JP2014007942A - 双方向電力伝送装置 - Google Patents

Abstract

【課題】トランスの第１コイルおよび第２コイルの一方から他方と、他方から一方への双方向の電力の伝送を行なうべく、第２コイル側に昇降圧チョッパ回路を備える場合には、回路規模が大きくなったり、スイッチング制御対象が増大したりすること。
【解決手段】トランスＴの第１コイルｗ１には、第１フルブリッジ回路ＦＢ１を介して第１コンデンサＣｉが接続されており、第２コイルｗ２には、第２フルブリッジ回路ＦＢ２を介して第２コンデンサＣｏが接続されている。トランスＴの漏れインダクタによって、第１フルブリッジ回路ＦＢ１と第２フルブリッジ回路ＦＢ２との間にインダクタ１２が設けられたのと等価となっている。
【選択図】 図１

Description

本発明は、トランスのコイルの一方から他方、および他方から一方の双方向に電力を伝送する双方向電力伝送装置に関する。

この種の電力伝送装置としては、たとえば下記特許文献１に記載されているように、トランスの一対のコイルのそれぞれにフルブリッジ回路が接続され、車載バッテリと系統電源との間の電力の授受を仲介するものも提案されている。詳しくは、これらフルブリッジ回路は、いずれも直流電圧を交流電圧に変換してトランスに印加するためのものであり、車載バッテリとフルブリッジ回路との間には昇降圧チョッパ回路が接続されている。これにより、系統電源側から車載バッテリ側への電力の入力と、車載バッテリ側から系統電源側への電力の出力との双方を行なうことができるとしている。

特開２００８−３１２３９５号公報

ただし、上記装置の場合、系統電源側の電圧と車載バッテリ側の電圧との相対的な大小関係にかかわらず双方向の電力の授受を可能とする観点から昇降圧チョッパ回路を備えることとしており、回路規模が大きくなったり、電子操作対象とするスイッチング素子が多くなったりするという問題がある。

本発明は、上記課題を解決する過程でなされたものであり、その目的は、トランスのコイルの一方から他方、および他方から一方の双方向に電力を伝送する新たな双方向電力伝送装置を提供することにある。

以下、上記課題を解決するための手段、およびその作用効果について記載する。

請求項１記載の発明は、第１コイル（ｗ１）と、前記第１コイルに接続される第１ブリッジ回路（ＦＢ１）と、前記第１コイルと磁気結合した第２コイル（ｗ２）と、前記第２コイルに接続される第２ブリッジ回路（ＦＢ２）と、を備え、前記第１ブリッジ回路は、前記第１コイルの一方の端子および他方の端子のそれぞれを、そのレッグによって、前記第１ブリッジ回路の正極側端子（Ｔｉｐ１）および負極側端子（Ｔｉｎ１）のそれぞれに接続して且つ、電子操作可能な回路であり、前記第２ブリッジ回路は、そのレッグによって、前記第２コイルの一方の端子および他方の端子のそれぞれを、前記第２ブリッジ回路の正極側端子（Ｔｉｐ２）および負極側端子（Ｔｉｎ２）のそれぞれに接続して且つ、電子操作可能な回路であり、前記第１ブリッジ回路および前記第２ブリッジ回路の少なくとも一方を電子操作することで、前記第１コイル側から前記第２コイル側への電力の伝送と、前記第２コイル側から前記第１コイル側への電力の伝送とが可能であり、前記第１ブリッジ回路および前記第２ブリッジ回路間の電気経路には、該電気経路に電流が流れている状態で該電流を流すための電圧の印加を停止した場合に、該停止前の電流を継続して流すことが可能なインダクタンス設定（１２）がなされていることを特徴とする。

上記発明では、第１ブリッジ回路および第２ブリッジ回路間の電気経路のインダクタンス設定のために、この電気経路にエネルギを蓄えることができる。このため、第１コイルおよび第２コイルの一方から他方、および他方から一方のいずれの電力の伝送に際しても、この電気経路を電流の平滑手段として利用することができる。また、電気経路にエネルギを蓄えることで、昇圧処理を行うこともできる。さらに、第１フルブリッジ回路や第２フルブリッジ回路に接続されるコイルに電圧を印加しない状況下においても、それら回路に電流を流すことが可能となり、ひいてはフェーズシフト処理を行なうことが容易となる。

なお、本発明にかかる以下の代表的な実施形態に関する概念の拡張については、代表的な実施形態の後の「その他の実施形態」の欄に記載してある。

第１の実施形態にかかるシステム構成図。 同実施形態にかかるトランスの構成を示す図。 同実施形態にかかる電力入力時のスイッチング操作手法を示すタイムチャート。 同実施形態にかかる電力入力処理を示す回路図。 同実施形態にかかる電力出力時のスイッチング操作手法を示すタイムチャート。 同実施形態にかかる電力出力処理を示す回路図。 同実施形態にかかる電力出力処理態様を示すタイムチャート。 第２の実施形態にかかるシステム構成図。 同実施形態にかかる電力入力時のスイッチング操作手法を示すタイムチャート。 同実施形態にかかる電力入力処理を示す回路図。 同実施形態にかかる電力出力時のスイッチング操作手法を示すタイムチャート。 同実施形態にかかる電力出力処理を示す回路図。 同実施形態にかかる電力出力処理を示す回路図。 同実施形態にかかる電力出力処理態様を示すタイムチャート。 第３の実施形態にかかる電力出力処理態様を示すタイムチャート。 第４の実施形態にかかるシステム構成図。 同実施形態にかかるスイッチング操作手法を示すタイムチャート。 第５の実施形態にかかるシステム構成図。 同実施形態にかかるスイッチング操作手法を示すタイムチャート。 第６の実施形態にかかるシステム構成図。 図１に示されている第１の実施形態の動作の別例の説明のための図。 図１に示されている第１の実施形態の動作の別例の説明のための図。 図１に示されている第１の実施形態の動作の別例の説明のための図。 図１に示されている第１の実施形態の動作の別例の説明のための図。 図１に示されている第１の実施形態の動作の別例の説明のための図。 図１に示されている第１の実施形態の動作の別例の説明のための図。 図１に示されている第１の実施形態の動作の別例の説明のための図。 図１に示されている第１の実施形態の動作の別例の説明のための図。 図１に示されている第１の実施形態の動作の別例の説明のための図。

＜第１の実施形態＞
以下、本発明にかかる電力伝送装置を車載電力伝送装置に適用した第１の実施形態について、図面を参照しつつ説明する。

図１に示されるコンバータＣＮＶは、車載電力伝送装置に搭載されるものである。コンバータＣＮＶは、車両の外部の商用電源からの電力を所定の直流電圧とする装置（図示略）の出力部となる第１コンデンサＣｉについて、その電力を第２コンデンサＣｏに供給する機能を有する。また、コンバータＣＮＶは、第２コンデンサＣｏの電力を第１コンデンサＣｉに伝送する機能をも有する。詳しくは、コンバータＣＮＶは、絶縁型コンバータであり、トランスＴを備えて構成されている。

トランスＴの第１コイルｗ１には、第１フルブリッジ回路ＦＢ１が接続されている。第１フルブリッジ回路ＦＢ１は、第１コンデンサＣｉの両電極間に並列接続（短絡接続）されたスイッチング素子Ｓ１およびスイッチング素子Ｓ２の直列接続体（レッグ）と、スイッチング素子Ｓ３およびスイッチング素子Ｓ４の直列接続体（レッグ）とを備えている。そして、上記スイッチング素子Ｓ１およびスイッチング素子Ｓ２の接続点と、スイッチング素子Ｓ３およびスイッチング素子Ｓ４の接続点との間に、トランスＴの第１コイルｗ１が接続されている。ここで、第１フルブリッジ回路ＦＢ１の正極側端子Ｔｉｐ１は、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ３の接続点であり、負極側端子Ｔｉｎ１は、スイッチング素子Ｓ２，Ｓ４の接続点である。

なお、本実施形態では、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４として、ＮチャネルＭＯＳ電界効果トランジスタを例示している。また、図中、ダイオードＤ１〜Ｄ４のそれぞれは、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４のそれぞれのボディダイオードである。

