CN113746341A - 开关转换器及其操作方法和控制器电路 - Google Patents

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Abstract

公开了移相全桥(PSFB)开关转换器及其操作方法和控制器电路。PSFB开关转换器包括：具有初级绕组和次级绕组的变压器；经由第一晶体管全桥耦接至初级绕组的输入电容器；输出电感器，其经由包括至少一个第一晶体管和至少一个第二晶体管的同步整流器电路耦接至次级绕组；和控制器电路，其用于为整流器电路产生开关信号，以在反向方向上操作PSFB开关转换器。在启动阶段期间，在该阶段开始时，输入电容器被充分放电，在每个开关循环中至少一个第一晶体管被导通，以允许电感电流从输出节点经由输出电感器和次级绕组传递到接地节点，其中，当电感电流达到阈值时，至少一个第一晶体管再次被关断。当电感电流再次达到零时或之后一段时间，新的循环开始。

Description

开关转换器及其操作方法和控制器电路
技术领域
本公开内容涉及开关转换器的领域，特别地涉及所谓的移相全桥(PSFB)转换器。
背景技术
PSFB转换器可以用于各种应用中的DC-DC转换。PSFB转换器提供电压转换以及与输入线电压的电流隔离，因为该转换器拓扑包括变压器。像其他谐振或准谐振转换器一样，PSFB转换器可以被操作以执行关于功率晶体管的所谓零电压开关(ZVS)，该功率晶体管对通过变压器的初级电流进行开关。
双向PSFB转换器可能需要用于所谓冷启动的辅助电路，在冷启动期间，耦接至变压器的次级侧的电子开关中可能出现较大的过冲。尽管已经存在一些减少过冲的方法，但仍需要进一步的改进。特别地，在许多情况下，可能希望消除对所述辅助电路的需要。
发明内容
本文描述了一种移相全桥(PSFB)开关转换器。根据一个实施方式，PSFB开关转换器包括：变压器，其具有初级绕组和次级绕组；输入电容器，其经由第一晶体管全桥耦接至初级绕组；输出电感器，其经由包括至少一个第一晶体管和至少一个第二晶体管的同步整流器电路耦接至次级绕组；以及控制器电路，其用于产生用于整流器电路的开关信号，以在反向方向上操作PSFB开关转换器。在这方面，在启动阶段期间，在启动阶段的开始，输入电容器被充分放电，至少一个第一晶体管在每个开关循环中被导通，以允许电感电流从输出节点经由输出电感器和次级绕组到达接地节点，其中，当电感电流达到阈值时，至少一个第一晶体管再次被关断。当电感电流再次达到零时或之后一段时间，新的循环开始。
此外，本文描述了用于操作PSFB转换器的对应方法和控制器。
附图说明
参照以下附图和描述，可以更好地理解本发明。附图中的部件不一定按比例绘制；相反，重点放在说明本发明的原理上。此外，在附图中，相似的附图标记表示对应的部件。在附图中：
图1示出了PSFB转换器的一个示例。
图2包括示出可以在PSFB转换器的冷启动阶段中使用的调制方案的一个循环的时序图。
图3至图5示出了与图1相同的电路，并且另外包括指示由图2的时序图表示的电流的箭头。
图6和图7是示出图2所示概念的两种实现的时序图，即不连续电流模式(DCM)操作和边界模式操作。
图8是示出被配置成输出用于次级侧晶体管桥的驱动信号的PSFB控制器的示意图。
图9示出了图1的PSFB转换器的次级侧的两种示例性替选实现。
具体实施方式
双向转换器通常在不间断电源(UPS)和基于电池的储能系统中使用，充电和放电功能被集成到双向转换器中，以减少体积和成本。UPS转换器通常是由两级组成的AC/DC转换器：第一，AC/DC级提供功率因数校正(PFC)，以及第二，严格调节的DC/DC级提供隔离和电池管理。类似于车载充电器的其他应用通常仅在DC/DC级被设计为具有双向能力：它们从AC/DC源向电池充电，并且将能量从电池传输到电机、其他车辆系统或传输回电网(前提是外部逆变器可用)。双向转换器应用的其他示例可以在电池制造处理中被发现，在电池制造处理中，电池被充电和部分放电以进行测试：此处，双向DC/DC转换器可以重复使用放电能量来为其他电池充电，从而节省能量和成本。
