JP2587718B2 - 車輌用放電灯の点灯回路 - Google Patents

車輌用放電灯の点灯回路

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Description

【発明の詳細な説明】 本発明車輌用放電灯の点灯回路を以下の項目に従って
詳細に説明する。
A.産業上の利用分野 B.発明の概要 C.従来技術［第１図］ D.発明が解決しようとする課題 E.課題を解決するための手段 F.実施例［第１図乃至第８図］ Ｆ−0.制御方法［第１図乃至第３図］ a.VL−IL制御特性［第１図、第２図］ b.設計手順［第３図］ Ｆ−1.第１の実施例［第４図乃至第６図］ a.回路［第４図、第５図］ ａ−1.概要［第４図］ ａ−2.要部の回路構成［第５図］ ａ−２−a.インバータ回路 ａ−２−b.イグナイタ回路 ａ−２−c.V−Ｉ制御部 ａ−２−d.PWM制御部 ａ−２−e.タイミング信号発生部 ａ−２−f.乗算部及びドライバー回路 b.動作［第６図］ c.作用 Ｆ−2.第２の実施例［第７図、第８図］ a.概要［第７図］ b.要部の回路構成［第８図］ ｂ−1.DC昇圧回路 ｂ−2.高周波昇圧回路 ｂ−3.ランプ電圧検出回路 ｂ−4.ランプ電流検出回路 ｂ−5.PWM制御部 G.発明の効果 （A.産業上の利用分野） 本発明は新規な車輌用放電灯の点灯回路に関する。詳
しくは、放電灯を起動した後その光束が安定する迄に要
する時間の短縮を目的とした新規な車輌用放電灯の点灯
回路を提供するものである。
（B.発明の概要） 本発明車輌用放電灯の点灯回路は、直流電圧を交流電
圧に変換して放電灯に供給するための直流−交流変換手
段と、放電灯のランプ電圧に関する検出信号を得るため
のランプ電圧検出回路と、放電灯のランプ電流に関する
検出信号を得るためのランプ電流検出回路と、ランプ電
圧検出回路及びランプ電流検出回路からの検出信号を受
けて直流−交流変換手段の出力電圧を制御する制御部を
備え、該制御部が、ランプ電圧−ランプ電流特性上の制
御領域として放電灯の定格電力を越える電力供給が行な
われるように直流−交流変換手段を動作させる発光促進
領域と、放電灯に関して定格電力での定電力制御が行な
われるように直流−交流変換手段を動作させる定電力制
御領域を有する車輌用放電灯の点灯回路であって、発光
促進領域から定電力制御領域への移行時においてランプ
電圧に対する放電灯への供給電力を変化させる電力変化
率低減手段を前記制御部内に設け、この電力変化率低減
手段は発光促進領域と定電力制御領域との間の遷移領域
でランプ電圧の増加に伴ってランプ電力を徐々に減少さ
せる制御回路を設けることによって放電灯の光束の立ち
上がりを急峻にすると共に、これによって光束が安定す
る迄に長い時間がかからないようにしたものである。
（C.従来技術）［第１図］ 近時、車輌用光源として小型のメタルハライドランプ
が注目を浴びているが、その始動性が問題となり、始動
時間の短縮のために、例えば、点灯直後に定常時の数倍
に亘る過大なランプ電流を流して発光管を急速に暖め、
発光を促すことが知られている。
第１図に一点鎖線で示すグラフ曲線ａは発光管が冷え
た状態から点灯を開始する場合（以下、「コールドスタ
ート時」と呼ぶ。）おけるランプ電圧（これを「VL」と
記す。）とランプ電流（これを「IL」と記す。）に関す
る制御の一例を示すものである。
グラフ曲線ａに示すようにランプ電圧VLが低い場合に
は点ｍに達する迄の領域Ａでは、過大な電流（実効値を
「IO」と記す。）が流れ、点ｍから点ｍ′を経た後の領
域では電流の実効値がICとなる。
この場合、定格電力35Wのメタルハライドランプを例
にするとIOとしては、ICに対して約５〜10倍の電流を流
している。
尚、第１図中Pmで示す双曲線は点ｍを通る定電力線で
ある。
（D.発明が解決しようとする課題） ところで、点灯初期において放電灯に過大な電流値を
流すという方法によって、確かにランプ光束の立ち上が
りが急峻になるが、放電灯に電力を過大に与えるとオー
バーシュートやアンダーシュートが大きくなり安定した
定格光束に達する迄に時間がかかってしまうという問題
がある。
即ち、第１図にグラフ曲線ａで示したVL−IL制御に対
応したランプ光束（これを「Ｌ」と記す。）の時間的変
化（時間を「ｔ」とする。）を概略的に示したものが第
２図の破線で示すグラフ曲線ｂであり、ｔ＝０（点灯開
始時を起点としている。）から光束のピーク値Lmにかけ
て鋭く立ち上がり、オーバーシュートｏ、アンダーシュ
ートｕをもった曲線となり、その後定格光束LCに安定す
るといった変化をみせる。
尚、ここで、「オーバーシュート」については定格光
束LCを基準としてこれを超えた分の光束量として定義
し、また、「アンダーシュート」につてはLCを下回る分
の光束量として定義している。また、「光束安定時間」
を光束ＬがLC±α（但し、αは定格光束に関する実用上
の許容範囲を規定する値である。）内に収束する迄の時
間として定義し、グラフ曲線ｂについての光束安定時間
を「tm」と記す。
図から判るように光束安定時間を短縮するための方法
として点灯初期におけるランプへの供給電力を大きくす
る方法を採用した場合には、供給電力が大きすぎたとき
にオーバーシュートｏが過大な値となる（と同時に、電
極の消耗が激しくなる）。また、点灯初期に大電力を供
給する制御領域Ａを経た後に定常電力での制御領域への
移行が適切に行なわれないと大きなアンダーシュートｕ
が発生し、光束安定時間が長くかかってしまうといった
不都合が生じることになる。
（E.課題を解決するための手段） そこで、本発明車輌用放電灯の点灯回路は上記した課
題を解決するために、直流電圧を交流電圧に変換して放
電灯に供給するための直流−交流変換手段と、放電灯の
ランプ電圧に関する検出信号を得るためのランプ電圧検
出回路と、放電灯のランプ電流に関する検出信号を得る
ためのランプ電流検出回路と、ランプ電圧検出回路及び
ランプ電流検出回路からの検出信号を受けて直流−交流
変換手段の出力電圧を制御する制御部を備え、該制御部
が、ランプ電圧−ランプ電流特性上の制御領域として放
電灯の定格電力を越える電力供給が行なわれるように直