トランスＴの第２コイルｗ２には、第２フルブリッジ回路ＦＢ２が接続されている。第２フルブリッジ回路ＦＢ２は、第２コンデンサＣｏの両電極間に並列接続（短絡接続）されたスイッチング素子Ｓａおよびスイッチング素子Ｓｂの直列接続体（レッグ）と、スイッチング素子Ｓｃおよびスイッチング素子Ｓｄの直列接続体（レッグ）とを備えている。そして、上記スイッチング素子Ｓａおよびスイッチング素子Ｓｂの接続点と、スイッチング素子Ｓｃおよびスイッチング素子Ｓｄの接続点との間に、トランスＴの第２コイルｗ２が接続されている。ここで、第２フルブリッジ回路ＦＢ２の正極側端子Ｔｉｐ２は、スイッチング素子Ｓａ，Ｓｃの接続点であり、負極側端子Ｔｉｎ２は、スイッチング素子Ｓｂ，Ｓｄの接続点である。

なお、本実施形態では、スイッチング素子Ｓａ〜Ｓｄとして、ＮチャネルＭＯＳ電界効果トランジスタを例示している。また、図中、ダイオードＤａ〜Ｄｄのそれぞれは、スイッチング素子Ｓａ〜Ｓｄのそれぞれのボディダイオードである。

上記第２コンデンサＣｏには、負荷１４が並列接続されている。この負荷１４には、車載主機としての回転機のエネルギ貯蔵手段（バッテリ）が含まれる。なお、本実施形態では、負荷１４側の電圧（端子電圧）の方が、第１コンデンサＣｉ側の電圧Ｖｉよりも低いことを想定している。特に本実施形態では、第１コイルｗ１および第２コイルｗ２のターン数Ｎ１，Ｎ２を用いた場合、「Ｖｉ／Ｎ１＞Ｖｏ／Ｎ２」の関係が成立することを想定している。

図中、第２コイルｗ２と第２フルブリッジ回路ＦＢ２との間には、インダクタｌ２が記載されている。これは、図２に示すように、トランスＴの磁心１１と第１コイルｗ１および第２コイルｗ２との間の間隙を大きくすることで生成される漏れインダクタの等価回路表現である。なお、等価回路表現としては、第１コイルｗ１と第１フルブリッジ回路ＦＢ１との間にインダクタ１２を記載してもよい。

制御装置２０は、電圧センサ１６によって検出された第２コンデンサＣｏの電圧Ｖｏと、電流センサ１８によって検出されたコンバータＣＮＶの出力電流Ｉｏと、に基づいて、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４のそれぞれや、スイッチング素子Ｓａ〜Ｓｄのそれぞれに、操作信号ｍｓ１〜ｍｓ４や操作信号ｍｓａ〜ｍｓｄのそれぞれを出力することで、第１コイルｗ１および第２コイルｗ２の一方から他方、および他方から一方への電力の伝送処理を行なう。以下では、「外部の商用電源から車載バッテリ側への充電処理」について説明した後、「車載バッテリ側から外部の商用電源への電力の出力処理」について説明する。

「外部の商用電源から車載バッテリ側への充電処理」
これは、第１コイルｗ１側から第２コイルｗ２側への電力の伝送処理である。詳しくは、図３に示すように、操作信号ｍ１，ｍ４と操作信号ｍ２，ｍ３とのそれぞれを互いに同一の信号として且つ、操作信号ｍ１，ｍ４と操作信号ｍ２，ｍ３とで、オン操作指令期間の位相をπだけずらす設定がなされている。図３に示す操作信号ｍｓ１〜ｍｓ４によるスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４の操作によれば、第１フルブリッジ回路ＦＢ１を、直流電圧（第１コンデンサＣｉの電圧）を交流電圧に変換する直流交流変換手段とすることができる。この際、第２フルブリッジ回路ＦＢ２については、そのダイオードＤａ〜Ｄｂが全波整流回路として機能する。

以下、図４を用いて、第１コイルｗ１側から第２コイルｗ２側への電力の伝送処理について定性的な説明を与える。

図４（ａ）は、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４の全てがオフの状態から、スイッチング素子Ｓ１およびスイッチング素子Ｓ４をオン状態に切り替えた場合を示している。図示されるように、この場合、第１コイルｗ１の印加電圧Ｖｗ１は、絶対値が第１コンデンサＣｉの電圧Ｖｉであって且つ負となる。そして、第１コンデンサＣｉ、スイッチング素子Ｓ１、第１コイルｗ１、およびスイッチング素子Ｓ４を備える閉ループ経路に電流が流れる。一方、第２コイルｗ２の印加電圧Ｖｗ２は、第１コイルｗ１のターン数Ｎ１と第２コイルｗ２のターン数Ｎ２との比（巻数比ｎ）に応じた大きさの電圧「−ｎ・Ｖｉ」となる。これにより、第２コイルｗ２、ダイオードＤｃ、第２コンデンサＣｏ、およびダイオードＤｂを備える経路に電流が流れる。

図４（ｂ）は、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ４をオフ状態に切り替えた場合を示している。この場合、インダクタ１２に蓄えられたエネルギを放出すべく、インダクタ１２、第２コイルｗ２、ダイオードＤｃ、第２コンデンサＣｏおよびダイオードＤｂを備える閉ループ経路に電流が流れる。第２コイルｗ２に電流が流れるために、第１コイルｗ１にも、第１コイルｗ１，ダイオードＤ３、第１コンデンサＣｉ、およびダイオードＤ２を備える閉ループ経路に電流が流れる。上記経路に電流が流れることで、第１コイルｗ１の印加電圧Ｖｗ１は、先の図４（ａ）とは逆極性の「Ｖｉ」となる。そしてこれにより、第２コイルｗ２の印加電圧Ｖｗ２は、先の図４（ａ）とは逆極性の「ｎ・Ｖｉ」となる。このため、インダクタ１２に印加される電圧ＶＬは、「−ｎ・Ｖｉ−Ｖｏ」となり、これをインダクタ１２のインダクタンスで除算した値の絶対値に応じて、インダクタ１２に流れる電流が漸減する。

図４（ｃ）は、第１コイルｗ１、第２コイルｗ２およびインダクタ１２に流れる電流が漸減してゼロとなった状態を示す。

なお、図４（ｃ）の状態の後、図４にスイッチング素子Ｓ１，Ｓ４について例示した要領で、スイッチング素子Ｓ２，Ｓ３のオン・オフ操作を行なう。

このように、本実施形態では、第２フルブリッジ回路ＦＢ２のダイオードＤｂ，Ｄｃ（Ｄａ，Ｄｄ）に順方向電流が流れている期間においてこれに逆バイアスが印加されないため、リカバリ電流が流れる事態を回避することができる。これにより、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４のスイッチング状態の切り替えに際してサージ電圧を好適に低減することができる。これは、次の２つの設定により可能となったものである。第１の設定は、第１フルブリッジ回路ＦＢ１および第２フルブリッジ回路ＦＢ２間にインダクタ１２を設けて且つ、インダクタ１２を流れる電流を漸増させる電圧の印加が停止される場合に、漸減させる電圧を印加する閉ループ経路（図４（ｂ））が構成されるものである。第２の設定は、第２フルブリッジ回路ＦＢ２の正極側端子Ｔｉｐ２および負極側端子Ｔｉｎ２と第２コンデンサＣｏとを接続する電気経路に分岐路がないというものである。

すなわち、この場合、ダイオードＤｂ，Ｄｃ（Ｄａ，Ｄｄ）を流れる順方向電流が漸減してゼロとなるまで、ダイオードＤａ，Ｄｄ（Ｄｂ，Ｄｃ）がオン状態となることはない。このため、リカバリ電流が流れる事態を回避することができ、ひいては、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ４（Ｓ２，Ｓ３）をオン状態に切り替える際にサージ電圧が生じることを回避することができる。

また、インダクタ１２を備えることで、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ４（Ｓ２，Ｓ３）をオン状態に切り替えた際に、それらを流れる電流の増加速度を制限することができるため、オン状態への切り替えに際してのスイッチング損失を低減することもできる。

先の図１に示すように、本実施形態では、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ４（Ｓ２，Ｓ３）のオン・オフの周期Ｔに対するオン時間の時比率Ｄを、コンバータＣＮＶの出力電圧（電圧Ｖｏ）の第１の操作量とする。ここで、時比率Ｄは、第１コンデンサＣｉの充電電圧（電圧Ｖｉ）と、第２コンデンサＣｏの電圧Ｖｏとに加えて、コンバータＣＮＶの出力電流Ｉｏに応じて可変設定される。詳しくは、電圧Ｖｉおよび電圧Ｖｏが同一であったとしても、電流Ｉｏが大きいほど時比率Ｄを大きい値に設定する。このように電圧Ｖｉおよび電圧Ｖｏが同一である場合に時比率Ｄが出力電流Ｉｏに依存することは、本実施形態にかかるコンバータＣＮＶの特徴の１つである。さらに、本実施形態では、スイッチング周波数ｆを、電圧Ｖｏの第２の操作量とする。

