JP3806279B2 - 放電灯点灯回路 - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、複数の放電灯の点灯制御を共通の点灯回路で行う場合に、当該点灯回路の直流電源回路を構成するトランスの２次出力について複数の出力が得られるようにするとともに、各出力を各別に制御するための技術に関する。
【０００２】
【従来の技術】
放電灯（メタルハライドランプ等）の点灯回路については、直流電源回路、直流−交流変換回路、起動回路（所謂スタータ回路）を備えた構成が知られている。
【０００３】
例えば、直流電源回路にはＤＣ−ＤＣコンバータの構成を用いるとともに、直流−交流変換回路としてフルブリッジ型回路（４つの半導体スイッチング素子をそれぞれ２組にしてスイッチング制御を行うように構成された回路）及びそのドライバ回路を使用した回路構成にあっては、ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧がフルブリッジ型回路において矩形波状電圧に変換された後、放電灯に供給される。
【０００４】
尚、自動車用前照灯の光源として放電灯を用いる場合等では、複数の放電灯の点灯回路が必要であり、例えば、車輌前部の左右にそれぞれ付設される灯具に放電灯を各別に設ける場合、あるいは、１つの灯具内に走行ビーム（メインビーム）用放電灯と、すれ違いビーム（サブビーム）用放電灯を設ける場合等が挙げられる。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】
ところで、複数の放電灯を点灯させる場合に、放電灯に対してそれぞれに各別の点灯回路を設けたのでは、ＤＣ−ＤＣコンバータやフルブリッジ型回路等を数多く用意しなければならないので、コストや部品点数等の面で問題がある。
【０００６】
そこで、例えば、直流電源回路については正負両極性の出力をそれぞれ有する２つのＤＣ−ＤＣコンバータを設けるとともに、その出力を切り換えて出力するための直流−交流変換回路を複数の放電灯について共通化した回路構成の採用が考えられる。
【０００７】
しかしながら、このような構成において、例えば、ＤＣ−ＤＣコンバータを構成するトランスの２次巻線を複数付設した場合に、各巻線の出力電圧が一定となるように制御することは簡単であるが、放電灯の管電圧等について個体差に起因するバラツキがあったり、あるいは放電灯の始動状態の如何（所謂コールドスタートやホットスタート等）に応じて個別に電力制御を行う必要がある場合には、トランスの２次巻線を単に複数設けただけでは対処することができず、また、そのために構成の複雑化を余儀なくされてしまう虞がある。
【０００８】
そこで、本発明は、複数の放電灯に係る点灯制御を共通の点灯回路で行う場合において、当該点灯回路を構成する直流電源回路の出力構成及び２次出力に係るスイッチング制御について工夫を凝らすことにより、安価で小型化に好適な放電灯点灯回路の提供を課題とする。
【０００９】
【課題を解決するための手段】
本発明は上記した課題を解決するために、直流電圧を出力する直流電源回路と、該直流電源回路の出力電圧を交流電圧に変換した後に第１及び第２の放電灯に供給するための直流−交流変換回路と、直流電源回路の出力電圧を制御する制御回路とを備え、第１及び第２の放電灯について各別に電力制御を行うように構成された放電灯点灯回路において、下記に示す構成を有するものである。
【００１０】
（イ）直流電源回路が、トランス及び該トランスの１次巻線に接続された第１のスイッチング素子を有しており、制御回路からの制御信号によって第１のスイッチング素子のオン／オフ状態が制御されること。
（ロ）直流電源回路のトランスには、２つの２次巻線が設けられ、各２次巻線については制御回路からの信号によってオン／オフ状態が制御される第２のスイッチング素子が各別に付設されており、上記第１のスイッチング素子がオン状態のときに蓄えられた１次エネルギーが、該第１のスイッチング素子のオフ状態のときにオン状態とされる第２のスイッチング素子に接続された２次巻線に伝搬されることで、該第２のスイッチング素子のオン／オフ制御に従ってトランスの出力段でのエネルギー配分が任意に規定されること。
【００１１】
（ハ）直流−交流変換回路が、互いに直列接続とされる第１及び第２のスイッチ素子と、互いに直列接続とされる第３及び第４のスイッチ素子とを有し、上記トランスの一方の２次巻線による出力電圧が第１及び第３のスイッチ素子に供給され、上記トランスの他方の２次巻線による出力電圧が第２及び第４のスイッチ素子に供給されること。
（ニ）直流−交流変換回路を構成する第１のスイッチ素子と第２のスイッチ素子との接続点から第１の放電灯に電圧が供給され、直流−交流変換回路を構成する第３のスイッチ素子と第４のスイッチ素子との接続点から第２の放電灯に電圧が供給されること。
【００１２】
従って、本発明によれば、直流電源回路を構成するトランスの２次巻線を複数設けるとともに、各２次巻線による出力電圧を第２のスイッチング素子によって各別に制御することができるので、複数の放電灯に対して直流電源回路を共通化することでコストの低減や装置の小型化が可能であり、しかも、トランスの１次エネルギーについて各２次巻線への伝搬を、第２のスイッチング素子に関するオン／オフ状態の切り替えによって行うことで各放電灯への供給電力の配分を制御することができるので、各放電灯について個別の点灯制御を実現できる。
【００１３】
【発明の実施の形態】
図１は本発明に係る放電灯点灯回路の基本構成を示すものであり、２つの放電灯に関する回路構成の要部を示している。
【００１４】
放電灯点灯回路１は、電源２、直流電源回路３、直流−交流変換回路４、起動回路５＿１、５＿２を備えている。
【００１５】
直流電源回路３は、電源２からの直流入力電圧（これを「Ｖin」と記す。）を受けて所望の直流電圧を出力するものであり、後述する制御回路からの制御信号に応じてその出力電圧が可変制御される。この直流電源回路３には、スイッチングレギュレータの構成を有するＤＣ−ＤＣコンバータ（チョッパー式、フライバック式等。）が用いられ、例えば、下記に示す形態が挙げられる。
【００１６】
ｉ）正極性出力（グランド電位に対して正電位の出力電圧）の形態
ｉｉ）負極性出力（グランド電位に対して負電位の出力電圧）の形態
ｉｉｉ）両極性出力の形態。
【００１７】
尚、ＤＣ−ＤＣコンバータの基本構成等については後述する。
【００１８】
直流電源回路３の後段には、当該回路からの各極性の出力電圧を切り換えて各放電灯に出力するために複数のスイッチング素子と、当該素子のスイッチング制御を行う駆動回路を備えた直流−交流変換回路４が配置されており、例えば、４つのスイッチ素子ｓｗ１、ｓｗ２、ｓｗ３、ｓｗ４（これらには半導体スイッチング素子が用いられるが、図には単にスイッチの記号で示す。）からなるフルブリッジ型の回路構成を有している。
【００１９】
即ち、４つのスイッチ素子のうち、互いに直列接続とされることにより第１の組をなすスイッチング素子ｓｗ１、ｓｗ２については、例えば、上記した形態ｉｉｉ）の場合に、その一方ｓｗ１の一端が直流電源回路３の正極側出力端子に接続され、当該スイッチング素子ｓｗ１の他端がスイッチング素子ｓｗ２を介して直流電源回路３の負極側出力端子に接続されている。そして両スイッチング素子同士の接続点αに対して第１の放電灯６＿１が起動回路５＿１（の誘導性負荷）を介して接続されている。
【００２０】
また、互いに直列接続されることで第２の組をなすスイッチング素子ｓｗ３、ｓｗ４については、上記形態ｉｉｉ）の場合に、その一方ｓｗ３の一端が直流電源回路３の正極側出力端子に接続され、当該スイッチング素子ｓｗ３の他端がスイッチング素子ｓｗ４を介して直流電源回路３の負極側出力端子に接続されている。そして、両スイッチング素子同士の接続点βに対して第２の放電灯６＿２が起動回路５＿１（の誘導性負荷）を介して接続されている。
【００２１】
尚、各放電灯のそれぞれの端子のうち、上記接続点αやβに接続されない方の端子については接地されるか又は電流検出用抵抗をそれぞれ介して接地される。
【００２２】
駆動回路ＤＲＶ１、ＤＲＶ２についてはともにハーフブリッジドライバ用のＩＣ（集積回路）が使用され、その一方の駆動回路ＤＲＶ１がスイッチング素子ｓｗ１、ｓｗ２のオン／オフ制御を担当し、他方の駆動回路ＤＲＶ２がスイッチング素子ｓｗ３、ｓｗ４のオン／オフ制御を担当している。即ち、ある時刻において、駆動回路ＤＲＶ１によりスイッチング素子ｓｗ１がオン状態、スイッチング素子ｓｗ２がオフ状態となるように各素子の状態を規定されたとすると、このとき、駆動回路ＤＲＶ２によりスイッチング素子ｓｗ３がオフ状態、スイッチング素子ｓｗ４がオン状態となるように各素子の状態が規定される。また、別の時刻において、駆動回路ＤＲＶ１によりスイッチング素子ｓｗ１がオフ状態、スイッチング素子ｓｗ２がオン状態となるように各素子の状態を規定されたとすると、このとき、駆動回路ＤＲＶ２によりスイッチング素子ｓｗ３がオン状態、スイッチング素子ｓｗ４がオフ状態となるように各素子の状態が規定される。このようにしてスイッチング素子ｓｗ１とｓｗ４とが同じ状態、スイッチング素子ｓｗ２とｓｗ３とが同じ状態となって、これらが相反的に交番動作する。
【００２３】
従って、２組のスイッチング素子のオン／オフ動作によって、例えば、上記したｉｉｉ）の形態において、第１の放電灯６＿１に正極性電圧（正電圧）が供給される間、第２の放電灯６＿２には負極性電圧（負電圧）が供給される（逆に、第１の放電灯に負極性電圧が供給される間、第２の放電灯には正極性電圧が供給される。）。
【００２４】
各放電灯に対してそれぞれ設けられた起動回路５＿１、５＿２は、放電灯の点灯初期に起動用高圧信号（起動パルス）を発生させて放電灯６＿１、６＿２のそれぞれに起動をかけるために設けられており、当該信号は直流−交流変換回路４の出力する交流電圧に重畳されてから各放電灯に印加される。尚、各起動回路の構成については、例えば、トランス及び該トランスの１次側回路に設けられたコンデンサ、スイッチ素子を備えた構成が挙げられる（直流電源回路３又は直流−交流変換回路４からコンデンサの充電用に供給される電圧によって当該コンデンサの両端電圧が閾値を越えたとき、あるいはその後にトリガー信号を受けてスイッチ素子（自己降伏型スイッチ素子、サイリスタ等）が導通して、このときに１次側回路に発生するパルスをトランスで昇圧してその２次巻線から放電灯に印加する構成等。）が、その如何は問わない。
【００２５】
制御回路７は、直流電源回路３の出力電圧を制御するために設けられており、各放電灯について各別に電力制御を行う役目をもっている。つまり、制御回路７には、放電灯の点灯状態に係る検出信号として、各放電灯の管電圧や管電流を抵抗やコイル等によって直接的に検出した信号、あるいはそれらの相当信号として直流電源回路３の出力電圧や出力電流の検出手段８（電圧検出用分圧抵抗や電流検出用抵抗等を含む。）からの信号が入力されるようになっており、制御回路７は検出信号に基づいて放電灯の状態に応じた電力制御（例えば、放電灯の点灯初期にその発光を促進するために定格電力を越える電力の供給を行った後で、次第に供給電力を低減させていき定格電力での定電力制御へと移行させる制御等。）を行うために直流電源回路３に対して制御信号を送出する。また、制御回路７は、直流電源回路３に対して当該回路内のコンバータトランスの各２次出力を制御するための制御信号を送出することで、各放電灯への供給エネルギーの配分機能を有する。
【００２６】
図２は直流電源回路３について基本構成を示したものであり、上記したｉ）の形態を採用した場合について示している。
【００２７】
トランスＴの１次巻線Ｔｐの一端が直流入力端子「ｔａ」に接続されることで電圧Ｖinが入力されるようになっており、１次巻線Ｔｐの他端は半導体スイッチング素子ＳＷ１（図には単にスイッチの記号で示すが、電界効果トランジスタ等が用いられる。）及び電流検出用抵抗Ｒｓを介して接地されている。このスイッチング素子ＳＷ１（以下、「第１のスイッチング素子」という。）の制御端子（ＦＥＴの場合にはゲート）には、制御回路７からの制御信号（これを「Ｓｃ１」と記す。）が供給されるようになっており、当該信号によって第１のスイッチング素子ＳＷ１のオン／オフ状態が制御される。
【００２８】
また、直流電源回路３のトランスＴには、各放電灯に対応した数の２次巻線Ｔｓ１、Ｔｓ２がそれぞれ設けられており、各２次巻線については平滑用コンデンサＣ１、Ｃ２や、制御回路７からの信号によってオン／オフ状態が制御される第２のスイッチング素子ＳＷ２＿１、ＳＷ２＿２が各別に付設され、２次巻線毎に異なる出力電圧が得られるように構成されている。
【００２９】
つまり、図２の例では、放電灯の数が２つであることを受けて、トランスＴには２つの２次巻線Ｔｓ１、Ｔｓ２が設けられており、各２次巻線に対してスイッチング素子ＳＷ２＿１、ＳＷ２＿２（図には単にスイッチの記号で示すが、電界効果トランジスタやサイリスタ等が使用される。）がそれぞれ設けられている。
【００３０】
一方の２次巻線Ｔｓ１については、その一端がスイッチング素子ＳＷ２＿１に接続され、他端が接地されている。そして、スイッチング素子ＳＷ２＿１の出力側には平滑用コンデンサＣ１が設けられており、該コンデンサＣ１の端子電圧が端子「ｔｏ１」を介して出力電圧となる。また、他方の２次巻線Ｔｓ２については、その一端がスイッチング素子ＳＷ２＿２に接続され、他端が接地されている。そして、スイッチング素子ＳＷ２＿２の出力側には平滑用コンデンサＣ２が設けられており、該コンデンサＣ２の端子電圧が端子「ｔｏ２」を介して出力電圧となる。
【００３１】
各スイッチング素子は制御回路７から送られて来る各制御信号（これらを「Ｓｃ２＿１」、「Ｓｃ２＿２」と記す。）によってオン／オフ状態がそれぞれ制御される。つまり、制御信号Ｓｃ２＿１によってスイッチング素子ＳＷ２＿１の２値状態が規定され、制御信号Ｓｃ２＿２によってスイッチング素子ＳＷ２＿２の２値状態が規定される。
【００３２】
そして、図示した直流電源回路３ではフライバック型の構成となっているので、トランスＴのトランスの１次エネルギーについては第１のスイッチング素子ＳＷ１がオフ状態となる期間において２次側に伝搬することになるが（フォワード型の構成では、第１のスイッチング素子がオン状態の期間で１次エネルギーが２次側に伝搬する。）、当該１次エネルギーを２次側回路に伝搬させる時点では、各２次巻線に付設された第２のスイッチング素子のいずれかがオン状態となるように、制御回路７から第２のスイッチング素子の各々に対して制御信号が送出される。これによって、トランスの１次エネルギーは、第２のスイッチング素子がオン状態とされる期間に亘って当該スイッチング素子に接続された２次巻線からこれに対応する放電灯に対して供給されることになる。
【００３３】
例えば、一方のスイッチング素子ＳＷ２＿１がオン状態とされる期間では、他方のスイッチング素子ＳＷ２＿２がオフ状態となるように制御し、次の期間ではこれとは全く逆の状態（スイッチング素子ＳＷ２＿１がオフ状態で、スイッチング素子ＳＷ２＿２がオン状態）となるように制御する。その理由は、トランスの２次出力を平滑用コンデンサから得るにあたって、どちらかのスイッチング素子がオン状態になっていないと、２次巻線間に大きな電圧が生じてスイッチング素子の劣化や破壊等をもたらす虞があることに依る。尚、両方のスイッチング素子がともにオン状態となる期間が生じるように各素子の制御を行う場合には、２次巻線のうちグランド電位との電位差が小さい方に１次エネルギーが伝搬される。
【００３４】
上記の説明では、各２次巻線の出力電圧の極性をともに正極性としたが、これらを負極性とするｉｉ）の形態を採っても良い。
【００３５】
図３は、そのような構成として、１方向性３端子サイリスタを第２のスイッチング素子に使用した例３Ａを示している。
【００３６】
同図において、２次巻線Ｔｓ１の一端がサイリスタＳＲ２＿１のアノードに接続され、他端が出力端子ｔｏ１に接続されており、平滑用コンデンサＣ１の一端がサイリスタＳＲ２＿１のカソードに接続されるとともに接地されている。そして、サイリスタＳＲ２＿１のゲートに制御回路７からの信号Ｓｃ２＿１が供給される。尚、２次巻線Ｔｓ２やサイリスタＳＲ２＿２についても同様の構成とされ、上記の説明において添え字「＿１」や「１」を、「＿２」、「２」へと適宜に置換して読み替えれば良い。
【００３７】
本回路では、サイリスタが整流素子として役目も有していて、これにより２次電圧に係る半波整流が行われ、その平滑出力が負極性電圧として各出力端子から得られることになる。
【００３８】
尚、サイリスタをＦＥＴ（電界効果トランジスタ）に置換する場合の構成については、ＦＥＴ自身が寄生ダイオードを有しており、整流素子としての役目を同時に果たすことができないので、図４の回路例３Ｂに示すように整流用ダイオードを付加した構成が採られる。
【００３９】
即ち、図３の構成との違いは、下記に示す通りである。
【００４０】
・サイリスタがＦＥＴＱ２＿１、Ｑ２＿２に置き換わっていること。
・整流（用）ダイオードＤ１のアノードが出力端子ｔｏ１に接続され、そのカソードが２次巻線Ｔｓ１の一端（ＦＥＴＱ２＿１との接続点とは反対側の端子）に接続されていること。
【００４１】
・整流（用）ダイオードＤ２のアノードが出力端子ｔｏ２に接続され、そのカソードが２次巻線Ｔｓ２の一端（ＦＥＴＱ２＿２との接続点とは反対側の端子）に接続されていること。
【００４２】
尚、図示するように、第１のスイッチング素子としてＦＥＴ「Ｑ１」を用いている。
【００４３】
この他、図２ではトランスの２次側において第２のスイッチング素子を高電位側に配置したが、これに限らず第２のスイッチング素子を低電位側に配置する等、素子の配置や種別等について各種の実施形態が可能であることは勿論である。
【００４４】
上記したｉｉｉ）の形態については、例えば、図５に示す構成例３Ｃが挙げられる。
【００４５】
トランスＴの１次巻線Ｔｐを含む１次側回路については、図２に示した構成と同じであって、１次巻線Ｔｐに対して第１のスイッチング素子ＳＷ１及び電流検出用抵抗Ｒｓが直列接続されている。
【００４６】
トランスＴの２次側回路については、一方の２次巻線Ｔｓ１の一端に第２のスイッチング素子ＳＷ２＿１が接続され、当該２次巻線の他端が接地されている。そして、平滑用コンデンサＣ１の一端がスイッチング素子ＳＷ２＿１に接続され、その他端が接地されているので、当該コンデンサの端子電圧として出力端子ｔｏ１に得られる出力電圧の極性が正極性となる。
【００４７】
また、他方の２次巻線Ｔｓ２については、その一端が第２のスイッチング素子ＳＷ２＿２を介して接地されており、当該２次巻線の他端が出力端子ｔｏ２に接続されている。そして、平滑用コンデンサＣ２の一端がスイッチング素子ＳＷ２＿２に接続されるとともに接地され、その他端が出力端子ｔｏ２に接続されているので、当該コンデンサの端子電圧として出力端子ｔｏ２に得られる出力電圧の極性が負極性となる。
【００４８】
図６は第１のスイッチング素子や第２のスイッチング素子にＦＥＴを使用した場合の構成例を示したものであり、２次出力の一方が正極性とされ他方が負極性とされることに起因する方向性の違いを除いて、各素子に付した記号Ｑ１、Ｑ２＿１、Ｑ２＿２やダイオードに付した記号Ｄ１、Ｄ２等については図４の構成に準じた使用の仕方を採っている。
【００４９】
