CN110784109B - 在不连续导电模式中具有低漏电压过冲的功率转换器 - Google Patents

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Abstract

本发明公开了一种功率转换器，其包括初级侧和次级侧，初级侧具有形成功率传输级的开关器件，次级侧具有形成整流级的开关器件以及耦合到整流级并包括输出电感器和输出电容器的输出滤波器。变压器耦合初级侧和次级侧。在DCM(不连续导电模式)中控制开关器件，以在功率传输间隔期间从初级侧向次级侧传输能量，在功率传输间隔期间，功率传输级的一个分支导通，整流级的一个分支导通，并且整流级的另一个分支阻断。在变压器的电压在DCM中在新功率传输间隔开始时首次开始升高时，硬开启要在新功率传输间隔期间导通的整流级的分支。

Description

在不连续导电模式中具有低漏电压过冲的功率转换器
背景技术
在具有相移全桥拓扑的功率转换器中，在输出滤波器电感器中的电流变得不连续时，输出滤波器电感器会随着次级侧上的同步整流器的输出电容而谐振。在电流波动超过平均输出电流时，输出滤波器电感器中的电流变得不连续。该状况被称为不连续导电模式(DCM)。功率转换器通常在轻微或非常轻微负载下进入DCM。
在DCM中输出滤波器电感器和次级侧同步整流器的输出电容之间的谐振导致同步整流器的输出电容在转换器的初级侧开始新功率传输间隔之前被预充电到特定电压。次级侧同步整流器的输出电容中的这种存储电荷增加到次级侧上的变压器反射电压，从而在次级侧整流器处诱发漏电压过冲。更高电压类别的同步整流器可以应对过冲，但具有更差的质量因数，并且因此总体系统性能降低。用于缓解过冲的标准减震器技术对于功率转换器的任何其它工作条件而言损耗大且尺寸过大。
因此，需要一种改进的技术，以用于缓解在DCM期间在相移全桥转换器的次级侧上发生的漏电压过冲。
发明内容
根据功率转换器的实施例，功率转换器包括：包括形成功率传输级的开关器件的初级侧；包括形成整流级的开关器件和耦合到整流级的输出滤波器的次级侧，该输出滤波器包括输出电感器和输出电容器；耦合初级侧和次级侧的变压器；以及控制器，所述控制器操作用于在DCM(不连续导电模式)中控制开关器件，以在功率传输间隔期间从初级侧向次级侧传输能量，在功率传输间隔期间，功率传输级的一个分支导通，整流级的一个分支导通，并且整流级的另一个分支阻断，其中，在DCM中在变压器电压在新功率传输间隔开始时首次开始升高时，控制器操作用于硬开启要在新功率传输间隔期间导通的整流级的分支，使得在变压器电压首次开始升高时，被硬开启的整流级的分支开始耗散整流级的分支的电容中存储的电荷。
控制器操作用于在预定时间硬开启要在新功率传输间隔期间导通的整流级的分支，预定时间基于：变压器的泄漏；杂散电感和外部谐振电感；以及次级侧上的整流级的分支的电容。
独立地或组合地，控制器操作用于在预定时间硬开启要在新功率传输间隔期间导通的整流级的分支，预定时间被选择为使在新功率传输间隔期间阻断的整流级的分支所经受的电压过冲最小化，其中电压过冲是由于在DCM期间在次级侧上发生的谐振所导致的在功率传输间隔之间在整流级的分支的电容中存储的电荷而造成的。
独立地或组合地，控制器在从控制器激活要在新功率传输间隔期间导通的功率传输级的分支时开始的一定延迟之后，操作用于硬开启要在新功率传输间隔期间导通的整流级的分支，并且延迟可以由下式给出：其中Llkg是变压器的泄漏，Lr是杂散电感和外部谐振电感，并且CossSRx是由于在DCM期间在次级侧上发生的谐振而在功率传输间隔之间存储电荷的整流级的分支的电容。
独立地或组合地，在硬开启要在新功率传输间隔期间导通的整流级的分支之后，控制器操作用于维持激活被硬开启的整流级的分支，只要在新功率传输间隔期间导通的功率传输级的分支的两个开关器件都保持接通即可。
独立地或组合地，在硬开启要在新功率传输间隔期间导通的整流级的分支之后，控制器操作用于维持激活被硬开启的整流级的分支，直到输出滤波器电感器的电流返回零或接近零。
独立地或组合地，控制器操作用于在要在新功率传输间隔期间导通的功率传输级的分支的开关器件的死区时间结束时启动定时器，且控制器操作用于在定时器到期时硬开启要在新功率传输间隔期间导通的整流级的分支。
独立地或组合地，在硬开启要在新功率传输间隔期间导通的整流级的分支之后，控制器操作用于维持激活被硬开启的整流级的分支，只要在新功率传输间隔期间导通的功率传输级的分支的两个开关器件都保持接通即可。
独立地或组合地，控制器操作用于在比DCM中更低的功率需求下以突发模式控制开关器件，以在功率传输间隔期间从初级侧向次级侧传输能量，在功率传输间隔期间，功率传输级的一个分支导通，整流级的一个分支导通，且整流级的另一个分支阻断，并且在突发模式中在变压器电压在新功率传输间隔开始时首次开始升高时，控制器操作用于硬开启要在新功率传输间隔期间导通的整流级的分支，使得在变压器电压首次开始升高时，被硬开启的整流级的分支开始耗散整流级的分支的电容中存储的电荷。
独立地或组合地，功率转换器可以具有相移全桥转换器拓扑。
独立地或组合地，功率转换器可以具有电流倍增器拓扑。