「車載バッテリ側から外部の商用電源への電力の出力処理」
これは、第２コイルｗ２側から第１コイルｗ１側への電力の伝送処理である。ここでは、図５に示すように、操作信号ｍｓａ，ｍｓｄと操作信号ｍｓｂ，ｍｓｃとのそれぞれを互いに同一の信号として且つ、操作信号ｍｓａ，ｍｓｄと操作信号ｍｓｂ，ｍｓｃとで、オン操作指令期間の位相をπだけずらす設定がなされている。これにより、第２フルブリッジ回路ＦＢ２を、直流電圧（第２コンデンサＣｏの電圧）を交流電圧に変換する直流交流変換手段とすることができる。

また、操作信号ｍｓａ，ｍｓｄのオン操作指令への切り替えに同期して操作信号ｍｓ４をオン操作指令に切り替え、操作信号ｍｓｂ，ｍｓｃのオン操作指令への切り替えに同期して操作信号ｍｓ２をオン操作指令に切り替える。これは、インダクタ１２に電気エネルギを蓄えるための処理である。

以下、図６を用いて、第２コイルｗ２側から第１コイルｗ１側への電力の伝送処理について定性的な説明を与える。

図６（ａ）には、スイッチング素子Ｓａ，Ｓｄ，Ｓ４をオン状態に切り替えた状態を示している。この場合、第２コイルｗ２側では、第２コンデンサＣｏ、スイッチング素子Ｓａ，インダクタ１２、第２コイルｗ２、およびスイッチング素子Ｓｄを備えるループ経路に電流が流れる。

一方、第１コイルｗ１側では、スイッチング素子Ｓ４，ダイオードＤ２および第１コイルｗ１を備えるループ経路に電流が流れる。このループ経路は、フルブリッジ回路ＦＢ１の正極側端子Ｔｉｐ１および負極側端子Ｔｉｎ１のうち負極側端子Ｔｉｎ側の経路のみを介して第１コイルｗ１の両端を接続する経路である。この経路は、第１コンデンサＣｉを迂回して第１コイルｗ１の両端を低電圧で接続する迂回経路である。

ここで、第１コイルｗ１の電圧Ｖｗ１は、ゼロである（厳密には、ダイオードＤ２やスイッチング素子Ｓ４の電圧降下量程度である）。このため、第２コイルｗ２の電圧Ｖｗ２についてもゼロとみなせる。したがって、インダクタ１２に印加される電圧ＶＬｓを、第２コンデンサＣｏの電圧Ｖｏとみなすことができ、インダクタ１２に流れる電流は、電圧ＶＬｓに比例して漸増する。これにより、インダクタ１２に蓄えられる磁気エネルギも漸増する。

図６（ｂ）は、スイッチング素子Ｓ４をオフ状態に切り替えた状態を示している。この場合、インダクタ１２に蓄えられた磁気エネルギがゼロとなるまでは、インダクタ１２に電流が流れ、ひいては第２コイルｗ２にも電流が流れる。第２コイルｗ２に電流が流れると、第２コイルｗ２と磁気結合している第１コイルｗ１にもアンペールの法則に従って電流が流れる。この電流は、第１コイルｗ１、ダイオードＤ３、第１コンデンサＣｉ、ダイオードＤ２を備えるループ経路を流れる。この処理は、第２コンデンサＣｏの電気エネルギが、第２コンデンサＣｏよりも充電電圧の高い第１コンデンサＣｉに充電される処理であり、昇圧処理となる。なお、この際、第２コイルｗ２の電圧Ｖｗ２が「ｎ・Ｖｉ」となるため、インダクタ１２の電圧ＶＬｓは、「Ｖｏ−ｎ・Ｖｉ＜０」となり、インダクタ１２を流れる電流は漸減する。

図６（ｃ）は、インダクタ１２を流れる電流がゼロとなった状態である。図６（ｃ）の状態となると、図６（ａ）に示した処理の要領で、スイッチング素子Ｓｂ，Ｓｃ，Ｓ２をオン状態に切り替える。

このように、インダクタ１２を流れる電流がゼロとなった後にスイッチング素子Ｓｂ，Ｓｃ，Ｓ２（Ｓａ，Ｓｄ，Ｓ４）をオン状態に切り替えるため、スイッチング状態の切り替えに伴う損失を低減することができる。

図７に、第２コイルｗ２側から第１コイルｗ１側への電力の伝送処理に伴う各種状態量の推移を示す。

以下、本実施形態にかかる効果のいくつかを記載する。

（１）第１フルブリッジ回路ＦＢ１と第２フルブリッジ回路ＦＢ２との間にインダクタ１２を備えた。これにより、電力伝送に際して、インダクタ１２を平滑コイルとして利用することができる。また、第２コイルｗ２側から第１コイルｗ１側への電力の伝送に際して、インダクタ１２に磁気エネルギを一旦蓄えることで、昇圧処理を行なうこともできる。

（２）第１フルブリッジ回路ＦＢ１を、インダクタ１２を流れる電流が漸増する状態（図６（ａ））において、漸増させるための電圧の印加を停止した場合（図６（ｂ））に、インダクタ１２の電流を漸減させる電圧をインダクタ１２に印加するための経路（Ｄ３，Ｃｉ，Ｄ２）が閉ループとなるように構成した。これにより、昇圧処理（図６）を行なうことができる。

（３）第１フルブリッジ回路ＦＢ１と第２フルブリッジ回路ＦＢ２との間の電気経路のインダクタンス設定を、トランスＴの漏れインダクタによって構成した。これにより、インダクタンス設定に伴う回路規模の増大を好適に抑制することができる。

（４）第１フルブリッジ回路ＦＢ１の正極側端子Ｔｉｐ１および負極側端子Ｔｉｎ１間に第１コンデンサＣｉを短絡接続するとともに、第２フルブリッジ回路ＦＢ２の正極側端子Ｔｉｐ２および負極側端子Ｔｉｎ２間に第２コンデンサＣｏを短絡接続した。これにより、電力伝送装置の回路構成を簡素化することができる。また、第２フルブリッジ回路ＦＢ２と第２コンデンサＣｏとの間のインダクタンスを極力小さくすることができるため（理想的にはゼロ）、第１コンデンサＣｏの電圧Ｖｏや第２コンデンサＣｉの電圧Ｖｉの値にかかわらず、先の図４（ｂ）の状態において、第２フルブリッジ回路ＦＢ２の正極側端子Ｔｉｐ２の電位が負極側端子Ｔｉｎ２の電位より低くなることがない。このため、ダイオードＤｂ，Ｄｃ（Ｄａ，Ｄｄ）に順方向電流が流れている期間において、これに逆バイアスが印加されることを簡易な設定にて回避することができる。

＜第２の実施形態＞
以下、第２の実施形態について、先の第１の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。

図８に、本実施形態のシステム構成を示す。なお、図８において、先の図１に示した部材に対応するものについては、便宜上同一の符号を付している。

本実施形態では、第２フルブリッジ回路ＦＢ２と第２コンデンサＣｏとの間に、スナバ回路を設けている点が相違する。スナバ回路は、以下の構成となっている。

すなわち、第２フルブリッジ回路ＦＢ２の正極側端子Ｔｉｐ２と第２コンデンサＣｏとは、平滑コイル３０を介して接続されている。また、第２フルブリッジ回路ＦＢ２の正極側端子Ｔｉｐ２および負極側端子Ｔｉｎ２間には、スナバコンデンサＣｓおよび第１スナバダイオードＤｓ１の直列接続体が接続されている。そして、平滑コイル３０に並列に、スナバコンデンサＣｓおよび第２スナバダイオードＤｓ２が接続されている。

以下では、「外部の商用電源から車載バッテリ側への充電処理」について説明した後、「車載バッテリ側から外部の商用電源への電力の出力処理」について説明する。

「外部の商用電源から車載バッテリ側への充電処理」
本実施形態では、図９に示すように、スイッチング素子Ｑ１（Ｑ２）とスイッチング素子Ｑ４（Ｑ３）とでオン状態への切り替えタイミングとオフ状態への切り替えタイミングとを互いにずらすことでフェーズシフト処理を行う。

以下、図１０を用いて、第１コイルｗ１側から第２コイルｗ２側への電力の伝送処理について定性的な説明を与える。

図１０（ａ）は、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ４の双方がオンとなる状態を示している。この場合、第１コイルｗ１側では、第１コンデンサＣｉ，スイッチング素子Ｓ１、第１コイルｗ１、およびスイッチング素子Ｓ４を備えるループ経路に電流が流れる。一方、第２コイルｗ２側では、第２コイルｗ２、インダクタ１２、ダイオードＤａ、平滑コイル３０、第２コンデンサＣｏ，およびダイオードＤｄを備える経路に電流が流れるとともに、平滑コイル３０を迂回してスナバコンデンサＣｓおよび第２スナバダイオードＤｓ２にも電流が流れる。ここで、インダクタ１２や、平滑コイル３０を流れる電流は漸増する。