図７は直流電源回路を構成するＤＣ―ＤＣコンバータの制御方式としてＰＷＭ（パルス幅変調）制御を採用した場合の制御回路について基本構成例を示したものである（図には１つの放電灯の制御に係る回路の要部を示す。）。尚、本発明に係るスイッチング制御について、ＰＷＭ制御に限られるとする理由がないことは、後述する別の制御方式についての説明からも理解される通りであるが、以下では制御の説明に関して具体性を付与するためにＰＷＭ制御をとり上げることにする。
【００５０】
本制御では、鋸歯状波を発生する鋸歯状波発生部を有し、制御信号レベルを鋸歯状波と比較することでデューティーサイクル（あるいはデューティー比）が変化する信号を生成して、これを上記した第１のスイッチング素子に出力するという基本構成を有する。
【００５１】
図示するように、エラーアンプ（誤差増幅器）９には、その負入力端子として演算信号（これを「ＳＳ」と記す。）が供給されるとともに、正入力端子には所定の基準電圧（図にはこれを定電圧源の記号で示しており、「Ｅref3」と記す。）が供給される。尚、演算信号ＳＳは、放電灯の状態検出信号（管電圧や管電流の検出信号又はそれらの相当信号）を演算増幅器で加減算する等、各種の演算処理を施した信号であり、信号生成の方法については、放電灯の負荷特性や制御線に係る規定の仕方に依存すること及び本発明において信号生成の演算論理には何ら拘束されないこと等を理由にその説明を省略する（つまり、既知の方法を使用できる。）。
【００５２】
エラーアンプ９の後段にはコンパレータ１０が配置されており、その正入力端子にエラーアンプ９の出力信号が供給され、負入力端子には鋸歯状波発生部１１からの鋸歯状波信号が供給されるようになっており、両信号についてのレベル比較が行われる。
【００５３】
鋸歯状波発生部１１は、抵抗ＲＴ及びコンデンサＣＴと、コンパレータ１２、アナログスイッチ素子１３、１４（図には、バイポーラ素子やユニポーラ素子等の如何を問わずに使用できるように、半導体素子を略記号で示す。尚、このことは他の図についても同様とする。）を用いて構成されており、信号生成の原理はＣＲ発振である。
【００５４】
図示するように、抵抗ＲＴの一端には、所定の基準電圧（これを「Ｅref1」と記す。）が供給され、その他端がコンデンサＣＴを介して接地されている。そして、コンパレータ１２については、その正入力端子が抵抗ＲＴとコンデンサＣＴとの接続点に接続され、負入力端子には抵抗１５を介して所定の基準電圧（これを「Ｅref2」と記す。）が供給されるようになっている。コンパレータ１２の出力端子はプルアップ抵抗１７に接続されるとともに、アナログスイッチ素子１３、１４の制御端子に接続されている。
【００５５】
アナログスイッチ素子１３については、その２つの非制御端子のうち一方が接地され、他方が抵抗１８を介して抵抗ＲＴとコンデンサＣＴとの接続点に接続されるとともに上記コンパレータ１０の負入力端子に接続されている。また、アナログスイッチ素子１４については、その２つの非制御端子のうち一方が接地され、他方が抵抗１６を介してコンパレータ１２の負入力端子及び抵抗１５に接続されている。
【００５６】
そして、コンパレータ１２の出力信号はＮＯＴ（論理否定）ゲート１９に送出される。
【００５７】
コンパレータ１０の後段には２入力ＡＮＤ（論理積）ゲート２０が設けられており、その一方の入力端子にはコンパレータ１０の出力信号が供給され、他方の入力端子にはＮＯＴゲート１９からの信号が供給されるようになっており、ＡＮＤゲート２０の出力信号が第１のスイッチング素子（ＳＷ１）に送出される。
【００５８】
図８は本回路における主要な信号波形を示すものであり、各信号の意味は以下の通りである。
【００５９】
・「ＥＡｏ」＝エラーアンプ９の出力信号レベル（実際には負荷変動等の影響によりレベルが上下するが、図には、瞬間的な一定値として示す。）
・「ＳＡＷ」＝鋸歯状波のレベル
・「ＤＩＶ２」＝基準電圧Ｅref2を抵抗１５、１６で分圧したレベル
・「Ｓｃ１」＝コンパレータ１２の出力信号レベル（図の「Ｈ」がハイレベルを、「Ｌ」がローレベルをそれぞれ示す。）。
【００６０】
鋸歯状波発生部１１では、抵抗ＲＴを介して行われるコンデンサＣＴの充電動作と、抵抗１８及びアナログスイッチ素子１３（オン状態）を介して行われるコンデンサＣＴの放電動作とが周期的に繰り返されることで鋸歯状波が生成される。即ち、コンデンサＣＴへの充電期間中は、コンパレータ１２の出力信号がＬ（ロー）レベルとされるため（∵「正入力電位＜負入力電位（＝Ｅref2）」）、２つのアナログスイッチ素子１３、１４はともにオフ状態である。
【００６１】
その後、コンデンサＣＴの端子電位が上昇してＥref2に達するとコンパレータ１２の出力信号がＨ（ハイ）レベルとなり、２つのアナログスイッチ素子１３、１４はともにオン状態となる。これによって、コンデンサＣＴの蓄積電荷が抵抗１８を介して放電するとともに、コンパレータ１２の負入力入力端子にはＥref2の抵抗分圧レベル（ＤＩＶ２）が供給されてレベルが下る。
【００６２】
コンデンサＣＴの放電によってその端子電位が低下し、ＤＩＶ２のレベルにまで達すると、コンパレータ１２の出力信号がＬレベルに切り替わって、始めに説明した状態に戻る。
【００６３】
このサイクルの繰り返しによって鋸歯状波が生成されて、これがコンパレータ１２の負入力端子に供給される。尚、図８の「ＳＡＷ」について、その周波数は抵抗ＲＴの抵抗値やコンデンサＣＴの静電容量等の設定により決定される（充電期間における鋸歯状波の傾斜は抵抗ＲＴの抵抗値、放電期間における鋸歯状波の傾斜は抵抗１８の抵抗値の設定によってそれぞれ規定され、充電期間に対して放電期間を短くするために抵抗１８の抵抗値を小さい値に設定している。）。
【００６４】
コンパレータ１０では、この鋸歯状波「ＳＡＷ」のレベルと、エラーアンプ９の出力信号レベル「ＥＡｏ」とが比較され、両信号波形が交わる時点によって信号Ｓｃ１のデューティーサイクルが決定される。つまり、図示するように、信号Ｓｃ１のＨレベル期間は、ＳＡＷ（のボトム）とＤＩＶ２とが交わるポイントを起点とし、ＥＡｏとＳＡＷとが交わるポイントを終点とする。そして、信号Ｓｃ１のＬレベル期間は、ＥＡｏとＳＡＷとが交わるポイントを起点とし、ＳＡＷ（のボトム）とＤＩＶ２とが交わるポイントを終点とする。尚、ＥＡｏがＥref2に達した場合には、コンパレータ１２の出力信号がＨレベルとなるが、ＡＮＤゲート２０には、コンパレータ１２がＨレベル信号を出力する時点から当該信号の論理否定（あるいは反転）信号が供給されるので、抵抗１８を介したコンデンサＣＴの放電期間の長さ（＝信号Ｓｃ１のＬレベル期間）に対応するデューティーサイクルが最大値となる。つまり、コンパレータ１２の出力信号はコンデンサＣＴの放電時にＨレベルとなるため、この信号の論理否定信号とコンパレータ１２の出力信号との論理積をとることによって信号Ｓｃ１に係るデューティーサイクルの最大値を設定できる。
【００６５】
尚、図７に示す例では、抵抗を使ってコンデンサＣＴの充放電を行うようにしたが、後述するように定電流回路を用いてコンデンサＣＴの充放電を行う構成等、各種の実施形態が可能である。
【００６６】
次に、上記第２のスイッチング素子に係るオン／オフ制御について下記に示す各形態を例にして順に説明する。
【００６７】
（Ａ）第１のスイッチング素子のオン／オフにより行われる１回のエネルギー伝搬の最中では、第２のスイッチング素子の状態をオン又はオフのいずれかの状態に固定し、かつエネルギー伝搬の度に第２のスイッチング素子のオン／オフ状態を反転させる形態
（Ｂ）第１のスイッチング素子のオン／オフにより行われる１回のエネルギー伝搬の最中では、第２のスイッチング素子の状態をオン又はオフのいずれかの状態に固定し、かつエネルギー伝搬が所定の回数に亘って行われる度に第２のスイッチング素子のオン／オフ状態を反転させる形態
（Ｃ）第１のスイッチング素子のオン／オフにより行われるエネルギー伝搬の最中に、第２のスイッチング素子の状態をオン状態からオフ状態に又はオフ状態からオン状態に切り替えるようにした形態
（Ｄ）第１のスイッチング素子のオン／オフにより行われるエネルギー伝搬の最中に、第２のスイッチング素子のあるものについてはオン状態のままとし、別のスイッチング素子についてはオン状態からオフ状態に又はオフ状態からオン状態に切り替えるようにした形態。
【００６８】
上記したｉｉｉ）の形態を例にして、基本回路におけるエネルギー伝搬について説明すると、例えば、図５に示す状態では、コンバータトランスの２次巻線Ｔｓ１に対して設けられた第２のスイッチング素子ＳＷ２＿１がオン状態とされ、２次巻線Ｔｓ２に対して設けられた第２のスイッチング素子ＳＷ２＿２がオフ状態となっている。よって、第１のスイッチング素子ＳＷ１がオン状態のときに蓄えられた１次エネルギーは、当該スイッチング素子がオフ状態のときに、オン状態とされる方の第２のスイッチング素子ＳＷ２＿１が付設された２次巻線Ｔｓ１に伝搬されて端子ｔｏ１から出力される。
【００６９】
また、別の時刻において第２のスイッチング素子ＳＷ２＿１がオフ状態となり、第２のスイッチング素子ＳＷ２＿２がオン状態となったときには、第１のスイッチング素子ＳＷ１がオフ状態の期間において１次エネルギーは、オン状態とされる第２のスイッチング素子ＳＷ２＿２が付設された方の２次巻線Ｔｓ２に伝搬されて端子から出力される。
【００７０】
このように、コンバータトランスの１次エネルギーは、第２のスイッチング素子のオン／オフ状態を如何なるタイミングをもって制御するかに応じて各２次巻線に対して選択的に伝搬されるので、第２のスイッチング素子のオン／オフ制御によりトランスの出力段でのエネルギー配分を任意に規定できることが分かる。
【００７１】
上記（Ａ）の形態では、直流電源回路のトランスにおいて１次エネルギーを２次側回路に伝搬させる時点では、各２次巻線に付設された第２のスイッチング素子のいずれかがオン状態となるように制御回路から第２のスイッチング素子の各々に対して制御信号が送出され、１次エネルギーは、第２のスイッチング素子がオン状態とされる期間に亘って当該スイッチング素子に接続された２次巻線からこれに対応する放電灯に対して供給される。つまり、放電灯の数が２つの場合を例にすると、図５において第１のスイッチング素子がオフ状態となる期間中に、第２のスイッチング素子ＳＷ２＿１がオン状態であるときには第２のスイッチング素子ＳＷ２＿２がオフ状態とされ、逆にスイッチング素子ＳＷ２＿１がオフ状態のときにはスイッチング素子ＳＷ２＿２がオン状態となるように相反的な制御を行う。このように２つの素子が交互にオン／オフするのは２つの２次巻線について出力段の負荷（電力、電圧）がほぼ等しい場合であり、トランスの１次エネルギーが各放電灯に対して半々に分配される。
【００７２】
図９は制御回路から各スイッチング素子に供給される制御信号を概略的に示したタイミングチャート図であり、図中に示す記号「Ｈ」がハイレベル、「Ｌ」がローレベルをそれぞれ表している。
【００７３】
図示するように、第１のスイッチング素子ＳＷ１への制御信号Ｓｃ１のＬレベル期間において、制御信号Ｓｃ２＿１、Ｓｃ２＿２のレベルが互いに相反的な関係となっており、信号Ｓｃ１のＬレベル期間が到来したときのＳｃ２＿１、Ｓｃ２＿２の状態が変化していることが分かる（Ｓｃ２＿１がＨ（Ｌ）レベルのとき、Ｓｃ２＿２がＬ（Ｈ）レベルである。）。
【００７４】
図１０は形態（Ａ）に係る制御回路の構成例について、その要部を示したものであり、２つの放電灯の点灯制御に関するそれぞれの演算信号（放電灯６＿１に係る信号を「ＳＳ１」と記し、放電灯６＿２に係る信号を「ＳＳ２」と記す。）がエラーアンプ９＿１、９＿２に対して各別に供給される。
【００７５】
つまり、一方のエラーアンプ９＿１の負入力端子に演算信号ＳＳ１が供給され、その正入力端子には所定の基準電圧Ｅref3が供給され、本アンプの出力信号は後段のコンパレータ１０＿１の正入力端子に送出される。また、他方のエラーアンプ９＿２の負入力端子には演算信号ＳＳ２が供給され、その正入力端子には基準電圧Ｅref3が供給され、本アンプの出力信号は後段のコンパレータ１０＿２の正入力端子に送出される。
【００７６】
鋸歯状波発生部１１の構成は図７に示した構成と同じとされ、抵抗ＲＴとコンデンサＣＴとの接続点が各コンパレータ１０＿１、１０＿２の負入力端子にそれぞれ接続されて、これらの端子に鋸歯状波が入力される。
【００７７】
鋸歯状波発生部１１を構成するコンパレータ１２の出力はＮＯＴゲート１９を介してＤフリップフロップ２１のクロック信号入力端子（ＣＫ）に送られる。このフリップフロップ２１のＤ入力端子はＱバー出力端子（図にはＱの上にバー記号「￣」を付して示す。）に接続されており、当該出力端子に得られる信号が制御信号Ｓｃ２＿１となり、Ｑ出力端子に得られる信号が制御信号Ｓｃ２＿２となる。
【００７８】
各コンパレータ１０＿１、１０＿２のそれぞれの後段には２入力ＡＮＤゲート２２＿１、２２＿２が配置されており、それらの一方の入力端子が各コンパレータの出力端子にそれぞれ接続されるとともに、他方の端子はＤフリップフロップ２１の出力端子にそれぞれ接続されている。つまり、ＡＮＤゲート２２＿１にはコンパレータ１０＿１の出力及びＤフリップフロップ２１のＱバー出力が入力され、ＡＮＤゲート２２＿２にはコンパレータ１０＿２の出力及びＤフリップフロップ２１のＱ出力が入力される。
【００７９】
そして、各ＡＮＤゲートの出力信号は、２入力ＯＲ（論理和）ゲート２３に送出され、当該ゲートの出力が後段の２入力ＡＮＤゲート２４に送出される。このＡＮＤゲート２４の他方の入力端子には、鋸歯状波発生部１１のコンパレータ１２からＮＯＴゲート１９を経た信号が供給されるようになっており、ＡＮＤゲート２４の出力信号が制御信号Ｓｃ１として第１のスイッチング素子に送出される。
【００８０】
しかして、本回路では、各放電灯に係る演算信号がそれぞれのエラーアンプ（９＿１、９＿２）に送られると、ここで基準電圧Ｅref3とのレベル比較が行われ、各演算信号のレベルと基準電圧レベルＥref3との差に相当するエラー量を示す信号（誤差検出信号）がコンパレータ１０＿１、１０＿２にそれぞれ送出される。
【００８１】
上記したように、各コンパレータの負入力端子には鋸歯状波が供給されるので、当該鋸歯状波のレベルと各エラーアンプの出力信号レベルとの比較結果に応じた２値信号が後段の各ＡＮＤゲート（２２＿１、２２＿２）に送られる。
【００８２】
鋸歯状波発生部１１のコンパレータ１２の出力信号は、コンデンサＣＴの放電期間でＨレベルとなる信号であり、その論理否定信号がＤフリップフロップ２１にクロック信号として送られて分周される。つまり、第２のスイッチング素子をそれぞれ駆動するための制御信号Ｓｃ２＿１、Ｓｃ２＿２は、フリップフロップのＱ出力及びＱバー出力として得られ、両信号は反相の関係にある。
【００８３】
Ｄフリップフロップ２１の各出力信号（Ｑ出力信号、Ｑバー出力信号）は、ＡＮＤゲート２２＿１、２２＿２にそれぞれ送出されて、各コンパレータからの出力信号との間で論理積演算が行われるので、Ｑバー出力の信号レベルがＨレベルのときにコンパレータ１０＿１の出力信号がそのままＯＲゲート２３に送られ、Ｑ出力の信号レベルがＨレベルのときにコンパレータ１０＿２の出力信号がそのままＯＲゲート２３に送られることになり、各コンパレータの出力信号に対する信号選択がここで規定される。
【００８４】
つまり、ＡＮＤゲートやＯＲゲートを経ることで各コンパレータの出力信号のいずれかが選択されて（Ｄフリップフロップ２１のＱバー出力がＨレベルのときにはコンパレータ１０＿１の出力信号が選ばれ、当該フリップフロップ２１のＱ出力がＨレベルのときにコンパレータ１０＿２の出力信号が選ばれる。）、最終的にＡＮＤゲート２４の出力端子に制御信号Ｓｃ１が得られることになる。
【００８５】
以上のように、鋸歯状波発生部１１のコンパレータ１２から出力される信号に応じてＤフリップフロップ２１が動作するため、第２のスイッチング素子ＳＷ２＿１、ＳＷ２＿２が交互にオン／オフを繰り返すことで各２次出力へのエネルギー伝搬がほぼ同等に行われる。
【００８６】
尚、ＡＮＤゲート２４において、コンパレータ１２からＮＯＴゲート１９を経た信号を入力しているのは、第１のスイッチング素子に係るデューティーサイクルの最大値を規定するためであることは図７において説明した理由と同じである。
【００８７】
次に、上記した（Ｂ）の形態について説明する。
【００８８】
本形態では、コンバータトランスの２次負荷が各巻線について同等でない場合に必要な制御であり、第１のスイッチング素子のオン／オフ制御に伴う、トランスの１次側から２次側回路へのエネルギー伝搬の最中では、第２のスイッチング素子について各々の状態がオン状態又はオフ状態のいずれかに規定されるとともに、一定回数のエネルギー伝搬毎にこれらのスイッチング素子のオン／オフ状態が交番するように制御が行われる。つまり、放電灯の数を２つにし、かつそれらが異なる特性を有する場合を例にすると、図５において、第２のスイッチング素子同士を、それらのオン期間に関して比較したときに、一方の素子が他方の素子に比べて１周期中のオン期間の長さが長くなるように制御を行う。
【００８９】
図１１は制御回路から各スイッチング素子に供給される制御信号を概略的に例示したタイミングチャート図であり、図中に示す記号「Ｈ」、「Ｌ」の意味は既述の通りである。
【００９０】
図示する例では、第１のスイッチング素子ＳＷ１がオフ状態となる期間について２回おきに各スイッチング素子の状態が切り替わっている。例えば、第２のスイッチング素子ＳＷ２＿１がオフ状態であるときには第２のスイッチング素子ＳＷ２＿２がオン状態とされるが、第１のスイッチング素子のオフ期間が到来する度に第２のスイッチング素子の状態が反転するのではなく、第２のスイッチング素子ＳＷ２＿１に係る制御信号Ｓｃ２＿１について、図に▲１▼で示す矢印のタイミングでＨレベルからＬレベルに状態が変化し、▲２▼で示す矢印のタイミングでＬレベルからＨレベルに変化する（第２のスイッチング素子ＳＷ２＿２に係る制御信号Ｓｃ２＿２については、図に▲２▼で示す矢印のタイミングでＨレベルからＬレベルに状態が変化し、▲１▼で示す矢印のタイミングでＬレベルからＨレベルに変化する。）。
【００９１】
よって、本例では、第２のスイッチング素子ＳＷ２＿２についてのオン期間（Ｓｃ２＿２のＨレベル期間）の方が長くなるため、当該素子が付設された方の２次出力の頻度が相対的に多くなり、トランスの１次エネルギーの各放電灯に対する分配比が偏ることになる（より電力を必要とする放電灯に多くのエネルギーを投入することができる。）。
【００９２】
図１２は形態（Ｂ）に係る制御回路の構成例について、その要部を示したものであり、図中に示す信号「ＥＡｏ１」、「ＥＡｏ２」の意味は下記の通りである。
【００９３】
・「ＥＡｏ１」＝放電灯６＿１の点灯制御に関する演算信号ＳＳ１がエラーアンプ（９＿１）に入力されたときの、当該エラーアンプの出力信号
・「ＥＡｏ２」＝放電灯６＿２の点灯制御に関する演算信号ＳＳ２がエラーアンプ（９＿２）に入力されたときの、当該エラーアンプの出力信号。
【００９４】
図示するように、各信号ＥＡｏ１、ＥＡｏ２は、コンパレータ１０＿１、１０＿２、２５＿１、２５＿２の正入力端子にそれぞれ供給される。つまり、信号ＥＡｏ１については、コンパレータ１０＿１と２５＿１の正入力端子に送られ、コンパレータ１０＿１において、その負入力端子に供給される鋸歯状波「ＳＡＷ」とレベル比較され、また、コンパレータ２５＿１において、その負入力端子に供給される基準電圧Ｅref2とレベル比較される。同様に、信号ＥＡｏ２については、コンパレータ１０＿２と２５＿２の正入力端子に送られ、コンパレータ１０＿２において、その負入力端子に供給される鋸歯状波「ＳＡＷ」とレベル比較され、また、コンパレータ２５＿２において、その負入力端子に供給される基準電圧Ｅref2とレベル比較される。尚、鋸歯状波発生部１１の構成は図７や図１０に示した通りであるので、その図示及び説明は省略する。