流−交流変換手段を動作させる発光促進領域と、放電灯
に関して定格電力での定電力制御が行なわれるように直
流−交流変換手段を動作させる定電力制御領域を有する
車輌用放電灯の点灯回路であって、発光促進領域から定
電力制御領域への移行時においてランプ電圧に対する放
電灯への供給電力を変化させる電力変化率低減手段を前
記制御部内に設け、この電力変化率低減手段は発光促進
領域と定電力制御領域との間の遷移領域でランプ電圧の
増加に伴ってランプ電力を徐々に減少させる制御回路を
有するものである。
従って、本発明によれば、発光促進領域から定電力制
御領域にかけての移行時における放電灯への供給電力の
変化が緩和されるので、光束の立ち上がり時におけるオ
ーバーシュートが小さくなり、また、アンダーシュート
が抑制され光束安定時間が短縮される。
（F.実施例）［第１図乃至第８図］ 以下に、本発明車輌用放電灯の点灯回路の詳細を図示
した各実施例に従って説明する。
（Ｆ−0.制御方法）［第１図乃至第３図］ 車輌用放電灯の点灯回路１の回路構成の説明に先だっ
て、制御方法、つまり、ランプ電圧VLとランプ電流ILと
の関係をどのように規定すれば、オーバーシュートやア
ンダーシュートが小さくなり、光束の安定が速やかに行
なわれるかについて説明する。
（a.VL−IL制御特性）［第１図、第２図］ 本発明に係るVL−IL制御パターンに対応するグラフ曲
線ｇを第１図に実線で示す。
図中、VL＝０から点Ｍに至る迄の領域Aa（以下、「発
光促進領域」という。）では一定の電流IL＝IO（ga参
照）が流れ、点Ｍから点Q1にかけての領域Ab（以下、
「遷移領域」という。）では、グラフの直線部gbに示す
ように、一定の傾きをもつ直線的な変化となる。
ここで、直線部gbの延長線とVL軸とのなす角をθとす
ると、直線部gbの傾きは−tanθである。
点Q1から点Q2に至る領域Ｂは定電力領域であり、点Q1
と点Q2とを通る直線gcは定電力曲線PQに対して直線近似
を行なうことによって得られるものである。
尚、この定電力曲線PQにおける電力値はランプの定格
電力であり、また、先に示した定電力曲線PmとこのPQと
の間には、点Ｍを通る定電力曲線PMをはじめ無数の定電
力曲線が存在する。
点Q2から始まる領域Ｃでは、gdに示すようにVLに関係
なくILが一定（IL＝IC）とされている。その理由は領域
Ｃにおける制御曲線として破線に示すように領域Ｂにお
ける定電力近似直線gcから右方に延長した直線gd′とす
ると、直線gcとVL軸との交点VOがランプ起動時における
ランプ電圧の最大値となる。しかし、ランプによっては
始動時にVL＞VOのランプ電圧を必要とする場合があるの
で、領域ＣではIL＝IC（一定）とし、制御曲線とVL軸と
の交点が生じないようにしている。これによって、ラン
プ起動時には高電圧（＞VO）が発生され、ランプの起動
がかかり易くなる。
ところで、前述した従来の制御方法では、グラフ曲線
ａで示すように点ｍから点ｍ′に変化する際に横切る定
電力曲線とｍ−ｍ′線（直線）とのなす角度がきつく、
点ｍから点ｍ′にかけての電力変化が急峻である。
ランプの光束は一般に供給電力と発光管の温度（発光
効率に関与する。）との関数で表されるので、電力変化
が大きいとこれに伴なって光束が大きく変動することに
なる。
そこで、本発明では、領域Abにおける直線部gbにある
適度な傾き（θ）をもたせることによりこの直線部gbが
点Ｍから点Q1にかけて定電力曲線をよぎるときの角度が
小さくなるようにその傾斜−tanθを設定する。
これによって、光束Ｌの時間的変化は第２図に一点鎖
線で示すグラフ曲線ｌのようになり、光束のピーク値LM
はグラフ曲線ｂのピーク値Lmより小さくなり、オーバー
シュートＯやアンダーシュートＵが小さくなり、光束安
定時間tMがtmに比して短く（tM＜tm）なる。
尚、直線部gbの傾きが小さい方が電力変化は緩やかに
なるが、これには一定の限界がある。即ち、傾きを小さ
くして行くと発光促進領域Aaでの電力（IL＝IOとVL軸と
の間で囲まれる面積に相当する。）が小さくなるので、
ランプの発光が充分に促進されず、光束安定時間がかえ
って長くなってしまうからである。
本発明では、さらに、領域Aaから領域Abに遷移する際
の制御曲線に関しても工夫を凝らしている。
即ち、ランプ電流ILが一定値（IO）の領域Aaから直線
部gbによって表現される領域Abに移行する時には電力値
の大きな変化が生じる。
これは、IL＝IO上を右方（点Ｍの方向）に進むにつれ
て電力値が大きくなり、点Ｍで最大値PMを示した後直線
部gb上を点Q1に向って進むにつれて電力値が小さくなる
からであり、点Ｍの近辺での電力値の変化（斜線で示
す。）が生じることとなる。
そこで、第１図に破線で示す曲線ｈのように定電力曲
線PN（＜PM）上の点Ｎを通る湾曲した曲線をもって領域
AaからAbへの移行を滑らかに制御する。
つまり、領域AaとAbとの境界においてIL＝IOの直線と
直線部gbとの交点Ｍで角部を生じないようにすることで
電力値の変化を抑える。
このようにすると、光束の変化は、第２図の実線で示
すグラフ曲線ｌ′のようにオーバーシュートＯ′が小さ
くなり（ピーク値LN＜LM）、光束安定時間tNがさらに短
縮される（tN＜tM）。
（b.設計手順）［第３図］ VL−IL特性に関する設計手順を定格電力35Wのメタル
ハライドランプを例にして第３図（Ａ）乃至（Ｄ）のVL
−IL特性図に示す。
（１）定電力制御領域ＢでのVL−IL関係を規定する（第
３図（Ａ）参照）。
先ず、定電力制御領域Ｂを規定することになるが、こ
の時に基準となるのは35Wの定電力曲線P35である。
ところで、領域Ｂの区間を設定するには、ランプ電力
のバラツキを考慮する必要がある。
即ち、ランプの製造過程における品質のバラツキや、
ランプの使用時間の違いによって生じるバラツキによ
り、定常時のランプ電圧（これを「VLS」と記す。）は
一定していないので、この点を考慮して、VLSを中心に
して、ある幅δをもった範囲（つまりVLS−δ≦VL≦VLS
＋δ）で定電力制御を行なう。
例えば、VLS＝80Vとし、δ＝20Vとしたとき、定電力