この際、平滑コイル３０の両端の電圧は、スナバコンデンサＣｓの充電電圧でクランプされる。このため、スナバコンデンサＣｓが存在しない場合と比較して、平滑コイル３０に印加される電圧の絶対値が小さくなる。

図１０（ｂ）は、スイッチング素子Ｓ１がオフ状態に切り替えられた状態を示す。この状態では、インダクタ１２に蓄えられた磁気エネルギのために、第１コイルｗ１側では、第１コイルｗ１、スイッチング素子Ｓ４、およびダイオードＤ２を備えるループ経路に電流が流れる。一方、第２コイルｗ２側では、インダクタ１２、ダイオードＤａ、平滑コイル３０、第２コンデンサＣｏ、およびダイオードＤｄを備える経路に電流が流れる。この際、インダクタ１２の電圧ＶＬｓと平滑コイル３０の電圧ＶＬｏとの合計電圧は、第２コンデンサＣｏの電圧Ｖｏとなる。ここで、平滑コイル３０の電圧ＶＬｏが正となるため、スナバコンデンサＣｓには、第２コンデンサＣｏの電圧Ｖｏに対して平滑コイル３０の電圧ＶＬｏだけ低下した電圧が印加されることとなる。本実施形態では、インダクタ１２のインダクタンスＬｓと平滑コイル３０のインダクタンスＬｏとを用いて、スナバコンデンサＣｓの電圧Ｖｓが、「Ｌｓ・Ｖｏ／（Ｌｏ＋Ｌｓ）」よりも大きくなるように設定されている。この場合、平滑コイル３０の電圧ＶＬｏは、第２コンデンサＣｏの電圧ＶｏとスナバコンデンサＣｓの電圧Ｖｃｓとの差圧にクランプされ、スナバコンデンサＣｓの放電が開始される。

こうした設定によれば、インダクタ１２の電圧ＶＬｓが大きくなることから、インダクタ１２を流れる電流の減少速度が増大する。これにより、図１０（ｃ）に示すように、インダクタ１２を流れる電流がゼロとなった時点において、平滑コイル３０の電流がスナバコンデンサＣｓの放電電流に等しくなる。

こうした状態が実現した後には、図１０（ａ）に示した要領で、スイッチング素子Ｓ２，Ｓ３をオン状態に切り替える。

このように、本実施形態では、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ４（Ｓ２，Ｓ３）のオン操作に先立って、第２フルブリッジ回路ＦＢ２の出力電流を漸減させてゼロとすることができるため、ダイオードＤａ〜Ｄｄのリカバリ電流に伴うサージ電圧を好適に回避することができる。

なお、図１０（ｃ）においては、スイッチング素子Ｓ２をオンとした状態が示されているが、スイッチング素子Ｓ２のオン状態への切り替えに際して第１コイルｗ１に電流が流れていたとしても、この切り替えはゼロボルトスイッチングとなる。これは、ダイオードＤ２に電流が流れている状態でスイッチング状態を切り替えるからである。このフェーズシフト処理は、インダクタ１２に蓄えられた磁気エネルギの放電期間において第１コイルｗ１に電流が流れることを利用して実行されるものである。

「車載バッテリ側から外部の商用電源への電力の出力処理」
本実施形態では、図１１に示すように、操作信号ｍｓａ，ｍｓｄと操作信号ｍｓｂ，ｍｓｃとのそれぞれを互いに同一の信号として且つ、操作信号ｍｓａ，ｍｓｄと操作信号ｍｓｂ，ｍｓｃとで、オン操作指令期間の位相をπだけずらす設定がなされている。これにより、第２フルブリッジ回路ＦＢ２を、直流電圧（第２コンデンサＣｏの電圧）を交流電圧に変換する直流交流変換手段とすることができる。

また、操作信号ｍｓａ，ｍｓｄのオン操作指令への切り替えに同期して操作信号ｍｓ４をオン操作指令に切り替え、操作信号ｍｓｂ，ｍｓｃのオン操作指令への切り替えに同期して操作信号ｍｓ２をオン操作指令に切り替える。これは、インダクタ１２に電気エネルギを蓄えるための処理である。

以下、図１２を用いて、第２コイルｗ２側から第１コイルｗ１側への電力の伝送処理について定性的な説明を与える。

図１２（ａ）は、第２フルブリッジ回路ＦＢ２のスイッチング素子Ｓｂ，Ｓｃと第１フルブリッジ回路ＦＢ１のスイッチング素子Ｓ２とが、オン状態に切り替えられた状態を示している。この状態への移行は、インダクタ１２の磁気エネルギがゼロとなる以前に行なわれるため、この状態への移行直後においては、インダクタ１２にそれ以前に流れていた電流が流れる。そしてこれにより、第１コイルｗ１側では、第１コイルｗ１、ダイオードＤ１、第１コンデンサＣｉ，およびダイオードＤ４を備えるループ経路に電流が流れる。一方、第２コイルｗ２側では、第２コイルｗ２、ダイオードＤｃ、スナバコンデンサＣｓ，第２スナバダイオードＤｓ２、第２コンデンサＣｏ、ダイオードＤｂおよびインダクタ１２を備えるループ経路に電流が流れる。この際、平滑コイル３０を流れる電流は、スナバコンデンサＣｓの充電電圧と平滑コイル３０のインダクタンスＬｏとの比に応じて漸減する。また、インダクタ１２を流れる電流は、第２コイルｗ２の電圧からスナバコンデンサＣｓの電圧と第２コンデンサＣｏの電圧との和を減算した値に比例して漸減する。

図１２（ｂ）は、インダクタ１２を流れる電流がゼロとなった後、逆方向に電流が流れ始めた状態を示す。この状態では、第１コイルｗ１側において、第１コイルｗ１、スイッチング素子Ｓ２、ダイオードＤ４を備えるループ経路に電流が流れる。すなわち、第１フルブリッジ回路ＦＢ１の正極側端子Ｔｉｐ１と負極側端子Ｔｉｎ１とのうち、負極側端子Ｔｉｎ１に接続される側のみに接続される電気経路によって、第１コンデンサＣｉを迂回する迂回経路が形成される。

この場合、第１コイルｗ１および第２コイルｗ２に印加される電圧をゼロとみなすことができる。このため、第２コンデンサＣｏ、平滑コイル３０、スイッチング素子Ｓｃ、第２コイルｗ２、インダクタ１２、およびスイッチング素子Ｓｂを備えるループ経路を流れる電流が漸増する。ここで、図１２（ｂ）に示す状態では、スナバコンデンサＣｓが充電されている。これは、インダクタ１２を流れる電流が平滑コイル３０を流れる電流まで増加する間の期間において、平滑コイル３０の電流の一部がスナバコンデンサＣｓに流入するために生じる。

図１２（ｃ）は、スナバコンデンサＣｓの充電電流がゼロとなった状態を示す。その後、スナバコンデンサＣｓの電圧Ｖｓが、第２コンデンサＣｏの電圧Ｖｏから「Ｌｏ・Ｖｏ／（Ｌｏ＋Ｌｓ）」を引いた値よりも大きいために、スナバコンデンサＣｓが放電を開始する。そしてこれに伴い、平滑コイル３０の電圧ＶＬｏの絶対値は、第２コンデンサＣｏの電圧Ｖｏを「Ｌｏ：Ｌｓ」に分圧したものよりも小さくなる。

図１３（ａ）は、スイッチング素子Ｓ２をオフとした状態を示す。この場合、第１コイルｗ１側では、第１コイルｗ１、ダイオードＤ１、第１コンデンサＣｉ，ダイオードＤ４を備えるループ経路に電流が流れる。これは、インダクタ１２に蓄えられた磁気エネルギが放出されることで生じる現象である。これにより、第２コイルｗ２の電圧Ｖｗ２は、「−ｎ・Ｖｉ」となり、これが、第２コンデンサＣｏの電圧Ｖｏよりも高いために、インダクタ１２を流れる電流は漸減する。