【００９５】
コンパレータ１０＿１の出力信号は後段の２入力ＡＮＤゲート２２＿１の一方の入力端子に供給され、コンパレータ１０＿２の出力信号は後段の２入力ＡＮＤゲート２２＿２の一方の入力端子に供給される。
【００９６】
また、コンパレータ２５＿１の出力信号は後段の２入力ＡＮＤゲート２６＿１の一方の入力端子にそのまま供給されるとともに、ＮＯＴゲート２７を介して２入力ＡＮＤゲート２６＿２の入力端子の一方に供給される。他方、コンパレータ２５＿２の出力信号は、２入力ＡＮＤゲート２６＿２の一方の入力端子にそのまま供給されるとともに、ＮＯＴゲート２８を介して２入力ＡＮＤゲート２６＿１の入力端子の一方に供給される。
【００９７】
そして、ＡＮＤゲート２６＿１の出力信号は２入力ＡＮＤゲート２９の入力端子の一方に送出され、ＡＮＤゲート２６＿２の出力信号は２入力ＡＮＤゲート３０の入力端子の一方に送出される。
【００９８】
２つのＤフリップフロップ３１、３２については、前段のフリップフロップ３１のクロック信号入力端子（ＣＫ）に鋸歯状波発生部１１内のコンパレータ１２の出力信号（これを「ＣＭＰ１２」と記す。）が供給されるようになっており、Ｄ入力端子がＱバー出力端子に接続されている。そして、当該フリップフロップ３１のＱ出力が２入力ＯＲゲート３３の入力端子の一方に送出される。尚、Ｄフリップフロップ３１はローアクティブ入力のリセット端子（図には「Ｒ」の上にバー記号「￣」を付して示す。）を備えており、当該端子には後述するＯＲゲート（３５）の出力信号が供給される。
【００９９】
ＯＲゲート３３の残りの入力端子には、上記信号ＣＭＰ１２がＮＯＴゲート３４を介して供給され、ＯＲゲート３３の出力信号は、Ｄフリップフロップ３２のクロック信号入力端子（ＣＫ）に送られる。当該フリップフロップ３２のＤ入力端子は、そのＱバー出力端子に接続され、Ｑバー出力信号はＡＮＤゲート２２＿１、２９の残りの入力端子に供給され、また、Ｑ出力信号についてはＡＮＤゲート２２＿２の残りの入力端子に供給される。そして、Ｄフリップフロップ３２のＱ出力信号が制御信号Ｓｃ２＿２となり、Ｑバー出力信号が制御信号Ｓｃ２＿１となる。
【０１００】
ＡＮＤゲート２９、３０のそれぞれの出力信号は、２入力ＯＲゲート３５に送られ、当該ゲートの出力信号がＤフリップフロップ３１のリセット端子に供給される。
【０１０１】
各コンパレータ１０＿１、１０＿２の後段にそれぞれ配置された２入力ＡＮＤゲート２２＿１、２２＿２については、それらの入力端子の一方に各コンパレータの出力信号が供給され、他方の入力端子にはＤフリップフロップ３２のＱ出力、Ｑバー出力が供給される（Ｑ出力がＡＮＤゲート２２＿２に供給され、Ｑバー出力がＡＮＤゲート２２＿１に供給される。）。
【０１０２】
そして、各ＡＮＤゲートの出力信号は、２入力ＯＲゲート２３を経た後、当該ゲートの出力信号が２入力ＡＮＤゲート２４の一方の入力端子に供給される。ＡＮＤゲート２４の他方の入力端子には、信号ＣＭＰ１２がＮＯＴゲート３４を経た上で送られて来るようになっており、本ゲート２４の出力信号が制御信号Ｓｃ１となる。
【０１０３】
図１３は、制御動作について説明するために、各部の信号を概略的に示したタイミングチャート図であり、各記号の意味は下記の通りである。
【０１０４】
・「ＳＡ２６＿２」＝ＡＮＤゲート２６＿２の出力信号
・「ＳＢ３５」＝ＯＲゲート３５の出力信号
・「ＳＣ３４」＝ＮＯＴゲート３４の出力信号
・「ＳＱ３１」＝Ｄフリップフロップ３１のＱ出力信号
・「ＳＤ３３」＝ＯＲゲート３３の出力信号
・「ＳＱ３２」＝Ｄフリップフロップ３２のＱ出力信号。
【０１０５】
先ず、コンパレータ２５＿１、２５＿２においては、ＥＡｏ１やＥＡｏ２と、基準電圧Ｅref2とのレベル比較が行われ、各コンパレータの出力信号をそれぞれ「ＣＭＰ２５＿１」、「ＣＭＰ２５＿２」とするとき、下記に示す場合分けが得られる（「Ｈ」＝ハイレベル、「Ｌ」＝ローレベル）。
【０１０６】
１）ＣＭＰ２５＿１＝Ｈ、ＣＭＰ２５＿２＝Ｈ
２）ＣＭＰ２５＿１＝Ｈ、ＣＭＰ２５＿２＝Ｌ
３）ＣＭＰ２５＿１＝Ｌ、ＣＭＰ２５＿２＝Ｈ
４）ＣＭＰ２５＿１＝Ｌ、ＣＭＰ２５＿２＝Ｌ。
【０１０７】
各場合についてＡＮＤゲート２６＿１の出力信号（これを「ＳＡ２６＿１」と記す。）や、ＡＮＤゲート２６＿２の出力信号ＳＡ２６＿２は以下のようになる。
【０１０８】
１）ＳＡ２６＿１＝Ｌ、ＳＡ２６＿２＝Ｌ
２）ＳＡ２６＿１＝Ｈ、ＳＡ２６＿２＝Ｌ
３）ＳＡ２６＿１＝Ｌ、ＳＡ２６＿２＝Ｈ
４）ＳＡ２６＿１＝Ｌ、ＳＡ２６＿２＝Ｌ。
【０１０９】
つまり、２つの信号ＥＡｏ１、ＥＡｏ２のうち、Ｅref2より大きい方がより大きいエネルギーを要求していること（あるいは供給エネルギーの不足）を意味しており、上記の２）や３）に示すように、この状態がＡＮＤゲート２６＿１、２６＿２においてその出力信号がＨレベルとなることで検出される。但し、上記の１）や４）の場合には、供給エネルギーがともに多いか不足している状況を示しており、ＡＮＤゲート２６＿１、２６＿２の出力信号はいずれもＬレベルであり、両信号が同時にＨレベルになることはない。図１３において、信号ＳＡ２６＿２のＨレベル期間中、放電灯６＿２への供給電力をより必要としている。
【０１１０】
これらの信号ＳＡ２６＿１、ＳＡ２６＿２については、ＡＮＤゲート２９、３０においてＤフリップフロップ３２からのＱ出力、Ｑバー出力との間で論理積演算が行われた後、両ゲートの出力信号に係る論理和信号ＳＢ３５がＤフリップフロップ３１のリセット端子に供給されるので、図１３に示すように、信号ＳＢ３５がＬレベルのときには、クロック信号である信号ＣＭＰ１２には応答せずにＳＱ３１がＬレベルとなる（信号ＳＢ３５のＨレベル期間においてフリップフロップが信号ＣＭＰ１２を受けて極性反転する。）。
【０１１１】
信号ＳＱ３１と信号ＳＣ３４との論理和信号がＤフリップフロップ３２へのクロック信号として供給されるため、信号ＳＤ３３は、信号ＳＱ３１のＨレベル期間に対応する期間においてＨレベルに強制される。よって、この信号を受けて動作するＤフリップフロップ３２については、その信号ＳＱ３２において信号ＳＢ３５のＨレベル期間に対応するＨレベル期間（パルス幅が他より長い期間であり、これを「ＴＨ」と記す。）が現れることになる。尚、本例では、信号ＳＣ３４と信号ＳＤ３３との対比から分かるように、期間ＴＨに関して１クロック分が間引かれた期間として示されている。
【０１１２】
信号ＳＱ３２は上記した信号Ｓｃ２＿２に他ならず、また、その反転信号がＳｃ２＿１であるので、信号ＳＱにおける期間ＴＨの長さとＬレベル期間の長さとの対比から明らかなように、放電灯６＿２への供給エネルギーがより多く配分されることを意味している。
【０１１３】
尚、信号ＳＡ２６＿２がＨレベルからＬレベルに変化した後の状況については、上記１）又は４）の場合とされ、各放電灯への供給エネルギーの配分が等しく行われている様子を対比的に図示している（信号ＳＢ３５がＬレベルであので、信号ＳＣ３４はそのままＤフリップフロップ３２へのクロック信号入力となる。）。
【０１１４】
次に、上記（Ｃ）の形態について説明する。
【０１１５】
本形態では、第１のスイッチング素子のオン／オフ制御に伴う、トランスの１次側から２次側回路への１回のエネルギー伝搬の最中において、第２のスイッチング素子についてオン状態又はオフ状態への切換がそれぞれ行われる。
【０１１６】
例えば、放電灯の数を２つとした場合において、図５の構成を採用したとすると、図１４に示すように、ある時点で第１のスイッチング素子ＳＷ１がオフ状態となった期間（信号Ｓｃ１のＬレベル期間）において、制御信号Ｓｃ２＿１がＨレベルからＬレベルに切り替わるとともに、制御信号Ｓｃ２＿２がＬレベルからＨレベルに切り替わる。そして、制御信号Ｓｃ１の次の立ち上がり時点から制御信号Ｓｃ２＿１、Ｓｃ２＿２の状態が反転する。
【０１１７】
同様にして、第１のスイッチング素子ＳＷ１が次にオフ状態となったＬレベル期間において、制御信号Ｓｃ２＿１がＨレベルからＬレベルに切り替わるとともに、制御信号Ｓｃ２＿２がＬレベルからＨレベルに切り替わる。このように、第１のスイッチング素子がオフ状態となる期間が到来する度に第２のスイッチング素子の状態が反転するように制御される。
【０１１８】
図１５は形態（Ｃ）に係る制御回路の構成例について、その要部を示したものであり、図中に示す信号「ＳＳｔ」は２つの放電灯の全電力制御に係る演算信号（つまり、電力合計値を制御するための演算信号であり、コンバータトランスの全ての２次出力について総括した検出信号に基いて算出される。）を示し、「ＳＳ」は、一方の放電灯（６＿１又は６＿２）の電力制御に係る演算信号（コンバータトランスにおいて放電灯に対応した２次出力についての検出信号に基いて算出される。）をそれぞれ示している。
【０１１９】
図示するように演算信号ＳＳｔはエラーアンプ３６の負入力端子に供給され、該エラーアンプの正入力端子には所定の基準電圧「Ｅref3」が供給される。
【０１２０】
また、演算信号ＳＳはエラーアンプ３７の負入力端子に供給され、該エラーアンプの正入力端子には所定の基準電圧「Ｅref3」が供給される。
【０１２１】
これらのエラーアンプ３６、３７の後段にはコンパレータ３８、３９がそれぞれ配置されており、その一方３８の正入力端子にエラーアンプ３６の出力信号が入力され、他方３９の正入力端子にエラーアンプ３７の出力信号が入力される。そして、これらのコンパレータの負入力端子には鋸歯状波発生部１１からの鋸歯状波信号（ＳＡＷ）がそれぞれ供給されるようになっている。尚、鋸歯状波発生部の構成については、図７や図１０の例と同じである。
【０１２２】
コンパレータ３８の出力信号は後段の２入力ＡＮＤゲート４０の一方の入力端子に供給され、該ゲートの他方の入力端子には鋸歯状波発生部１１内のコンパレータ１２の出力信号ＣＭＰ１２がＮＯＴゲート４１を介して供給される。そして、当該ＡＮＤゲート４０の出力信号が第１のスイッチング素子への制御信号Ｓｃ１となる。
【０１２３】
また、コンパレータ３９の出力信号及び当該信号がＮＯＴゲート４２を経ることによる論理否定（反転）信号は第２のスイッチング素子への制御信号として各素子に送出される。例えば、演算信号ＳＳが第１の放電灯６＿１に係る演算信号ＳＳ１であるとした場合には、コンパレータ３９の出力信号が制御信号Ｓｃ２＿１であり、その反転信号が制御信号Ｓｃ２＿２である。
【０１２４】
図１６は本回路における主要な信号波形を示すものであり、各信号の意味は以下の通りである。
【０１２５】
・「ＥＡｏ＿ｔ」＝エラーアンプ３６の出力信号レベル
・「ＥＡｏ＿ｓ」＝エラーアンプ３７の出力信号レベル
・「ＳＡＷ」＝鋸歯状波のレベル
・「Ｓ４０」＝ＡＮＤゲート４０の出力信号レベル
・「Ｓ３９」＝コンパレータ３９の出力信号レベル
・「Ｓ４２」＝ＮＯＴゲート４２の出力信号レベル。
【０１２６】
図示するように、Ｓ４０については、ＥＡｏ＿ｔとＳＡＷとのレベル比較結果により規定され、そのＨレベル期間やＬレベル期間は以下のようになる。
【０１２７】
・Ｈレベル期間＝ＳＡＷのボトム時点を起点とし、ＳＡＷがＥＡｏ＿ｔを超えた時点を終点とする期間
・Ｌレベル期間＝ＳＡＷがＥＡｏ＿ｔを超えた時点を起点とし、ＳＡＷのボトム時点を終点とする期間。
【０１２８】
そして、Ｓ３９については、ＥＡｏ＿ｓとＳＡＷとのレベル比較結果により規定され、それぞれのＨレベル期間やＬレベル期間は以下のようになる。
【０１２９】
・Ｈレベル期間＝ＳＡＷのボトム時点を起点とし、ＳＡＷがＥＡｏ＿ｓを超えた時点を終点とする期間
・Ｌレベル期間＝ＳＡＷがＥＡｏ＿ｓを超えた時点を起点とし、ＳＡＷのボトム時点を終点とする期間。
【０１３０】
尚、Ｓ４２はＳ３９の反転信号であることから上記と逆の関係になることが明らかである。
【０１３１】
次に、上記（Ｄ）の形態について説明する。
【０１３２】
本形態では、第１のスイッチング素子のオン／オフ制御に伴う、トランスの１次側から２次側回路への１回のエネルギー伝搬の最中において、第２のスイッチング素子のあるものについてはその状態がオン状態のままとされ、他のスイッチング素子についてはオン状態又はオフ状態への切換が行われる。
【０１３３】
例えば、放電灯の数を２つとした場合において、図５の構成を採用したとすると、図１７に示すように、ある時点で第１のスイッチング素子がオフ状態となった期間（信号Ｓｃ１のＬレベル期間）において、制御信号Ｓｃ２＿１についてはＨレベルとされ、制御信号Ｓｃ２＿２がＬレベルからＨレベルに切り替わる。そして、制御信号Ｓｃ１の立ち上がり時点からは、制御信号Ｓｃ２＿１がＨレベルのままとされ、制御信号Ｓｃ２＿２だけがＨレベルからＬレベルに切り替わる。このように、第１のスイッチング素子のオフ状態が到来する度に第２のスイッチング素子についてはその一方（図の例では素子ＳＷ２＿２）の状態が反転するように制御される。尚、この場合に反転制御が行われるのは２次出力についてグランド電位との電位差が小さい方の巻線に付設された第２のスイッチング素子である（グランド電位との電位差が大きい方の巻線に付設された第２のスイッチング素子はオン状態のままとする。）。その理由は、第２のスイッチング素子について２つともオン状態の場合には、コンバータトランスの１次エネルギーが、グランド電位との電位差が小さい方の巻線に全て伝搬されてしまうため、２つの２次巻線へのエネルギー配分をそれぞれ行うには、グランド電位との電位差が小さい方の巻線に付設された方のスイッチング素子についてオン／オフ制御を行う必要があることに依る。
【０１３４】
図１８は形態（Ｄ）に係る制御回路の構成例について、その要部を示したものであり、エラーアンプ３６やコンパレータ３８、ＡＮＤゲート４０、ＮＯＴゲート４１に関する構成については、図１５の例と同じであるが、下記に示す点で相違する。
【０１３５】
・エラーアンプ９＿１の負入力端子には、一方の放電灯（例えば、６＿１）の電力制御に係る演算信号ＳＳ１が入力されること
・エラーアンプ９＿２の負入力端子には、他方の放電灯（例えば、６＿２）の電力制御に係る演算信号ＳＳ２が入力されること。
【０１３６】
・コンパレータ１０＿１、１０＿２の出力信号及びコンバータトランスの各２次巻線の出力電圧に係る検出信号の比較結果を示す信号に基づいて第２のスイッチング素子への各制御信号Ｓｃ２＿１、Ｓｃ２＿２が規定されること。
【０１３７】
つまり、図示するように、コンパレータ１０＿１の出力信号が２入力ＯＲゲート４３の一方の入力端子に供給され、コンパレータ１０＿２の出力端子が２入力ＯＲゲート４４の一方の入力端子に供給されるようになっている。そして、これらのＯＲゲート（４３、４４）の残りの入力端子については、コンパレータ４５の出力信号がそのまま、又はＮＯＴゲート４６を介してそれぞれ供給される。
【０１３８】
コンパレータ４５には各２次巻線の出力電圧に係る検出信号が入力されるようになっており、例えば、２次巻線Ｔｓ１の出力電圧に係る検出信号（これを「ＳＶ１」と記す。）がコンパレータ４５の正入力端子に供給され、２次巻線Ｔｓ２の出力電圧に係る検出信号（これを「ＳＶ２」と記す。）がコンパレータ４５の負入力端子に供給される。そして、コンパレータ４５の出力信号がＯＲゲート４３に送出されるとともに、当該信号がＮＯＴゲート４６を介してＯＲゲート４４に送出される。
【０１３９】
ＯＲゲート４３の出力信号が制御信号Ｓｃ２＿１となり、ＯＲゲート４４の出力端子が制御信号Ｓｃ２＿２となる。
【０１４０】
尚、第１のスイッチング素子への制御信号Ｓｃ１については、下記に示す２つの信号の論理積演算結果として得られる。
【０１４１】
・演算信号ＳＳｔがエラーアンプ３６を介してコンパレータ３８に送られて鋸歯状波ＳＡＷとの間でレベル比較された後の信号
・鋸歯状波発生部１１のコンパレータ１２からＮＯＴゲート４１を経た信号（ＣＭＰ１２の論理否定信号）。
【０１４２】
また、第２のスイッチング素子ＳＷ２＿１への制御信号Ｓｃ２＿１については、演算信号ＳＳ１がエラーアンプ９＿１を介してコンパレータ１０＿１に送られて鋸歯状波ＳＡＷとの間でレベル比較された後の信号と、コンパレータ４５の出力信号との論理和演算結果として得られる。
【０１４３】
そして、第２のスイッチング素子ＳＷ２＿２への制御信号Ｓｃ２＿２については、演算信号ＳＳ２がエラーアンプ９＿２を介してコンパレータ１０＿２に送られて鋸歯状波ＳＡＷとの間でレベル比較された後の信号と、コンパレータ４５の出力信号に係る論理否定信号との論理和演算結果として得られる。
【０１４４】
従って、例えば、検出信号ＳＶ１とＳＶ２とのレベル比較がコンパレータ４５において行われ、その結果、「ＳＶ１＞ＳＶ２」と判断された場合には、コンパレータ４５の出力するＨレベル信号によって信号Ｓｃ２＿１のレベルが強制的にＨレベルとなり、信号Ｓｃ２＿２についてはＮＯＴゲート４６の出力がＬレベルであるので、コンパレータ１０＿２の出力信号に一致することになる。これとは逆に、「ＳＶ１＜ＳＶ２」あるいは「ＳＶ１≦ＳＶ２」と判断された場合には、コンパレータ４５の出力するＬレベル信号が反転されてＯＲゲート４４に入力されるため、信号Ｓｃ２＿２のレベルが強制的にＨレベルとなり、信号Ｓｃ２＿１についてはコンパレータ１０＿１の出力がそのままＯＲゲート４３に入力されるので、コンパレータ１０＿１の出力信号に一致することになる。
【０１４５】
このように、コンパレータ４５は、ＳＶ１、ＳＶ２について、グランド電位からの電位差の大小関係を判別し、当該電位差の大きい方の２次出力の制御に係る第２のスイッチング素子についてはこれをオン状態とし、当該電位差の小さい方の２次出力の制御に係る第２のスイッチング素子についてはスイッチング制御を行うように、各ＯＲゲートに送出される信号を規定している。これによって、グランド電位からの電位差の大きい方の２次出力に関しては、当該電位差の小さい方の２次出力として第２のスイッチング素子の制御で得られるエネルギーの残余分を受け取ることになる（全１次エネルギーのうち、グランド電位との電位差が小さい方の２次出力に伝搬される分の残りが、他方の２次出力にまわされる。）。
【０１４６】
尚、上記した（Ａ）乃至（Ｄ）の形態については、それらを単独に採用する方法に限らず、これらの組合わせや切り替えによる方法が挙げられ、例えば、各２次出力についてそれらの間で電位差が大きい状況では、（Ｂ）乃至（Ｄ）の何れかの形態を使用し、電位差が小さくなって許容範囲内に入った場合に（Ａ）の形態に制御を切り替えるといった具合に、各種の実施形態が可能である。
【０１４７】
また、以上の説明では、ＰＷＭ制御をとり上げて第２のスイッチング素子に関する各種の制御形態を説明したが、本発明に係る制御方式がＰＷＭ制御のみに限られる訳ではなく、例えば、ＰＦＭ（パルス周波数変調）制御等でも何等構わないので、以下では、第１のスイッチング素子に係るオン／オフ状態の制御にあたって、オン期間やオフ期間の長さを制御する方式について説明する。尚、このような制御方式が必要とされるのは、例えば、１つのコンバータトランスを使用してＰＷＭ制御を採用したときに、各放電灯への電力配分が適正に制御されない場合である。
【０１４８】
本制御方式としては、下記に示す形態が挙げられる。
【０１４９】
（Ｅ）第１のスイッチング素子について、そのオフ期間の長さを一定とし、かつオン期間の長さを変化させる形態
（Ｆ）第１のスイッチング素子について、そのオフ期間及びオン期間の長さをともに変化させる形態。
【０１５０】