曲線P35を表わす式VL・IL＝35を60≦VL≦100の範囲にお
いて IL＝ｋ・（VL−VO） −（Ｉ） （ｋ＝−0.0069、VO＝137.5） という直線の式によって近似する。この（Ｉ）式が直線
gcを表わしている。
（２）遷移領域AbでのVL−IL関係を規定する（第３図
（Ｂ）参照）。
次に、直線部gbの傾きを決定することになるが、先
ず、領域Abの右端Q1を決める。
この右端Q1は先に示した領域Ｂの左端に一致するよう
に選ぶ。
即ち、（Ｉ）式においてVL＝60を代入すると点Q1（6
0,0.535）が得られる。
尚、この点Q1を定電力近似直線gcの左方延長上の点の
近傍に選ぶようにしても良い。
次に領域Abの左端の点Ｍの決定に移るが、これはラン
プ点灯直後のランプ電圧VLとランプに流し得る最大電流
値（「IMAX」と記す。）によって規定する。
例えば、VL＝25（Ｖ）においてIMAX＝４（Ａ）の場合
（力率を１とする。）には100Wの定電力曲線P100上の点
Ｍ（25,4）となる。よって、この点Ｍと点Q1とを通る直
線（但し、25≦VL＜60）が直線gbであり、その傾きは−
tanθ≒−0.1となる。
（３）発光促進領域Aaにおける電流値IOを決定する（第
３図（Ｃ）参照）。
ランプの損傷（電極の焼き切れ等）が起こらない程度
の最大電流値IMAXに設定する（IO＝IMAX）。
尚、第１図に破線で示した曲線ｈの制御カーブを得る
ための手法については後述する。
（４）領域Ｃにおける電流値を決定する（第３図（Ｄ）
参照）。
定電流領域ＣではICの値を（Ｉ）式においてVL＝100
を代入して得られるIL≒0.26（Ａ）とすることによって
領域Ｂとの境界点における連続性を保証する。
（Ｆ−1.第１の実施例）［第４図乃至第６図］ 第４図乃至第６図は本発明車輌用放電灯の点灯回路の
第１の実施例を示すものであり、図示した実施例は本発
明を矩形波点灯方式による自動車用メタルハライドラン
プの点灯回路１に適用したものである。
（a.回路）［第４図、第５図］ 第４図は点灯回路１の概要を示すものである。
（ａ−1.概要）［第４図］ ２はバッテリーであり、バッテリー電圧は保護回路３
を介してインバータ回路４に送られるようになってい
る。
保護回路３は回路状態の異常を示す信号が後述するＶ
−Ｉ制御部から送られてきたときに、後段への電源供給
を遮断するために設けられている。そして、保護回路３
は、回路が正常な動作状態にあるときには、図示しない
点灯スイッチ及びビーム選択スイッチからの信号（走行
ビームの指令信号を「SH」とし、すれ違いビームの指令
信号を「SL」とする。）が入力されたときに、バッテリ
ー電圧を後段のインバータ回路４に供給するようになっ
ている。
インバータ回路４は、EMIフィルタ５、同期式DC−DC
コンバータ６、６′、同期スイッチ素子７、７′とから
構成されている。
即ち、ノイズ防止用に設けられたEMIフィルタ５の後
段には同期式DC−DCコンバータ６、６′が互いに並列に
設けられており、同期式DC−DCコンバータ６、６′のプ
ラス側出力端子間には直列接続の同期スイッチ素子７、
７′（図ではスイッチの記号で示す。）が設けられてい
る。
同期式DC−DCコンバータ６、６′は後述するドライバ
ー回路からの信号によってその昇圧比が制御され、ま
た、同期スイッチ素子７、７′は後述するドライバー回
路からの信号であって上記した信号とは別系統の信号に
よって相反的なスイッチング制御がなされる。
８は電流検出回路であり、その一端が同期式DC−DCコ
ンバータ６、６′のグランド側出力端子に接続されると
共に接地され、他端が同期スイッチ素子７、７′との間
に接続されている。
９は電圧検出回路であり、インバータ回路４の出力電
圧を検出するためにその出力端子間に設けられている。
10、10′はイグナイタ回路であり、定格電力35Wのメ
タルハライドランプ11、11′の起動用にそれぞれ設けら
れている。
12はビーム切換部であり、指令信号SH、SLに応じてイ
グナイタ回路10、10′を選択的に動作させるために設け
られている。
即ち、ビーム切換部12に指令信号SHが入力されると走
行ビーム用のメタルハライドランプ11の点灯初期におい
てイグナイタ回路10によるトリガーパルスがランプ11に
供給され、また 指令信号SLがビーム切換部12に入力されるとすれ違い
ビーム用のメタルハライドランプ11′の点灯初期におい
てイグナイタ回路10′によるトリガーパルスがランプ1
1′に供給されるようになっている。
13はＶ−Ｉ制御部であり、インバータ回路４の出力電
圧に関する検出信号が電圧検出回路９から送られて来る
と、検出信号に応じた電流指令値を演算により求めて、
指令信号（これを「SI」と記す。）を後述するPWM制御
部に送出するものである。即ち、Ｖ−Ｉ制御部13はラン
プ電圧VLとランプ電流ILとの関係が第１図で説明した制
御曲線になるように予め計画されているので、インバー
タ回路４の出力電圧に関する検出信号に応じたランプ電
流ILが流れるように制御を行なう。また、Ｖ−Ｉ制御部
13は、ランプ点灯初期におけるランプ電流ILが過大な値
（IL＞IOにならないように制限するための信号（これを
「SLIM」と記す。）を後述するPWM制御部に送出する。
14はPWM制御部であり、２つのエラーアンプ15、1
5′、コンパレータ16、三角波発振器17、基準電圧発生
部18が設けられている。
即ち、一方のエラーアンプ15にはＶ−Ｉ制御部13から
の指令信号SIと電流検出回路８による検出信号とが入力
され、また他方のエラーアンプ15′にはＶ−Ｉ制御部13
からの電流制限信号SLIMと電流検出回路８による検出信
号とが入力される。
そして、これらエラーアンプ15、15′の出力信号のア
ナログOR（和）信号がコンパレータ16の一方の入力端子
に送られ、コンパレータ16の他方の入力端子には三角波
発振器17からの三角波状パルスが入力され、両者の比較
結果としての出力信号が乗算部19に送出される。
尚、基準電圧発生部18はバッテリー電圧の変動に影響
されない安定した電圧を得るために設けられており、こ
の電圧は回路各部（Ｖ−Ｉ制御部13等）に供給される。
20はタイミング信号発生部であり、発振器21からの矩