根据操作功率转换器的方法的实施例，功率转换器具有：具有形成功率传输级的开关器件的初级侧；具有形成整流级的开关器件和耦合到整流级的输出滤波器的次级侧，该输出滤波器包括输出电感器和输出电容器；以及耦合初级侧和次级侧的变压器；该方法包括：在DCM(不连续导电模式)中控制开关器件，以在功率传输间隔期间从初级侧向次级侧传输能量，在功率传输间隔期间，功率传输级的一个分支导通，整流级的一个分支导通，且整流级的另一个分支阻断；并且在变压器的电压在DCM中在新功率传输间隔开始时首次开始升高时，硬开启要在新功率传输间隔期间导通的整流级的分支，使得在变压器电压首次开始升高时，被硬开启的整流级的分支开始耗散整流级的分支的电容中存储的电荷。
硬开启要在新功率传输间隔期间导通的整流级的分支可以包括：在预定时间硬开启要在新功率传输间隔期间导通的整流级的分支，预定时间基于：变压器的泄漏；杂散电感和外部谐振电感；以及次级侧上的整流级的分支的电容。
独立地或组合地，硬开启要在新功率传输间隔期间导通的整流级的分支可以包括：在预定时间硬开启要在新功率传输间隔期间导通的整流级的分支，预定时间被选择为使在新功率传输间隔期间阻断的整流级的分支所经受的电压过冲最小化，其中电压过冲是由于在DCM期间在次级侧上发生的谐振所导致的在功率传输间隔之间在整流级的分支的电容中存储的电荷而造成的。
独立地或组合地，硬开启要在新功率传输间隔期间导通的整流级的分支可以包括：在从控制器激活要在新功率传输间隔期间导通的功率传输级的分支时开始的一定延迟之后，硬开启要在新功率传输间隔期间导通的整流级的分支，并且延迟可以由下式给出：其中Llkg是变压器的泄漏，Lr是杂散电感和外部谐振电感，并且CossSRx是由于在DCM期间在次级侧上发生的谐振而在功率传输间隔之间存储电荷的整流级的分支的电容。
独立地或组合地，该方法还可以包括：在硬开启要在新功率传输间隔期间导通的整流级的分支之后，维持激活被硬开启的整流级的分支，只要在新功率传输间隔期间导通的功率传输级的分支的两个开关器件都保持接通即可。
独立地或组合地，该方法还可以包括：在硬开启要在新功率传输间隔期间导通的整流级的分支之后，维持激活被硬开启的所述整流级的分支，直到输出滤波器电感器的电流返回零或接近零。
独立地或组合地，硬开启要在新功率传输间隔期间导通的整流级的分支可以包括：在要在新功率传输间隔期间导通的功率传输级的分支的开关器件的死区时间结束时启动定时器，以及在定时器到期时硬开启要在新功率传输间隔期间导通的整流级的分支。
独立地或组合地，该方法还可以包括：在硬开启要在新功率传输间隔期间导通的整流级的分支之后，维持激活被硬开启的整流级的分支，只要在新功率传输间隔期间导通的功率传输级的分支的两个开关器件都保持接通即可。
独立地或组合地，该方法还可以包括：在比DCM中更低的功率需求下以突发模式控制开关器件，以在功率传输间隔期间从初级侧向次级侧传输能量，在功率传输间隔期间，功率传输级的一个分支导通，整流级的一个分支导通，且整流级的另一个分支阻断，并且在变压器电压在突发模式中在新功率传输间隔开始时首次开始升高时，硬开启要在新功率传输间隔期间导通的整流级的分支，使得在变压器电压首次开始升高时，被硬开启的整流级的分支开始耗散整流级的分支的电容中存储的电荷。
本领域的技术人员在阅读以下具体实施方式并查看附图时将认识到附加的特征和优点。
附图说明
附图的元素未必相对于彼此成比例。类似附图标记指示对应的类似部分。除非彼此互斥，可以将各例示实施例中的特征组合。实施例在附图中被绘示并在接下来的具体实施方式中被详述。
图1示出了缓解在DCM操作期间在次级侧上的漏电压过冲的相移全桥功率转换器的实施例的示意图。
图2A到图2F示出了在一个完整的功率传输间隔的不同阶段期间的相移全桥功率转换器的操作，以及用于初级侧和次级侧上的开关器件的对应控制信号。
图3示出了用于缓解在DCM操作期间在转换器的次级侧上的漏电压过冲的控制信令以及对应波形的实施例。
图4示出了用于缓解在DCM操作期间在转换器的次级侧上的漏电压过冲的控制信令以及对应波形的另一实施例。
图5示出了用于缓解在DCM操作期间在转换器的次级侧上的漏电压过冲的控制信令以及对应波形的另一实施例。
图6示出了用于缓解在突发模式操作期间在转换器的次级侧上的漏电压过冲的控制信令以及对应波形的实施例。
图7示出了具有中心抽头拓扑并缓解在DCM操作期间在次级侧上的漏电压过冲的功率转换器的实施例的示意图。
图8示出了用于缓解在DCM操作期间在图7中所示的转换器的次级侧上的漏电压过冲的控制信令以及对应波形的实施例。
图9示出了具有电流倍增器拓扑并缓解在DCM操作期间在次级侧上的漏电压过冲的功率转换器的实施例的示意图。
图10示出了用于缓解在DCM操作期间在图9中所示的转换器的次级侧上的漏电压过冲的控制信令以及对应波形的实施例。
图11示出了具有电流倍增器拓扑并缓解在DCM操作期间在次级侧上的漏电压过冲的功率转换器的另一实施例的示意图。
图12示出了用于缓解在DCM操作期间在图11中所示的转换器的次级侧上的漏电压过冲的控制信令以及对应波形的实施例。
具体实施方式
本文描述的实施例缓解了在DCM期间在功率转换器的次级侧上发生的漏电压过冲。在变压器的电压在DCM中在新功率传输间隔开始时首次开始升高时，要在新功率传输间隔期间导通的次级分支被硬开启，使得在变压器电压首次开始升高时，该分支开始耗散转换器的次级侧上的分支的电容中存储的电荷。
图1示出了相移全桥功率转换器100的实施例。相移全桥功率转换器100包括具有形成功率传输级102的多个开关器件A、B、C和D的初级侧、以及具有形成整流级104的多个开关器件E1、E2、F1、F2的次级侧。次级侧还包括耦合到整流级的输出滤波器，该输出滤波器包括输出电感器Lo和输出电容器Co。功率转换器100中的不同节点处的各种电压被例示为电压源(Vmx)，各种电阻被例示为电阻器(Rx)，并且各种电容被例示为电容器(Coss_x)。