ただし、スイッチング素子Ｓ２をオフ操作する直前において、スナバコンデンサＣｓに放電電流が流れていたため、オフ操作した時点においては、インダクタ１２を流れる電流と平滑コイル３０を流れる電流とが一致しない。このため、インダクタ１２を流れる電流が減少してその絶対値が平滑コイル３０を流れる電流の絶対値に一致するまでは、スナバコンデンサＣｓが放電を継続する。そして、この場合、平滑コイル３０に印加される電圧ＶＬｏは、平滑コイル３０に流れる電流を漸増させるものとなる。

その後、インダクタ１２を流れる電流と平滑コイル３０を流れる電流とが一致することで、図１３（ｂ）に示すように、スナバコンデンサＣｓの放電が終了する。

図１３（ｃ）は、スイッチング素子Ｓｂ、Ｓｃをオフ操作して且つ、スイッチング素子Ｓａ，Ｓｄ，Ｓ４をオン操作した状態であり、先の図１２（ａ）に示した状態に対応する。

図１４に、上記処理における各種電気的な状態量の推移を示す。なお、図中、「Ｓｃ−Ｓｄ間電圧」は、スイッチング素子Ｓｃ，Ｓｄの直列接続体の両端電圧である。

以下、上記実施形態の効果について、先の第１の実施形態の効果（１）、（３）以外のいくつかを記載する。

（６）スナバコンデンサＣｓの静電容量等の設定によって、インダクタ１２の電流の漸減速度を平滑コイル３０のそれよりも十分に上昇させた（図１０）。これにより、平滑コイル３０を流れる電流を連続モードとしつつも、第２コイルｗ２に印加される電圧の極性反転に先立って第２フルブリッジ回路ＦＢ２の出力電流をゼロとすることができ、ひいてはリカバリ電流に起因したサージを好適に回避することができる。

（７）インダクタ１２を利用することで、フェーズシフト処理を行った。これにより、フェーズシフト処理を行なうに際して、別途インダクタを備える必要が生じない。

＜第３の実施形態＞
以下、第３の実施形態について、先の第２の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。

本実施形態では、第２コイルＷ２に第２コンデンサＣｏの電圧Ｖｏを印加することで第１コイルＷ１に誘起される電圧Ｖｗ１が、第１コンデンサＣｉの電圧Ｖｉよりも大きくなるように設定する。

図１５に、この場合の車載バッテリ側から外部の商用電源への電力の出力処理のスイッチング操作等を示す。図示されるように、この場合、第１フルブリッジ回路ＦＢ１を構成するスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４のオン操作を停止する。なお、この処理において、インダクタ１２は、第１コイルｗ１、第１フルブリッジ回路ＦＢ１および第１コンデンサＣｉを備えるループ経路を流れる電流を平滑化する機能を有する。

＜第４の実施形態＞
以下、第４の実施形態について、先の第１の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。

図１６に、本実施形態のシステム構成を示す。なお、図１６において、先の図１に示した部材に対応するものについては、便宜上同一の符号を付している。

図示されるように、本実施形態では、第１フルブリッジ回路ＦＢ１および第２フルブリッジ回路ＦＢ２に代えて、第１ハーフブリッジ回路ＨＢ１および第２ハーフブリッジ回路ＨＢ２を備える。これら第１ハーフブリッジ回路ＨＢ１および第２ハーフブリッジ回路ＨＢ２は、いずれも一対のスイッチング素子の直列接続体と、一対のコンデンサの直列接続体との並列接続体である。

すなわち、第１ハーフブリッジ回路ＨＢ１は、スイッチング素子Ｓ１、Ｓ２の直列接続体と、コンデンサＣ１，Ｃ２の直列接続体との並列接続体である。また、第２ハーフブリッジ回路ＨＢ２は、スイッチング素子Ｓａ，Ｓｂの直列接続体と、コンデンサＣａ，Ｃｂの直列接続体との並列接続体である。

図１７（ａ）に、「外部の商用電源から車載バッテリ側への充電処理」におけるスイッチング制御手法を示す。図示されるように、この場合、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２を、互いにπだけ位相をずらしつつ交互にオン操作する。

図１７（ｂ）に、「車載バッテリ側から外部の商用電源への電力の出力処理」におけるスイッチング制御手法を示す。図示されるように、この場合、スイッチング素子Ｓａ，Ｓｂを交互にオン操作して且つ、スイッチング素子Ｓａ（Ｓｂ）がオン操作されるのに同期してスイッチング素子Ｓ２（Ｓ１）をオン操作する。

ここで、スイッチング素子Ｓａ，Ｓ２がオン操作されることで、第１コイルｗ１側では、第１コイルｗ１、スイッチング素子Ｓ２、コンデンサＣ２を備えるループ経路に電流が流れる。この電気経路は、第１コンデンサＣｉを迂回する迂回経路である。この迂回経路に電流が流れることで、インダクタ１２に磁気エネルギを蓄えることができる。

＜第５の実施形態＞
以下、第５の実施形態について、先の第１の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。

図１８に、本実施形態のシステム構成を示す。なお、図１８において、先の図１に示した部材に対応するものについては、便宜上同一の符号を付している。

図示されるように、本実施形態では、第１フルブリッジ回路ＦＢ１および第２フルブリッジ回路ＦＢ２に代えて、第１整流ブリッジ回路ＲＢ１および第２整流ブリッジ回路ＲＢ２を備える。

第１整流ブリッジ回路ＲＢ１は、高電位側のスイッチング素子Ｓ１および低電位側のダイオードＤ２の直列接続体と、高電位側のダイオードＤ３および低電位側のスイッチング素子Ｓ４の直列接続体との並列接続体である。第２整流ブリッジ回路ＲＢ２は、高電位側のスイッチング素子Ｓｃおよび低電位側のダイオードＤｄの直列接続体と、高電位側のダイオードＤａおよび低電位側のスイッチング素子Ｓｂの直列接続体との並列接続体である。

図１９（ａ）に、「外部の商用電源から車載バッテリ側への充電処理」におけるスイッチング制御手法を示す。図示されるように、この場合、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ４の双方がオン状態となる期間と、オフ状態となる期間とを交互に生成する。

図１９（ｂ）に、「車載バッテリ側から外部の商用電源への電力の出力処理」におけるスイッチング制御手法を示す。図示されるように、この場合、スイッチング素子Ｓｂ，Ｓｃの双方をオン状態とする期間と、オフ状態とする期間とを交互に実現して且つ、スイッチング素子Ｓｂ，Ｓｃがオン操作されるのに同期してスイッチング素子Ｓ４をオン操作する。ここで、スイッチング素子Ｓ４がオン操作される期間において、インダクタ１２に磁気エネルギを蓄えるべく、本実施形態では、この期間に第１コイルｗ１に誘起される電圧の極性が、第１コイルｗ１、スイッチング素子Ｓ４およびダイオードＤ２を備えるループ経路においてダイオードＤ２の順方向に電流を流すことができるものとなるようにする。

＜第６の実施形態＞
以下、第６の実施形態について、先の第２の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。

図２０に、本実施形態のシステム構成を示す。なお、図２０において、先の図８に示した部材に対応するものについては、便宜上同一の符号を付している。

図示されるように、本実施形態では、第１スナバダイオードＤｓ１に、スイッチング素子Ｓｓを並列接続する。これにより、スイッチング素子Ｓｓをオン操作する場合には、スナバコンデンサＣｓを平滑コンデンサとすることができる。この場合、スナバコンデンサＣｓと平滑コイル３０とは、ＬＣフィルタを構成するため、「車載バッテリ側から外部の商用電源への電力の出力処理」において、第２コイルｗ２に印加可能な電圧を大きくすることができる。

＜その他の実施形態＞
なお、上記各実施形態は、以下のように変更して実施してもよい。

「第１ブリッジ回路について」
たとえば、上記第２の実施形態（図８）において、第１フルブリッジ回路ＦＢ１に代えて、上記第４の実施形態（図１６）に例示したように、第１ハーフブリッジ回路ＨＢ１を用いてもよく、またたとえば、上記第５の実施形態（図１８）に例示した第１整流ブリッジ回路ＲＢ１を用いてもよい。

「第２ブリッジ回路について」
たとえば、上記第２の実施形態（図８）において、第２フルブリッジ回路ＦＢ２に代えて、上記第４の実施形態（図１６）に例示したように、第２ハーフブリッジ回路ＨＢ２を用いてもよく、またたとえば、上記第５の実施形態（図１８）に例示した第２整流ブリッジ回路ＲＢ２を用いてもよい。

「インダクタンス設定について」
上記各実施形態では、インダクタ１２を、トランスＴの漏れインダクタとして構成したがこれに限らず、インダクタンス素子を用いてもよい。この際、インダクタンス素子の配置箇所は、第２コイルｗ２および第２フルブリッジ回路ＦＢ２間と、第１フルブリッジ回路ＦＢ１および第１コイルｗ１間との少なくとも一方とすればよい。