形波状パルス信号を分周すると共に、互いに反相関係に
ある２つのタイミング信号を作り出す。そして、これら
の信号は乗算部19に送られて、ここでコンパレータ16の
出力信号と掛け合わされた後ドライバー回路22のゲート
ドライバー23、23′をそれぞれ介して同期式DC−DCコン
バータ６、６′への制御信号となり、また、これらのタ
イミング信号はドライバー回路22のバッファ24、24′を
それぞれ介した後同期スイッチ素子７、７′への制御信
号となる。
25は休止期間制御／ランプ電流波形整形回路であり、
発振器21からの信号を受けてPWM制御部14の出力信号の
休止期間を制御し、ランプ電流の立ち上（下）がりにお
けるエッジの傾斜を緩和したり、ビーム切換部12からビ
ーム切換信号（これを「S12」と記す。）を受けたとき
にPWM制御部14の出力電圧を一時的にゼロとすることが
できるように、その出力端子がエラーアンプ15、15′の
出力端子にOR接続されている。即ち、コンパレータ16の
出力信号のデューティーサイクルはエラーアンプ15、1
5′及び休止期間制御／ランプ電流波形整形回路25から
の信号によって規定されることになる。
（ａ−2.要部の回路構成）［第５図］ 第５図は点灯回路１についてその要部の詳細を示すも
のである。尚、図では走行ビーム用のイグナイタ回路10
及びメタルハライドランプ11しか示していないが、これ
は回路動作についてはすれ違いビームに関しても同様の
動作（つまり、イグナイタ回路10を10′に置き換え、メ
タルハライドランプ11を11′に置き換えて考えれば良
い。）がなされるので、簡略化及び理解の容易さを優先
に考えてすれ違いビームに関する部分はあえて省略し
た。
（ａ−２−a.インバータ回路） 26、26′は直流電圧入力端子であり、バッテリー電圧
が保護回路３を介して送られてくる。尚、26がプラス側
端子、26′がグランド側端子とされている。
27は直流電圧入力端子26、26′間に介挿されたコンデ
ンサ、28はその一端が直流電圧入力端子26に接続された
コイルであり、該コイル28の後段において回路は２系統
に分かれ、各々の電源ライン間にはコンデンサ29、29′
が介挿されている。そして、これらの回路素子によって
π型のEMIフィルタ５が形成されている。
同期式DC−DCコンバータ６、６′には、図示するよう
にフォワード型コンバータが用いられており、トランス
の一次巻線側に設けられた能動スイッチ素子に与えられ
る制御パルスのデューティーサイクルを変化させること
で所望の昇圧比を得ることができるようになっている。
30は同期式DC−DCコンバータ６を構成する同相巻きの
トランスであり、その一次巻線30aのセンタータップは
コンデンサ29のプラス側端子に接続されている。
31はＮチャンネルのFETであり、そのドレインが一次
巻線30aの終端側端子に接続され、そのソースがコンデ
ンサ29のグランド側端子に接続されている。
このFET31のゲートには後述するゲートドライバーか
らの制御信号（これを「Sa」と記す。）が抵抗32を介し
て送られてくるようになっており、この信号Saによって
FET31のスイッチング制御が行われる。
33はFET31のゲート−ソース間に介挿された抵抗であ
る。
34はダイオードであり、そのカソードが一次巻線30a
の始端側端子に接続され、アノードがFET31のソースに
接続されている。
35、36はトランス30の二次巻線30b側に設けられたダ
イオードであり、ダイオード35のアノードが二次巻線30
bの始端側端子に接続され、ダイオード36のアノードが
二次巻線30bの終端側端子に接続されており、これらダ
イオード35、36のカソードはともにコイル37の一端に接
続されている。
同期式DC−DCコンバータ６′は、これを構成するトラ
ンスが逆相巻きとされている点を除いて上記した同期式
DC−DCコンバータ６と同様の構成を有している。
即ち、トランス30′の一次巻線30′ａのセンタータッ
プがコンデンサ29′のプラス側端子に接続されており、
ＮチャンネルFET31′のドレインが一次巻線30′ａの終
端側端子に接続され、そのソースが直流電圧入力端子2
6′に接続されている。
そして、FET31′のゲートには後述するゲートドライ
バーからの信号（これを「Sb」と記す。）が抵抗32′を
介して送られてくる。
33′はFET31′のゲート−ソース間に介挿された抵抗
である。
34′はダイオードであり、そのカソードが一次巻線3
0′ａの始端側端子に接続され、アノードがFET31′のソ
ースに接続されている。
35′、36′はトランス30′の二次巻線30′ｂ側に設け
られたダイオードであり、一方のダイオード35′のアノ
ードが二次巻線30′ｂの始端側端子に接続され、他方の
ダイオード36′のアノードが二次巻線30′ｂの終端側端
子に接続されており、これらダイオード35′、36′のカ
ソードはともにコイル37′の一端に接続されている。
そして、ダイオード36、36′のアノードはともに接地
されている。
同期スイッチ素子７、７′としてはＮチャンネルFET3
8、38′が用いられており、これらFET38、38′はコイル
37、37′の出力側端子間において直列に設けられてい
る。
即ち、一方のFET38が同期スイッチ素子７に対応し、
他方のFET38′が同期スイッチ素子７′に対応してお
り、各ドレインはコイル37、37′の出力側端子にそれぞ
れ接続されると共に、各ソースはともに抵抗39を介して
接地されている。そして、FET38、38′の各ゲートには
後述するドライバー回路のバッファからの信号（これら
をそれぞれ「Sc」、「Sd」とする。）が抵抗40、40′を
介して送られるようになっている。
抵抗39は電流検出回路８に対応しており、その一端
（FET38、38′のソース側）から取り出されれる電流検
出信号（これを「Si」と記す。）がPWM制御部14に送ら
れる。
41、41′は電圧検出回路９を構成する分圧抵抗であ
り、これらはFET38、38′に並列に設けられている。そ
して、分圧抵抗41、41′によって得られた電圧検出信号
（これを「Se」と記す。）はＶ−Ｉ制御部13に送られ
る。
42はコンデンサであり、分圧抵抗41、41′に並列に設