在相移全桥功率转换器100的初级侧上，高侧开关器件A与低侧开关器件D串联连接以形成初级侧功率传输级102的第一分支，并且高侧开关器件C与低侧开关器件B串联连接以形成初级侧功率传输级102的第二分支。在次级侧上，类似地，高侧开关器件E1与低侧开关器件E2串联连接以形成次级侧整流级104的第一分支，并且高侧开关器件F2与低侧开关器件F1串联连接以形成次级侧整流级104的第二分支。
本领域的技术人员将容易理解，可以在次级侧上使用不同类型的整流级，例如但不限于电流馈送推拉、中心抽头或电流倍增器整流级，如本文稍后将更详细描述的。通常，可以在次级侧上使用任何类型的同步整流级而不脱离本文所述的漏电压过冲缓解实施例的预期范围。相移全桥功率转换器100的初级侧开关器件A到D以及次级侧开关器件E1到F2被例示为均具有对应续流二极管的功率MOSFET。不过，可以为功率转换器100的初级侧开关器件A到D和次级侧开关器件E1到F2使用任何适当的功率晶体管，例如但不限于功率MOSFET、IGBT(绝缘栅双极型晶体管)、HEMT(高电子迁移率晶体管)等。
相移全桥功率转换器100还包括耦合初级侧和次级侧的变压器Tr、以及用于在CCM(连续导电模式)和DCM(不连续导电模式)中控制初级侧开关器件A到D以及次级侧开关器件E1到F2的控制器106。在CCM中，输出滤波器电感器Lo中的电流不会变为不连续，并且因此在次级侧开关器件E1到F2处不会诱发相关漏电压过冲。在DCM中，输出滤波器电感器Lo与次级侧开关器件E1到F2的电容(Coss_SR1、Coss_SR2、Coss_SR3、Coss_SR4)谐振，从而在功率转换器100的次级侧上导致漏电压过冲。本文描述的实施例缓解了在DCM期间在次级侧上发生的漏电压过冲。因此，不提供对CCM操作的更多描述。此外，更高负载条件下的CCM操作是本领域公知的，从而不保证有更多解释。由相移全桥功率转换器100供电的负载被一般性地例示为图1中的电流源(I)。
功率转换器控制器106在DCM中控制初级侧开关器件A到D以及次级侧开关器件E1到F2，以在功率传输间隔期间从初级侧向次级侧传输能量，在功率传输间隔期间，功率传输级102的一个分支导通，整流级104的一个分支导通，并且整流级104的另一个分支阻断。在电压Vm10(其为次级侧上的变压器Tr的绕组上的电压)在DCM中在新功率传输间隔开始时首次开始升高时，控制器106硬开启要在新功率传输间隔期间导通的整流级104的分支。通过这种方式，在变压器电压Vm10首次开始升高时，整流级的硬开启的分支开始耗散整流级104的分支的电容(Coss_SR1、Coss_SR2、Coss_SR3、Coss_SR4)中存储的电荷。在常规DCM控制下，该分支会转而保持关闭，直到功率传输间隔中的晚些时候，并且因此受到功率转换器100的次级侧上的谐振所导致的过冲的影响。
图2A到图2F示出了在一个完整的功率传输间隔的不同阶段期间相移全桥功率转换器100的操作、以及由控制器106产生的对应控制信号。开关器件A和D形成的初级侧功率级分支在例示的功率传输间隔期间向次级侧传输功率，并且由开关器件E1和E2形成的次级侧整流级分支在例示的功率传输间隔期间提供同步整流。功率转换器100的互补的初级和次级侧分支(C+B和F2+F1)在紧跟着的功率传输间隔期间分别提供功率传输和整流功能。
控制器106产生PWM(脉宽调制)或类似信号GATE_A到GATE_F，以用于控制功率转换器100的相应初级侧开关器件A到D以及次级侧开关器件E1到F2的开关，以在完整的功率传输间隔过程内从初级侧向次级侧传输能量。图2A到图2F还示出了输出电感器电流(Lo_current)、次级侧上的低侧开关器件F1两端的谐振电压(SR_F1_Vds)、次级侧上的低侧开关器件E2两端的谐振电压(SR_E2_Vds)、以及在次级侧上的整流级104的输出两端谐振的完整电压(Coss_SRx_V)。取决于传输功率时涉及哪些初级和次级侧分支对，电压Coss_SRx_V对应于次级侧上的开关器件输出电容Coss_SR1+Coss_SR2或开关器件输出电容Coss_SR3+Coss_SR4上的电压。本文中使用的电容项Coss_SRx是指次级侧开关器件F2和E2的输出电容Coss_SR1+Coss_SR2或次级侧开关器件E1和F1的输出电容Coss_SR3+Coss_SR4，并且取决于在功率传输间隔期间哪个次级侧分支导通以及哪个次级侧分支阻断。施加到次级侧上的对应低侧开关器件E2或F1的漏极的电压(SR_F1_Vds或SR_E2_Vds)是Coss_SRx_V的一半。在图2A到2F中，实线代表转换器100的两侧上的电流。
图2A示出了在从转换器100的初级侧向次级侧传输功率期间的相移全桥功率转换器100。变压器Tr的次级侧绕组反映来自初级侧绕组的电压，并且因此可以认为输出滤波器连接到输入供应源(V_dc)。信号GATE_E控制的次级侧整流分支(E1+E2)传导变压器Tr的反映电压，而其它次级侧整流分支(F1+F2)阻断该反映电压。如电感器Lo中存储的能量那样，输出滤波器电感器Lo中的电流增大。在全桥整流器配置中，次级侧上的开关器件E1到F2的阻断电压为输入电压V_dc乘以变压器Tr的匝数比。