図１９は形態（Ｅ）に係る制御回路の構成例について、その要部を示したものであり、図中の「ＳＳ１」、「ＳＳ２」等の意味は既述の通りである。
【０１５１】
先ず、２つの演算信号の一方、例えば、信号ＳＳ１がエラーアンプ９＿１を介してコンパレータ１０＿１の負入力端子に送出され、また、他方の信号ＳＳ２がエラーアンプ９＿２を介してコンパレータ１０＿２の負入力端子に送出される。尚、各エラーアンプの正入力端子には基準電圧Ｅref3がそれぞれ供給される。
【０１５２】
本例でも鋸歯状波が必要とされるが、これについては、図示するようにシャント抵抗４７から各コンパレータ（１０＿１、１０＿２）の正入力端子に供給される。このシャント抵抗４７は第１のスイッチング素子ＳＷ１に直列接続されて当該素子に流れる電流を当該抵抗での電圧降下として検出するために付設されたものである（図２乃至図６参照）。
【０１５３】
コンパレータ１０＿１の出力信号は２入力ＡＮＤゲート４８＿１の入力端子の一方に送られ、また、コンパレータ１０＿２の出力信号は２入力ＡＮＤゲート４８＿２の入力端子の一方に送られる。尚、これらのＡＮＤゲートの残りの入力端子にはＤフリップフロップ４９からの出力信号が供給される。即ち、Ｄフリップフロップ４９のＱ出力がＡＮＤゲート４８＿１に送出されるとともに、そのＤ入力端子がＱバー出力端子に接続されて当該端子から得られる出力（Ｑバー出力）がＡＮＤゲート４８＿２に送出される。尚、Ｄフリップフロップ４９のＱ出力、Ｑバー出力が第２のスイッチング素子への制御信号Ｓｃ２＿１、Ｓｃ２＿２となる。
【０１５４】
本例ではコンデンサＣＴに係る充放電の制御に定電流源Ｉchg（充電用）、Ｉdsg（放電用）及びアナログスイッチ素子５０、５１が使用されている。つまり、コンデンサＣＴの一端がアナログスイッチ素子５０を介して定電流源Ｉchgに接続され、当該コンデンサＣＴの他端が接地されている。そして、コンデンサＣＴとアナログスイッチ素子５０との接続点がアナログスイッチ素子５１を介して定電流源Ｉdsgに接続されるとともにクランプ用のツェナーダイオードＺＤを介して接地されている。
【０１５５】
上記２つのＡＮＤゲート４８＿１、４８＿２の各出力信号は、２入力ＯＲゲート５２の入力端子にそれぞれ供給される。このＯＲゲート５２の出力信号は、アナログスイッチ素子５３の制御端子に供給されてそのオン／オフ状態を規定する。
【０１５６】
また、アナログスイッチ素子５３に対して並列に設けられたアナログスイッチ素子５４については、コンパレータ５５から当該スイッチ素子の制御端子に供給される信号によってそのオン／オフ状態が規定される。
【０１５７】
コンパレータ５５の負入力端子には抵抗５６を介して基準電圧Ｅref2が供給されるとともに、当該入力端子が抵抗５７を介してアナログスイッチ素子５３、５４の非制御端子同士の接続点に接続されている（アナログスイッチ素子５３、５４の他の非制御端子はともに接地されている。）。
【０１５８】
そして、コンパレータ５５の出力端子は、抵抗５８を介して所定の電源端子に接続されるとともに、アナログスイッチ素子５１、５４の制御端子及びＮＯＴゲート５９、６０の入力端子にそれぞれ接続されている。
【０１５９】
ＮＯＴゲート５９から得られる出力信号は制御信号Ｓｃ１として第１のスイッチング素子ＳＷ１に送出され、また、ＮＯＴゲート６０の出力信号はアナログスイッチ素子５０の制御端子及びＤフリップフロップ４９のクロック信号入力端子（ＣＫ）に供給される。
【０１６０】
図２０は本回路における主要な信号波形を示すものであり、各信号の意味は以下の通りである。
【０１６１】
・「ＥＡｏ」＝一方のエラーアンプ（９＿１又は９＿２）の出力信号レベル（実際には負荷変動等の影響によりレベルが上下するが、図には、瞬間的な一定値として示す。）
・「ＳＡＷ」＝シャント抵抗４７に加わる鋸歯状波のレベル
・「Ｓ５２」＝ＯＲゲート５２の出力信号レベル
・「Ｖ＿ＣＴ」＝コンデンサＣＴの端子電位
・「Ｖ＿ＺＤ」＝ツェナー電圧レベル（Ｅref2より小さい値とされる。）
・「Ｓ５５Ｉ−」＝コンパレータ５５の負入力端子電位
・「ＤＩＶ２」＝基準電圧Ｅref2を抵抗５６、５７で分圧したレベル
・「Ｓ５５ｏ」＝コンパレータ５５の出力信号レベル（図の「Ｈ」がハイレベルを、「Ｌ」がローレベルをそれぞれ示す。）。
【０１６２】
本図では、各演算信号の一方についてエラーアンプの出力レベルと鋸歯状波とのレベル比較の様子を示しているが、他方の演算信号についても同様の比較動作が行われることは勿論である。
【０１６３】
各コンパレータ１０＿１、１０＿２の出力信号はＡＮＤゲート４８＿１、４８＿２をそれぞれ介してＯＲゲート５２に入力され、図２０に示すように、信号Ｓ５２についてはＳＡＷのレベルがＥＡｏに達した時点においてのみＨレベルとされるパルス状信号が示されている。
【０１６４】
「ＥＡｏ＞ＳＡＷ」の期間中はＳ５５Ｉ−がＥref2に等しく、また、Ｖ＿ＣＴがＥref2より小さいので、Ｓ５５ｏがＬレベルとなっているが、Ｓ５２がＨレベル信号となったときには、アナログスイッチ素子５３がオン状態となるため、Ｓ５５Ｉ−のレベルがＤＩＶ２まで低下する。よってＳ５５ｏがＨレベルとなり、これを受けてアナログスイッチ素子５１、５４がオン状態となってコンデンサＣＴが放電されてＶ＿ＣＴが次第に低下していく。そして、Ｖ＿ＣＴがＤＩＶ２に達したときに、Ｓ５５ｏがＬレベルとなり、これにより、アナログスイッチ素子５１、５４がオフ状態になるとともに（Ｓ５５Ｉ−がＥref2に戻る。）、アナログスイッチ素子５０がオン状態となってコンデンサＣＴの充電が速やかに行われた後、Ｖ＿ＣＴがＶ＿ＺＤに達することになる。
【０１６５】
第１のスイッチング素ＳＷ１への制御信号Ｓｃ１はＳ５５ｏの論理否定信号としてＮＯＴゲート５９から得られるので、そのＨレベル期間の長さがＥＡｏとＳＡＷとのレベル関係により規定され、そのＬレベル期間の長さはコンデンサＣＴの放電時間により定まることとなる。即ち、充電用定電流源Ｉchgに係る電流設定値が大きい値に設定されているのに対して（Ｖ＿ＣＴは充電時に直ちにＶ＿ＺＤに達する。）、定電流源Ｉdsgに係る電流設定値が小さい値に設定されているので、Ｖ＿ＣＴは放電時にある程度の時間をかけてクランプ電位Ｖ＿ＺＤからＤＩＶ２へと低下するようになっており、この時間がＬレベル期間を一定の期間に保証している。尚、以上の動作を箇条書きにしてにまとめると以下のようになる。
【０１６６】
１）ＳＡＷ＞ＥＡｏになると、コンパレータ１０＿１（又は１０＿２）の出力がＨレベルとなる
２）コンパレータ５５のＳ５５Ｉ−がＤＩＶ２に下がり、Ｓ５５ｏがＨレベルとなり、コンデンサＣＴの放電が開始する（この時点で第１のスイッチング素子ＳＷ１はオフ状態となってシャント抵抗４７の検出電流はゼロになり、コンパレータ１０＿１（又は１０＿２）の出力がＬレベルとなる。アナログスイッチ素子５３はオフ状態。）
３）Ｖ＿ＣＴが低下してＤＩＶ２に達すると、Ｓ５５ｏがＬレベルとなり、Ｓ５５Ｉ−がＥref2に戻り、第１のスイッチング素子ＳＷ１がオン状態となる（このときＤフリップフロップ４９のクロック信号入力がＨレベルとなってその出力が反転するので、第２のスイッチング素子のオン／オフ状態が切り替わり、エネルギー伝搬の対象とすべき２次出力が交替する。）
４）アナログスイッチ素子５０のオンによりコンデンサＣＴの充電が開始されて、Ｖ＿ＣＴが直ちにＶ＿ＺＤとなるとともに、第１のスイッチング素子ＳＷ１に流れる電流が徐々に増加していくので（コンバータトランスの１次巻線のインダクタンスに依る。）、ＳＡＷが次第に上昇する。そして、上記の１）に戻る。
【０１６７】
尚、Ｓ５５ｏがＮＯＴゲート６０を介してＤフリップフロップ４９のクロック信号入力端子に送出されることから分かるように、第２のスイッチング素子への制御信号Ｓｃ２＿１、Ｓｃ２＿２はＳ５５ｏの分周信号であって互いに反相の関係をもった信号となる。
【０１６８】
また、図１９の構成ではＶ＿ＣＴに係るクランプにツェナーダイオードを用いているが、その代わりとして基準電圧を用いたバッファクランプを採用しても良く、要はクランプ電圧をＥref2より小さく設定しておいてＳ５５ｏがＨレベルとなるタイミングを、Ｓ５２がＨレベルになる時に限定させる。
【０１６９】
しかして、本回路では、コンデンサＣＴの静電容量を「ＣＴ」としたとき、制御信号Ｓｃ１のＬレベル期間（第１のスイッチング素子のオフ期間）が、「（Ｖ＿ＺＤ−ＤＩＶ２）×ＣＴ／Ｉdsg」で与えられ、ＥＡｏに示す電圧レベルが高くなると、制御信号Ｓｃ１のＨレベル期間（第１のスイッチング素子のオン期間）が長くなるように制御が行われる。
【０１７０】
次に、上記（Ｆ）の形態について説明する。
【０１７１】
制御信号Ｓｃ１に係るＨレベル期間やＬレベル期間（あるいは第１のスイッチング素子のオン期間やオフ期間）の両方を制御するためには、例えば、図１９の構成において、下記に示す若干の変更を加えれば良い。
【０１７２】
・各コンパレータの負入力端子に供給される鋸歯状波信号として、シャント抵抗４７からではなく、コンデンサＣＴの端子電圧をそれぞれ供給する
・ツェナーダイオードＺＤを取り除き、充電用定電流源Ｉchgの電流値を小さい値に設定する。
【０１７３】
図２１は回路変更後の構成について、主要な信号波形を示すものであり、各信号の意味は上記した通りである。
【０１７４】
本例では、ＥＡｏがあるレベルから次第に低下した後で一定のレベルに到達した様子を示しており、ＥＡｏのレベル低下に伴って、Ｓ５５ｏのＨレベル期間及びＬレベル期間の長さがともに短くなっていく様子が分かる。
【０１７５】
しかして、上記の形態（Ｅ）、（Ｆ）によれば、各放電灯への出力エネルギーの配分を安定化させることができるという利点が得られる。
【０１７６】
例えば、２つの放電灯へのエネルギー供給を行う場合に、上記した形態（Ａ）を採用するとともに制御方式をＰＷＭ制御とし、直流電源回路としてフライバック型コンバータを用いたとすると、第１のスイッチング素子のオン期間においてトランスの磁束密度が上昇し、当該スイッチング素子のオフ期間において１次エネルギーが２次側に伝搬されることになるが、各２次巻線の出力電圧や電力に関してある程度の相違がある場合には、２次出力に関するエネルギー配分について問題が生じる虞がある。
【０１７７】
つまり、第２のスイッチング素子の制御によって２次出力を切り換えながらそれぞれ放電灯に電力供給を行う場合にＰＷＭ制御ではスイッチング周波数が一定とされるので、第２のスイッチング素子のオン期間が１周期に占める割合であるデューティーサイクル（所謂オン・デューティー）が大きい方よりも小さい方の出力に対して、より大きな電力が割り当てられてしまう。これは、コンバータトランスの磁束密度について各出力に対応できていないことから生じる。
【０１７８】
これに対して形態（Ｅ）、（Ｆ）では、スイッチング周波数を一定のままで制御するのではなく、オン期間又はオン期間及びオフ期間を制御し、コンバータトランスの磁束密度が各出力についてほぼ一定化されるように制御することによって、各２次出力へのエネルギー配分を安定して行うことができるようになる。
【０１７９】
図２２は、形態（Ｆ）を採用した場合の状況について概略的に示したものであり、横軸に時間「ｔ」をとり、縦軸にコンバータトランスの磁束密度「Ｂ」をとって両者の関係をグラフ化しており、グラフに下には第１のスイッチング素子への制御信号Ｓｃ１の２値状態を併せて示している。
【０１８０】
図の破線Ｂｂで示すように、磁束密度Ｂのボトムがほぼ一定となり、制御信号Ｓｃ１はＢがＢｂのレベルに達したときにＨレベルに立ち上がる（つまり、第１のスイッチング素子ＳＷ１がオン状態となる。）ように制御される。尚、コンバータトランスの２次側に伝搬される１回毎のエネルギーは、図に斜線を付して示す面積「Ｓ１」、「Ｓ２」にそれぞれ対応しており、それらに対応する期間は制御信号Ｓｃ１のＬレベル期間である。この例では、時間的に先に位置する方のＨレベル期間が長く、これに後続するＬレベル期間での面積Ｓ１が、その後の面積Ｓ２より大きな面積を占めている（これに対してスイッチング周波数が一定とされる場合には、オン・デューティーが小さいときに面積が大きくなる。）。
【０１８１】
尚、上記の各形態（Ａ）乃至（Ｆ）に関して、回路動作を理解し易いように放電灯の数を２に限って説明してきたが、Ｎ（＞２）個の放電灯の点灯回路に適用するために、放電灯毎に対応する第２のスイッチング素子をコンバータトランスの２次側回路にそれぞれ配置して、１次エネルギーの各放電灯への配分を当該素子のスイッチング制御により行うべく一般化することができることは勿論である。
【０１８２】
【発明の効果】
以上に記載したところから明らかなように、請求項１に係る発明によれば、直流電源回路を構成するトランスの２次巻線を複数設けるとともに、各２次巻線による出力電圧をそれぞれの第２のスイッチング素子を用いて各別に制御することができるので、複数の放電灯に対して直流電源回路を共通化することでコストを低減し、装置を小型化することができる。そして、当該トランスの１次エネルギーについて各２次巻線への伝搬を、第２のスイッチング素子に係るオン／オフ状態の切り替えによって行うことで、各放電灯への供給電力の配分を制御することができるので、各放電灯の状態や個体差に応じた点灯制御を行うことができる。
【０１８３】
請求項２に係る発明によれば、直流電源回路のトランスにおいて高電圧が発生することに起因する回路素子の損傷や破壊等を防止することができる。
【０１８４】
請求項３に係る発明によれば、ほぼ同等の定格をもった放電灯を点灯させる際に、各放電灯への電力供給を交互に行うことができ、トランスの出力電圧についてリップルが小さく、第２のスイッチング素子の交番に伴う電力損失（スイッチングロス）もほとんどない。
【０１８５】
請求項４に係る発明によれば、定格がそれぞれ異なる複数の放電灯への電力供給を各別に制御することができる。
【０１８６】
請求項５に係る発明によれば、トランスの１次側から２次側回路への１回のエネルギー伝搬の最中に、第２のスイッチング素子の状態切換を行うことで、各２次出力へのエネルギー伝搬をほとんど同時に（あるいは小さな時間遅れで）行うことができる。
【０１８７】
請求項６に係る発明によれば、オン／オフ制御される第２のスイッチング素子によって当該素子に対応する２次出力へのエネルギー伝搬はもとより、オン状態とされる第２のスイッチング素子に対応する２次出力へのエネルギー伝搬をも制御することができ、第２のスイッチング素子の交番に伴う電力損失がほとんどない。
【０１８８】
請求項７や請求項８に係る発明によれば、第１のスイッチング素子についてオン期間やオフ期間の長さを可変制御することによって、トランスの各２次出力について安定したエネルギー配分を実現できる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明に係る放電灯点灯回路の基本構成例を示す回路ブロック図である。
【図２】直流電源回路の基本構成例を示す回路図である。
【図３】第２のスイッチング素子としてサイリスタを用いた構成例を示す回路図である。
【図４】第１及び第２のスイッチング素子として電界効果トランジスタを用いた構成例を示す回路図である。
【図５】両極性出力の直流電源回路について基本構成例を示す回路図である。
【図６】図５の構成において第１及び第２のスイッチング素子として電界効果トランジスタを用いた構成例を示す回路図である。
【図７】図８とともにＰＷＭ制御方式について説明するための図であり、本図は制御回路の要部について構成例を示した回路図である。
【図８】動作説明のための信号波形図である。
【図９】第１及び第２のスイッチング素子への制御信号について一例を示す説明図である。
【図１０】図９の制御について回路構成の要部を示した回路図である。
【図１１】第１及び第２のスイッチング素子への制御信号について別例を示す説明図である。
【図１２】図１１の制御について回路構成の要部を示した回路図である。
【図１３】図１２の回路動作について説明するためのタイミングチャート図である。
【図１４】第１及び第２のスイッチング素子への制御信号についてさらに別例を示す説明図である。
【図１５】図１４の制御について回路構成の要部を示した回路図である。
【図１６】図１５の回路動作について説明するための信号波形図である。
【図１７】第１及び第２のスイッチング素子への制御信号についての別例を示す説明図である。
【図１８】図１７の制御について回路構成の要部を示した回路図である。
【図１９】第１のスイッチング素子のオン／オフ制御に際して、オフ期間の長さを一定とし、かつオン期間の長さを変化させる制御について回路構成の要部を示した回路図である。
【図２０】図１９の回路動作について説明するための信号波形図である。
【図２１】第１のスイッチング素子のオン／オフ制御に際して、オフ期間及びオン期間の長さをともに変化させる制御について説明するための信号波形図である。
【図２２】第１のスイッチング素子のオン／オフ制御に際して、オフ期間やオン期間の長さを変化させる制御の利点について説明するための図である。
【符号の説明】
１…放電灯点灯回路、３…直流電源回路、４…直流−交流変換回路、６＿１…第１の放電灯、６＿２…第２の放電灯、７…制御回路、Ｔ…トランス、Ｔｐ…１次巻線、Ｔｓ１、Ｔｓ２…２次巻線、ＳＷ１…第１のスイッチング素子、ＳＷ２＿１、ＳＷ２＿２…第２のスイッチング素子、ｓｗ１乃至ｓｗ４…第１乃至第４のスイッチ素子
【発明の属する技術分野】
本発明は、複数の放電灯の点灯制御を共通の点灯回路で行う場合に、当該点灯回路の直流電源回路を構成するトランスの２次出力について複数の出力が得られるようにするとともに、各出力を各別に制御するための技術に関する。
【０００２】
【従来の技術】
放電灯（メタルハライドランプ等）の点灯回路については、直流電源回路、直流−交流変換回路、起動回路（所謂スタータ回路）を備えた構成が知られている。
【０００３】
例えば、直流電源回路にはＤＣ−ＤＣコンバータの構成を用いるとともに、直流−交流変換回路としてフルブリッジ型回路（４つの半導体スイッチング素子をそれぞれ２組にしてスイッチング制御を行うように構成された回路）及びそのドライバ回路を使用した回路構成にあっては、ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧がフルブリッジ型回路において矩形波状電圧に変換された後、放電灯に供給される。
【０００４】
尚、自動車用前照灯の光源として放電灯を用いる場合等では、複数の放電灯の点灯回路が必要であり、例えば、車輌前部の左右にそれぞれ付設される灯具に放電灯を各別に設ける場合、あるいは、１つの灯具内に走行ビーム（メインビーム）用放電灯と、すれ違いビーム（サブビーム）用放電灯を設ける場合等が挙げられる。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】
ところで、複数の放電灯を点灯させる場合に、放電灯に対してそれぞれに各別の点灯回路を設けたのでは、ＤＣ−ＤＣコンバータやフルブリッジ型回路等を数多く用意しなければならないので、コストや部品点数等の面で問題がある。
【０００６】
そこで、例えば、直流電源回路については正負両極性の出力をそれぞれ有する２つのＤＣ−ＤＣコンバータを設けるとともに、その出力を切り換えて出力するための直流−交流変換回路を複数の放電灯について共通化した回路構成の採用が考えられる。
【０００７】