けられている。
（ａ−２−b.イグナイタ回路） イグナイタ回路10はトリガーパルス発生部43とトリガ
ートランス44とからなる。
トリガートランス44は、その一次巻線44aがトリガー
パルス発生部43の出力段に接続され、その二次巻線44b
がメタルハライドランプへの給電系路上に設けられてい
る。そして、ランプの始動時にはイグナイタ回路10がビ
ーム切換部12からの信号を受けて動作し、トリガーパル
スが発生され、これはトリガートランス44により昇圧さ
れた後ランプ11に印加される。
（ａ−２−c.V−Ｉ制御部） 45は電圧検出信号入力端子であり、分圧抵抗41、41′
による検出信号Seが加えられる。
46は演算増幅器47によって構成される電圧バッファで
あり、その非反転入力端子が抵抗48を介して電圧検出信
号入力端子45に接続され、反転入力端子が出力端子に接
続されている。
49はツェナーダイオードであり、そのカソードが電圧
検出信号入力端子45に接続され、アノードが接地されて
いる。
50はダイオードであり、そのカソードが演算増幅器47
の非反転入力端子に接続され、そのアノードが可変抵抗
51の可動側端子に接続されている。そして、可変抵抗51
には、基準電圧発生部18による基準電圧（これを
「Vref」と記す。）が加えられている。
電圧バッファ46の出力は同様の構成をもった２系統の
回路52、53を介してエラーアンプ15に入力される。
即ち、回路52は前述した遷移領域Abにおける制御を行
なう回路であり、差動増幅回路54とその後段の理想ダイ
オード回路55とからなる。
差動増幅回路54は抵抗56により負帰還のかかった演算
増幅器57により構成され、その反転入力端子が抵抗58を
介して演算増幅器47の出力端子に接続されている。そし
て非反転入力端子には基準電圧Vrefをもとにして可変抵
抗59での設定により得られる所定電圧（これを「V1」と
する。）が加えられている。
理想ダイオード回路55は、演算増幅器60の出力端子が
ダイオード61のアノードに接続され、ダイオード61のカ
ソードが反転入力端子に接続されると共に、出力端子と
反転入力端子との間にコンデンサ62が介挿されており、
演算増幅器60の非反転入力端子が差動増幅回路54の出力
端子に接続されて成る。
回路53は定電力制御領域Ｂにおける制御を行なう回路
であり、差動増幅回路63とその後段の理想ダイオード回
路64とから成る。
即ち、差動増幅回路63は抵抗65によって負帰還のかか
った演算増幅器66を用いて構成されており、その反転入
力端子が抵抗67を介して電圧バッファ46の出力端子に接
続され、非反転入力端子には基準電圧Vrefをもとにして
可変抵抗68での設定によって得られる電圧（これを
「V2」とする。）が加えられている。
理想ダイオード回路64は、演算増幅器69の出力端子が
ダイオード70のアノードに接続され、該ダイオード70の
カソードが演算増幅器69の反転入力端子に接続されると
共に、反転入力端子と出力端子との間にはコンデンサ71
が介挿されて成る。そして、演算増幅器69の非反転入力
端子が差動増幅回路63の出力端子に接続されている。
（ａ−２−d.PWM制御部） 72はエラーアンプ15を構成する演算増幅器であり、そ
の反転入力端子が抵抗73を介して理想ダイオード回路5
5、64の出力端子（つまり、ダイオード61、70のカソー
ド）に接続されており、指令信号SIが入力される。そし
て、演算増幅器72の非反転入力端子は抵抗74を介して電
流検出信号入力端子75に接続されており、この端子を介
して電流検出信号Siが送られてくる。
76は演算増幅器72の反転入力端子と出力端子との間に
介挿された帰還抵抗、77は反転入力端子とグランドライ
ンとの間に介挿された抵抗である。
78はエラーアンプ15′を構成する演算増幅器であり、
その非反転入力端子は抵抗79を介して電流検出信号入力
端子75に接続され、電流検出信号Siが入力されるように
なっており、また、反転入力端子には基準電圧Vrefをも
とに可変抵抗80での設定によって得られる所定の電圧が
加えられている（これが電流制限信号SLIMに相当す
る。）。
81は演算増幅器78の反転入力端子と出力端子との間に
設けられた帰還抵抗である。
上記した演算増幅器72、78の出力端子はコンパレータ
16のマイナス入力端子に接続されており、エラーアンプ
15、15′の出力端子についてアナログOR（和）の接続関
係が成立している。
そして、コンパレータ16のプラス入力端子には三角波
発振器17による三角波（基本周波数約300KHz）が入力さ
れる。
コンパレータ16による比較出力はバッファ82を介して
乗算部19に送出されることになる。
（ａ−２−e.タイミング信号発生部） タイミング信号発生部20はＤ型フリップフロップ83を
用いて構成されており、そのＤ入力端子が出力端子に
接続されることによって実質的にはＴ型フリップフロッ
プが形成されている。そして、そのクロック入力端子に
は発振器21からの矩形波信号（基本周波数200Hz）が入
力される。
（ａ−２−f.乗算部及びドライバー回路） 乗算部19は２入力のNAND回路84、84′により構成され
ており、NAND回路84、84′の一方の入力端子にはPWM制
御部14の出力信号（PWM信号）が入力される。そして、N
AND回路84の他方の入力端子にはフリップフロップ83の
Ｑ出力が入力され、NAND回路84′の他方の入力端子には
フリップフロップ83の出力が入力される。
NAND回路84、84′の出力信号はゲートドライバー23、
23′をそれぞれ介して制御信号Sa、Sbとしてインバータ
回路４のFET31、31′に送られる。
85、85′は２入力のNAND回路を用いて形成されたNOT
回路であり、その一方85の入力端子が２つともフリップ
フロップ83の出力端子に接続され、他方85′の入力端
子が２つともフリップフロップ83のＱ出力端子に接続さ
れている。そして、これらNOT回路85、85′の出力信号
はバッファ24、24′をそれぞれ介して制御信号Sc、Sdと
して同期スイッチ素子７、７′に各別に送出される。
（b.動作）［第６図］ 次に、点灯回路１の動作について説明する。