图2B示出了在变压器Tr的初级侧被短接并且因此不影响功率转换器100的次级侧时的相移全桥功率转换器100。初级侧在该级中续流。在该级中，变压器Tr的次级侧也被短接。次级侧开关器件输出电容Coss_SRx放电，由此在整流级104的两个分支(E1+E2和F1+F2)之间分布电流。电流可能不会均等分布，并且所有次级侧开关器件E1到F2都导通。输出电感器Lo的能量随着电压现在与电流流动相反而增大。次级侧开关器件输出电容Coss_SRx上的电压Coss_SRx_V恰好是图示点处的二极管电压降(或者，如果次级侧开关器件的沟道活动，则为沟道压降)。
图2C示出了在续流阶段期间输出电感器Lo电流(Lo_current)过零时的相移全桥功率转换器100。恰在此时，输出电感器Lo的能量为零，并且次级侧开关器件输出电容Coss_SRx的能量也为零。不过，在功率转换器100的输出电容Co被充电时，输出电感器Lo被施加电压。输出电感器电压迫使电流在相反方向上增大，并为次级侧开关器件输出电容Coss_SRx充电。
图2D示出了在几乎完成与次级侧开关器件输出电容Coss_SRx的一半谐振之后，在输出电感器电流Lo_current将要过零时的相移全桥功率转换器100。通过Co和Coss_SRx之间的电压差效应，输出电感器Lo中的电流反转。电流反转一直继续到次级侧开关器件输出电容Coss_SRx上的电压Coss_SRx_V比输出电容Co更高，并且输出电感器Lo的能量被耗尽，因而谐振再次反转方向。此时，次级侧开关器件输出电容Coss_SRx处在最大谐振能量点。如果不进行缓解，谐振将继续到新功率传输间隔开始。如果此时一些能量仍然存储在次级侧开关器件输出电容Coss_SRx中，能量将汇集到由变压器Tr施加的电压并被次级侧上的整流级104的对应分支(E1+E2或F1+F2)阻断。在该情况下，出现不希望的漏电压过冲。在图2A到图2F中所示的示例中，在图示的功率传输开始时开启由开关器件E1和E2形成的次级侧整流分支，并且因此该分支的漏极到源极电压变为零。开关器件F1和F2形成的次级侧整流分支会看到任何过冲电压，因为其它分支被导通。具有GATE_F输入信号的次级侧开关器件F1和F2二者必须维持任何过冲电压，因为这些器件在例示的功率传输间隔期间是阻断的。具有GATE_E输入信号的次级侧开关器件E1和E2必须在紧跟着的功率传输间隔期间保持任何过冲电压，因为这些器件在该功率传输间隔期间将是阻断的。次级侧开关器件E1、E2、F1和F2有效地充当图2A到图2D中的二极管，并且因此在操作的该部分期间，对应的栅极信号被接地(或类似)。次级侧开关器件E1、E2、F1和F2在图2E和图2F中所示的操作的部分期间充当同步整流器。
图2E示出了在变压器电压Vm10建立的同时，在次级侧开关器件输出电容Coss_SRx上的电压Coss_SRx_V被放电时的相移全桥功率转换器100。在变压器电压Vm10在DCM中在新功率传输间隔开始时首次开始升高时，功率转换器控制器106硬开启要在新功率传输间隔期间导通的次级侧整流级104的分支。通过这种方式，在变压器电压Vm10首次开始升高时，被硬开启的次级侧整流级104的分支开始耗散整流级104的分支的电容Coss_SRx中存储的电荷。亦即，硬开启的整流分支在变压器电压Vm10建立之前消除Coss_SRx中存储的电荷，使得Coss_SRx中存储的电荷不会汇集并产生过冲问题。
通过硬开启对应整流分支而提供的电压“钳位”恰在功率转换器开始之前耗散电压，并且因此停止或至少消除功率转换器100的次级侧上的谐振。电荷可以被传输到输出电容器Co和/或在硬开启的次级侧开关器件的沟道中被耗散，使得电荷不会增大过冲。在图2A到图2F例示的示例中，由开关器件E1和E2形成的整流分支被硬开启，因为变压器电压Vm10在功率传输间隔开始时首次开始升高。对于紧跟着的功率传输间隔而言，控制器106将硬开启由开关器件F1和F2形成的整流分支。图2E示出了功率转换器100的杂散电感和外部谐振电感(Lr)的电流(Lr_current)以替代输出电感器电流Lo_current。图2E中的虚线代表在变压器Tr开始在其它方向上导通时建立的电流。
图2F示出了在新功率传输间隔开始时的相移全桥功率转换器100。功率传输开始，而没有Lo-Coss_SRx诱发的过冲。图2F中示出的Lo-Coss_SRx诱发的过冲来自变压器Tr的泄漏(Llkg)和次级侧开关器件输出电容Coss_SRx之间的谐振。由于变压器Tr的泄漏(Llkg)的尺寸较小，该过冲的能量相对较低且频率高，并且如果需要，该过冲可以突然停止。图2F还示出了功率转换器100的杂散电感和外部谐振电感Lr的电流Lr_current而不是输出电感器电流Lo_current。
因为变压器电压Vm10在DCM中在新功率传输间隔开始时首次开始升高，用于硬开启要在新功率传输间隔期间导通的次级侧整流级104的分支(E1+E2或F1+F2)上的适当定时取决于相移全桥功率转换器100的初级侧和次级侧的谐振元件。可以忽略其它微量贡献。
在实施例中，功率转换器控制器106在预定时间硬开启要在新功率传输间隔期间导通的次级侧整流级104的分支(E1+E2或F1+F2)，该预定时间基于：变压器Tr的泄漏Llkg；杂散电感和外部谐振电感Lr；以及次级侧上的整流级104的分支(E1+E2或F1+F2)的电容Coss_SRx。该预定时间是初级侧对与电感串联的次级侧电容Coss_SRx充电所用的时间。