常用的双向DC/DC拓扑在其设计上是对称的，并且在正向方向(本文称为电池充电或降压模式工作)和反向方向(本文称为电池放电或升压模式工作)两个方向上工作，其中，转换器在正向和反向方向的两个方向上工作时基本上以相同的方式工作。然而，这是以增加复杂性、设计折衷和对效率的潜在负面影响为代价实现的，效率可能低于单向转换器。双有源电桥(DAB)和LLC或CLLC谐振转换器就是这种情况。
PSFB转换器是一种隔离的DC/DC转换器拓扑，其包括在输入端处的初级侧全桥、用于提供电流隔离的变压器、变压器的次级侧上的整流级和输出LC滤波器。整流级可以具有不同的配置，其中，使用中心抽头、电流倍增器或由两个对角晶体管对组成的全桥整流器(见图1和图9)。这些中的每一个都可以在不同的应用中提供某些优势。
尽管PSFB转换器不是完全对称的双向转换器，但其能够在反向方向上工作，在此期间，其将功率从变压器的次级侧传输到初级侧，并且作为电流馈电隔离升压转换器来工作。当在反向方向上工作时，输出滤波器电感接管升压电感器的功能。当变压器的次级(或电流馈电)侧上的电子开关将滤波器电感连接在地与能量供应(例如，电池)之间时，能量存储在滤波器电感中。当次级侧上的一个电子开关被驱动到断开状态时，能量被传输，这迫使电流通过变压器次级绕组，因此将功率传输到初级侧。当在升压模式(反向方向)下工作时，转换器的初级(或电压馈电)侧充当整流级。初级侧上的电子开关可以用作纯二极管整流器，这利用了器件的本征体二极管。可替选地，只要开关不具有本征体二极管或者其电特性使其不适用于二极管工作(例如在宽带隙器件的情况下)，二极管就可以并联连接至开关。
当在升压模式(反向方向)下操工时，PSFB转换器可能在次级侧开关处表现出相对高的电压过冲，这增加了电磁干扰(EMI)并损害了转换器的可靠性。这使得需要较高电压等级的电子开关，这可能导致更差的品质因数(FOM)和转换器损耗的增加。过冲是由功率传输开始时升压电感器的电流与转换器中其他电感之间的不匹配引起的。
过冲问题可以通过对PSFB转换器的双向操作使用特殊的调制方案(开关方案)来解决。一种方法在“M.Escudero et al.,Modulation scheme for the bidirectionaloperation of the Phase Shift Full Bridge Power Converter,in:IEEE Trans.onPower Electronics,Vol.35,Issue 2,Feb.2020[Escudero]”中有所描述。然而，使用这种调制方案可能需要另外的辅助电路，以便实现PSFB转换器的所谓“冷启动”。在详细讨论所述PSFB转换器的冷启动之前，下面参照图1描述PSFB转换器拓扑的一个示例性实施方式。
图1示出了PSFB转换器的一个示例性实现方式。因此，PSFB转换器包括在变压器的初级侧上形成全桥的四个功率电子开关。在本示例中，功率电子开关被实现为图1中被标记为QA、QB、QC和QD的金属氧化物半导体场效应晶体管(MOSFET)。然而，也可以使用其他类型的功率电子开关，例如IGBT等。MOSFET的每一个都具有分别被标记为DA、DB、DC和DD的本征反向二极管(体二极管)。在所描绘的示例中，MOSFET的寄生(本征)漏极-源极电容分别标记为CA、CB、CC和CD。
晶体管QA和QB形成第一半桥，而晶体管QC和QD形成第二半桥。两个半桥都连接在提供输入电压VIN的第一电源端子IN(在图1中也用“+”标记)与连接至参考电位的第二电源端子(例如，接地端子GND1，在图1中也用“-”标记)之间。第二半桥的半桥输出节点B连接至电感器Tr,p的第一端，电感器Tr,p是变压器的初级绕组。第一半桥的半桥输出节点A连接至另一电感器Lr的第一端。电感器Tr,p的第二端和另一电感器Lr的第二端连接在电路节点C处，该电路节点C也经由续流二极管D1耦接至第一电源端子，并且经由续流二极管D2耦接至第二电源端子GND1。
