波形から全波整
    流されて直流電圧を発生する入力整流手段（32）と、ゲ
    ートパルス入力端子を有し、前記全波整流による直流電
    圧を前記入力端子に供給される第１の高周波ゲートパル
    ス信号のパルスの幅により制御される大きさの直流出力
    電圧に変換する第１の切換モード電力供給回路（28）と
    を具え、前記制御手段（36）は、前記第１の高周波ゲー
    トパルス信号を前記第１の切換モード電力供給回路（2
    8）に供給する第１パルス供給手段を具え、このパルス
    信号のパルスは前記第１パルス供給手段に供給される第
    １および第２制御信号によって制御される幅を有し、第
    １制御信号は前記直流出力電圧に比例させ、前記第２制
    御信号は前記全波整流による直流電圧に比例させて前記
    直流出力電圧をほぼ一定電圧レベルに保持するように
    し、しかも前記入力整流手段（32）に流れ、入力電圧波
    形に比例し且つこれと同相の入力電流の電流波形を得る
    ようにしたけい光灯負荷用制御器において、前記第１の
    高周波ゲートパルス信号のパルスの幅を前記第１制御信
    号に比例する第１の値と、前記第２信号の反転値及び一
    定値の和に比例する第２の値との積に比例させるように
    したことを特徴とするけい光灯負荷用制御器。
  2. 【請求項２】前記直流−交流変換手段はこれに供給され
    るゲートパルスにより制御される交流出力を発生する第
    ２切換モード電力供給回路（24）を具え、前記制御手段
    は第２高周波ゲートパルス信号を前記第２切換モード電
    力供給回路に供給する第２パルス供給手段を具え、第１
    および第２高周波ゲートパルス信号は互いに同期して供
    給するようにしたことを特徴とする請求項１に記載のけ
    い光灯負荷用制御器。
  3. 【請求項３】前記第１および第２高周波ゲートパルス信
    号は同一周波数で発生させるようにしたことを特徴とす
    る請求項２に記載のけい光灯負荷用制御器。
  4. 【請求項４】前記制御手段は前記第１および第２パルス
    供給手段にそれぞれ関連する第１および第２コンデンサ
    （210）および（200）と、これら第１および第２コンデ
    ンサの電荷を制御する第１および第２電流源（208）お
    よび（204）と、これらコンデンサの電圧レベルに応答
    して前記第１および第２高周波ゲートパルス信号の発生
    を制御する第１および第２比較器（214,218,220）およ
    び（197,202）とを具え、前記制御手段にはさらに前記
    第１および第２電流源の双方を制御する手段（206）を
    具えることを特徴とする請求項２に記載のけい光灯負荷
    用制御器。
  5. 【請求項５】前記第１コンデンサ手段（172）は前記入
    力整流手段の出力側且つ前記第１切換モード電力供給回
    路の入力側に設け、第２コンデンサ手段（136）は前記
    第１切換モード電力供給回路の出力側に設け、第１時定
    数は前記第１コンデンサ手段の容量と前記入力整流手段
    の出力側の有効負荷とによって決まり、第２時定数は前
    記第２コンデンサ手段の容量と前記第１切換モード電力
    供給回路の出力側の有効負荷とによって決まり、前記第
    ２時定数を前記整流された交流電圧の1/2サイクルの期
    間よりも充分に大きくし、前記第１時定数を前記第２時
    定数の数分の１且つ前記第１高周波ゲートパルス信号の
    １サイクルの期間よりも大きくするようにしたことを特
    徴とする請求項１に記載のけい光灯負荷用制御器。
  6. 【請求項６】前記第２切換モード電力供給回路はトラン
    ジスタ手段（111,112）を具え、前記出力回路手段は、
    インダクタンス及び容量手段を有すると共に常規作動状
    態及び負荷状態のもとで前記切換モード電力供給回路に
    対する誘導性負荷の存在に応答して作動し、供給電圧に
    対し遅れ位相で前記トランジスタ手段に電流が流れるよ
    うにし、他に、前記出力回路手段は、前記トランジスタ
    手段を流れる電流及び供給電圧に対応し供給電圧に対し
    前記トランジスタ手段を流れる電流の位相を測定する信
    号を発生して比較する保護手段と、前記測定した位相の
    所定スレシホルド位相を越える進み方向の推移に応答し
    て前記直流−交流変換手段の作動を所定量変化せしめる
    手段とを具えることを特徴とする請求項２に記載のけい
    光灯負荷用制御器。
  7. 【請求項７】前記制御手段は、前記第２切換モード電力
    供給回路に可変周波ゲート信号を供給すると共に前記測
    定位相の所定スレシホルド位相を越える進み方向の推移
    に応答して前記第２高周波ゲートパルス信号の周波数を
    増大させるように作動して、前記直流−交流変換手段の
    作動を所定量変化させるようにしたことを特徴とする請
    求項６に記載のけい光灯負荷用制御器。
  8. 【請求項８】前記出力回路手段は、前記第２切換モード
    電力供給回路に結合された巻線（74）を有する変成器
    （64）を具え、前記保護手段は前記巻線を流れる電流か
    ら取出した信号と前記第２高周波ゲートパルス信号とを
    比較する手段を具えることを特徴とする請求項６に記載
    のけい光灯負荷用制御器。
  9. 【請求項９】前記制御手段用の電圧供給手段（290）を
    さらに具え、前記入力整流手段への入力交流電圧の印加
    後の少なくとも始動時間間隔中前記入力整流手段から前
    記電圧供給手段に供給電圧を印加するようにしたことを
    特徴とする請求項２に記載のけい光灯負荷用制御器。
  10. 【請求項１０】前記制御手段は、前記供給電圧が所定ト
    リップ点に到達した後まで前記第１および第２切換モー
    ド電力供給回路の作動を禁止する手段（288,292）を具
    えることを特徴とする請求項９に記載のけい光灯負荷用
    制御器。
  11. 【請求項１１】前記制御手段は前記供給電圧が前記所定
    のトリップ点よりも低い第２トリップ点以下に降下する
    ことに応答して前記両切換モード電力供給回路の作動を
    も断状態とする手段（288,292）を更に具えることを特
    徴とする請求項10に記載のけい光灯負荷用制御器。
  12. 【請求項１２】前記制御手段は前記両切換モード電力供
    給回路の作動開始後作動して前記第１高周波ゲートパル
    ス信号のパルス幅を徐々に増大し前記直流出力電圧を徐
    々に増大する手段（54,52）を更に具えることを特徴と
    する請求項11に記載のけい光灯負荷用制御器。
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