在另一个实施例中，功率转换器控制器106在预定时间硬开启要在新功率传输间隔期间导通的次级侧整流级104的分支(E1+E2或F1+F2)，该预定时间被选择为使在新功率传输间隔期间阻断的整流级104的分支(E1+E2或F1+F2)所经受的电压过冲最小化，其中电压过冲是由于在DCM期间在次级侧上发生的谐振所导致的在功率传输间隔之间在整流级104的分支(E1+E2或F1+F2)的电容Coss_SRx中存储的电荷而造成的。
图3示出了实施例，其中，功率转换器控制器106将用于次级侧上的整流级104的开关器件E1到F2的控制信号GATE_E和GATE_F链接或相关到用于初级侧上的功率级102的开关器件A到D的控制信号GATE_A、GATE_B、GATE_C和GATE_D。例如，控制器106可以在对应的初级侧控制信号过渡到功率传输状态(即，使初级侧功率级104中的对角(分支)的栅极A+D或B+C交叠)之后的某一时间，激活用于次级侧上的对应同步整流器分支(E1+E2或F1+F2)的控制信号(GATE_E或GATE_F)。
在另一个实施例中，在从控制器106激活要在新功率传输间隔期间导通的初级侧功率传输级102的分支(A+D或C+B)时开始的一定延迟之后，功率转换器控制器106硬开启要在新功率传输间隔期间导通的次级侧整流级104的分支(E1+E2或F1+F2)。延迟由下式给出：
其中Llkg是变压器Tr的泄漏，Lr是杂散电感和外部谐振电感，并且CossSRx是由于在DCM期间在次级侧上发生的谐振而在功率传输间隔之间存储电荷的次级侧整流级104的分支(E1+E2和F1+F2)的电容。
图4示出了实施例，其中功率转换器控制器106使用定时器确定何时硬开启要在新功率传输间隔期间导通的次级侧整流级104的分支(E1+E2或F1+F2)。根据该实施例，控制器106在要在新功率传输间隔期间导通的初级侧功率传输级102的分支的对应开关器件(A+D或B+C)的死区时间(‘Dead time’)结束时启动定时器。功率级分支(A+D或B+C)在死区时间结束时开始向次级侧传输功率。控制器106实施的定时器提供了从功率级分支(A+D或B+C)开始向次级侧传输功率时开始的附加延迟(‘Delay’)。
功率转换器控制器106在定时器到期时硬开启要在新功率传输间隔期间导通的次级侧整流级104的分支(E1+E2或F1+F2)。在图4所示的DCM示例中，在定时器到期时控制器106激活信号GATE_E。信号GATE_A与信号GATE_D的交叠开始了新功率传输，其中，开关器件A和D侧形成的功率级分支开始向次级侧传输功率。恰好在开始功率传输之前，建立死区时间(‘Dead time’)，由此，因为信号GATE_A保持低电平，所以不激活初级侧功率级分支A+D。控制器106实施的定时器在从死区时间结束开始的一定延迟(‘Delay’)之后到期。在定时器到期时，硬开启次级侧上的对应整流分支(在例示的示例中的E1+E2)，并且控制器106激活信号GATE_E。对于涉及功率转换器的互补初级侧和次级侧分支的功率传输间隔，开关器件B和C形成的初级侧功率级分支在死区时间之后的下一个功率传输间隔期间开始传输功率，在从死区时间结束开始的一定延迟之后，定时器到期，并且控制器106在定时器到期时激活信号GATE_F，以硬开启由开关器件F1和F2形成的次级侧整流分支。
在一个实施例中，在硬开启要在新功率传输间隔期间导通的次级侧整流级104的分支(E1+E2或F1+F2)之后，控制器106保持激活硬开启的整流级104的分支，只要在新功率传输间隔期间导通的初级侧功率传输级102的分支(A+D或C+B)的开关器件保持接通即可。根据该实施例，控制器106仅在初级桥对角线交叠期间在DCM中使次级侧上的整流级104的对应分支(E1+E2或F1+F2)保持活动(导通或开启)。例如，控制器106可以在去激活信号GATE_D的同时或接近同时去激活信号GATE_E。通过这种方式，在关闭初级侧开关器件A时，也关闭次级侧开关器件E2。对于涉及功率转换器的互补初级侧和次级侧分支的功率传输间隔，控制器106可以在去激活信号GATE_B的同时或接近同时去激活信号GATE_F。通过这种方式，在关闭初级侧开关器件C时，也关闭次级侧开关器件F1。
图5示出了另一个实施例，其中，在硬开启要在新功率传输间隔期间导通的次级侧整流级104的分支(E1+E2或F1+F2)之后，功率转换器控制器106保持激活硬开启的整流分支，直到输出滤波器电感器的电流Lo_current回到零或接近零。例如，控制器106可以在输出滤波器电感器的电流Lo_current返回零或接近零时去激活信号GATE_E，如图5所示。对于涉及功率转换器100的其它初级侧和次级侧分支(初级侧上的C+B和次级侧上的F2+F1)的功率传输间隔，控制器106可以在输出滤波器电感器的电流Lo_current返回零或接近零时去激活信号GATE_F。利用该方式，次级侧上的对应低侧开关器件(F1或E2)可以保持接通，而通过输出电感器Lo的电流为正，以减小导通损耗。可以由控制器106使用或实施任何标准电流传感器或估计器，以用于判断输出滤波器电感器的电流Lo_current何时返回零或接近零。