电感器Tr,s是所述变压器的次级绕组，电感器Tr,s连接至由MOSFET QEH和QFL(第一半桥)以及QFH和QEL(第二半桥)构成的另一全桥。MOSFET的本征体二极管分别表示为DEH、DFL、DFH和DEL；以及MOSFET的对应漏极-源极电容分别被标记为CEH、CFL、CFH和CEL。当在正向方向上工作时(能量从初级侧传输到次级侧)，MOSFET的本征二极管DEH、DFL、DFH和DEL可以作为桥式整流器工作，以对通过次级绕组Tr,s的电感电流进行整流。注意，在特定实施方式中，可以通过主动地导通和关断MOSFET QEH、QFL、QFH和QEL来使用同步整流。另一电感器LO连接在桥式整流器的一个输出端(图1的示例中的电路节点K)与PSFB转换器的输出端子OUT之间，其中，桥式整流器的另一输出端连接至形成用于变压器的次级侧上的电路部件的接地端子的参考端子GND2。电容器CO连接在输出端子OUT与参考端子GND2之间。电感器LO和电容器CO基本上形成用于减小输出电压VOUT的纹波的低通滤波器。如上所述，当在反向方向上工作时(能量从次级侧传输到初级侧)，滤波电感器LO接管升压转换器的升压电感器的角色。
应当理解，在本文描述的示例中，术语“输出”和“输入”(例如在“输出电压”、“输入电容器”等中)实际上与其正常含义相反，因为电路在冷启动阶段中在反向方向上工作。例如，参照图1，当能量从变压器的次级侧传输到初级侧时，“输出电压”VOUT实际上是输入电压，以及“输入电容器”Cin两端的电压实际上是输出电压。
用于驱动功率电子开关的控制信号(图1中未示出)(即，用于驱动MOSFET QA、QB、QC和QD以及QEH、QFL、QFH和QEL的栅电极的栅电压)可以使用任何已知的技术生成。通常，使用修改的脉宽调制来调制控制信号，以便调节输出电压VOUT。用于驱动MOSFET的合适的栅极驱动电路是已知的，因此这里不再讨论。图1所示的开关转换器拓扑允许所有功率电子开关以零电压开关(ZVS)进行开关，从而导致相对较低的开关损耗和有效的功率转换。
在下文中，考虑在反向方向上的工作(升压模式工作)。电压VOUT实际上是升压模式工作中的输入电压，其可以由电池(低压电源)提供，以及电压范围可以为42伏至58伏。输入电压VIN实际上是升压模式工作中高压负载两端的输出电压，电压范围可以为330伏至380伏。应当理解，所述电压值仅仅是示例，并且可以根据实际应用而更高或更低。
如上所述，使用[Escudero]中描述的调制/开关方案使得需要连接在接地端子GND1与输入节点IN之间的辅助电路。辅助电路包括通过高压二极管与负载和双向转换器去耦的辅助电源。在启动调制方案之前，辅助电源为输入电容Cin充电。出于该目的，辅助电源包括单独的开关转换器，这大大增加了整个转换器装置的复杂性。
在下面的描述中，提出了一种新颖的调制方案，其使得能够在不需要上述辅助电路的情况下冷启动双向PSFB转换器，同时仍避免了次级侧开关(例如，MOSFET QEH、QFL、QFH和QEL)处的上述电压过冲，并且同时保持通过滤波电感器LO的电流在控制之下。
下面参照图2说明本文描述的概念的一个示例，图2示出了在图1的PSFB的冷启动阶段中使用的周期性调制方案的一个循环。如上所述，PSFB在冷启动阶段和随后的升压模式工作中在反向方向上工作。晶体管QEH、QFL、QFH和QEL形成所谓的同步桥式整流器(晶体管H桥)，其中，晶体管对QEH和QEL表示为整流器桥的第一对角晶体管对，以及晶体管对QFH和QFL表示为整流器桥的第二对角晶体管对。根据图2中的时序图，对于时刻t0(t<t0)之前的时间，两个晶体管对都不激活(关断)，并且第一角对QEH和QEL在时刻t0处被激活(导通)。从时刻t0开始，通过电感器LO的电感电流IO开始上升(从零到更高的负值)，直到电感电流IO在时刻t1处达到值IOFF。在从t0到t1的时间间隔中，电流从电路节点OUT经由电感器LO、晶体管QEH、变压器的次级绕组Tr,s和晶体管QEL流通到接地节点GND2。这种情况在图3中示出，图3示出了与图1相同的电路，其中，另外的箭头指示电流。在相同的时间间隔期间(从t0到t1)，在变压器的初级绕组Tr,p中感应出电流ITr，该电流与电流IO成比例。即，ITr＝IONS/NP，其中，NP表示初级绕组Tr,p的匝数，以及NS表示次级绕组Tr,s的匝数。换句话说，在从t0到t1的时间间隔中，能量从次级侧传输到初级侧。