先ず、メタルハライドランプ11（11′）への電力供給
系路に関して説明を行なう。
図示しない点灯スイッチの投入によって、バッテリー
電圧がインバータ回路４を構成する同期式DC−DCコンバ
ータ６、６′にそれぞれ入力される。
同期式DC−DCコンバータ６、６′はそのFET31、31′
がゲートドライバー23、23′からの制御信号Sa、Sbによ
ってそれぞれスイッチング制御され、各コンバータの出
力電圧が制御される。
また、同期スイッチ素子７、７′がバッファ24、24′
からの制御信号Sc、Sdによって相反的にスイッチング制
御される。即ち、同期スイッチ素子７′（FET38′）が
オン状態で、かつ、同期スイッチ素子７（FTE38）がオ
フの状態では、コイル37→トリガートランス44の二次巻
線44b→ランプ11→FET38′→抵抗39へという電流系路が
形成されてインバータ回路４の出力として同期式DC−DC
コンバータ６の出力が選択され、また、同期スイッチ素
子７（FET38）がオン状態で、かつ、同期スイッチ素子
７′（FET38′）がオフの状態では、コイル37′→ラン
プ11→トリガートランス44の二次巻線44b→FET38→抵抗
39へという電流経路が形成され、インバータ回路４の出
力として同期式DC−DCコンバータ６′の出力が選択され
る。
このように各同期式DC−DCコンバータ６、６′の交番
動作によって得られる矩形波状電圧がメタルハライドラ
ンプ11（11′）に供給されることになる。
この状況を概略的に示すものが第６図に示す波形図で
あり、図中、Sa、Sb、Sc、Sdは前述した制御信号であ
り、Ｆ（IL）はランプ電流の波形を示している。
図からわかるように制御信号Sa、SbはＶ−Ｉ制御部13
によって規定されるデューティーサイクルをもった高周
波のひとかたまりの波が1/100［sec］の周期で繰り返さ
れ、両者Sa、Sbは180゜の位相差をもっている。
また、制御信号Sc、Sdはその基本周波数が100Hzで、
かつ、反相の関係にある矩形波であり、ScとSb、SdとSa
が対をなす関係になっている。
ランプ電流の波形Ｆ（IL）は低周波（100Hz）の矩形
波に高周波（300KHz）信号が重畳された波形となる。
次に、Ｖ−Ｉ制御に関する動作について説明する。
先ず、発光促進領域Aaでの制御に関与するのはダイオ
ード50及び可変抵抗51である。
即ち、ランプ電圧VLが低く、電圧検出信号Seの電圧レ
ベルが小さいときにはダイオード50の導通により電圧バ
ッファの出力が一定値となる。尚、領域Aaにおけるラン
プ電流の上限値を決定しているのはエラーアンプ15′で
あり、ランプ点灯の初期において電流検出信号Siの電圧
値と可変抵抗80による基準電圧との差がゼロになるよう
にPWM制御がなされる。
電圧検出信号のレベルが大きくなってくると、ダイオ
ード50の端子電圧がダイオード50の順方向電圧−電流特
性における非線形領域に入ってくるので領域AaからAbへ
の移行時における制御曲線ｈが得られる。つまり、ダイ
オードの特性に関する非直線性を利用して湾曲したカー
ブ（ｈ）を実現している。
遷移領域Abにおける直線部gbに対応した制御信号を作
り出すのが回路52であり、電圧バッファ46を介した電圧
検出信号Seの電圧レベルと基準レベルV1との差電圧に対
応した理想ダイオード回路55の出力信号がエラーアンプ
15に送出される。つまり、理想ダイオード回路55の出力
信号はランプ電圧VLに対して流れるべきランプ電流ILを
指示するための指令信号SIであり、これと実際のランプ
電流ILに対応する電流検出信号Siとがエラーアンプ15で
比較され、差電圧に応じたデューティーサイクルをもつ
PWM波がコンパレータ16及び三角波発振器17により生成
される。このPWM波が乗算部19のNAND回路84、84′にお
いて発振器21及びフリップフロップ83からの低周波の矩
形波と掛け合わされ、ゲートドライバー23、23′を通る
ことで制御信号Sa、Sbとなる。
定電力制御領域Ｂにおける制御に関しては、これを実
現する回路53が上記した回路52と同様な構成をしている
ことから容易に理解できる。
即ち、電圧検出信号Seのレベルと基準レベルV2の差に
対応した理想ダイオード回路64の出力、即ち、ランプ電
流に関する指令信号SIがエラーアンプ15に送られ、ここ
で実際のランプ電流ILに対応する電流検出信号Siと比較
され、この差がゼロになるようにPWM制御がなされる。
つまり、コンパレータ16及び三角波発生回路17によって
得られるPWM波が乗算部19においてタイミング信号発生
部20からの低周波の矩形波信号と掛け合わされて制御信
号Sa、Sbとなる。
制御曲線は（Ｉ）式で示したように直線的になり、こ
れが定電力曲線P35を近似する。
領域Ｃに関与する回路部分は電圧バッファ46の前段に
設けられたツェナーダイオード49である。
このツェナーダイオード49のカソードが分圧抵抗41と
41′との間に接続されていることから判るように、ラン
プ電圧VLが大きく、これに対応した電圧検出信号Seのレ
ベルが増大しても電圧バッファ46の入力電圧はツェナー
ダイオード49のツェナー電圧（これを「VZ」とする。）
以上にはならず、電圧バッファ46の出力電圧は一定値
（VZ）となる。
尚、領域Ｂから領域Ｃへの移行時点はインバータ回路
４の出力電圧に関する検出信号の電圧レベルがツェナー
電圧VZに等しくなる時である。
しかして、コールドスタート時のＶ−Ｉ制御動作につ
いて言えば、点灯スイッチの投入直後の起動時には領域
Ｃでの制御下にあり、その後領域Aa→Abと遷移して定電
力制御領域Ｂに落ちつくことになる。尚、コールドスタ
ート時以外の場合にはランプの消灯から再点灯時迄の消
灯時間に応じて領域Ab→Ｂへの移行がなされるか又は直
ちに領域Ｂへの制御に移る。
（c.作用） 上記したような点灯回路１にあってはランプ点灯初期
に発光促進領域Aaにおいてメタルハライドランプに定格
電力を超える過大な電力を供給してランプ光束の立ち上
がりを促すと共に、安定した定電力制御領域Ｂへの遷移
領域Abにおいてこの領域内に位置する定電力曲線と直線
gbとが緩やかな傾きをもって交差するように制御を行な