可以通过经验方式调节用于硬开启次级侧上的整流级104的分支(E1+E2和F1+F2)以缓解漏电压过冲的定时，以确保在所有感兴趣的操作条件下漏电压过冲都是最低。如果过早地硬开启对应的次级侧整流分支(E1+E2或F1+F2)，更多电流将在输出电感器Lo中充电，并且漏电压过冲将增大。例如，如果控制器106在变压器电压Vm10在新功率传输间隔开始时开始升高之前激活对应的次级侧控制信号(GATE_E或GATE_F)，则输出电感器Lo中的负电流变得更负，并且漏电压过冲增大。如果过晚硬开启整流分支(E1+E2或F1+F2)，则漏电压过冲也会增大。
可以通过改变图4中所示的延迟来确定用于硬开启功率转换器100的次级侧整流分支(E1+E2和F1+F2)的最优定时，直到达到最优点。然后可以在控制器106中设置该延迟。在一个实施例中，延迟被定义为窗口。例如，大约30到40ns的延迟窗口可能足够避免有问题的过冲。
在轻负载条件下应用本文所述的硬开关技术。在这之前，针对DCM描述硬开关技术。不过，可以在甚至更轻负载的条件下使用硬开关技术。例如，功率转换器100可以进入突发模式，其中控制器106在大范围内调节开关频率，以维持输出电压。该状况可以持续到负载电流达到功率转换器100重新进入活动PWM操作的阈值。
图6示出了在突发模式期间由功率转换器控制器106实施的驱动方案的实施例，该方案从重新开始初级侧开关之后的第一个脉冲开始。在突发模式中，常规上，次级侧开关器件E1到F2一直被关断。不过，在例示的实施例中，控制器106在比DCM中更低的功率需求下在突发模式中控制开关器件，使得在功率传输间隔期间从初级侧向次级侧传输能量，其中初级侧功率传输级102的一个分支(A+D或C+B)导通，次级侧整流级104的一个分支(E1+E2或F1+F2)导通，并且整流级104的另一个分支阻断。在变压器电压Vm10在突发模式中在新功率传输间隔的开始时首次开始升高时，控制器106硬开启要在新功率传输间隔期间导通的次级侧整流级104的分支(E1+E2或F1+F2)。通过这种方式，在变压器电压Vm10首次开始升高时，硬开启的次级侧上的整流级104的分支(E1+E2或F1+F2)开始耗散次级侧整流分支(E1+E2和F1+F2)的电容(Coss_SR1、Coss_SR2、Coss_SR3、Coss_SR4)中存储的电荷。在图6的中用于交替功率传输间隔的信号GATE_E和GATE_F中可以看到硬开关。在DCM和突发模式中控制器106可以采用相同或不同的延迟时间。如果使用相同的延迟，次级侧上的两种模式中的谐振是实际恒定的。
上文描述的硬开关实施例处于具有相移全桥拓扑的功率转换器的语境中。不过，硬开关实施例容易应用于其它类型的功率转换器拓扑，例如电流倍增器和中心抽头整流器。
图7示出了具有中心抽头拓扑的功率转换器200的实施例。可以通过相同方式为具有中心抽头拓扑的功率转换器200实施上文针对具有相移全桥拓扑的功率转换器100描述的硬开关实施例。在中心抽头配置中，次级侧上的阻断电压是输入电压V_dc的两倍乘以变压器Tr的匝数比。本文针对具有相移全桥拓扑的功率转换器100所描述的控制信令与针对具有中心抽头拓扑的功率转换器200所描述的相同。简化示出了功率转换器200的初级侧，其具有提供正和负脉冲的通用输入源。由于转换器200的中心抽头拓扑，次级侧具有单个整流分支(F1+E2)。功率转换器200中的不同节点处的各种电压被示为电压源(V_x)，各种电阻被示为电阻器(Rx)，并且各种电容被示为电容器(Coss_x)。负载被示为电流源Io。
图8示出了由控制器106产生的用于具有中心抽头拓扑的功率转换器200的两个相继功率传输间隔的次级侧控制信号GATE_E和GATE_F。图8还示出了输出电感器电流(Lo_current)、次级侧上的高侧开关器件F1两端的谐振电压(SR_F1_Vds)、次级侧上的低侧开关器件E2两端的谐振电压(SR_E2_Vds)、以及次级侧上的功率转换器200的中心抽头输出处谐振的电压(V_SR_bridge)。SR_F1_Vds和SR_E2_Vds中出现的过冲是由变压器Tr的泄漏(Llkg)和次级侧开关器件输出电容Coss_SRx之间的谐振诱发的。由于变压器Tr的泄漏(Llkg)的尺寸较小，该过冲的能量相对较低且频率高，并且如果需要，该过冲可以突然停止。
图9示出了具有电流倍增器拓扑的功率转换器300的实施例。可以通过相同方式为具有电流倍增器拓扑的功率转换器300实施上文针对具有相移全桥拓扑的功率转换器100所描述的硬开关实施例。电流倍增器拓扑通常被用于低电压、高电流应用中。电流倍增器使用两个输出电感器Lo_1、Lo_2，其每者承载总负载电流的一半并在一半的开关频率下操作。本文针对具有相移全桥拓扑的功率转换器100所描述的控制信令与具有电流倍增器拓扑的功率转换器300所描述的相同。简化示出了功率转换器300的初级侧，其具有提供正和负脉冲的通用输入源。由于转换器300的电流倍增器拓扑，次级侧具有单个整流分支(F1+E2)。功率转换器300中的不同节点处的各种电压被示为电压源(V_x)，各种电阻被示为电阻器(Rx)，并且各种电容被示为电容器(Coss_x)。负载被示为电流源Io。
图10示出了由控制器106产生的用于具有电流倍增器拓扑的功率转换器300的两个相继功率传输间隔的次级侧控制信号GATE_E和GATE_F。图10还示出了两个输出电感器电流(Lo_1_current；Lo_2_current)、次级侧上的高侧开关器件F1两端的谐振电压(SR_F1_Vds)、以及次级侧上的低侧开关器件E2两端的谐振电压(SR_E2_Vds)。SR_F1_Vds和SR_E2_Vds中出现的过冲是由变压器Tr的泄漏(Llkg)和次级侧开关器件输出电容Coss_SRx之间的谐振诱发的。由于变压器Tr的泄漏(Llkg)的尺寸较小，该过冲的能量相对较低且频率高，并且如果需要，该过冲可以突然停止。