「スナバコンデンサＣｓの静電容量の設定について」
先の図１０に例示したように、インダクタ１２を流れる電流がゼロとなった後にもスナバコンデンサＣｓの放電電流が平滑コイル３０に供給される設定に限らない。こうした設定としなくても、スナバ回路によって、サージを吸収することなどはできる。

「スナバ回路について」
第１スナバ用流通規制要素としては、第１スナバダイオードＤｓ１に限らず、第１スナバダイオードＤｓ１に順方向電流が流れる期間にわたってオン状態に制御されるスイッチング素子であってもよい。

第２スナバ用流通規制要素としては、第２スナバダイオードＤｓ２に限らず、第２スナバダイオードＤｓ２に順方向電流が流れる期間にわたってオン状態に制御されるスイッチング素子であってもよい。

上記第２の実施形態（図８）において、第１スナバダイオードＤｓ１と第２スナバダイオードＤｓ２との間に、インダクタを備えてもよい。

「外部の商用電源と車載バッテリとの間の電力伝送処理について」
上記第１の実施形態（図４）において、インダクタ１２を流れる電流がゼロとなる以前にスイッチング素子Ｓ２，Ｓ３（Ｓ１，Ｓ４）をオン操作してもよい。ただし、スイッチング素子Ｓ２、Ｓ３のオン期間と、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ４のオン期間との対称性を保つうえでは、スイッチング素子Ｓ２，Ｓ３（Ｓ１，Ｓ４）のオン期間の中央のタイミングよりも以前に、インダクタ１２を流れる電流が漸減してゼロとなる（ゼロを通過する）ようにすることが望ましい。

上記第１の実施形態において、フェーズシフト処理を行ってもよい。これは、インダクタ１２を利用することで実現できる。

図１に示されている第１の実施形態の回路構成において、ダイオード整流を行う場合、制御装置２０の回路構成が複雑になる。一方、同期整流を行った場合には、第１フルブリッジ回路ＦＢ１および第２フルブリッジ回路ＦＢ２のうちの２次側（電力の伝送を受ける側）にて、電流の逆流が生じたり、出力の低下が生じたりする懸念がある。

この点、図１に示されている第１の実施形態の回路構成を用いて同期整流を行う場合、電流不連続モードにおいては、以下の対策が可能である。すなわち、第１フルブリッジ回路ＦＢ１および第２フルブリッジ回路ＦＢ２のうちの、１次側（電力の伝送元となる側）における時比率Ｄ１と２次側における時比率Ｄ２とが、所定の関係に設定される。この場合、第１フルブリッジ回路ＦＢ１側の時比率をＤＢ１とし、第２フルブリッジ回路ＦＢ２側の時比率をＤＢ２とすると、ＤＢ２＝ｋ・ＤＢ１となるように、ＤＢ１およびＤＢ２が設定される（ＤＢ１およびＤＢ２のうちの一方がＤ１となり他方がＤ２となる）。これにより、電流不連続モードにおける上述の逆流の発生が、良好に抑制される。なお、係数ｋの値は、入出力電圧等によって決まるものであり、降圧モード（図１の構成における典型例としては外部の商用電源から車載バッテリ側への充電処理すなわち第１コイルｗ１側から第２コイルｗ２側への電力の伝送処理）及び昇圧モード（図１の構成における典型例としては車載バッテリ側から外部の商用電源への電力の出力処理すなわち第２コイルｗ２側から第１コイルｗ１側への電力の伝送処理）におけるそれぞれの理論式から求められる（詳細については後述する）。

また、電流連続モードにおいては、以下の対策が可能である。すなわち、第２フルブリッジ回路ＦＢ２における、１つのスイッチング素子のレッグのＳａ，Ｓｂと、もう１つのレッグＳｃ，Ｓｄとの間で、作動タイミングが互いにシフトされる。これにより、電流連続モードにおける上述の逆流や出力の低下が良好に抑制される（詳細については後述する）。

以下、図面を用いて、これらの態様について詳述する。なお、上記第１の実施形態の回路構成においては、第２フルブリッジ回路ＦＢ２の正極側端子Ｔｉｐ２と第２コンデンサＣｏとの間には、インダクタ１２以外には、平滑コイルが設けられていない。よって、ここにいう「電流連続モード」とは、インダクタ１２を流れる電流が、一定周期ごとに交互に向きを変えながら連続的に流れる（但し一瞬ゼロ近辺になることはあり得る）モードをいうものとする。

図２１（ａ）は、図１に示されている第１の実施形態の回路構成により、ダイオード整流を用いて降圧モードを行った場合の、１次側の時比率Ｄ１（すなわち第１フルブリッジ回路ＦＢ１側の時比率ＤＢ１）の変化に伴う、インダクタ１２を流れる電流ｉＬｓ、およびコンバータＣＮＶの出力電流Ｉｏの変化の様子を示すタイムチャートである（２次側すなわち第２フルブリッジ回路ＦＢ２側の時比率Ｄ２＝ＤＢ２は１００％である）。一方、図２１（ｂ）は、同期整流の場合のタイムチャートである。なお、これらのタイムチャートにおいて、横軸は時間経過を示すものとする（他のタイムチャートも同様である）。

図２１（ａ）および図２１（ｂ）に示されているように、時比率Ｄ１（ＤＢ１）が所定値（例えば５０％）よりも小さいと電流不連続モード（ＤＣＭ：図中太い実線参照）となり、所定値よりも大きいと電流連続モード（ＣＣＭ：図中細い実線参照）となり、所定値にて臨界モード（図中１点鎖線参照）となる。ここで、図２１（ｂ）に示されているように、何ら特別な対策を施さないと、電流不連続モードおよび電流連続モードの双方にて、コンバータＣＮＶの出力電流Ｉｏに逆流が生じている（図中２点鎖線で囲まれた部分参照）。そこで、以下の対策を行うことで、かかる逆流の発生が良好に抑制される。

具体的には、電流不連続モードにおいては、１次側の複数のスイッチング素子のうちの対角位置をなす一方の組（例えばＳ１，Ｓ４）のオンからオフへの切り替え後にインダクタ１２を流れる電流ｉＬｓがゼロクロスした時点から、他方の組（例えばＳ２，Ｓ３）がオンされるまでの間の期間（ダイオード整流においては電流ｉＬｓが所定時間ゼロに保持される期間）、実質的に同期整流を停止させてダイオード整流と同様の動作となるように、時比率Ｄ１とＤ２との関係が設定される。図２２は、かかる関係を説明するためのタイムチャートである。

図２２を参照すると、期間（１）においては、以下の式（１）が成立する。また、期間（２）においては、以下の式（２）が成立する。
ｎ・Ｖｉ＝Ｖｏ＋Ｌｓ・ｉＬｓｐ／（Ｄ１・Ｔ１）…（１）
０＝Ｖｏ−Ｌｓ・ｉＬｓｐ／（Ｄ２・Ｔ１−Ｄ１・Ｔ１）…（２）

上記式（１）および式（２）より、Ｄ１とＤ２との関係は、以下の式（３）の通りとなる。
Ｄ２＝（ｎ・Ｖｉ／Ｖｏ）・Ｄ１…（３）

すなわち、Ｄ１とＤ２との関係が上記式（３）の関係を満たすように、第１フルブリッジ回路ＦＢ１および第２フルブリッジ回路ＦＢ２を制御することで、電流不連続モードにおいてコンバータＣＮＶの出力電流Ｉｏの逆流が良好に抑制される。なお、かかる動作にあたっては、上記（３）式にて電流要素が入っていないことから明らかなように、コンバータＣＮＶの出力電流Ｉｏのモニターを行う必要がない。したがって、図１に示されている第１の実施形態の回路構成において、ゼロ電流を検出するための電流センサ１８が設けられていなくても、良好な制御が実施可能となる。

一方、電流連続モードにおいては、図２３のタイムチャートに示されているように、スイッチング素子Ｓｃ，Ｓｄの作動タイミングを、スイッチング素子Ｓａ，Ｓｂの作動タイミングからわずかにシフト（遅角）させる。なお、図２３の例では、Ｄ１が７０％（＝０．７）であり、スイッチング素子Ｓａ，Ｓｂにおける時比率Ｄ２が１００％（＝１）であり、スイッチング素子Ｓｃ，Ｓｄにおける時比率Ｄ２’が８０％（＝０．８）である。