っているので、ランプ光束の立ち上がりにおけるオーバ
ーシュートやアンダーシュートが抑制され、光束安定時
間が短縮される。
（Ｆ−2.第２の実施例）［第７図、第８図］ 第７図及び第８図は本発明車輌用放電灯の点灯回路の
第２の実施例1Aを示すものであり、本発明を正弦波点灯
方式の点灯回路に適用した例を示している。
尚、この第２の実施例1Aの構成部分に関して前記第１
の実施例の構成部分と同様の働きをもつ部分については
第１の実施例で用いた符号と同じ符号を付することによ
りその説明を省略する。
（a.概要）［第７図］ 第７図は点灯回路1Aの全体的な構成を示しており、説
明の簡略化のために１灯のメタルハライドランプについ
ての点灯回路として示す。
バッテリー２は直流電圧入力端子101、101′間に接続
されている。
102は点灯スイッチであり、DC昇圧回路103のプラス側
端子と直流電圧入力端子101（バッテリー２の正極に接
続されている。）とを結ぶプラスライン104上に設けら
れている。尚、104′はDC昇圧回路103の他方の入力端子
と直流電圧入力端子101′とを結ぶグランドラインであ
る。
105は高周波昇圧回路であり、DC昇圧回路103の直流出
力電圧を正弦波交流電圧に変換して出力する。
106はイグナイタ回路であり、ランプ11の起動時にイ
グナイタ始動回路107からの信号を受けてトリガーパル
スを発生させ、これを高周波昇圧回路105の交流出力に
重畳して交流出力端子108、108′に接続されたメタルハ
ライドランプ11に印加するように設けられている。
109はランプ電圧検出回路であり、交流出力端子108、
108′間にかかるランプ電圧を分圧した後整流すること
でランプ電圧VLに関する検出信号Seを得て、これをＶ−
Ｉ制御部13やイグナイタ始動回路107に送出する。
110はランプ電流検出回路であり、ランプ電流を電圧
変換した後整流することでランプ電流ILに関する検出信
号Siを得てこれをＶ−Ｉ制御部13に送出する。
Ｖ−Ｉ制御部13の出力する指令信号はPWM制御部14に
送出され、PWM制御部14によって生成される制御信号
（つまり、PWM波であり、これを「PS」と記す。）がゲ
ート駆動回路111を介してDC昇圧回路103にフィードバッ
クされる。
（b.要部の回路構成）［第８図］ 第８図は点灯回路1Aの要部のみを詳細に示すものであ
る。
（ｂ−1.DC昇圧回路） DC昇圧回路103はチョッパー式のDC−DCコンバータの
構成とされており、プラスライン104上に設けられたイ
ンダクタ112と、その後段においてプラスライン104とグ
ランドライン104′との間に設けられ、かつ、PWM制御部
14からゲート駆動回路111を介して送られてくる制御パ
ルスPSによってスイッチング動作されるＮチャンネルFE
T113と、プラスライン104上においてそのアノードがFET
113のドレインに接続された整流用ダイオード114と、該
ダイオード114のカソードとグランドライン104′との間
に設けられた平滑コンデンサ115とから構成されてい
る。そして、DC昇圧回路103はPWM制御部14からゲート駆
動回路111を介して送られてくる制御パルスPSによってF
ET113がオン状態となったときにインダクタ112がエネル
ギーを蓄え、FET113がオフ状態になったときに蓄えられ
たエネルギーを放出し、これに相当する電圧を入力電圧
に重畳して直流昇圧を行なうようになっている。
（ｂ−2.高周波昇圧回路） 高周波昇圧回路105はプッシュプル方式の自励式イン
バータ回路の構成とされている。
即ち、DC昇圧回路103のプラス側出力端子とトランス1
16の一次巻線116aのセンタータップとを結ぶライン上に
はチョークコイル117が設けられており、ＮチャンネルF
ET118のドレインが一次巻線116aの始端側端子に接続さ
れ、ＮチャンネルFET118′のドレインが一次巻線116aの
終端側端子に接続されている。
そして、FET118、118′のソースはともにグランドラ
イン104′に接続されている。
119はトランス116aの一次側に設けられた帰還巻線で
あり、その一端が抵抗を介してFET118のゲートに接続さ
れ、他端が抵抗を介してFET118′のゲートに接続されて
いる。
120はFET118のゲート−ソース間に介挿された抵抗、1
20′はFET118′のゲート−ソース間に介挿された抵抗で
ある。
121、121′は定電流ダイオードであり、その一方121
がチョークコイル117の入力側端子とFET118のゲートと
の間に介挿され、他方121′がチョークコイル117の入力
側端子とFET118′のゲートとの間に介挿されている。
122はトランス116の一次側に設けられたコンデンサ、
123は二次側に設けられたコンデンサである。
しかして、この回路では帰還巻線119に生じる起電圧
によってFET118と118′とが相反的にスイッチング動作
し、これによってトランス116の二次巻線116bの両側に
正弦波交流電圧が発生する。
（ｂ−3.ランプ電圧検出回路） 124、124′はランプ電圧に関する分圧抵抗であり、交
流出力端子108、108′間に設けられている。
125はコンデンサ、126はツェナーダイオードであり、
これらは分圧抵抗124′に並列に設けられている。
ツェナーダイオード126の端子電圧は抵抗127及びツェ
ナーダイオード128を介して演算増幅器129の非反転入力
端子に入力される。
この演算増幅器129はその出力段に設けられたダイオ
ード130、出力端子−反転入力端子間のコンデンサ131と
ともに理想ダイオード回路132を構成しており、この出
力信号がランプ電圧の検出信号Seである。
検出信号SeはＶ−Ｉ制御部13の電圧検出信号入力端子
45に入力され、電圧バッファ46、回路52又は53を経た後
PWM制御部14のエラーアンプ15に送られる。
（ｂ−4.ランプ電流検出回路） 133はランプ電流の検出用抵抗であり、トランス116の
二次巻線116bの終端側端子と交流出力端子108′とを結
ぶライン上に設けられている。
134は抵抗133に並列に設けられたコンデンサであり、
その端子電圧が抵抗135及びツェナーダイオード136を設
けて演算増幅器137の非反転入力端子に入力される。