图11示出了用于变压器的两级初级电压中的具有电流倍增器拓扑的功率转换器400的实施例。可以通过相同方式为具有电流倍增器拓扑的功率转换器400实施上文针对具有相移全桥拓扑的功率转换器100所描述的硬开关实施例。简化示出了功率转换器400的初级侧，其具有仅提供正脉冲的通用输入源。由于转换器400的电流倍增器拓扑，次级侧具有单个整流分支(F1+E2)。功率转换器400中的不同节点处的各种电压被示为电压源(V_x)，各种电阻被示为电阻器(Rx)，并且各种电容被示为电容器(Coss_x)。负载被示为电流源Io。
图12示出了由控制器106产生的用于图11中所示的具有电流倍增器拓扑的功率转换器400的两个相继功率传输间隔的次级侧控制信号GATE_E和GATE_F。图12还示出了输出电感器电流(Lo_current)以及次级侧上的低侧开关器件E2两端的谐振电压(SR_E2_Vds)。SR_E2_Vds中出现的过冲是由变压器Tr的泄漏(Llkg)和次级侧开关器件输出电容Coss_SRx之间的谐振诱发的。由于变压器Tr的泄漏(Llkg)的尺寸较小，该过冲的能量相对较低且频率高，并且如果需要，该过冲可以突然停止。
诸如“第一”、“第二”等术语用于描述各种元件、区域、部分等，并且也并非旨在进行限制。在通篇说明书中，类似术语指示类似的元件。
如本文所用，术语“具有”、“包含”、“包括”等是开放式术语，指示存在所述的元件或特征，但不排除附加的元件或特征。冠词“一”和“所述”旨在包括复数和单数，除非上下文另外明确指示。
要理解的是，本文描述的各种实施例的特征可以彼此组合，除非具体做出其它表述。
尽管本文已经例示并描述了具体实施例，但本领域的普通技术人员将认识到，可以用多种替代和/或等价实施方式替代所示和所述的具体实施例而不脱离本发明的范围。本申请旨在覆盖本文所论述的具体实施例的任何修改或变化。因此，旨在使本发明仅受到权利要求及其等同物的限制。

Claims (20)

1.一种功率转换器，包括：
初级侧，所述初级侧包括形成功率传输级的开关器件；
次级侧，所述次级侧包括形成整流级的开关器件和耦合到所述整流级的输出滤波器，所述输出滤波器包括输出电感器和输出电容器；
耦合所述初级侧和所述次级侧的变压器；以及
控制器，所述控制器操作用于在DCM(不连续导电模式)中控制所述开关器件，以在功率传输间隔期间从所述初级侧向所述次级侧传输能量，在所述功率传输间隔期间，所述功率传输级的一个分支导通，所述整流级的一个分支导通，并且所述整流级的另一个分支阻断，
其中，在DCM中，当所述输出滤波器电感器中的电流变得不连续时，在所述输出滤波器电感器与所述整流级的输出电容之间发生谐振，
其中，在DCM中在所述输出滤波器电感器与所述整流级的所述输出电容之间的所述谐振导致所述整流级的所述输出电容在所述初级侧开始新功率传输间隔之前被预充电，
其中，在所述变压器的电压在DCM中在所述新功率传输间隔开始时首次开始升高时，所述控制器操作用于硬开启要在所述新功率传输间隔期间导通的所述整流级的分支，使得在所述变压器电压首次开始升高时，被硬开启的所述整流级的分支开始耗散所述整流级的所述输出电容中存储的电荷，所述电荷被传输到所述输出滤波器的输出电容器和/或在被硬开启的所述整流级的分支的沟道中被耗散。
2.根据权利要求1所述的功率转换器，其中，所述控制器操作用于在预定时间硬开启要在所述新功率传输间隔期间导通的所述整流级的分支，所述预定时间基于：所述变压器的泄漏；杂散电感和外部谐振电感；以及所述次级侧上的所述整流级的所述电容。
3.根据权利要求1所述的功率转换器，其中，所述控制器操作用于在预定时间硬开启要在所述新功率传输间隔期间导通的所述整流级的分支，所述预定时间被选择为使在所述新功率传输间隔期间阻断的所述整流级的分支所经受的电压过冲最小化，所述电压过冲是由于在DCM期间在所述次级侧上发生的所述谐振所导致的在所述功率传输间隔之间在所述整流级的所述电容中存储的电荷所造成的。
4.根据权利要求1所述的功率转换器，其中，所述控制器在从所述控制器激活要在所述新功率传输间隔期间导通的所述功率传输级的分支时开始的一定延迟之后，操作用于硬开启要在所述新功率传输间隔期间导通的所述整流级的分支，并且其中，所述延迟由下式给出：
其中，Llkg是所述变压器的泄漏，Lr是杂散电感和外部谐振电感，并且CossSRx是由于在DCM期间在所述次级侧上发生的所述谐振而在所述功率传输间隔之间存储电荷的所述整流级的所述电容。
5.根据权利要求1所述的功率转换器，其中，在硬开启要在所述新功率传输间隔期间导通的所述整流级的分支之后，所述控制器操作用于维持激活被硬开启的所述整流级的分支，只要在所述新功率传输间隔期间导通的所述功率传输级的分支的两个开关器件都保持接通即可。
6.根据权利要求1所述的功率转换器，其中，在硬开启要在所述新功率传输间隔期间导通的所述整流级的分支之后，所述控制器操作用于维持激活被硬开启的所述整流级的分支，直到所述输出滤波器电感器的电流返回零或接近零。
7.根据权利要求1所述的功率转换器，其中，所述控制器操作用于在要在所述新功率传输间隔期间导通的所述功率传输级的分支的开关器件的死区时间结束时启动定时器，并且其中，所述控制器操作用于在所述定时器到期时硬开启要在所述新功率传输间隔期间导通的所述整流级的所述分支。