在时刻t1处(当电感电流IO达到值IOFF时)，第一对角晶体管对QEH、QEL被关断，并且存储在电感器IO中的能量开始在电感器LO与整流器桥的(本征)输出电容器CEH、CEL、CFH、CFL之间谐振。在从t1到t2的短时间间隔内，电感电流IO(以及因此变压器的初级电流ITr)继续上升，同时(现在关断的)第一对角晶体管对的电容器CEH和CEL被充电。在相同的时间间隔期间，从t1开始，晶体管QEH和QEL两端的电压降上升。在从t1到t2的时间间隔中，电流从电路节点OUT经由电感器LO、电容器CEH、变压器的次级绕组Tr,s和电容器CEL流通到接地节点GND2。这种情况在图4中示出，图4示出了与图1相同的电路，其中，箭头再次指示电流。图2中的第四个图(从上往下)示出了通过电容器CEH和CEL的电容器电流ISR,Coss。注意，VDS,SR表示全桥两端的总电压降(参见图2，第三个图)。即，假设电容CEH、CEL、CFH和CFL相等，晶体管CEH、CEL、CFH和CFL中每一个两端的漏极-源极电压为VDS,SR/2。
在初级侧上，以及在从t0到t1和t1到t2的时间间隔中，感应电流ITr从初级绕组Tr,p经由续流二极管D1、输入电容器Cin和未激活晶体管QD的反向二极管DD流回到初级绕组Tr,p。电感器Lr和晶体管QA的反向二极管DA形成平行于二极管D1的替选电流路径。这种情况如图3和图4所示。从图3和图4可以看出，感应电流ITr对输入电容器Cin进行充电。
如图2的时序图所示，从时刻t2开始，电感电流IO的幅度减小(即，电流变得负值更小)。在时刻t3，电感电流IO达到零安培。同样在时刻t2，晶体管QEH和QEL(以及因此相应的本征电容器CEH和CEL)两端的电压降VDS,SR进一步增加，并且产生了高达峰值VPK的过冲。晶体管QFH和QFL的情况是相同的，即在时间间隔t4-t2中，所有晶体管都被关断，并且具有相同的漏极-源极-电压VDS,SR/2。在从t2到t3的时间间隔中，通过变压器绕组Tr,p、Tr,s的电流基本为零。当电压VDS,SR在时刻t3达到其峰值VPK时，通过电容器CEH和CEL的电流ISR,Coss达到零。此时，先前存储在电感器LO中的能量已经被传输到整流器桥的输出电容器CEH、CEL、CFH和CFL。时刻t2与t3之间的电流循环在图5中指示，图5示出了与图1相同的电路，其中，另外的箭头指示电流。
如图2所示，在从t3到t4的时间间隔中，电压VDS,SR从其峰值VPK降低到其稳定值VO，并且可以在t4时刻或者在定义的暂停之后稍后启动新的循环(例如，通过激活另一个对角晶体管对QFH和QFL)。其中下一循环在前一循环结束时直接开始的开关操作(参见图2，时刻t4)通常被称为边界模式(BM)操作，并且其中下一循环在前一循环结束时的调制暂停之后开始的开关操作被称为不连续电流模式(DCM)操作。在调制暂停期间，所有次级侧开关QEH、QEL、QFH、QFL都处于关断状态(不导通)。
图6的时序图中示出了DCM操作。在该示例中，图2的开关方案在从时刻t0到时刻t4的间隔中以固定频率f＝TCYCLE -1有规律地重复。有效导通时间为TCHARGE＝t2-t0。在该时间段期间，输入电容器Cin被充电，并且在每个循环中添加至电容器电荷的电荷ΔQCin为
Figure BDA0003087437580000071