演算増幅器137は、その出力段のダイオード138、コン
デンサ139とともに理想ダイオード回路140を構成してお
り、該回路140の出力信号がランプ電流に関する検出信
号Siとされ、Ｖ−Ｉ制御部13の電流検出信号入力端子75
を介してPWM制御部14のエラーアンプ15、15′に送られ
る。
（ｂ−5.PWM制御部） エラーアンプ15、15′の各出力信号はコンパレータ16
に入力され、ここで三角波との間のレベル比較がなされ
る。
コンパレータ16の出力するPWM波はエラーアンプ15又
は15′の出力電圧に対応したデューティーサイクルをも
っており、これがバッファ82、ゲート駆動回路111を介
してDC昇圧回路103のFET113のゲートに制御信号PSとし
て送られる。
（G.発明の効果） 以上に記載したところから明らかなように、本発明車
輌用放電灯の点灯回路は、直流電圧を交流電圧に変換し
て放電灯に供給するための直流−交流変換手段と、放電
灯のランプ電圧に関する検出信号を得るためのランプ電
圧検出回路と、放電灯のランプ電流に関する検出信号を
得るためのランプ電流検出回路と、ランプ電圧検出回路
及びランプ電流検出回路からの検出信号を受けて直流−
交流変換手段の出力電圧を制御する制御部を備え、該制
御部が、ランプ電圧−ランプ電流特性上の制御領域とし
て放電灯の定格電力を越える電力供給が行なわれるよう
に直流−交流変換手段を動作させる発光促進領域と、放
電灯に関して定格電力での定電力制御が行なわれるよう
に直流−交流変換手段を動作させる定電力制御領域を有
する車輌用放電灯の点灯回路であって、発光促進領域か
ら定電力制御領域への移行時においてランプ電圧に対す
る放電灯への供給電力を変化させる電力変化率低減手段
を前記制御部内に設け、この電力変化率低減手段は発光
促進領域と定電力制御領域との間の遷移領域でランプ電
圧の増加に伴ってランプ電力を徐々に減少させる制御回
路を有することを特徴とする。
従って、本発明によれば、発光促進領域から定電力制
御領域にかけての移行時における放電灯への供給電力の
変化が緩和されるので、光束の立ち上がり時におけるオ
ーバーシュートやアンダーシュートが抑制され光束安定
時間が短縮される。
【図面の簡単な説明】
第１図乃至第３図は本発明車輌用放電灯の点灯回路にお
ける点灯制御方法を説明するためのグラフ図であり、第
１図はランプ電圧−ランプ電流特性を従来における特性
と併せて示すグラフ図、第２図は放電灯の光束の時間的
変化を示す概略的なグラフ図、第３図はランプ電圧−ラ
ンプ電流特性に関する設計手順の一例を（Ａ）から
（Ｄ）へ順を追って示すグラフ図、第４図乃至第６図は
本発明車輌用放電灯の点灯回路の第１の実施例を示すも
ので、第４図は概要を示す回路ブロック図、第５図は要
部の回路図、第６図は概略波形図、第７図及び第８図は
本発明車輌用放電灯の点灯回路の第２の実施例を示すも
のであり、第７図は概要を示す回路ブロック図、第８図
は要部の回路図である。 符号の説明 １……車輌用放電灯の点灯回路、 ４……直流−交流変換手段、 ８（39）……ランプ電流検出回路、 ９（41、41′）……ランプ電圧検出回路、 11、11′……放電灯、 13……制御回路、13、14……制御部、50……第２の電力
変化率低減手段、 52……電力変化率低減手段、 Aa……発光促進領域、 Ｂ……定電力制御領域、 Ab……（AaからＢへの）移行領域、 1A……車輌用放電灯の点灯回路、 103、105……直流−交流変換手段、 109……ランプ電圧検出回路、 110……ランプ電流検出回路
フロントページの続き (51)Int.Cl.6 識別記号 庁内整理番号 ＦＩ 技術表示箇所 Ｈ０５Ｂ 41/29 Ｂ６０Ｑ 1/04 Ｅ (56)参考文献 特開 平２−136342（ＪＰ，Ａ) 特開 平２−136343（ＪＰ，Ａ) 特開 平２−215090（ＪＰ，Ａ) 特開 平２−79395（ＪＰ，Ａ) 特開 平２−278695（ＪＰ，Ａ) 特開 平２−174092（ＪＰ，Ａ) 特開 昭52−120582（ＪＰ，Ａ) 特開 昭63−301493（ＪＰ，Ａ) 特開 昭62−259391（ＪＰ，Ａ) 特開 昭64−72494（ＪＰ，Ａ) 特開 昭59−130086（ＪＰ，Ａ) 実開 昭59−45897（ＪＰ，Ｕ) 特公 昭62−29877（ＪＰ，Ｂ２)

Claims (2)

    (57)【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】直流電圧を交流電圧に変換して放電灯に供
    給するための直流−交流変換手段と、 放電灯のランプ電圧に関する検出信号を得るためのラン
    プ電圧検出回路と、 放電灯のランプ電流に関する検出信号を得るためのラン
    プ電流検出回路と、 ランプ電圧検出回路及びランプ電流検出回路からの検出
    信号を受けて直流−交流変換手段の出力電圧を制御する
    制御部を備え、 該制御部が、ランプ電圧−ランプ電流特性上の制御領域
    として放電灯の定格電力を越える電力供給が行なわれる
    ように直流−交流変換手段を動作させる発光促進領域
    と、 放電灯に関して定格電力での定電力制御が行なわれるよ
    うに直流−交流変換手段を動作させる定電力制御領域を
    有する車輌用放電灯の点灯回路であって、 発光促進領域から定電力制御領域への移行時においてラ
    ンプ電圧に対する放電灯への供給電力を変化させる電力
    変化率低減手段を前記制御部内に設け、この電力変化率
    低減手段は発光促進領域と定電力制御領域との間の遷移
    領域でランプ電圧の増加に伴ってランプ電力を徐々に減
    少させる制御回路を有する ことを特徴とする車輌用放電灯の点灯回路。
  2. 【請求項２】前記発光促進領域から遷移領域への境界域
    のランプ電力を、ランプ電圧の増加に伴ってランプ電流
    を徐々に減少させることで変化させる第２の電力変化率
    低減手段を前記制御部内に設けた ことを特徴とする特許請求の範囲第１項記載の車輌用放
    電灯の点灯回路。
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