しかしながら、このような構成において、例えば、ＤＣ−ＤＣコンバータを構成するトランスの２次巻線を複数付設した場合に、各巻線の出力電圧が一定となるように制御することは簡単であるが、放電灯の管電圧等について個体差に起因するバラツキがあったり、あるいは放電灯の始動状態の如何（所謂コールドスタートやホットスタート等）に応じて個別に電力制御を行う必要がある場合には、トランスの２次巻線を単に複数設けただけでは対処することができず、また、そのために構成の複雑化を余儀なくされてしまう虞がある。
【０００８】
そこで、本発明は、複数の放電灯に係る点灯制御を共通の点灯回路で行う場合において、当該点灯回路を構成する直流電源回路の出力構成及び２次出力に係るスイッチング制御について工夫を凝らすことにより、安価で小型化に好適な放電灯点灯回路の提供を課題とする。
【０００９】
【課題を解決するための手段】
本発明は上記した課題を解決するために、直流電圧を出力する直流電源回路と、該直流電源回路の出力電圧を交流電圧に変換した後に第１及び第２の放電灯に供給するための直流−交流変換回路と、直流電源回路の出力電圧を制御する制御回路とを備え、第１及び第２の放電灯について各別に電力制御を行うように構成された放電灯点灯回路において、下記に示す構成を有するものである。
【００１０】
（イ）直流電源回路が、トランス及び該トランスの１次巻線に接続された第１のスイッチング素子を有しており、制御回路からの制御信号によって第１のスイッチング素子のオン／オフ状態が制御されること。
（ロ）直流電源回路のトランスには、２つの２次巻線が設けられ、各２次巻線については制御回路からの信号によってオン／オフ状態が制御される第２のスイッチング素子が各別に付設されており、上記第１のスイッチング素子がオン状態のときに蓄えられた１次エネルギーが、該第１のスイッチング素子のオフ状態のときにオン状態とされる第２のスイッチング素子に接続された２次巻線に伝搬されることで、該第２のスイッチング素子のオン／オフ制御に従ってトランスの出力段でのエネルギー配分が任意に規定されること。
【００１１】
（ハ）直流−交流変換回路が、互いに直列接続とされる第１及び第２のスイッチ素子と、互いに直列接続とされる第３及び第４のスイッチ素子とを有し、上記トランスの一方の２次巻線による出力電圧が第１及び第３のスイッチ素子に供給され、上記トランスの他方の２次巻線による出力電圧が第２及び第４のスイッチ素子に供給されること。
（ニ）直流−交流変換回路を構成する第１のスイッチ素子と第２のスイッチ素子との接続点から第１の放電灯に電圧が供給され、直流−交流変換回路を構成する第３のスイッチ素子と第４のスイッチ素子との接続点から第２の放電灯に電圧が供給されること。
【００１２】
従って、本発明によれば、直流電源回路を構成するトランスの２次巻線を複数設けるとともに、各２次巻線による出力電圧を第２のスイッチング素子によって各別に制御することができるので、複数の放電灯に対して直流電源回路を共通化することでコストの低減や装置の小型化が可能であり、しかも、トランスの１次エネルギーについて各２次巻線への伝搬を、第２のスイッチング素子に関するオン／オフ状態の切り替えによって行うことで各放電灯への供給電力の配分を制御することができるので、各放電灯について個別の点灯制御を実現できる。
【００１３】
【発明の実施の形態】
図１は本発明に係る放電灯点灯回路の基本構成を示すものであり、２つの放電灯に関する回路構成の要部を示している。
【００１４】
放電灯点灯回路１は、電源２、直流電源回路３、直流−交流変換回路４、起動回路５＿１、５＿２を備えている。
【００１５】
直流電源回路３は、電源２からの直流入力電圧（これを「Ｖin」と記す。）を受けて所望の直流電圧を出力するものであり、後述する制御回路からの制御信号に応じてその出力電圧が可変制御される。この直流電源回路３には、スイッチングレギュレータの構成を有するＤＣ−ＤＣコンバータ（チョッパー式、フライバック式等。）が用いられ、例えば、下記に示す形態が挙げられる。
【００１６】
ｉ）正極性出力（グランド電位に対して正電位の出力電圧）の形態
ｉｉ）負極性出力（グランド電位に対して負電位の出力電圧）の形態
ｉｉｉ）両極性出力の形態。
【００１７】
尚、ＤＣ−ＤＣコンバータの基本構成等については後述する。
【００１８】
直流電源回路３の後段には、当該回路からの各極性の出力電圧を切り換えて各放電灯に出力するために複数のスイッチング素子と、当該素子のスイッチング制御を行う駆動回路を備えた直流−交流変換回路４が配置されており、例えば、４つのスイッチ素子ｓｗ１、ｓｗ２、ｓｗ３、ｓｗ４（これらには半導体スイッチング素子が用いられるが、図には単にスイッチの記号で示す。）からなるフルブリッジ型の回路構成を有している。
【００１９】
即ち、４つのスイッチ素子のうち、互いに直列接続とされることにより第１の組をなすスイッチング素子ｓｗ１、ｓｗ２については、例えば、上記した形態ｉｉｉ）の場合に、その一方ｓｗ１の一端が直流電源回路３の正極側出力端子に接続され、当該スイッチング素子ｓｗ１の他端がスイッチング素子ｓｗ２を介して直流電源回路３の負極側出力端子に接続されている。そして両スイッチング素子同士の接続点αに対して第１の放電灯６＿１が起動回路５＿１（の誘導性負荷）を介して接続されている。
【００２０】
また、互いに直列接続されることで第２の組をなすスイッチング素子ｓｗ３、ｓｗ４については、上記形態ｉｉｉ）の場合に、その一方ｓｗ３の一端が直流電源回路３の正極側出力端子に接続され、当該スイッチング素子ｓｗ３の他端がスイッチング素子ｓｗ４を介して直流電源回路３の負極側出力端子に接続されている。そして、両スイッチング素子同士の接続点βに対して第２の放電灯６＿２が起動回路５＿１（の誘導性負荷）を介して接続されている。
【００２１】
尚、各放電灯のそれぞれの端子のうち、上記接続点αやβに接続されない方の端子については接地されるか又は電流検出用抵抗をそれぞれ介して接地される。
【００２２】
駆動回路ＤＲＶ１、ＤＲＶ２についてはともにハーフブリッジドライバ用のＩＣ（集積回路）が使用され、その一方の駆動回路ＤＲＶ１がスイッチング素子ｓｗ１、ｓｗ２のオン／オフ制御を担当し、他方の駆動回路ＤＲＶ２がスイッチング素子ｓｗ３、ｓｗ４のオン／オフ制御を担当している。即ち、ある時刻において、駆動回路ＤＲＶ１によりスイッチング素子ｓｗ１がオン状態、スイッチング素子ｓｗ２がオフ状態となるように各素子の状態を規定されたとすると、このとき、駆動回路ＤＲＶ２によりスイッチング素子ｓｗ３がオフ状態、スイッチング素子ｓｗ４がオン状態となるように各素子の状態が規定される。また、別の時刻において、駆動回路ＤＲＶ１によりスイッチング素子ｓｗ１がオフ状態、スイッチング素子ｓｗ２がオン状態となるように各素子の状態を規定されたとすると、このとき、駆動回路ＤＲＶ２によりスイッチング素子ｓｗ３がオン状態、スイッチング素子ｓｗ４がオフ状態となるように各素子の状態が規定される。このようにしてスイッチング素子ｓｗ１とｓｗ４とが同じ状態、スイッチング素子ｓｗ２とｓｗ３とが同じ状態となって、これらが相反的に交番動作する。
【００２３】
従って、２組のスイッチング素子のオン／オフ動作によって、例えば、上記したｉｉｉ）の形態において、第１の放電灯６＿１に正極性電圧（正電圧）が供給される間、第２の放電灯６＿２には負極性電圧（負電圧）が供給される（逆に、第１の放電灯に負極性電圧が供給される間、第２の放電灯には正極性電圧が供給される。）。
【００２４】
各放電灯に対してそれぞれ設けられた起動回路５＿１、５＿２は、放電灯の点灯初期に起動用高圧信号（起動パルス）を発生させて放電灯６＿１、６＿２のそれぞれに起動をかけるために設けられており、当該信号は直流−交流変換回路４の出力する交流電圧に重畳されてから各放電灯に印加される。尚、各起動回路の構成については、例えば、トランス及び該トランスの１次側回路に設けられたコンデンサ、スイッチ素子を備えた構成が挙げられる（直流電源回路３又は直流−交流変換回路４からコンデンサの充電用に供給される電圧によって当該コンデンサの両端電圧が閾値を越えたとき、あるいはその後にトリガー信号を受けてスイッチ素子（自己降伏型スイッチ素子、サイリスタ等）が導通して、このときに１次側回路に発生するパルスをトランスで昇圧してその２次巻線から放電灯に印加する構成等。）が、その如何は問わない。
【００２５】
制御回路７は、直流電源回路３の出力電圧を制御するために設けられており、各放電灯について各別に電力制御を行う役目をもっている。つまり、制御回路７には、放電灯の点灯状態に係る検出信号として、各放電灯の管電圧や管電流を抵抗やコイル等によって直接的に検出した信号、あるいはそれらの相当信号として直流電源回路３の出力電圧や出力電流の検出手段８（電圧検出用分圧抵抗や電流検出用抵抗等を含む。）からの信号が入力されるようになっており、制御回路７は検出信号に基づいて放電灯の状態に応じた電力制御（例えば、放電灯の点灯初期にその発光を促進するために定格電力を越える電力の供給を行った後で、次第に供給電力を低減させていき定格電力での定電力制御へと移行させる制御等。）を行うために直流電源回路３に対して制御信号を送出する。また、制御回路７は、直流電源回路３に対して当該回路内のコンバータトランスの各２次出力を制御するための制御信号を送出することで、各放電灯への供給エネルギーの配分機能を有する。
【００２６】
図２は直流電源回路３について基本構成を示したものであり、上記したｉ）の形態を採用した場合について示している。
【００２７】
トランスＴの１次巻線Ｔｐの一端が直流入力端子「ｔａ」に接続されることで電圧Ｖinが入力されるようになっており、１次巻線Ｔｐの他端は半導体スイッチング素子ＳＷ１（図には単にスイッチの記号で示すが、電界効果トランジスタ等が用いられる。）及び電流検出用抵抗Ｒｓを介して接地されている。このスイッチング素子ＳＷ１（以下、「第１のスイッチング素子」という。）の制御端子（ＦＥＴの場合にはゲート）には、制御回路７からの制御信号（これを「Ｓｃ１」と記す。）が供給されるようになっており、当該信号によって第１のスイッチング素子ＳＷ１のオン／オフ状態が制御される。
【００２８】
また、直流電源回路３のトランスＴには、各放電灯に対応した数の２次巻線Ｔｓ１、Ｔｓ２がそれぞれ設けられており、各２次巻線については平滑用コンデンサＣ１、Ｃ２や、制御回路７からの信号によってオン／オフ状態が制御される第２のスイッチング素子ＳＷ２＿１、ＳＷ２＿２が各別に付設され、２次巻線毎に異なる出力電圧が得られるように構成されている。
【００２９】
つまり、図２の例では、放電灯の数が２つであることを受けて、トランスＴには２つの２次巻線Ｔｓ１、Ｔｓ２が設けられており、各２次巻線に対してスイッチング素子ＳＷ２＿１、ＳＷ２＿２（図には単にスイッチの記号で示すが、電界効果トランジスタやサイリスタ等が使用される。）がそれぞれ設けられている。
【００３０】
一方の２次巻線Ｔｓ１については、その一端がスイッチング素子ＳＷ２＿１に接続され、他端が接地されている。そして、スイッチング素子ＳＷ２＿１の出力側には平滑用コンデンサＣ１が設けられており、該コンデンサＣ１の端子電圧が端子「ｔｏ１」を介して出力電圧となる。また、他方の２次巻線Ｔｓ２については、その一端がスイッチング素子ＳＷ２＿２に接続され、他端が接地されている。そして、スイッチング素子ＳＷ２＿２の出力側には平滑用コンデンサＣ２が設けられており、該コンデンサＣ２の端子電圧が端子「ｔｏ２」を介して出力電圧となる。
【００３１】
各スイッチング素子は制御回路７から送られて来る各制御信号（これらを「Ｓｃ２＿１」、「Ｓｃ２＿２」と記す。）によってオン／オフ状態がそれぞれ制御される。つまり、制御信号Ｓｃ２＿１によってスイッチング素子ＳＷ２＿１の２値状態が規定され、制御信号Ｓｃ２＿２によってスイッチング素子ＳＷ２＿２の２値状態が規定される。
【００３２】
そして、図示した直流電源回路３ではフライバック型の構成となっているので、トランスＴのトランスの１次エネルギーについては第１のスイッチング素子ＳＷ１がオフ状態となる期間において２次側に伝搬することになるが（フォワード型の構成では、第１のスイッチング素子がオン状態の期間で１次エネルギーが２次側に伝搬する。）、当該１次エネルギーを２次側回路に伝搬させる時点では、各２次巻線に付設された第２のスイッチング素子のいずれかがオン状態となるように、制御回路７から第２のスイッチング素子の各々に対して制御信号が送出される。これによって、トランスの１次エネルギーは、第２のスイッチング素子がオン状態とされる期間に亘って当該スイッチング素子に接続された２次巻線からこれに対応する放電灯に対して供給されることになる。
【００３３】
例えば、一方のスイッチング素子ＳＷ２＿１がオン状態とされる期間では、他方のスイッチング素子ＳＷ２＿２がオフ状態となるように制御し、次の期間ではこれとは全く逆の状態（スイッチング素子ＳＷ２＿１がオフ状態で、スイッチング素子ＳＷ２＿２がオン状態）となるように制御する。その理由は、トランスの２次出力を平滑用コンデンサから得るにあたって、どちらかのスイッチング素子がオン状態になっていないと、２次巻線間に大きな電圧が生じてスイッチング素子の劣化や破壊等をもたらす虞があることに依る。尚、両方のスイッチング素子がともにオン状態となる期間が生じるように各素子の制御を行う場合には、２次巻線のうちグランド電位との電位差が小さい方に１次エネルギーが伝搬される。
【００３４】
上記の説明では、各２次巻線の出力電圧の極性をともに正極性としたが、これらを負極性とするｉｉ）の形態を採っても良い。
【００３５】
図３は、そのような構成として、１方向性３端子サイリスタを第２のスイッチング素子に使用した例３Ａを示している。
【００３６】
同図において、２次巻線Ｔｓ１の一端がサイリスタＳＲ２＿１のアノードに接続され、他端が出力端子ｔｏ１に接続されており、平滑用コンデンサＣ１の一端がサイリスタＳＲ２＿１のカソードに接続されるとともに接地されている。そして、サイリスタＳＲ２＿１のゲートに制御回路７からの信号Ｓｃ２＿１が供給される。尚、２次巻線Ｔｓ２やサイリスタＳＲ２＿２についても同様の構成とされ、上記の説明において添え字「＿１」や「１」を、「＿２」、「２」へと適宜に置換して読み替えれば良い。
【００３７】
本回路では、サイリスタが整流素子として役目も有していて、これにより２次電圧に係る半波整流が行われ、その平滑出力が負極性電圧として各出力端子から得られることになる。
【００３８】
尚、サイリスタをＦＥＴ（電界効果トランジスタ）に置換する場合の構成については、ＦＥＴ自身が寄生ダイオードを有しており、整流素子としての役目を同時に果たすことができないので、図４の回路例３Ｂに示すように整流用ダイオードを付加した構成が採られる。
【００３９】
即ち、図３の構成との違いは、下記に示す通りである。
【００４０】
・サイリスタがＦＥＴＱ２＿１、Ｑ２＿２に置き換わっていること。
・整流（用）ダイオードＤ１のアノードが出力端子ｔｏ１に接続され、そのカソードが２次巻線Ｔｓ１の一端（ＦＥＴＱ２＿１との接続点とは反対側の端子）に接続されていること。
【００４１】
・整流（用）ダイオードＤ２のアノードが出力端子ｔｏ２に接続され、そのカソードが２次巻線Ｔｓ２の一端（ＦＥＴＱ２＿２との接続点とは反対側の端子）に接続されていること。
【００４２】
尚、図示するように、第１のスイッチング素子としてＦＥＴ「Ｑ１」を用いている。
【００４３】
この他、図２ではトランスの２次側において第２のスイッチング素子を高電位側に配置したが、これに限らず第２のスイッチング素子を低電位側に配置する等、素子の配置や種別等について各種の実施形態が可能であることは勿論である。
【００４４】
上記したｉｉｉ）の形態については、例えば、図５に示す構成例３Ｃが挙げられる。
【００４５】
トランスＴの１次巻線Ｔｐを含む１次側回路については、図２に示した構成と同じであって、１次巻線Ｔｐに対して第１のスイッチング素子ＳＷ１及び電流検出用抵抗Ｒｓが直列接続されている。
【００４６】
トランスＴの２次側回路については、一方の２次巻線Ｔｓ１の一端に第２のスイッチング素子ＳＷ２＿１が接続され、当該２次巻線の他端が接地されている。そして、平滑用コンデンサＣ１の一端がスイッチング素子ＳＷ２＿１に接続され、その他端が接地されているので、当該コンデンサの端子電圧として出力端子ｔｏ１に得られる出力電圧の極性が正極性となる。
【００４７】
また、他方の２次巻線Ｔｓ２については、その一端が第２のスイッチング素子ＳＷ２＿２を介して接地されており、当該２次巻線の他端が出力端子ｔｏ２に接続されている。そして、平滑用コンデンサＣ２の一端がスイッチング素子ＳＷ２＿２に接続されるとともに接地され、その他端が出力端子ｔｏ２に接続されているので、当該コンデンサの端子電圧として出力端子ｔｏ２に得られる出力電圧の極性が負極性となる。
【００４８】
図６は第１のスイッチング素子や第２のスイッチング素子にＦＥＴを使用した場合の構成例を示したものであり、２次出力の一方が正極性とされ他方が負極性とされることに起因する方向性の違いを除いて、各素子に付した記号Ｑ１、Ｑ２＿１、Ｑ２＿２やダイオードに付した記号Ｄ１、Ｄ２等については図４の構成に準じた使用の仕方を採っている。
【００４９】
図７は直流電源回路を構成するＤＣ―ＤＣコンバータの制御方式としてＰＷＭ（パルス幅変調）制御を採用した場合の制御回路について基本構成例を示したものである（図には１つの放電灯の制御に係る回路の要部を示す。）。尚、本発明に係るスイッチング制御について、ＰＷＭ制御に限られるとする理由がないことは、後述する別の制御方式についての説明からも理解される通りであるが、以下では制御の説明に関して具体性を付与するためにＰＷＭ制御をとり上げることにする。
【００５０】
本制御では、鋸歯状波を発生する鋸歯状波発生部を有し、制御信号レベルを鋸歯状波と比較することでデューティーサイクル（あるいはデューティー比）が変化する信号を生成して、これを上記した第１のスイッチング素子に出力するという基本構成を有する。
【００５１】
図示するように、エラーアンプ（誤差増幅器）９には、その負入力端子として演算信号（これを「ＳＳ」と記す。）が供給されるとともに、正入力端子には所定の基準電圧（図にはこれを定電圧源の記号で示しており、「Ｅref3」と記す。）が供給される。尚、演算信号ＳＳは、放電灯の状態検出信号（管電圧や管電流の検出信号又はそれらの相当信号）を演算増幅器で加減算する等、各種の演算処理を施した信号であり、信号生成の方法については、放電灯の負荷特性や制御線に係る規定の仕方に依存すること及び本発明において信号生成の演算論理には何ら拘束されないこと等を理由にその説明を省略する（つまり、既知の方法を使用できる。）。
【００５２】
エラーアンプ９の後段にはコンパレータ１０が配置されており、その正入力端子にエラーアンプ９の出力信号が供給され、負入力端子には鋸歯状波発生部１１からの鋸歯状波信号が供給されるようになっており、両信号についてのレベル比較が行われる。
【００５３】
鋸歯状波発生部１１は、抵抗ＲＴ及びコンデンサＣＴと、コンパレータ１２、アナログスイッチ素子１３、１４（図には、バイポーラ素子やユニポーラ素子等の如何を問わずに使用できるように、半導体素子を略記号で示す。尚、このことは他の図についても同様とする。）を用いて構成されており、信号生成の原理はＣＲ発振である。
【００５４】
図示するように、抵抗ＲＴの一端には、所定の基準電圧（これを「Ｅref1」と記す。）が供給され、その他端がコンデンサＣＴを介して接地されている。そして、コンパレータ１２については、その正入力端子が抵抗ＲＴとコンデンサＣＴとの接続点に接続され、負入力端子には抵抗１５を介して所定の基準電圧（これを「Ｅref2」と記す。）が供給されるようになっている。コンパレータ１２の出力端子はプルアップ抵抗１７に接続されるとともに、アナログスイッチ素子１３、１４の制御端子に接続されている。