以上等式基于初级侧电流ITr(t)的斜率为线性的假设。在这种情况下，初级侧电流ITr(t)在时刻t2的峰值等于IPkNS/NP。如上所述，电流阈值IOFF用于触发当前激活的对角晶体管对的关断(当电感电流IO达到阈值IOFF时，QEH和QEL被关断)。根据上面的等式，每个循环中输入电容器Cin处的电压增加量ΔVin为
Figure BDA0003087437580000072
即，在冷启动阶段中，输入电容器Cin中的电压Vin在每个循环中增加ΔVin。时间TCHARGE由阈值IOFF间接决定。
从图2和图6可以看出，阈值IOFF(的绝对值)越高，时间间隔t1-t0和TCHARGE越长，并且晶体管桥两端的峰值电流IPk和峰值电压VPk越高。将最大允许峰值电压VPk(根据设计选择)设置为特定值(例如，晶体管的击穿电压的80％)意味着针对电流阈值IOFF和针对峰值电流IPk的特定最大值，并且限制每个循环中可以实现的电压摆幅ΔVin。
DCM操作中的占空比为TCHARGE/TCYCLE，其中，循环周期TCYCLE大于t4-t0。循环周期TCYCLE等于时间间隔t4-t0的情况被称为边界模式操作，并且由图7的时序图示出。在图6和图7两个图中，第一循环和第二循环中的对应时刻表示为t0和t0′、t1和t1′、……、以及t4和t4′。在边界模式下，t0′＝t4成立。在边界模式操作中，循环周期TCYCLE是可变的，并且等于导通时间TCHARGE与振铃时间TRING之和(见图7)。振铃时间TRING取决于电感器LO的电感和晶体管桥的总电容COSS,SR(假设CEH＝CEL＝CFH＝CFL＝COSS,SR)。振铃时间TRING大约等于由电感器LO和电容4COSS,SR形成的LC电路的振荡周期的一半。因此，振铃时间为
Figure BDA0003087437580000081
当考虑在变压器的次级侧处存储的总电磁能量时，可以分析电流值IOFF和IPk与对应的时间间隔t2-t0和t1-t0之间的关系。因此，在时刻t1处，存储在电感器LO中的总能量为LOIOFF 2/2(即，当IO(t1)＝IOFF时存储在电感器LO中的能量)；总能量可以通过将存储在晶体管桥的电容CEH、CEL、CFH、CFL中的能量相加来确定。因此，超过阈值IOFF的电流过冲IPk-IOFF由存储在晶体管桥的电容CEH、CEL、CFH、CFL中的能量决定。如上所述，该总能量在电容CEH、CEL、CFH、CFL与电感器LO之间振荡。因此，最大电压VPK以及峰值电流IPK由变压器的次级侧处存储的总能量决定。
可以看出，输入电容器Cin的充电状态(即，电压Vin)对阈值IOFF几乎没有影响。因此，在特定实施方式中，阈值IOFF可以被设置为恒定值。然而，并没有指出占空比TCHARGE/TCYCLE将在DCM操作中变化，这是因为电感电流IO(t)的斜率取决于输入电容器Cin的充电状态。
当电压NSVin/NP(通过变压器的绕组比NS/NP而缩放的输入电压Vin)小于电压VOUT时(即，Vin/NP<VOUT)，应用图2的调制方案的冷启动阶段结束。当输入电压Vin超过值NPVOUT/NS时，可以使用不同的调制方案，例如在[Escudero]中描述的调制方案。
图8是示出被配置成输出用于次级侧晶体管桥的驱动信号的PSFB控制器10的示意图。在图8的示例中，控制器可以被实现为微控制器或任何其他可编程装置，其可以包括用于执行软件指令的处理器。PSFB控制器10可以被配置或编程为根据本文描述的调制方案产生逻辑信号E和F。逻辑信号E和F指示第一对角晶体管对(晶体管QEH和QEL)和第二对角晶体管对(晶体管QFH和QFL)的期望开关状态。栅极驱动器21、22、23和24针对相应的晶体管QEH、QEL、QFH和QFL生成实际栅极电压VEH、VEL、VFH和VFL。比较器30向PSFB控制器10发送条件IOFF≤|IO(t)|(参见图2)的信号。如图6的示例(DCM操作)所示，对角晶体管对(例如，晶体管QEH和QEL或QFH和QFL)根据时钟信号(未示出)有规律地导通，并且当条件IOFF≤|IO(t)|评估为真时关断。在图7的示例中，晶体管对的导通不由时钟信号触发。相反，第二对角晶体管对在第一对角晶体管对关断后的固定延迟时间后被导通。该延迟时间等于振铃时间TRING，并且对于特定的实现方式可以是常数参数。