すると、図中矢印で示されている期間において、インダクタ１２を流れる電流ｉＬｓは、インダクタ１２，第２コイルｗ２，スイッチング素子Ｓｄ，およびスイッチング素子Ｓｂを備える閉ループ経路を流れる。すなわち、インダクタ１２の両端が強制的に短絡される。したがって、コンバータＣＮＶの出力電流Ｉｏの逆流の発生が、良好に抑制される。なお、この例ではいわゆるフェイズシフトを行ったが、ハードスイッチングの場合には、上述の処理によって、当該期間にて実質的に同期整流が停止されてダイオード整流的な動作となる。

図２４は、ダイオード整流の場合と、通常の同期整流の場合と、上記対策を施した同期整流の場合とで、出力電力（シミュレーション結果）を比較したものである。この図から明らかなように、上記の対策によれば、通常の同期整流において見られる電流連続モードでの出力低下が、良好に抑制される。

図２５（ａ）は、図１に示されている第１の実施形態の回路構成により、ダイオード整流を用いて昇圧モードを行った場合の、２次側の時比率Ｄ２（すなわち第１フルブリッジ回路ＦＢ１側の時比率ＤＢ１）の変化に伴う、インダクタ１２を流れる電流ｉＬｓ、および２次側の出力電流ｉＣｉ（図７における「Ｃｉ電流」に相当する）の変化の様子を示すタイムチャートである（１次側すなわち第２フルブリッジ回路ＦＢ２側の時比率Ｄ１＝ＤＢ２は１００％である）。一方、図２５（ｂ）は、同期整流の場合のタイムチャートである。

図２５（ｂ）に示されているように、電流不連続モードにおいては、同期整流にて何ら特別な対策を施さないと、出力電流の逆流が生じている（図中２点鎖線で囲まれた部分参照）。また、電流連続モードにおいては、ダイオード整流では図２５（ａ）に示されているようにエネルギ回生分が出力電流側に一部放出されている一方、同期整流では図２５（ｂ）に示されているようにエネルギ回生分は出力電流側に放出されない（図中２点鎖線で囲まれた部分参照）。そこで、以下の対策を行うことで、同期整流における上述の不具合が良好に解消される。

基本的には、昇圧モードにおいても、上述の降圧モードと同様に考えることができる。すなわち、図２６は、電流不連続モードにおいて対策をとった場合のタイムチャートである。また、図２７は、上述の図２２と同様の考え方で描かれたものである。

図２６および図２７を参照すると、期間（Ｉ）においては、１次側がオン状態とされ、２次側がオフ状態とされる。すなわち、１次側である第２フルブリッジ回路ＦＢ２側では、正極側端子Ｔｉｐ２から、スイッチング素子Ｓｃ，第２コイルｗ２，インダクタ１２，およびスイッチング素子Ｓｂを経て負極側端子Ｔｉｎ２に電流が流れる。これに対応して、２次側である第１フルブリッジ回路ＦＢ１側では、第１コイルｗ１，スイッチング素子Ｓ２，およびスイッチング素子Ｓ４を備える閉ループ経路を流れる。すなわち、第１フルブリッジ回路ＦＢ１側では、第１コイルｗ１の両端が短絡される。

期間（II）においては、２次側がオフ状態からオン状態に切り替えられることで、１次側および２次側の双方がオン状態とされる。すなわち、スイッチング素子Ｓ１がオフ状態からオン状態に切り替えられる一方、スイッチング素子Ｓ２がオン状態からオフ状態に切り替えられる。すると、２次側である第１フルブリッジ回路ＦＢ１側では、負極側端子Ｔｉｎ１から、スイッチング素子Ｓ４，第１コイルｗ１，およびスイッチング素子Ｓ１を経て正極側端子Ｔｉｐ１に電流が流れる。

期間（III）においては、１次側および２次側の双方がオフ状態とされる。すなわち、スイッチング素子Ｓｃがオン状態からオフ状態に切り替えられ、スイッチング素子Ｓｄがオフ状態からオン状態に切り替えられる。また、スイッチング素子Ｓ４がオン状態からオフ状態に切り替えられ、スイッチング素子Ｓ３がオフ状態からオン状態に切り替えられる。

図２７を参照すると、期間（Ｉ）においては、以下の式（４）が成立する。また、期間（II）においては、以下の式（５）が成立する。なお、下記の式において、「Ｖｉｎ」は、入力電圧であって、図１における第２コンデンサＣｏにおける端子間電圧Ｖ（Ｃｏ）である（図１に示されているＶｏに相当する）。また、「Ｖｏｕｔ」は、出力電圧であって、図１における第１コンデンサＣｉにおける端子間電圧Ｖ（Ｃｉ）である（図１に示されているＶｉに相当する）。
０＝Ｖｉｎ−Ｌｓ・ｉＬｓｐ／（Ｄ２・Ｔ１）…（４）
ｎ・Ｖｏｕｔ＝Ｖｉｎ＋Ｌｓ・ｉＬｓｐ／（Ｄ１・Ｔ１−Ｄ２・Ｔ１）…（５）

上記式（４）および式（５）より、Ｄ１とＤ２との関係は、以下の式（６）の通りとなる。
Ｄ１＝Ｄ２／（１−（Ｖｉｎ／（ｎ・Ｖｏｕｔ）））…（６）

すなわち、Ｄ１とＤ２との関係が上記式（６）の関係を満たすように、第１フルブリッジ回路ＦＢ１および第２フルブリッジ回路ＦＢ２を制御することで、図２６に示されているように、電流不連続モードにおいて２次側の出力電流ｉＣｉの逆流が良好に抑制される。なお、かかる動作も、ゼロ電流を検出するための電流センサ１８が設けられていなくても、良好に実施可能となる。

一方、電流連続モードにおいては、図２８のタイムチャートに示されているように、スイッチング素子Ｓａ，Ｓｂの作動タイミングを、スイッチング素子Ｓｃ，Ｓｄの作動タイミングからわずかにシフト（遅角）させる。なお、図２８の例では、２次側である第１フルブリッジ回路ＦＢ１の時比率Ｄ２（＝ＤＢ１）が１００％（＝１）であり、１次側である第２フルブリッジ回路ＦＢ２のうちのスイッチング素子Ｓｃ，Ｓｄにおける時比率Ｄ１が７０％（＝０．７）であり、スイッチング素子Ｓａ，Ｓｂにおける時比率Ｄ１’が９．２％（＝０．００９２）である。図２９は、かかる対策の効果を、図２４と同様に示したものである。この図から明らかなように、上記の対策によれば、通常の同期整流において見られる電流連続モードでの出力低下が、良好に抑制される。

上記第２の実施形態において、フェーズシフト処理を行わず、ハードスイッチング処理としてもよい。

「第２ブリッジ回路ＦＢ２と第２コンデンサＣｏとの接続について」
上記第１の実施形態（図１）において、第２フルブリッジ回路ＦＢ２の正極側端子Ｔｉｐ２と第２コンデンサＣｏとの間に、平滑コイルを設けてもよい。この場合であっても、平滑コイルのインダクタンスの設定によっては、インダクタ１２および平滑コイルを流れる電流を同一量として漸減速度を同一とすることができるため、ダイオードＤａ〜Ｄｄにリカバリ電流が流れる事態を好適に回避することができ、ひいてはサージ電圧を好適に低減することができる（特に第１コンデンサＣｉが電源側・第２コンデンサＣｏが負荷側であって降圧モードの場合）。ここで、インダクタンスＬｏの設定は、「Ｖｏ−ＶＬｏ≧０」を満たすものであればよい。すなわち、第１コンデンサＣｉの電圧Ｖｉや第２コンデンサＣｏの電圧Ｖｏのとり得る値の範囲で「Ｌｏ／Ｌｓ≦ｎＶｉ／Ｖｏ」を満たすようにするという条件を満たせばよい。もっとも、サージがさほど問題とならない状況においては、上記条件が成立することは必須ではない。

「コンバータＣＮＶの用途について」
車両の外部の商用電源の電力を車載高電圧バッテリに充電するための電力変換回路を構成するものに限らない。

Ｃｉ…第１コンデンサ、Ｃｏ…第２コンデンサ、ＦＢ１…第１フルブリッジ回路（第１ブリッジ回路の一実施形態）、ＦＢ２…第２フルブリッジ回路（第２ブリッジ回路の一実施形態）。

Claims (15)