【００５５】
アナログスイッチ素子１３については、その２つの非制御端子のうち一方が接地され、他方が抵抗１８を介して抵抗ＲＴとコンデンサＣＴとの接続点に接続されるとともに上記コンパレータ１０の負入力端子に接続されている。また、アナログスイッチ素子１４については、その２つの非制御端子のうち一方が接地され、他方が抵抗１６を介してコンパレータ１２の負入力端子及び抵抗１５に接続されている。
【００５６】
そして、コンパレータ１２の出力信号はＮＯＴ（論理否定）ゲート１９に送出される。
【００５７】
コンパレータ１０の後段には２入力ＡＮＤ（論理積）ゲート２０が設けられており、その一方の入力端子にはコンパレータ１０の出力信号が供給され、他方の入力端子にはＮＯＴゲート１９からの信号が供給されるようになっており、ＡＮＤゲート２０の出力信号が第１のスイッチング素子（ＳＷ１）に送出される。
【００５８】
図８は本回路における主要な信号波形を示すものであり、各信号の意味は以下の通りである。
【００５９】
・「ＥＡｏ」＝エラーアンプ９の出力信号レベル（実際には負荷変動等の影響によりレベルが上下するが、図には、瞬間的な一定値として示す。）
・「ＳＡＷ」＝鋸歯状波のレベル
・「ＤＩＶ２」＝基準電圧Ｅref2を抵抗１５、１６で分圧したレベル
・「Ｓｃ１」＝コンパレータ１２の出力信号レベル（図の「Ｈ」がハイレベルを、「Ｌ」がローレベルをそれぞれ示す。）。
【００６０】
鋸歯状波発生部１１では、抵抗ＲＴを介して行われるコンデンサＣＴの充電動作と、抵抗１８及びアナログスイッチ素子１３（オン状態）を介して行われるコンデンサＣＴの放電動作とが周期的に繰り返されることで鋸歯状波が生成される。即ち、コンデンサＣＴへの充電期間中は、コンパレータ１２の出力信号がＬ（ロー）レベルとされるため（∵「正入力電位＜負入力電位（＝Ｅref2）」）、２つのアナログスイッチ素子１３、１４はともにオフ状態である。
【００６１】
その後、コンデンサＣＴの端子電位が上昇してＥref2に達するとコンパレータ１２の出力信号がＨ（ハイ）レベルとなり、２つのアナログスイッチ素子１３、１４はともにオン状態となる。これによって、コンデンサＣＴの蓄積電荷が抵抗１８を介して放電するとともに、コンパレータ１２の負入力入力端子にはＥref2の抵抗分圧レベル（ＤＩＶ２）が供給されてレベルが下る。
【００６２】
コンデンサＣＴの放電によってその端子電位が低下し、ＤＩＶ２のレベルにまで達すると、コンパレータ１２の出力信号がＬレベルに切り替わって、始めに説明した状態に戻る。
【００６３】
このサイクルの繰り返しによって鋸歯状波が生成されて、これがコンパレータ１２の負入力端子に供給される。尚、図８の「ＳＡＷ」について、その周波数は抵抗ＲＴの抵抗値やコンデンサＣＴの静電容量等の設定により決定される（充電期間における鋸歯状波の傾斜は抵抗ＲＴの抵抗値、放電期間における鋸歯状波の傾斜は抵抗１８の抵抗値の設定によってそれぞれ規定され、充電期間に対して放電期間を短くするために抵抗１８の抵抗値を小さい値に設定している。）。
【００６４】
コンパレータ１０では、この鋸歯状波「ＳＡＷ」のレベルと、エラーアンプ９の出力信号レベル「ＥＡｏ」とが比較され、両信号波形が交わる時点によって信号Ｓｃ１のデューティーサイクルが決定される。つまり、図示するように、信号Ｓｃ１のＨレベル期間は、ＳＡＷ（のボトム）とＤＩＶ２とが交わるポイントを起点とし、ＥＡｏとＳＡＷとが交わるポイントを終点とする。そして、信号Ｓｃ１のＬレベル期間は、ＥＡｏとＳＡＷとが交わるポイントを起点とし、ＳＡＷ（のボトム）とＤＩＶ２とが交わるポイントを終点とする。尚、ＥＡｏがＥref2に達した場合には、コンパレータ１２の出力信号がＨレベルとなるが、ＡＮＤゲート２０には、コンパレータ１２がＨレベル信号を出力する時点から当該信号の論理否定（あるいは反転）信号が供給されるので、抵抗１８を介したコンデンサＣＴの放電期間の長さ（＝信号Ｓｃ１のＬレベル期間）に対応するデューティーサイクルが最大値となる。つまり、コンパレータ１２の出力信号はコンデンサＣＴの放電時にＨレベルとなるため、この信号の論理否定信号とコンパレータ１２の出力信号との論理積をとることによって信号Ｓｃ１に係るデューティーサイクルの最大値を設定できる。
【００６５】
尚、図７に示す例では、抵抗を使ってコンデンサＣＴの充放電を行うようにしたが、後述するように定電流回路を用いてコンデンサＣＴの充放電を行う構成等、各種の実施形態が可能である。
【００６６】
次に、上記第２のスイッチング素子に係るオン／オフ制御について下記に示す各形態を例にして順に説明する。
【００６７】
（Ａ）第１のスイッチング素子のオン／オフにより行われる１回のエネルギー伝搬の最中では、第２のスイッチング素子の状態をオン又はオフのいずれかの状態に固定し、かつエネルギー伝搬の度に第２のスイッチング素子のオン／オフ状態を反転させる形態
（Ｂ）第１のスイッチング素子のオン／オフにより行われる１回のエネルギー伝搬の最中では、第２のスイッチング素子の状態をオン又はオフのいずれかの状態に固定し、かつエネルギー伝搬が所定の回数に亘って行われる度に第２のスイッチング素子のオン／オフ状態を反転させる形態
（Ｃ）第１のスイッチング素子のオン／オフにより行われるエネルギー伝搬の最中に、第２のスイッチング素子の状態をオン状態からオフ状態に又はオフ状態からオン状態に切り替えるようにした形態
（Ｄ）第１のスイッチング素子のオン／オフにより行われるエネルギー伝搬の最中に、第２のスイッチング素子のあるものについてはオン状態のままとし、別のスイッチング素子についてはオン状態からオフ状態に又はオフ状態からオン状態に切り替えるようにした形態。
【００６８】
上記したｉｉｉ）の形態を例にして、基本回路におけるエネルギー伝搬について説明すると、例えば、図５に示す状態では、コンバータトランスの２次巻線Ｔｓ１に対して設けられた第２のスイッチング素子ＳＷ２＿１がオン状態とされ、２次巻線Ｔｓ２に対して設けられた第２のスイッチング素子ＳＷ２＿２がオフ状態となっている。よって、第１のスイッチング素子ＳＷ１がオン状態のときに蓄えられた１次エネルギーは、当該スイッチング素子がオフ状態のときに、オン状態とされる方の第２のスイッチング素子ＳＷ２＿１が付設された２次巻線Ｔｓ１に伝搬されて端子ｔｏ１から出力される。
【００６９】
また、別の時刻において第２のスイッチング素子ＳＷ２＿１がオフ状態となり、第２のスイッチング素子ＳＷ２＿２がオン状態となったときには、第１のスイッチング素子ＳＷ１がオフ状態の期間において１次エネルギーは、オン状態とされる第２のスイッチング素子ＳＷ２＿２が付設された方の２次巻線Ｔｓ２に伝搬されて端子から出力される。
【００７０】
このように、コンバータトランスの１次エネルギーは、第２のスイッチング素子のオン／オフ状態を如何なるタイミングをもって制御するかに応じて各２次巻線に対して選択的に伝搬されるので、第２のスイッチング素子のオン／オフ制御によりトランスの出力段でのエネルギー配分を任意に規定できることが分かる。
【００７１】
上記（Ａ）の形態では、直流電源回路のトランスにおいて１次エネルギーを２次側回路に伝搬させる時点では、各２次巻線に付設された第２のスイッチング素子のいずれかがオン状態となるように制御回路から第２のスイッチング素子の各々に対して制御信号が送出され、１次エネルギーは、第２のスイッチング素子がオン状態とされる期間に亘って当該スイッチング素子に接続された２次巻線からこれに対応する放電灯に対して供給される。つまり、放電灯の数が２つの場合を例にすると、図５において第１のスイッチング素子がオフ状態となる期間中に、第２のスイッチング素子ＳＷ２＿１がオン状態であるときには第２のスイッチング素子ＳＷ２＿２がオフ状態とされ、逆にスイッチング素子ＳＷ２＿１がオフ状態のときにはスイッチング素子ＳＷ２＿２がオン状態となるように相反的な制御を行う。このように２つの素子が交互にオン／オフするのは２つの２次巻線について出力段の負荷（電力、電圧）がほぼ等しい場合であり、トランスの１次エネルギーが各放電灯に対して半々に分配される。
【００７２】
図９は制御回路から各スイッチング素子に供給される制御信号を概略的に示したタイミングチャート図であり、図中に示す記号「Ｈ」がハイレベル、「Ｌ」がローレベルをそれぞれ表している。
【００７３】
図示するように、第１のスイッチング素子ＳＷ１への制御信号Ｓｃ１のＬレベル期間において、制御信号Ｓｃ２＿１、Ｓｃ２＿２のレベルが互いに相反的な関係となっており、信号Ｓｃ１のＬレベル期間が到来したときのＳｃ２＿１、Ｓｃ２＿２の状態が変化していることが分かる（Ｓｃ２＿１がＨ（Ｌ）レベルのとき、Ｓｃ２＿２がＬ（Ｈ）レベルである。）。
【００７４】
図１０は形態（Ａ）に係る制御回路の構成例について、その要部を示したものであり、２つの放電灯の点灯制御に関するそれぞれの演算信号（放電灯６＿１に係る信号を「ＳＳ１」と記し、放電灯６＿２に係る信号を「ＳＳ２」と記す。）がエラーアンプ９＿１、９＿２に対して各別に供給される。
【００７５】
つまり、一方のエラーアンプ９＿１の負入力端子に演算信号ＳＳ１が供給され、その正入力端子には所定の基準電圧Ｅref3が供給され、本アンプの出力信号は後段のコンパレータ１０＿１の正入力端子に送出される。また、他方のエラーアンプ９＿２の負入力端子には演算信号ＳＳ２が供給され、その正入力端子には基準電圧Ｅref3が供給され、本アンプの出力信号は後段のコンパレータ１０＿２の正入力端子に送出される。
【００７６】
鋸歯状波発生部１１の構成は図７に示した構成と同じとされ、抵抗ＲＴとコンデンサＣＴとの接続点が各コンパレータ１０＿１、１０＿２の負入力端子にそれぞれ接続されて、これらの端子に鋸歯状波が入力される。
【００７７】
鋸歯状波発生部１１を構成するコンパレータ１２の出力はＮＯＴゲート１９を介してＤフリップフロップ２１のクロック信号入力端子（ＣＫ）に送られる。このフリップフロップ２１のＤ入力端子はＱバー出力端子（図にはＱの上にバー記号「￣」を付して示す。）に接続されており、当該出力端子に得られる信号が制御信号Ｓｃ２＿１となり、Ｑ出力端子に得られる信号が制御信号Ｓｃ２＿２となる。
【００７８】
各コンパレータ１０＿１、１０＿２のそれぞれの後段には２入力ＡＮＤゲート２２＿１、２２＿２が配置されており、それらの一方の入力端子が各コンパレータの出力端子にそれぞれ接続されるとともに、他方の端子はＤフリップフロップ２１の出力端子にそれぞれ接続されている。つまり、ＡＮＤゲート２２＿１にはコンパレータ１０＿１の出力及びＤフリップフロップ２１のＱバー出力が入力され、ＡＮＤゲート２２＿２にはコンパレータ１０＿２の出力及びＤフリップフロップ２１のＱ出力が入力される。
【００７９】
そして、各ＡＮＤゲートの出力信号は、２入力ＯＲ（論理和）ゲート２３に送出され、当該ゲートの出力が後段の２入力ＡＮＤゲート２４に送出される。このＡＮＤゲート２４の他方の入力端子には、鋸歯状波発生部１１のコンパレータ１２からＮＯＴゲート１９を経た信号が供給されるようになっており、ＡＮＤゲート２４の出力信号が制御信号Ｓｃ１として第１のスイッチング素子に送出される。
【００８０】
しかして、本回路では、各放電灯に係る演算信号がそれぞれのエラーアンプ（９＿１、９＿２）に送られると、ここで基準電圧Ｅref3とのレベル比較が行われ、各演算信号のレベルと基準電圧レベルＥref3との差に相当するエラー量を示す信号（誤差検出信号）がコンパレータ１０＿１、１０＿２にそれぞれ送出される。
【００８１】
上記したように、各コンパレータの負入力端子には鋸歯状波が供給されるので、当該鋸歯状波のレベルと各エラーアンプの出力信号レベルとの比較結果に応じた２値信号が後段の各ＡＮＤゲート（２２＿１、２２＿２）に送られる。
【００８２】
鋸歯状波発生部１１のコンパレータ１２の出力信号は、コンデンサＣＴの放電期間でＨレベルとなる信号であり、その論理否定信号がＤフリップフロップ２１にクロック信号として送られて分周される。つまり、第２のスイッチング素子をそれぞれ駆動するための制御信号Ｓｃ２＿１、Ｓｃ２＿２は、フリップフロップのＱ出力及びＱバー出力として得られ、両信号は反相の関係にある。
【００８３】
Ｄフリップフロップ２１の各出力信号（Ｑ出力信号、Ｑバー出力信号）は、ＡＮＤゲート２２＿１、２２＿２にそれぞれ送出されて、各コンパレータからの出力信号との間で論理積演算が行われるので、Ｑバー出力の信号レベルがＨレベルのときにコンパレータ１０＿１の出力信号がそのままＯＲゲート２３に送られ、Ｑ出力の信号レベルがＨレベルのときにコンパレータ１０＿２の出力信号がそのままＯＲゲート２３に送られることになり、各コンパレータの出力信号に対する信号選択がここで規定される。
【００８４】
つまり、ＡＮＤゲートやＯＲゲートを経ることで各コンパレータの出力信号のいずれかが選択されて（Ｄフリップフロップ２１のＱバー出力がＨレベルのときにはコンパレータ１０＿１の出力信号が選ばれ、当該フリップフロップ２１のＱ出力がＨレベルのときにコンパレータ１０＿２の出力信号が選ばれる。）、最終的にＡＮＤゲート２４の出力端子に制御信号Ｓｃ１が得られることになる。
【００８５】
以上のように、鋸歯状波発生部１１のコンパレータ１２から出力される信号に応じてＤフリップフロップ２１が動作するため、第２のスイッチング素子ＳＷ２＿１、ＳＷ２＿２が交互にオン／オフを繰り返すことで各２次出力へのエネルギー伝搬がほぼ同等に行われる。
【００８６】
尚、ＡＮＤゲート２４において、コンパレータ１２からＮＯＴゲート１９を経た信号を入力しているのは、第１のスイッチング素子に係るデューティーサイクルの最大値を規定するためであることは図７において説明した理由と同じである。
【００８７】
次に、上記した（Ｂ）の形態について説明する。
【００８８】
本形態では、コンバータトランスの２次負荷が各巻線について同等でない場合に必要な制御であり、第１のスイッチング素子のオン／オフ制御に伴う、トランスの１次側から２次側回路へのエネルギー伝搬の最中では、第２のスイッチング素子について各々の状態がオン状態又はオフ状態のいずれかに規定されるとともに、一定回数のエネルギー伝搬毎にこれらのスイッチング素子のオン／オフ状態が交番するように制御が行われる。つまり、放電灯の数を２つにし、かつそれらが異なる特性を有する場合を例にすると、図５において、第２のスイッチング素子同士を、それらのオン期間に関して比較したときに、一方の素子が他方の素子に比べて１周期中のオン期間の長さが長くなるように制御を行う。
【００８９】
図１１は制御回路から各スイッチング素子に供給される制御信号を概略的に例示したタイミングチャート図であり、図中に示す記号「Ｈ」、「Ｌ」の意味は既述の通りである。
【００９０】
図示する例では、第１のスイッチング素子ＳＷ１がオフ状態となる期間について２回おきに各スイッチング素子の状態が切り替わっている。例えば、第２のスイッチング素子ＳＷ２＿１がオフ状態であるときには第２のスイッチング素子ＳＷ２＿２がオン状態とされるが、第１のスイッチング素子のオフ期間が到来する度に第２のスイッチング素子の状態が反転するのではなく、第２のスイッチング素子ＳＷ２＿１に係る制御信号Ｓｃ２＿１について、図に▲１▼で示す矢印のタイミングでＨレベルからＬレベルに状態が変化し、▲２▼で示す矢印のタイミングでＬレベルからＨレベルに変化する（第２のスイッチング素子ＳＷ２＿２に係る制御信号Ｓｃ２＿２については、図に▲２▼で示す矢印のタイミングでＨレベルからＬレベルに状態が変化し、▲１▼で示す矢印のタイミングでＬレベルからＨレベルに変化する。）。
【００９１】
よって、本例では、第２のスイッチング素子ＳＷ２＿２についてのオン期間（Ｓｃ２＿２のＨレベル期間）の方が長くなるため、当該素子が付設された方の２次出力の頻度が相対的に多くなり、トランスの１次エネルギーの各放電灯に対する分配比が偏ることになる（より電力を必要とする放電灯に多くのエネルギーを投入することができる。）。
【００９２】
図１２は形態（Ｂ）に係る制御回路の構成例について、その要部を示したものであり、図中に示す信号「ＥＡｏ１」、「ＥＡｏ２」の意味は下記の通りである。
【００９３】
・「ＥＡｏ１」＝放電灯６＿１の点灯制御に関する演算信号ＳＳ１がエラーアンプ（９＿１）に入力されたときの、当該エラーアンプの出力信号
・「ＥＡｏ２」＝放電灯６＿２の点灯制御に関する演算信号ＳＳ２がエラーアンプ（９＿２）に入力されたときの、当該エラーアンプの出力信号。
【００９４】
図示するように、各信号ＥＡｏ１、ＥＡｏ２は、コンパレータ１０＿１、１０＿２、２５＿１、２５＿２の正入力端子にそれぞれ供給される。つまり、信号ＥＡｏ１については、コンパレータ１０＿１と２５＿１の正入力端子に送られ、コンパレータ１０＿１において、その負入力端子に供給される鋸歯状波「ＳＡＷ」とレベル比較され、また、コンパレータ２５＿１において、その負入力端子に供給される基準電圧Ｅref2とレベル比較される。同様に、信号ＥＡｏ２については、コンパレータ１０＿２と２５＿２の正入力端子に送られ、コンパレータ１０＿２において、その負入力端子に供給される鋸歯状波「ＳＡＷ」とレベル比較され、また、コンパレータ２５＿２において、その負入力端子に供給される基準電圧Ｅref2とレベル比較される。尚、鋸歯状波発生部１１の構成は図７や図１０に示した通りであるので、その図示及び説明は省略する。
【００９５】
コンパレータ１０＿１の出力信号は後段の２入力ＡＮＤゲート２２＿１の一方の入力端子に供給され、コンパレータ１０＿２の出力信号は後段の２入力ＡＮＤゲート２２＿２の一方の入力端子に供給される。
【００９６】
また、コンパレータ２５＿１の出力信号は後段の２入力ＡＮＤゲート２６＿１の一方の入力端子にそのまま供給されるとともに、ＮＯＴゲート２７を介して２入力ＡＮＤゲート２６＿２の入力端子の一方に供給される。他方、コンパレータ２５＿２の出力信号は、２入力ＡＮＤゲート２６＿２の一方の入力端子にそのまま供給されるとともに、ＮＯＴゲート２８を介して２入力ＡＮＤゲート２６＿１の入力端子の一方に供給される。
【００９７】
そして、ＡＮＤゲート２６＿１の出力信号は２入力ＡＮＤゲート２９の入力端子の一方に送出され、ＡＮＤゲート２６＿２の出力信号は２入力ＡＮＤゲート３０の入力端子の一方に送出される。
【００９８】
２つのＤフリップフロップ３１、３２については、前段のフリップフロップ３１のクロック信号入力端子（ＣＫ）に鋸歯状波発生部１１内のコンパレータ１２の出力信号（これを「ＣＭＰ１２」と記す。）が供給されるようになっており、Ｄ入力端子がＱバー出力端子に接続されている。そして、当該フリップフロップ３１のＱ出力が２入力ＯＲゲート３３の入力端子の一方に送出される。尚、Ｄフリップフロップ３１はローアクティブ入力のリセット端子（図には「Ｒ」の上にバー記号「￣」を付して示す。）を備えており、当該端子には後述するＯＲゲート（３５）の出力信号が供給される。
【００９９】
ＯＲゲート３３の残りの入力端子には、上記信号ＣＭＰ１２がＮＯＴゲート３４を介して供給され、ＯＲゲート３３の出力信号は、Ｄフリップフロップ３２のクロック信号入力端子（ＣＫ）に送られる。当該フリップフロップ３２のＤ入力端子は、そのＱバー出力端子に接続され、Ｑバー出力信号はＡＮＤゲート２２＿１、２９の残りの入力端子に供給され、また、Ｑ出力信号についてはＡＮＤゲート２２＿２の残りの入力端子に供給される。そして、Ｄフリップフロップ３２のＱ出力信号が制御信号Ｓｃ２＿２となり、Ｑバー出力信号が制御信号Ｓｃ２＿１となる。