在这一点上，应该注意的是，诸如阈值IOFF的电路参数的数值可以针对每个应用而专门设计，并且例如通过模拟用于图6或图7的调制方案的图1的电路来进行验证。可替选地，可以使用基于物理模型的分析计算来估计电路参数。
如上面进一步提到的，PSFB开关转换器的次级侧上的同步整流器电路可以以各种不同的方式实现。在上面讨论的示例中，次级侧整流器电路使用晶体管全桥(同步桥式整流器)来实现。也可以使用桥式整流器的替选物，例如，中心抽头整流器或电流倍增器整流器。图9的视图(a)和(b)中示出了示例性实现方式。本文描述的用于在冷启动阶段(其中，输入电容器Cin被充分放电)期间在反向方向上操作PSFB开关转换器的概念容易应用于具有不同于桥式整流器的次级侧整流器级的PSFB开关转换器。
图9的视图(a)中示出的替选方案需要具有中心抽头的次级绕组Tr,s，该中心抽头有效地将次级绕组分成第一部分线圈Tr,s,a和第二部分线圈Tr,s,b。输出电感器LO连接在中心抽头(即，部分线圈Tr,s,a和Tr,s,b的公共电路节点)与接地节点GND2之间。次级绕组的两个外部端子经由晶体管QEH和QFL连接至输出端子OUT。即，晶体管QEH和QFL的漏极-源极电流路径串联耦接至次级绕组(部分线圈Tr,s,a和Tr,s,b)。类似于图1的示例，输出电容器CO连接在输出端子OUT与接地节点GND2之间。应指出，为了使附图简单，在图1的视图中没有示出晶体管的本征反向二极管。还应指出，在本文描述的示例中，PSFB开关转换器在反向方向上操作，这意味着输出电压VOUT必须被认为是提供给输出节点OUT的输入电压。
图2的时序图在很大程度上也适用于图9的视图(a)中的中心抽头整流器，其中，在每个循环中仅一个晶体管——QEH或QFL——被激活，而不是如在图1的示例中的情况那样是对角晶体管对被激活。两个晶体管QEH和QFL可以在随后的循环中交替地被激活。当晶体管QEH导通时，电感电流IO(t)从输出节点OUT通过晶体管QEH、次级绕组Tr,s,a和电感LO到达接地GND2。电感电流IO(t)上升，直到达到阈值IOFF，这触发晶体管OEH的关断(参见图2，时刻t1)。由于存储在电容CEH中的能量，电感电流IO(t)继续进一步上升一点，直到达到峰值电流IPK(参见图2，时刻t2)。存储在电感LO和电容CEH中的能量随着电感电流IO的减小而振荡。同时，当电感电流IO达到零时(参见图2，时刻t3)，晶体管QEH两端的电压上升并在VPK处产生过冲。当晶体管OEH两端的电压VDS,SR再次达到标称值VOUT时，可以开始新的循环(在边界模式下操作时立即开始，或者在DCM中操作时在调制暂停后立即开始)。在下一个循环中，当另一晶体管OFL导通时，功能与上述基本相同。
图9的视图(b)所示的替选方案需要分离输出电感器LO,a和LO,b。输出电感器LO,a和LO,b也可以视为其中心抽头连接至输出端子OUT的一个电感器。电感器LO,a和LO,b的两个外部端子连接至次级绕组Tr,s的相对端。此外，电感器LO,a和LO,b的两个外部端子分别经由晶体管QEH和晶体管QFL连接至接地节点GND2。如在其他示例中，输出电容器CO连接在输出节点与接地节点GND2之间。