1. 第１コイル（ｗ１）と、
   前記第１コイルに接続される第１ブリッジ回路（ＦＢ１）と、
   前記第１コイルと磁気結合した第２コイル（ｗ２）と、
   前記第２コイルに接続される第２ブリッジ回路（ＦＢ２）と、
   を備え、
   前記第１ブリッジ回路は、そのレッグによって、前記第１コイルの一方の端子および他方の端子のそれぞれを、前記第１ブリッジ回路の正極側端子（Ｔｉｐ１）および負極側端子（Ｔｉｎ１）のそれぞれに接続して且つ、電子操作可能な回路であり、
   前記第２ブリッジ回路は、そのレッグによって、前記第２コイルの一方の端子および他方の端子のそれぞれを、前記第２ブリッジ回路の正極側端子（Ｔｉｐ２）および負極側端子（Ｔｉｎ２）のそれぞれに接続して且つ、電子操作可能な回路であり、
   前記第１ブリッジ回路および前記第２ブリッジ回路の少なくとも一方を電子操作することで、前記第１コイル側から前記第２コイル側への電力の伝送と、前記第２コイル側から前記第１コイル側への電力の伝送とが可能であり、
   前記第１ブリッジ回路および前記第２ブリッジ回路間の電気経路には、該電気経路に電流が流れている状態で該電流を流すための電圧の印加を停止した場合に、該停止前の電流を継続して流すことが可能なインダクタンス設定（１２）がなされていることを特徴とする双方向電力伝送装置。
2. 前記第１ブリッジ回路および前記第２ブリッジ回路は、前記第１ブリッジ回路および前記第２ブリッジ回路間の電気経路に流れる電流が漸増する状態で該電流を漸増させる電圧の印加を停止した場合に、該電流を漸減させる電圧を前記電気経路に印加するための経路が閉ループとなるように構成されていることを特徴とする請求項１記載の双方向電力伝送装置。
3. 前記インダクタンス設定は、前記第１コイルおよび前記第２コイル間の磁気結合に関する漏れインダクタによって構成されていることを特徴とする請求項１または２記載の双方向電力伝送装置。
4. 前記第１ブリッジ回路は、前記第１コイルの一方の端子を前記第１ブリッジ回路の前記正極側端子および負極側端子のそれぞれに接続するスイッチング素子（Ｓ１，Ｓ２）と、前記第１コイルの他方の端子を前記第１ブリッジ回路の前記正極側端子および前記負極側端子のそれぞれに接続するスイッチング素子（Ｓ３，Ｓ４）と、を備え、
   前記第２ブリッジ回路は、前記第２コイルの一方の端子を前記第２ブリッジ回路の前記正極側端子および負極側端子のそれぞれに接続するスイッチング素子（Ｓａ，Ｓｂ）と、前記第２コイルの他方の端子を前記第２ブリッジ回路の前記正極側端子および前記負極側端子のそれぞれに接続するスイッチング素子（Ｓｃ，Ｓｄ）と、を備えることを特徴とする請求項１〜３のいずれか１項に記載の双方向電力伝送装置。
5. 前記第１ブリッジ回路の前記正極側端子および前記負極側端子間に接続される第１コンデンサ（Ｃｉ）と、
   前記第２ブリッジ回路の前記正極側端子および前記負極側端子間に接続される第２コンデンサ（Ｃｏ）とを備え、
   前記第１コンデンサは、前記第１ブリッジ回路の前記正極側端子に接続される電気経路および前記負極側端子に接続される電気経路の一対の電気経路を介して前記第１ブリッジ回路に接続されて且つ、該一対の電気経路には、分岐路が設けられておらず、
   前記第２コンデンサは、前記第２ブリッジ回路の前記正極側端子に接続される電気経路および前記負極側端子に接続される電気経路の一対の電気経路を介して前記第２ブリッジ回路に接続されて且つ、該一対の電気経路には、分岐路が設けられていない
   ことを特徴とする請求項１〜４のいずれか１項に記載の双方向電力伝送装置。
6. 前記第２ブリッジ回路および前記第２コンデンサ間の電気経路のインダクタンスを、前記第１ブリッジ回路および前記第２ブリッジ回路間の電気経路のインダクタンスで除算した値が、前記第２コイルの誘起電圧で前記第２コンデンサの電圧を除算した値以下となることを特徴とする請求項５記載の双方向電力伝送装置。
7. 前記第２ブリッジ回路の前記正極側端子および前記負極側端子間には、平滑コイル（３０）および平滑コンデンサ（Ｃｏ）の直列接続体が並列接続されており、
   前記直列接続体には、スナバコンデンサ（Ｃｓ）および第１スナバ用流通規制要素（Ｄｓ１）が並列接続されており、
   前記平滑コンデンサには、前記スナバコンデンサおよび第２スナバ用流通規制要素（Ｄｓ２）が並列接続されており、
   第１スナバ用流通規制要素は、前記負極側端子側から前記スナバコンデンサ側への電流の流通を許容して且つ逆方向の流れを阻止する機能を有し、
   第２スナバ用流通規制要素は、前記正極側端子側から前記平滑コンデンサ側への電流の流れを許容して且つ逆方向の電流の流れを阻止する機能を有する
   ことを特徴とする請求項１〜４のいずれか１項に記載の双方向電力伝送装置。
8. 前記第１スナバ用流通規制要素は、整流手段であり、
   前記第１スナバ用流通規制要素を迂回するスイッチング素子（Ｓｓ）を備える
   ことを特徴とする請求項７記載の双方向電力伝送装置。
9. 前記第１コイルおよび前記第２コイルに流れる電流が漸増する状態から漸減する状態に移行してから該電流がゼロとなった後まで前記スナバコンデンサを継続的に放電させ、前記平滑コイルに流通させることを可能としたことを特徴とする請求項７または８記載の双方向電力伝送装置。
10. 前記第１ブリッジ回路は、前記第１コイルの一方の端子を前記正極側端子および前記負極側端子のそれぞれに接続するコンデンサ（Ｃ１，Ｃ２）と、前記第１コイルの他方の端子を前記正極側端子および前記負極側端子のそれぞれに接続するスイッチング素子（Ｓ１，Ｓ２）とを備える
    ことを特徴とする請求項１〜３のいずれか１項に記載の双方向電力伝送装置。
11. 前記第２ブリッジ回路は、前記第２コイルの一方の端子を前記正極側端子および前記負極側端子のそれぞれに接続するコンデンサ（Ｃａ，Ｃｂ）と、前記第２コイルの他方の端子を前記正極側端子および前記負極側端子のそれぞれに接続するスイッチング素子（Ｓａ，Ｓｂ）とを備える
    ことを特徴とする請求項１〜３，１０のいずれか１項に記載の双方向電力伝送装置。
12. 前記第１ブリッジ回路は、前記第１コイルの一方の端子を前記正極側端子に接続するスイッチング素子（Ｓ１）と、前記一方の端子を前記負極側端子に接続するダイオード（Ｄ２）と、前記第１コイルの他方の端子を前記正極側端子に接続するダイオード（Ｄ３）と、前記他方の端子を前記負極側端子に接続するスイッチング素子（Ｓ４）とを備える
    ことを特徴とする請求項１〜３のいずれか１項に記載の双方向電力伝送装置。
13. 前記第２ブリッジ回路は、前記第２コイルの一方の端子を前記正極側端子に接続するスイッチング素子（Ｓｃ）と、前記一方の端子を前記負極側端子に接続するダイオード（Ｄｄ）と、前記第２コイルの他方の端子を前記正極側端子に接続するダイオード（Ｄａ）と、前記他方の端子を前記負極側端子に接続するスイッチング素子（Ｓｂ）とを備える
    ことを特徴とする請求項１〜３，１２のいずれか１項に記載の双方向電力伝送装置。
14. 前記インダクタンス設定を流れる電流が不連続モードとなるように前記第１ブリッジ回路および前記第２ブリッジ回路を電子操作した場合に、前記第１ブリッジ回路の電子操作にあたって当該第１ブリッジ回路に設けられたスイッチング素子に印加される操作信号の時比率をＤＢ１とし、前記第２ブリッジ回路の電子操作にあたって当該第２ブリッジ回路に設けられた前記スイッチング素子に印加される操作信号の時比率をＤＢ２とすると、
    ＤＢ２＝ｋ・ＤＢ１
    となるように、ＤＢ１およびＤＢ２を設定する
    ことを特徴とする請求項４または５に記載の双方向電力伝送装置。
15. 前記インダクタンス設定を流れる電流が連続モードとなるように前記第１ブリッジ回路および前記第２ブリッジ回路を電子操作した場合に、前記第２ブリッジ回路に設けられた複数のスイッチング素子のうちの、１つの前記レッグを構成する組（Ｓａ，Ｓｂ）と、もう１つの前記レッグを構成する組（Ｓｃ，Ｓｄ）との間で、作動タイミングを互いにシフトする
    ことを特徴とする請求項４または５に記載の双方向電力伝送装置。

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