【０１００】
ＡＮＤゲート２９、３０のそれぞれの出力信号は、２入力ＯＲゲート３５に送られ、当該ゲートの出力信号がＤフリップフロップ３１のリセット端子に供給される。
【０１０１】
各コンパレータ１０＿１、１０＿２の後段にそれぞれ配置された２入力ＡＮＤゲート２２＿１、２２＿２については、それらの入力端子の一方に各コンパレータの出力信号が供給され、他方の入力端子にはＤフリップフロップ３２のＱ出力、Ｑバー出力が供給される（Ｑ出力がＡＮＤゲート２２＿２に供給され、Ｑバー出力がＡＮＤゲート２２＿１に供給される。）。
【０１０２】
そして、各ＡＮＤゲートの出力信号は、２入力ＯＲゲート２３を経た後、当該ゲートの出力信号が２入力ＡＮＤゲート２４の一方の入力端子に供給される。ＡＮＤゲート２４の他方の入力端子には、信号ＣＭＰ１２がＮＯＴゲート３４を経た上で送られて来るようになっており、本ゲート２４の出力信号が制御信号Ｓｃ１となる。
【０１０３】
図１３は、制御動作について説明するために、各部の信号を概略的に示したタイミングチャート図であり、各記号の意味は下記の通りである。
【０１０４】
・「ＳＡ２６＿２」＝ＡＮＤゲート２６＿２の出力信号
・「ＳＢ３５」＝ＯＲゲート３５の出力信号
・「ＳＣ３４」＝ＮＯＴゲート３４の出力信号
・「ＳＱ３１」＝Ｄフリップフロップ３１のＱ出力信号
・「ＳＤ３３」＝ＯＲゲート３３の出力信号
・「ＳＱ３２」＝Ｄフリップフロップ３２のＱ出力信号。
【０１０５】
先ず、コンパレータ２５＿１、２５＿２においては、ＥＡｏ１やＥＡｏ２と、基準電圧Ｅref2とのレベル比較が行われ、各コンパレータの出力信号をそれぞれ「ＣＭＰ２５＿１」、「ＣＭＰ２５＿２」とするとき、下記に示す場合分けが得られる（「Ｈ」＝ハイレベル、「Ｌ」＝ローレベル）。
【０１０６】
１）ＣＭＰ２５＿１＝Ｈ、ＣＭＰ２５＿２＝Ｈ
２）ＣＭＰ２５＿１＝Ｈ、ＣＭＰ２５＿２＝Ｌ
３）ＣＭＰ２５＿１＝Ｌ、ＣＭＰ２５＿２＝Ｈ
４）ＣＭＰ２５＿１＝Ｌ、ＣＭＰ２５＿２＝Ｌ。
【０１０７】
各場合についてＡＮＤゲート２６＿１の出力信号（これを「ＳＡ２６＿１」と記す。）や、ＡＮＤゲート２６＿２の出力信号ＳＡ２６＿２は以下のようになる。
【０１０８】
１）ＳＡ２６＿１＝Ｌ、ＳＡ２６＿２＝Ｌ
２）ＳＡ２６＿１＝Ｈ、ＳＡ２６＿２＝Ｌ
３）ＳＡ２６＿１＝Ｌ、ＳＡ２６＿２＝Ｈ
４）ＳＡ２６＿１＝Ｌ、ＳＡ２６＿２＝Ｌ。
【０１０９】
つまり、２つの信号ＥＡｏ１、ＥＡｏ２のうち、Ｅref2より大きい方がより大きいエネルギーを要求していること（あるいは供給エネルギーの不足）を意味しており、上記の２）や３）に示すように、この状態がＡＮＤゲート２６＿１、２６＿２においてその出力信号がＨレベルとなることで検出される。但し、上記の１）や４）の場合には、供給エネルギーがともに多いか不足している状況を示しており、ＡＮＤゲート２６＿１、２６＿２の出力信号はいずれもＬレベルであり、両信号が同時にＨレベルになることはない。図１３において、信号ＳＡ２６＿２のＨレベル期間中、放電灯６＿２への供給電力をより必要としている。
【０１１０】
これらの信号ＳＡ２６＿１、ＳＡ２６＿２については、ＡＮＤゲート２９、３０においてＤフリップフロップ３２からのＱ出力、Ｑバー出力との間で論理積演算が行われた後、両ゲートの出力信号に係る論理和信号ＳＢ３５がＤフリップフロップ３１のリセット端子に供給されるので、図１３に示すように、信号ＳＢ３５がＬレベルのときには、クロック信号である信号ＣＭＰ１２には応答せずにＳＱ３１がＬレベルとなる（信号ＳＢ３５のＨレベル期間においてフリップフロップが信号ＣＭＰ１２を受けて極性反転する。）。
【０１１１】
信号ＳＱ３１と信号ＳＣ３４との論理和信号がＤフリップフロップ３２へのクロック信号として供給されるため、信号ＳＤ３３は、信号ＳＱ３１のＨレベル期間に対応する期間においてＨレベルに強制される。よって、この信号を受けて動作するＤフリップフロップ３２については、その信号ＳＱ３２において信号ＳＢ３５のＨレベル期間に対応するＨレベル期間（パルス幅が他より長い期間であり、これを「ＴＨ」と記す。）が現れることになる。尚、本例では、信号ＳＣ３４と信号ＳＤ３３との対比から分かるように、期間ＴＨに関して１クロック分が間引かれた期間として示されている。
【０１１２】
信号ＳＱ３２は上記した信号Ｓｃ２＿２に他ならず、また、その反転信号がＳｃ２＿１であるので、信号ＳＱにおける期間ＴＨの長さとＬレベル期間の長さとの対比から明らかなように、放電灯６＿２への供給エネルギーがより多く配分されることを意味している。
【０１１３】
尚、信号ＳＡ２６＿２がＨレベルからＬレベルに変化した後の状況については、上記１）又は４）の場合とされ、各放電灯への供給エネルギーの配分が等しく行われている様子を対比的に図示している（信号ＳＢ３５がＬレベルであので、信号ＳＣ３４はそのままＤフリップフロップ３２へのクロック信号入力となる。）。
【０１１４】
次に、上記（Ｃ）の形態について説明する。
【０１１５】
本形態では、第１のスイッチング素子のオン／オフ制御に伴う、トランスの１次側から２次側回路への１回のエネルギー伝搬の最中において、第２のスイッチング素子についてオン状態又はオフ状態への切換がそれぞれ行われる。
【０１１６】
例えば、放電灯の数を２つとした場合において、図５の構成を採用したとすると、図１４に示すように、ある時点で第１のスイッチング素子ＳＷ１がオフ状態となった期間（信号Ｓｃ１のＬレベル期間）において、制御信号Ｓｃ２＿１がＨレベルからＬレベルに切り替わるとともに、制御信号Ｓｃ２＿２がＬレベルからＨレベルに切り替わる。そして、制御信号Ｓｃ１の次の立ち上がり時点から制御信号Ｓｃ２＿１、Ｓｃ２＿２の状態が反転する。
【０１１７】
同様にして、第１のスイッチング素子ＳＷ１が次にオフ状態となったＬレベル期間において、制御信号Ｓｃ２＿１がＨレベルからＬレベルに切り替わるとともに、制御信号Ｓｃ２＿２がＬレベルからＨレベルに切り替わる。このように、第１のスイッチング素子がオフ状態となる期間が到来する度に第２のスイッチング素子の状態が反転するように制御される。
【０１１８】
図１５は形態（Ｃ）に係る制御回路の構成例について、その要部を示したものであり、図中に示す信号「ＳＳｔ」は２つの放電灯の全電力制御に係る演算信号（つまり、電力合計値を制御するための演算信号であり、コンバータトランスの全ての２次出力について総括した検出信号に基いて算出される。）を示し、「ＳＳ」は、一方の放電灯（６＿１又は６＿２）の電力制御に係る演算信号（コンバータトランスにおいて放電灯に対応した２次出力についての検出信号に基いて算出される。）をそれぞれ示している。
【０１１９】
図示するように演算信号ＳＳｔはエラーアンプ３６の負入力端子に供給され、該エラーアンプの正入力端子には所定の基準電圧「Ｅref3」が供給される。
【０１２０】
また、演算信号ＳＳはエラーアンプ３７の負入力端子に供給され、該エラーアンプの正入力端子には所定の基準電圧「Ｅref3」が供給される。
【０１２１】
これらのエラーアンプ３６、３７の後段にはコンパレータ３８、３９がそれぞれ配置されており、その一方３８の正入力端子にエラーアンプ３６の出力信号が入力され、他方３９の正入力端子にエラーアンプ３７の出力信号が入力される。そして、これらのコンパレータの負入力端子には鋸歯状波発生部１１からの鋸歯状波信号（ＳＡＷ）がそれぞれ供給されるようになっている。尚、鋸歯状波発生部の構成については、図７や図１０の例と同じである。
【０１２２】
コンパレータ３８の出力信号は後段の２入力ＡＮＤゲート４０の一方の入力端子に供給され、該ゲートの他方の入力端子には鋸歯状波発生部１１内のコンパレータ１２の出力信号ＣＭＰ１２がＮＯＴゲート４１を介して供給される。そして、当該ＡＮＤゲート４０の出力信号が第１のスイッチング素子への制御信号Ｓｃ１となる。
【０１２３】
また、コンパレータ３９の出力信号及び当該信号がＮＯＴゲート４２を経ることによる論理否定（反転）信号は第２のスイッチング素子への制御信号として各素子に送出される。例えば、演算信号ＳＳが第１の放電灯６＿１に係る演算信号ＳＳ１であるとした場合には、コンパレータ３９の出力信号が制御信号Ｓｃ２＿１であり、その反転信号が制御信号Ｓｃ２＿２である。
【０１２４】
図１６は本回路における主要な信号波形を示すものであり、各信号の意味は以下の通りである。
【０１２５】
・「ＥＡｏ＿ｔ」＝エラーアンプ３６の出力信号レベル
・「ＥＡｏ＿ｓ」＝エラーアンプ３７の出力信号レベル
・「ＳＡＷ」＝鋸歯状波のレベル
・「Ｓ４０」＝ＡＮＤゲート４０の出力信号レベル
・「Ｓ３９」＝コンパレータ３９の出力信号レベル
・「Ｓ４２」＝ＮＯＴゲート４２の出力信号レベル。
【０１２６】
図示するように、Ｓ４０については、ＥＡｏ＿ｔとＳＡＷとのレベル比較結果により規定され、そのＨレベル期間やＬレベル期間は以下のようになる。
【０１２７】
・Ｈレベル期間＝ＳＡＷのボトム時点を起点とし、ＳＡＷがＥＡｏ＿ｔを超えた時点を終点とする期間
・Ｌレベル期間＝ＳＡＷがＥＡｏ＿ｔを超えた時点を起点とし、ＳＡＷのボトム時点を終点とする期間。
【０１２８】
そして、Ｓ３９については、ＥＡｏ＿ｓとＳＡＷとのレベル比較結果により規定され、それぞれのＨレベル期間やＬレベル期間は以下のようになる。
【０１２９】
・Ｈレベル期間＝ＳＡＷのボトム時点を起点とし、ＳＡＷがＥＡｏ＿ｓを超えた時点を終点とする期間
・Ｌレベル期間＝ＳＡＷがＥＡｏ＿ｓを超えた時点を起点とし、ＳＡＷのボトム時点を終点とする期間。
【０１３０】
尚、Ｓ４２はＳ３９の反転信号であることから上記と逆の関係になることが明らかである。
【０１３１】
次に、上記（Ｄ）の形態について説明する。
【０１３２】
本形態では、第１のスイッチング素子のオン／オフ制御に伴う、トランスの１次側から２次側回路への１回のエネルギー伝搬の最中において、第２のスイッチング素子のあるものについてはその状態がオン状態のままとされ、他のスイッチング素子についてはオン状態又はオフ状態への切換が行われる。
【０１３３】
例えば、放電灯の数を２つとした場合において、図５の構成を採用したとすると、図１７に示すように、ある時点で第１のスイッチング素子がオフ状態となった期間（信号Ｓｃ１のＬレベル期間）において、制御信号Ｓｃ２＿１についてはＨレベルとされ、制御信号Ｓｃ２＿２がＬレベルからＨレベルに切り替わる。そして、制御信号Ｓｃ１の立ち上がり時点からは、制御信号Ｓｃ２＿１がＨレベルのままとされ、制御信号Ｓｃ２＿２だけがＨレベルからＬレベルに切り替わる。このように、第１のスイッチング素子のオフ状態が到来する度に第２のスイッチング素子についてはその一方（図の例では素子ＳＷ２＿２）の状態が反転するように制御される。尚、この場合に反転制御が行われるのは２次出力についてグランド電位との電位差が小さい方の巻線に付設された第２のスイッチング素子である（グランド電位との電位差が大きい方の巻線に付設された第２のスイッチング素子はオン状態のままとする。）。その理由は、第２のスイッチング素子について２つともオン状態の場合には、コンバータトランスの１次エネルギーが、グランド電位との電位差が小さい方の巻線に全て伝搬されてしまうため、２つの２次巻線へのエネルギー配分をそれぞれ行うには、グランド電位との電位差が小さい方の巻線に付設された方のスイッチング素子についてオン／オフ制御を行う必要があることに依る。
【０１３４】
図１８は形態（Ｄ）に係る制御回路の構成例について、その要部を示したものであり、エラーアンプ３６やコンパレータ３８、ＡＮＤゲート４０、ＮＯＴゲート４１に関する構成については、図１５の例と同じであるが、下記に示す点で相違する。
【０１３５】
・エラーアンプ９＿１の負入力端子には、一方の放電灯（例えば、６＿１）の電力制御に係る演算信号ＳＳ１が入力されること
・エラーアンプ９＿２の負入力端子には、他方の放電灯（例えば、６＿２）の電力制御に係る演算信号ＳＳ２が入力されること。
【０１３６】
・コンパレータ１０＿１、１０＿２の出力信号及びコンバータトランスの各２次巻線の出力電圧に係る検出信号の比較結果を示す信号に基づいて第２のスイッチング素子への各制御信号Ｓｃ２＿１、Ｓｃ２＿２が規定されること。
【０１３７】
つまり、図示するように、コンパレータ１０＿１の出力信号が２入力ＯＲゲート４３の一方の入力端子に供給され、コンパレータ１０＿２の出力端子が２入力ＯＲゲート４４の一方の入力端子に供給されるようになっている。そして、これらのＯＲゲート（４３、４４）の残りの入力端子については、コンパレータ４５の出力信号がそのまま、又はＮＯＴゲート４６を介してそれぞれ供給される。
【０１３８】
コンパレータ４５には各２次巻線の出力電圧に係る検出信号が入力されるようになっており、例えば、２次巻線Ｔｓ１の出力電圧に係る検出信号（これを「ＳＶ１」と記す。）がコンパレータ４５の正入力端子に供給され、２次巻線Ｔｓ２の出力電圧に係る検出信号（これを「ＳＶ２」と記す。）がコンパレータ４５の負入力端子に供給される。そして、コンパレータ４５の出力信号がＯＲゲート４３に送出されるとともに、当該信号がＮＯＴゲート４６を介してＯＲゲート４４に送出される。
【０１３９】
ＯＲゲート４３の出力信号が制御信号Ｓｃ２＿１となり、ＯＲゲート４４の出力端子が制御信号Ｓｃ２＿２となる。
【０１４０】
尚、第１のスイッチング素子への制御信号Ｓｃ１については、下記に示す２つの信号の論理積演算結果として得られる。
【０１４１】
・演算信号ＳＳｔがエラーアンプ３６を介してコンパレータ３８に送られて鋸歯状波ＳＡＷとの間でレベル比較された後の信号
・鋸歯状波発生部１１のコンパレータ１２からＮＯＴゲート４１を経た信号（ＣＭＰ１２の論理否定信号）。
【０１４２】
また、第２のスイッチング素子ＳＷ２＿１への制御信号Ｓｃ２＿１については、演算信号ＳＳ１がエラーアンプ９＿１を介してコンパレータ１０＿１に送られて鋸歯状波ＳＡＷとの間でレベル比較された後の信号と、コンパレータ４５の出力信号との論理和演算結果として得られる。
【０１４３】
そして、第２のスイッチング素子ＳＷ２＿２への制御信号Ｓｃ２＿２については、演算信号ＳＳ２がエラーアンプ９＿２を介してコンパレータ１０＿２に送られて鋸歯状波ＳＡＷとの間でレベル比較された後の信号と、コンパレータ４５の出力信号に係る論理否定信号との論理和演算結果として得られる。
【０１４４】
従って、例えば、検出信号ＳＶ１とＳＶ２とのレベル比較がコンパレータ４５において行われ、その結果、「ＳＶ１＞ＳＶ２」と判断された場合には、コンパレータ４５の出力するＨレベル信号によって信号Ｓｃ２＿１のレベルが強制的にＨレベルとなり、信号Ｓｃ２＿２についてはＮＯＴゲート４６の出力がＬレベルであるので、コンパレータ１０＿２の出力信号に一致することになる。これとは逆に、「ＳＶ１＜ＳＶ２」あるいは「ＳＶ１≦ＳＶ２」と判断された場合には、コンパレータ４５の出力するＬレベル信号が反転されてＯＲゲート４４に入力されるため、信号Ｓｃ２＿２のレベルが強制的にＨレベルとなり、信号Ｓｃ２＿１についてはコンパレータ１０＿１の出力がそのままＯＲゲート４３に入力されるので、コンパレータ１０＿１の出力信号に一致することになる。
【０１４５】
このように、コンパレータ４５は、ＳＶ１、ＳＶ２について、グランド電位からの電位差の大小関係を判別し、当該電位差の大きい方の２次出力の制御に係る第２のスイッチング素子についてはこれをオン状態とし、当該電位差の小さい方の２次出力の制御に係る第２のスイッチング素子についてはスイッチング制御を行うように、各ＯＲゲートに送出される信号を規定している。これによって、グランド電位からの電位差の大きい方の２次出力に関しては、当該電位差の小さい方の２次出力として第２のスイッチング素子の制御で得られるエネルギーの残余分を受け取ることになる（全１次エネルギーのうち、グランド電位との電位差が小さい方の２次出力に伝搬される分の残りが、他方の２次出力にまわされる。）。
【０１４６】
尚、上記した（Ａ）乃至（Ｄ）の形態については、それらを単独に採用する方法に限らず、これらの組合わせや切り替えによる方法が挙げられ、例えば、各２次出力についてそれらの間で電位差が大きい状況では、（Ｂ）乃至（Ｄ）の何れかの形態を使用し、電位差が小さくなって許容範囲内に入った場合に（Ａ）の形態に制御を切り替えるといった具合に、各種の実施形態が可能である。
【０１４７】
また、以上の説明では、ＰＷＭ制御をとり上げて第２のスイッチング素子に関する各種の制御形態を説明したが、本発明に係る制御方式がＰＷＭ制御のみに限られる訳ではなく、例えば、ＰＦＭ（パルス周波数変調）制御等でも何等構わないので、以下では、第１のスイッチング素子に係るオン／オフ状態の制御にあたって、オン期間やオフ期間の長さを制御する方式について説明する。尚、このような制御方式が必要とされるのは、例えば、１つのコンバータトランスを使用してＰＷＭ制御を採用したときに、各放電灯への電力配分が適正に制御されない場合である。
【０１４８】
本制御方式としては、下記に示す形態が挙げられる。
【０１４９】
（Ｅ）第１のスイッチング素子について、そのオフ期間の長さを一定とし、かつオン期間の長さを変化させる形態
（Ｆ）第１のスイッチング素子について、そのオフ期間及びオン期間の長さをともに変化させる形態。
【０１５０】
図１９は形態（Ｅ）に係る制御回路の構成例について、その要部を示したものであり、図中の「ＳＳ１」、「ＳＳ２」等の意味は既述の通りである。
【０１５１】
先ず、２つの演算信号の一方、例えば、信号ＳＳ１がエラーアンプ９＿１を介してコンパレータ１０＿１の負入力端子に送出され、また、他方の信号ＳＳ２がエラーアンプ９＿２を介してコンパレータ１０＿２の負入力端子に送出される。尚、各エラーアンプの正入力端子には基準電圧Ｅref3がそれぞれ供給される。
【０１５２】
本例でも鋸歯状波が必要とされるが、これについては、図示するようにシャント抵抗４７から各コンパレータ（１０＿１、１０＿２）の正入力端子に供給される。このシャント抵抗４７は第１のスイッチング素子ＳＷ１に直列接続されて当該素子に流れる電流を当該抵抗での電圧降下として検出するために付設されたものである（図２乃至図６参照）。
【０１５３】
コンパレータ１０＿１の出力信号は２入力ＡＮＤゲート４８＿１の入力端子の一方に送られ、また、コンパレータ１０＿２の出力信号は２入力ＡＮＤゲート４８＿２の入力端子の一方に送られる。尚、これらのＡＮＤゲートの残りの入力端子にはＤフリップフロップ４９からの出力信号が供給される。即ち、Ｄフリップフロップ４９のＱ出力がＡＮＤゲート４８＿１に送出されるとともに、そのＤ入力端子がＱバー出力端子に接続されて当該端子から得られる出力（Ｑバー出力）がＡＮＤゲート４８＿２に送出される。尚、Ｄフリップフロップ４９のＱ出力、Ｑバー出力が第２のスイッチング素子への制御信号Ｓｃ２＿１、Ｓｃ２＿２となる。
【０１５４】
本例ではコンデンサＣＴに係る充放電の制御に定電流源Ｉchg（充電用）、Ｉdsg（放電用）及びアナログスイッチ素子５０、５１が使用されている。つまり、コンデンサＣＴの一端がアナログスイッチ素子５０を介して定電流源Ｉchgに接続され、当該コンデンサＣＴの他端が接地されている。そして、コンデンサＣＴとアナログスイッチ素子５０との接続点がアナログスイッチ素子５１を介して定電流源Ｉdsgに接続されるとともにクランプ用のツェナーダイオードＺＤを介して接地されている。
【０１５５】
上記２つのＡＮＤゲート４８＿１、４８＿２の各出力信号は、２入力ＯＲゲート５２の入力端子にそれぞれ供給される。このＯＲゲート５２の出力信号は、アナログスイッチ素子５３の制御端子に供給されてそのオン／オフ状態を規定する。