图2的时序图在很大程度上也适用于图9的视图(b)的电流倍增器整流器，其中，在每个循环中仅一个晶体管——QEH或QFL——被激活。同样在这个示例中，两个晶体管QEH和QFL可以在随后的循环中交替激活。当晶体管QEH导通时，电感电流IO(t)从输出节点OUT通过电感LO,b、次级绕组Tr,s,a和晶体管QEH到达接地GND2。并联电流路径可经由电感器LO,a和晶体管QEH获得。通过电感器LO,b和次级绕组Tr,s,a的电感电流IO(t)上升，直到达到触发晶体管OEH的关断的阈值IOFF(参见图2，时刻t1)。由于存储在电容CEH中的能量，电感电流IO(t)进一步上升一点，直到达到峰值电流IPK(参见图2，时刻t2)，并且存储在电感器LO,a和LO,a和电容CEH中的能量随着电感电流IO的降低而振荡。同时，当电感电流IO达到零时(参见图2，时刻t3)，晶体管QEH两端的电压上升并在VPK处产生过冲。当晶体管OEH两端的电压VDS,SR再次达到标称值VOUT时，可以开始新的循环(根据BM或DCM操作)。在下一个循环中，当另一晶体管OFL导通时，功能与上述基本相同。
应当理解，名称(移相)全桥开关转换器涉及耦接至初级绕组Tr,p的晶体管全桥(参见图1，晶体管QA、QB、QC、QD)，其可以如图1所示实现，并且与耦接至变压器的次级侧的各种同步整流器电路(例如全桥、中心抽头、电流倍增器等)相结合。当在启动(冷启动)阶段中在反向方向上操作时，在启动阶段的开始，输入电容器Cin被充分放电，初级侧上的全桥(晶体管QA、QB、QC、QD)可以被动地操作，这意味着电流通过晶体管的固有反向二极管，由此晶体管不被主动导通。
尽管已经关于一个或更多个实现说明和描述了本发明，但是可以在不脱离所附权利要求的精神和范围的情况下对示出的示例进行变更和/或修改。特别地，关于由上面描述的部件或结构(单元、程序集、装置、电路、系统等)执行的各种功能，除非另有指示，否则用于描述这样的部件的术语(包括对“装置”的引用)意在与执行所描述的部件的指定功能的(例如，在功能上等同的)任何部件或结构相对应，即使在执行本发明在本文中所示出的示例性实现方式中的功能的在结构上不等同于所公开结构的情况下也是如此。

Claims (15)

1.一种移相全桥PSFB开关转换器，包括：
变压器，其具有初级绕组(Tr,p)和次级绕组(Tr,s)；
输入电容器(Cin)，其经由第一晶体管全桥(QA，QB，QC，QD)耦接至所述初级绕组(Tr,p)；
输出电感器(LO；LO,a，LO,b)，其经由包括至少一个第一晶体管(QEH；QEH，QEL)和至少一个第二晶体管(QFL；QFH，QFL)的同步整流器电路耦接至所述次级绕组(Tr,s)；
控制器电路(1)，其被配置成产生用于所述整流器电路的开关信号，以在反向方向上操作所述PSFB开关转换器，
其中，在启动阶段期间，在所述启动阶段开始时，所述输入电容器(Cin)被充分放电：
所述至少一个第一晶体管(QEH；QFL)在每个开关循环的开始被导通，以允许电感电流(IO(t))从输出节点(OUT)经由所述输出电感器(LO，LO,a，LO,b)和所述次级绕组(Tr,s)传递到接地节点(GND2)；
当所述电感电流(IO(t))达到阈值(IOFF)时，所述至少一个第一晶体管(QEH；QFL)被关断；以及
当所述电感电流(IO(t))再次达到零时或之后，新的循环开始。
2.根据权利要求1所述的PSFB开关转换器，
其中，在所述启动阶段期间，所述循环的周期(TCYCLE)是恒定的，并且所述PSFB开关转换器在不连续电流模式下操作，或者
所述循环的周期(TCYCLE+TRING)是可变的，并且所述PSFB开关转换器在边界模式下操作，其中，当所述电感电流(IO(t))达到零时，新的循环开始。
3.根据权利要求1所述的PSFB开关转换器，
其中，所述至少一个第一晶体管(QEH；QEH，QEL)在第一开关循环开始时被导通，并且所述至少一个第二晶体管(QFL；QFH，QFL)在第二开关循环开始时被导通，所述第二开关循环在所述第一开关循环结束时开始。
4.根据权利要求1至3中任一项所述的PSFB开关转换器，
其中，当所述至少一个第一晶体管(QFL；QFH，QFL)或所述至少一个第二晶体管(QEH；QEH，QEL)被导通时，所述次级绕组(Tr,s)串联电耦接至所述输出电感器(LO；LO,a，LO,b)。
5.根据权利要求1至3中任一项所述的PSFB开关转换器，