【０１５６】
また、アナログスイッチ素子５３に対して並列に設けられたアナログスイッチ素子５４については、コンパレータ５５から当該スイッチ素子の制御端子に供給される信号によってそのオン／オフ状態が規定される。
【０１５７】
コンパレータ５５の負入力端子には抵抗５６を介して基準電圧Ｅref2が供給されるとともに、当該入力端子が抵抗５７を介してアナログスイッチ素子５３、５４の非制御端子同士の接続点に接続されている（アナログスイッチ素子５３、５４の他の非制御端子はともに接地されている。）。
【０１５８】
そして、コンパレータ５５の出力端子は、抵抗５８を介して所定の電源端子に接続されるとともに、アナログスイッチ素子５１、５４の制御端子及びＮＯＴゲート５９、６０の入力端子にそれぞれ接続されている。
【０１５９】
ＮＯＴゲート５９から得られる出力信号は制御信号Ｓｃ１として第１のスイッチング素子ＳＷ１に送出され、また、ＮＯＴゲート６０の出力信号はアナログスイッチ素子５０の制御端子及びＤフリップフロップ４９のクロック信号入力端子（ＣＫ）に供給される。
【０１６０】
図２０は本回路における主要な信号波形を示すものであり、各信号の意味は以下の通りである。
【０１６１】
・「ＥＡｏ」＝一方のエラーアンプ（９＿１又は９＿２）の出力信号レベル（実際には負荷変動等の影響によりレベルが上下するが、図には、瞬間的な一定値として示す。）
・「ＳＡＷ」＝シャント抵抗４７に加わる鋸歯状波のレベル
・「Ｓ５２」＝ＯＲゲート５２の出力信号レベル
・「Ｖ＿ＣＴ」＝コンデンサＣＴの端子電位
・「Ｖ＿ＺＤ」＝ツェナー電圧レベル（Ｅref2より小さい値とされる。）
・「Ｓ５５Ｉ−」＝コンパレータ５５の負入力端子電位
・「ＤＩＶ２」＝基準電圧Ｅref2を抵抗５６、５７で分圧したレベル
・「Ｓ５５ｏ」＝コンパレータ５５の出力信号レベル（図の「Ｈ」がハイレベルを、「Ｌ」がローレベルをそれぞれ示す。）。
【０１６２】
本図では、各演算信号の一方についてエラーアンプの出力レベルと鋸歯状波とのレベル比較の様子を示しているが、他方の演算信号についても同様の比較動作が行われることは勿論である。
【０１６３】
各コンパレータ１０＿１、１０＿２の出力信号はＡＮＤゲート４８＿１、４８＿２をそれぞれ介してＯＲゲート５２に入力され、図２０に示すように、信号Ｓ５２についてはＳＡＷのレベルがＥＡｏに達した時点においてのみＨレベルとされるパルス状信号が示されている。
【０１６４】
「ＥＡｏ＞ＳＡＷ」の期間中はＳ５５Ｉ−がＥref2に等しく、また、Ｖ＿ＣＴがＥref2より小さいので、Ｓ５５ｏがＬレベルとなっているが、Ｓ５２がＨレベル信号となったときには、アナログスイッチ素子５３がオン状態となるため、Ｓ５５Ｉ−のレベルがＤＩＶ２まで低下する。よってＳ５５ｏがＨレベルとなり、これを受けてアナログスイッチ素子５１、５４がオン状態となってコンデンサＣＴが放電されてＶ＿ＣＴが次第に低下していく。そして、Ｖ＿ＣＴがＤＩＶ２に達したときに、Ｓ５５ｏがＬレベルとなり、これにより、アナログスイッチ素子５１、５４がオフ状態になるとともに（Ｓ５５Ｉ−がＥref2に戻る。）、アナログスイッチ素子５０がオン状態となってコンデンサＣＴの充電が速やかに行われた後、Ｖ＿ＣＴがＶ＿ＺＤに達することになる。
【０１６５】
第１のスイッチング素ＳＷ１への制御信号Ｓｃ１はＳ５５ｏの論理否定信号としてＮＯＴゲート５９から得られるので、そのＨレベル期間の長さがＥＡｏとＳＡＷとのレベル関係により規定され、そのＬレベル期間の長さはコンデンサＣＴの放電時間により定まることとなる。即ち、充電用定電流源Ｉchgに係る電流設定値が大きい値に設定されているのに対して（Ｖ＿ＣＴは充電時に直ちにＶ＿ＺＤに達する。）、定電流源Ｉdsgに係る電流設定値が小さい値に設定されているので、Ｖ＿ＣＴは放電時にある程度の時間をかけてクランプ電位Ｖ＿ＺＤからＤＩＶ２へと低下するようになっており、この時間がＬレベル期間を一定の期間に保証している。尚、以上の動作を箇条書きにしてにまとめると以下のようになる。
【０１６６】
１）ＳＡＷ＞ＥＡｏになると、コンパレータ１０＿１（又は１０＿２）の出力がＨレベルとなる
２）コンパレータ５５のＳ５５Ｉ−がＤＩＶ２に下がり、Ｓ５５ｏがＨレベルとなり、コンデンサＣＴの放電が開始する（この時点で第１のスイッチング素子ＳＷ１はオフ状態となってシャント抵抗４７の検出電流はゼロになり、コンパレータ１０＿１（又は１０＿２）の出力がＬレベルとなる。アナログスイッチ素子５３はオフ状態。）
３）Ｖ＿ＣＴが低下してＤＩＶ２に達すると、Ｓ５５ｏがＬレベルとなり、Ｓ５５Ｉ−がＥref2に戻り、第１のスイッチング素子ＳＷ１がオン状態となる（このときＤフリップフロップ４９のクロック信号入力がＨレベルとなってその出力が反転するので、第２のスイッチング素子のオン／オフ状態が切り替わり、エネルギー伝搬の対象とすべき２次出力が交替する。）
４）アナログスイッチ素子５０のオンによりコンデンサＣＴの充電が開始されて、Ｖ＿ＣＴが直ちにＶ＿ＺＤとなるとともに、第１のスイッチング素子ＳＷ１に流れる電流が徐々に増加していくので（コンバータトランスの１次巻線のインダクタンスに依る。）、ＳＡＷが次第に上昇する。そして、上記の１）に戻る。
【０１６７】
尚、Ｓ５５ｏがＮＯＴゲート６０を介してＤフリップフロップ４９のクロック信号入力端子に送出されることから分かるように、第２のスイッチング素子への制御信号Ｓｃ２＿１、Ｓｃ２＿２はＳ５５ｏの分周信号であって互いに反相の関係をもった信号となる。
【０１６８】
また、図１９の構成ではＶ＿ＣＴに係るクランプにツェナーダイオードを用いているが、その代わりとして基準電圧を用いたバッファクランプを採用しても良く、要はクランプ電圧をＥref2より小さく設定しておいてＳ５５ｏがＨレベルとなるタイミングを、Ｓ５２がＨレベルになる時に限定させる。
【０１６９】
しかして、本回路では、コンデンサＣＴの静電容量を「ＣＴ」としたとき、制御信号Ｓｃ１のＬレベル期間（第１のスイッチング素子のオフ期間）が、「（Ｖ＿ＺＤ−ＤＩＶ２）×ＣＴ／Ｉdsg」で与えられ、ＥＡｏに示す電圧レベルが高くなると、制御信号Ｓｃ１のＨレベル期間（第１のスイッチング素子のオン期間）が長くなるように制御が行われる。
【０１７０】
次に、上記（Ｆ）の形態について説明する。
【０１７１】
制御信号Ｓｃ１に係るＨレベル期間やＬレベル期間（あるいは第１のスイッチング素子のオン期間やオフ期間）の両方を制御するためには、例えば、図１９の構成において、下記に示す若干の変更を加えれば良い。
【０１７２】
・各コンパレータの負入力端子に供給される鋸歯状波信号として、シャント抵抗４７からではなく、コンデンサＣＴの端子電圧をそれぞれ供給する
・ツェナーダイオードＺＤを取り除き、充電用定電流源Ｉchgの電流値を小さい値に設定する。
【０１７３】
図２１は回路変更後の構成について、主要な信号波形を示すものであり、各信号の意味は上記した通りである。
【０１７４】
本例では、ＥＡｏがあるレベルから次第に低下した後で一定のレベルに到達した様子を示しており、ＥＡｏのレベル低下に伴って、Ｓ５５ｏのＨレベル期間及びＬレベル期間の長さがともに短くなっていく様子が分かる。
【０１７５】
しかして、上記の形態（Ｅ）、（Ｆ）によれば、各放電灯への出力エネルギーの配分を安定化させることができるという利点が得られる。
【０１７６】
例えば、２つの放電灯へのエネルギー供給を行う場合に、上記した形態（Ａ）を採用するとともに制御方式をＰＷＭ制御とし、直流電源回路としてフライバック型コンバータを用いたとすると、第１のスイッチング素子のオン期間においてトランスの磁束密度が上昇し、当該スイッチング素子のオフ期間において１次エネルギーが２次側に伝搬されることになるが、各２次巻線の出力電圧や電力に関してある程度の相違がある場合には、２次出力に関するエネルギー配分について問題が生じる虞がある。
【０１７７】
つまり、第２のスイッチング素子の制御によって２次出力を切り換えながらそれぞれ放電灯に電力供給を行う場合にＰＷＭ制御ではスイッチング周波数が一定とされるので、第２のスイッチング素子のオン期間が１周期に占める割合であるデューティーサイクル（所謂オン・デューティー）が大きい方よりも小さい方の出力に対して、より大きな電力が割り当てられてしまう。これは、コンバータトランスの磁束密度について各出力に対応できていないことから生じる。
【０１７８】
これに対して形態（Ｅ）、（Ｆ）では、スイッチング周波数を一定のままで制御するのではなく、オン期間又はオン期間及びオフ期間を制御し、コンバータトランスの磁束密度が各出力についてほぼ一定化されるように制御することによって、各２次出力へのエネルギー配分を安定して行うことができるようになる。
【０１７９】
図２２は、形態（Ｆ）を採用した場合の状況について概略的に示したものであり、横軸に時間「ｔ」をとり、縦軸にコンバータトランスの磁束密度「Ｂ」をとって両者の関係をグラフ化しており、グラフに下には第１のスイッチング素子への制御信号Ｓｃ１の２値状態を併せて示している。
【０１８０】
図の破線Ｂｂで示すように、磁束密度Ｂのボトムがほぼ一定となり、制御信号Ｓｃ１はＢがＢｂのレベルに達したときにＨレベルに立ち上がる（つまり、第１のスイッチング素子ＳＷ１がオン状態となる。）ように制御される。尚、コンバータトランスの２次側に伝搬される１回毎のエネルギーは、図に斜線を付して示す面積「Ｓ１」、「Ｓ２」にそれぞれ対応しており、それらに対応する期間は制御信号Ｓｃ１のＬレベル期間である。この例では、時間的に先に位置する方のＨレベル期間が長く、これに後続するＬレベル期間での面積Ｓ１が、その後の面積Ｓ２より大きな面積を占めている（これに対してスイッチング周波数が一定とされる場合には、オン・デューティーが小さいときに面積が大きくなる。）。
【０１８１】
尚、上記の各形態（Ａ）乃至（Ｆ）に関して、回路動作を理解し易いように放電灯の数を２に限って説明してきたが、Ｎ（＞２）個の放電灯の点灯回路に適用するために、放電灯毎に対応する第２のスイッチング素子をコンバータトランスの２次側回路にそれぞれ配置して、１次エネルギーの各放電灯への配分を当該素子のスイッチング制御により行うべく一般化することができることは勿論である。
【０１８２】
【発明の効果】
以上に記載したところから明らかなように、請求項１に係る発明によれば、直流電源回路を構成するトランスの２次巻線を複数設けるとともに、各２次巻線による出力電圧をそれぞれの第２のスイッチング素子を用いて各別に制御することができるので、複数の放電灯に対して直流電源回路を共通化することでコストを低減し、装置を小型化することができる。そして、当該トランスの１次エネルギーについて各２次巻線への伝搬を、第２のスイッチング素子に係るオン／オフ状態の切り替えによって行うことで、各放電灯への供給電力の配分を制御することができるので、各放電灯の状態や個体差に応じた点灯制御を行うことができる。
【０１８３】
請求項２に係る発明によれば、直流電源回路のトランスにおいて高電圧が発生することに起因する回路素子の損傷や破壊等を防止することができる。
【０１８４】
請求項３に係る発明によれば、ほぼ同等の定格をもった放電灯を点灯させる際に、各放電灯への電力供給を交互に行うことができ、トランスの出力電圧についてリップルが小さく、第２のスイッチング素子の交番に伴う電力損失（スイッチングロス）もほとんどない。
【０１８５】
請求項４に係る発明によれば、定格がそれぞれ異なる複数の放電灯への電力供給を各別に制御することができる。
【０１８６】
請求項５に係る発明によれば、トランスの１次側から２次側回路への１回のエネルギー伝搬の最中に、第２のスイッチング素子の状態切換を行うことで、各２次出力へのエネルギー伝搬をほとんど同時に（あるいは小さな時間遅れで）行うことができる。
【０１８７】
請求項６に係る発明によれば、オン／オフ制御される第２のスイッチング素子によって当該素子に対応する２次出力へのエネルギー伝搬はもとより、オン状態とされる第２のスイッチング素子に対応する２次出力へのエネルギー伝搬をも制御することができ、第２のスイッチング素子の交番に伴う電力損失がほとんどない。
【０１８８】
請求項７や請求項８に係る発明によれば、第１のスイッチング素子についてオン期間やオフ期間の長さを可変制御することによって、トランスの各２次出力について安定したエネルギー配分を実現できる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明に係る放電灯点灯回路の基本構成例を示す回路ブロック図である。
【図２】直流電源回路の基本構成例を示す回路図である。
【図３】第２のスイッチング素子としてサイリスタを用いた構成例を示す回路図である。
【図４】第１及び第２のスイッチング素子として電界効果トランジスタを用いた構成例を示す回路図である。
【図５】両極性出力の直流電源回路について基本構成例を示す回路図である。
【図６】図５の構成において第１及び第２のスイッチング素子として電界効果トランジスタを用いた構成例を示す回路図である。
【図７】図８とともにＰＷＭ制御方式について説明するための図であり、本図は制御回路の要部について構成例を示した回路図である。
【図８】動作説明のための信号波形図である。
【図９】第１及び第２のスイッチング素子への制御信号について一例を示す説明図である。
【図１０】図９の制御について回路構成の要部を示した回路図である。
【図１１】第１及び第２のスイッチング素子への制御信号について別例を示す説明図である。
【図１２】図１１の制御について回路構成の要部を示した回路図である。
【図１３】図１２の回路動作について説明するためのタイミングチャート図である。
【図１４】第１及び第２のスイッチング素子への制御信号についてさらに別例を示す説明図である。
【図１５】図１４の制御について回路構成の要部を示した回路図である。
【図１６】図１５の回路動作について説明するための信号波形図である。
【図１７】第１及び第２のスイッチング素子への制御信号についての別例を示す説明図である。
【図１８】図１７の制御について回路構成の要部を示した回路図である。
【図１９】第１のスイッチング素子のオン／オフ制御に際して、オフ期間の長さを一定とし、かつオン期間の長さを変化させる制御について回路構成の要部を示した回路図である。
【図２０】図１９の回路動作について説明するための信号波形図である。
【図２１】第１のスイッチング素子のオン／オフ制御に際して、オフ期間及びオン期間の長さをともに変化させる制御について説明するための信号波形図である。
【図２２】第１のスイッチング素子のオン／オフ制御に際して、オフ期間やオン期間の長さを変化させる制御の利点について説明するための図である。
【符号の説明】
１…放電灯点灯回路、３…直流電源回路、４…直流−交流変換回路、６＿１…第１の放電灯、６＿２…第２の放電灯、７…制御回路、Ｔ…トランス、Ｔｐ…１次巻線、Ｔｓ１、Ｔｓ２…２次巻線、ＳＷ１…第１のスイッチング素子、ＳＷ２＿１、ＳＷ２＿２…第２のスイッチング素子、ｓｗ１乃至ｓｗ４…第１乃至第４のスイッチ素子
Claims (8)
- 直流電圧を出力する直流電源回路と、該直流電源回路の出力電圧を交流電圧に変換した後に第１及び第２の放電灯に供給するための直流−交流変換回路と、上記直流電源回路の出力電圧を制御する制御回路とを備え、第１及び第２の放電灯について各別に電力制御を行うように構成された放電灯点灯回路において、
（イ）上記直流電源回路が、トランス及び該トランスの１次巻線に接続された第１のスイッチング素子を有しており、上記制御回路からの制御信号によって第１のスイッチング素子のオン／オフ状態が制御されること、
（ロ）上記トランスには、２つの２次巻線が設けられ、各２次巻線については制御回路からの信号によってオン／オフ状態が制御される第２のスイッチング素子が各別に付設されており、上記第１のスイッチング素子がオン状態のときに蓄えられた１次エネルギーが、該第１のスイッチング素子のオフ状態のときにオン状態とされる第２のスイッチング素子に接続された２次巻線に伝搬されることで、該第２のスイッチング素子のオン／オフ制御に従って上記トランスの出力段でのエネルギー配分が任意に規定されること、
（ハ）上記直流−交流変換回路が、互いに直列接続とされる第１及び第２のスイッチ素子と、互いに直列接続とされる第３及び第４のスイッチ素子とを有し、上記トランスの一方の２次巻線による出力電圧が第１及び第３のスイッチ素子に供給され、上記トランスの他方の２次巻線による出力電圧が第２及び第４のスイッチ素子に供給されること、
（ニ）上記直流−交流変換回路を構成する上記第１のスイッチ素子と第２のスイッチ素子との接続点から上記第１の放電灯に電圧が供給され、上記直流−交流変換回路を構成する上記第３のスイッチ素子と第４のスイッチ素子との接続点から上記第２の放電灯に電圧が供給されること、
を特徴とする放電灯点灯回路。 - 請求項１に記載の放電灯点灯回路において、
直流電源回路のトランスの１次エネルギーを２次側回路に伝搬させる時点では、各２次巻線に付設された第２のスイッチング素子のいずれかがオン状態となるように、制御回路から第２のスイッチング素子の各々に対して制御信号が送出され、上記１次エネルギーは、第２のスイッチング素子がオン状態とされる期間に亘って当該スイッチング素子に接続された２次巻線からこれに対応する上記第１又は第２の放電灯に対して供給される
ことを特徴とする放電灯点灯回路。 - 請求項１に記載の放電灯点灯回路において、
第１のスイッチング素子のオン／オフ制御に伴う、トランスの１次側から２次側回路への１回のエネルギー伝搬の最中では、第２のスイッチング素子について各々の状態がオン状態又はオフ状態のいずれかに規定され、かつ、１回のエネルギー伝搬毎にこれらのスイッチング素子のオン／オフ状態が交番する
ことを特徴とする放電灯点灯回路。 - 請求項１に記載の放電灯点灯回路において、
第１のスイッチング素子のオン／オフ制御に伴う、トランスの１次側から２次側回路への１回のエネルギー伝搬の最中では、第２のスイッチング素子について各々の状態がオン状態又はオフ状態のいずれかに規定され、その後にトランスの１次側から２次側回路への一定回数のエネルギー伝搬が行われる際に第２のスイッチング素子のオン／オフ状態が反転する
ことを特徴とする放電灯点灯回路。 - 請求項１に記載の放電灯点灯回路において、
第１のスイッチング素子のオン／オフ制御に伴う、トランスの１次側から２次側回路への１回のエネルギー伝搬の最中に、第２のスイッチング素子についてオン状態又はオフ状態への切換がそれぞれ行われる
ことを特徴とする放電灯点灯回路。 - 請求項１に記載の放電灯点灯回路において、
第１のスイッチング素子のオン／オフ制御に伴う、トランスの１次側から２次側回路への１回のエネルギー伝搬の最中では、第２のスイッチング素子のあるものについてはその状態がオン状態のままとされ、他のスイッチング素子についてはオン状態又はオフ状態への切換が行われる
ことを特徴とする放電灯点灯回路。 - 請求項１に記載の放電灯点灯回路において、
第１のスイッチング素子に係るオン／オフ状態の制御にあたって、オフ期間の長さを一定とし、かつオン期間の長さを変化させるようにした
ことを特徴とする放電灯点灯回路。 - 請求項１に記載の放電灯点灯回路において、
第１のスイッチング素子に係るオン／オフ状態の制御にあたって、オフ期間及びオン期間の長さをともに変化させるようにした
ことを特徴とする放電灯点灯回路。
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