其中，所述第一晶体管全桥(QA，QB，QC，QD)包括两个半桥(QA，QB；QC，QD)，每个半桥都具有中间抽头；
其中，所述两个半桥(QA，QB；QC，QD)各自的中间抽头经由所述初级绕组(Tr,p)和另一电感器(Lr)耦接。
6.根据权利要求5所述的PSFB开关转换器，
其中，所述初级绕组(Tr,p)和所述另一电感器(Lr)所连接的公共电路节点分别经由第一续流二极管(D1)和第二续流二极管(D2)耦接至所述输入电容器的第一端子和第二端子。
7.根据权利要求1至6中任一项所述的PSFB开关转换器，
其中，所述控制器电路(1)被配置成在所述启动阶段之后，当所述输入电容器(Cin)被充电到特定电压电平时，产生用于所述至少一个第一晶体管(QEH；QEH，QEL)和所述至少一个第二晶体管(QFL；QFH，QFL)的开关信号，以使用与所述启动阶段不同的调制方案在反向方向上操作所述PSFB开关转换器。
8.根据权利要求1至7中任一项所述的PSFB开关转换器，
其中，所述同步整流器电路包括桥式整流器，并且所述至少一个第一晶体管包括第一对角晶体管对(QEH；QEL)，以及所述至少一个第二晶体管包括第二对角晶体管对(QFH；QFL)。
9.根据权利要求1至7中任一项所述的PSFB开关转换器，
其中，所述同步整流器电路包括中心抽头整流器或电流倍增器整流器。
10.根据权利要求1至9中任一项所述的PSFB开关转换器，还包括：
输出电容器(CO)，其连接在所述输出节点(OUT)与所述接地节点(GND2)之间。
11.根据权利要求1至10中任一项所述的PSFB开关转换器，
其中，在每个开关循环中，所述电感电流(IO(t))在一个开关循环上积分得到的电荷被传输穿过所述变压器，使得所述输入电容器(Cin)被充电。
12.一种用于在反向方向上操作移相全桥PSFB开关转换器的方法，
其中，所述PSFB开关转换器包括：变压器，其具有初级绕组(Tr,p)和次级绕组(Tr,s)；输入电容器(Cin)，其经由第一晶体管全桥(QA，QB，QC，QD)耦接至所述初级绕组(Tr,p)；以及输出电感器(LO；LO,a，LO,b)，其经由包括至少一个第一晶体管(QEH；QEH，QEL)和至少一个第二晶体管(QFL；QFH，QFL)的同步整流器电路耦接至所述次级绕组(Tr,s)；
在启动阶段期间，在所述启动阶段开始时，所述PSFB开关转换器的输入电容器(Cin)被充分放电，所述方法包括，针对每个开关循环：
在每个开关循环的开始导通所述至少一个第一晶体管(QEH；QFL)，以允许电感电流(IO(t))从输出节点(OUT)经由所述输出电感器(LO，LO,a，LO,b)和所述次级绕组(Tr,s)传递到接地节点(GND 2)；以及
当所述电感电流(IO(t))达到阈值(IOFF)时，关断所述至少一个第一晶体管(QEH；QFL)，
其中，当所述电感电流(IO(t))再次达到零时或之后，新的循环开始。
13.根据权利要求12所述的方法，
其中，在所述启动阶段期间，所述循环的周期(TCYCLE)是恒定的，并且所述PSFB开关转换器在不连续电流模式下操作，或者
所述循环的周期(TCYCLE+TRING)是可变的，并且所述PSFB开关转换器在边界模式下操作，其中，当所述电感电流(IO(t))达到零时，新的循环开始。
14.根据权利要求12或13所述的方法，
其中，当所述至少一个第一晶体管(QFL；QFH，QFL)或所述至少一个第二晶体管(QEH；QEH，QEL)被导通时，所述次级绕组(Tr,s)串联电耦接至所述输出电感器(LO；LO,a，LO,b)。
15.一种用于控制移相全桥PSFB开关转换器的操作的控制器电路(1)，
其中，所述控制器电路(1)包括处理器和存储软件指令的存储器，当所述处理器执行所述软件指令时，使得所述控制器执行根据权利要求12至14中任一项所述的方法。
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