8.根据权利要求7所述的功率转换器，其中，在硬开启要在所述新功率传输间隔期间导通的所述整流级的分支之后，所述控制器操作用于维持激活被硬开启的所述整流级的分支，只要在所述新功率传输间隔期间导通的所述功率传输级的分支的两个开关器件都保持接通即可。
9.根据权利要求1所述的功率转换器，其中，所述控制器操作用于在比DCM中更低的功率需求下在突发模式中控制所述开关器件，以在功率传输间隔期间从所述初级侧向所述次级侧传输能量，在所述功率传输间隔期间，所述功率传输级的一个分支导通，所述整流级的一个分支导通，并且所述整流级的另一个分支阻断，并且其中，在所述变压器电压在所述突发模式中在新功率传输间隔开始时首次开始升高时，所述控制器操作用于硬开启要在所述新功率传输间隔期间导通的所述整流级的分支，使得在所述变压器电压首次开始升高时，被硬开启的所述整流级的分支开始耗散所述整流级的所述电容中存储的电荷。
10.根据权利要求1所述的功率转换器，其中，所述功率转换器具有相移全桥转换器拓扑。
11.根据权利要求1所述的功率转换器，其中，所述功率转换器具有电流倍增器拓扑。
12.一种操作功率转换器的方法，所述功率转换器具有初级侧、次级侧和耦合所述初级侧和所述次级侧的变压器，所述初级侧具有形成功率传输级的开关器件，所述次级侧具有形成整流级的开关器件以及耦合到所述整流级的输出滤波器，所述输出滤波器包括输出电感器和输出电容器，所述方法包括：
在DCM(不连续导电模式)中控制所述开关器件，以在功率传输间隔期间从所述初级侧向所述次级侧传输能量，在所述功率传输间隔期间，所述功率传输级的一个分支导通，所述整流级的一个分支导通，并且所述整流级的另一个分支阻断，其中，在DCM中，当所述输出滤波器电感器中的电流变得不连续时，在所述输出滤波器电感器与所述整流级的输出电容之间发生谐振，
其中，在DCM中在所述输出滤波器电感器与所述整流级的所述输出电容之间的所述谐振导致所述整流级的所述输出电容在所述初级侧开始新功率传输间隔之前被预充电；以及
在所述变压器的电压在DCM中在所述新功率传输间隔开始时首次开始升高时，硬开启要在所述新功率传输间隔期间导通的所述整流级的分支，使得被硬开启的所述整流级的分支在所述变压器电压首次开始升高时开始耗散所述整流级的所述输出电容中存储的电荷，所述电荷被传输到所述输出滤波器的输出电容器和/或在被硬开启的所述整流级的分支的沟道中被耗散。
13.根据权利要求12所述的方法，其中，硬开启要在所述新功率传输间隔期间导通的所述整流级的分支包括：
在预定时间硬开启要在所述新功率传输间隔期间导通的所述整流级的分支，所述预定时间基于：所述变压器的泄漏；杂散电感和外部谐振电感；以及所述次级侧上的所述整流级的所述电容。
14.根据权利要求12所述的方法，其中，硬开启要在所述新功率传输间隔期间导通的所述整流级的分支包括：
在预定时间硬开启要在新功率传输间隔期间导通的所述整流级的分支，所述预定时间被选择为使在所述新功率传输间隔期间阻断的所述整流级的分支所经受的电压过冲最小化，所述电压过冲是由于在DCM期间在所述次级侧上发生的所述谐振所导致的在所述功率传输间隔之间在所述整流级的所述电容中存储的电荷所造成的。
15.根据权利要求12所述的方法，其中，硬开启要在所述新功率传输间隔期间导通的所述整流级的分支包括：
在从控制器激活要在所述新功率传输间隔期间导通的所述功率传输级的分支时开始的一定延迟之后，硬开启要在所述新功率传输间隔期间导通的所述整流级的分支，并且其中，所述延迟由下式给出：
其中Llkg是所述变压器的泄漏，Lr是杂散电感和外部谐振电感，并且CossSRx是由于在DCM期间在所述次级侧上发生的所述谐振而在所述功率传输间隔之间存储电荷的所述整流级的所述电容。
16.根据权利要求12所述的方法，还包括：
其中，在硬开启要在所述新功率传输间隔期间导通的所述整流级的分支之后，维持激活被硬开启的所述整流级的分支，只要在所述新功率传输间隔期间导通的所述功率转换器的分支的两个开关器件都保持接通即可。
17.根据权利要求12所述的方法，还包括：
其中，在硬开启要在所述新功率传输间隔期间导通的所述整流级的分支之后，维持激活被硬开启的所述整流级的分支，直到所述输出滤波器电感器的电流返回零或接近零。
18.根据权利要求12所述的方法，其中，硬开启要在所述新功率传输间隔期间导通的所述整流级的分支包括：
在要在所述新功率传输间隔期间导通的所述功率传输级的分支的所述开关器件的死区时间结束时，启动定时器；以及
在所述定时器到期时，硬开启要在所述新功率传输间隔期间导通的所述整流级的分支。
19.根据权利要求18所述的方法，还包括：
在硬开启要在所述新功率传输间隔期间导通的所述整流级的分支之后，维持激活被硬开启的所述整流级的分支，只要在所述新功率传输间隔期间导通的所述功率传输级的分支的两个开关器件都保持接通即可。
20.根据权利要求12所述的方法，还包括：
在突发模式中在比DCM中更低的功率需求下控制所述开关器件，以在功率传输间隔期间从所述初级侧向所述次级侧传输能量，在所述功率传输间隔期间，所述功率传输级的一个分支导通，所述整流级的一个分支导通，并且所述整流级的另一个分支阻断；以及
在所述变压器电压在所述突发模式中在新功率传输间隔开始时首次开始升高时，硬开启要在所述新功率传输间隔期间导通的所述整流级的分支，使得在所述变压器电压首次开始升高时，被硬开启的所述整流级的分支开始耗散所述整流级的所述电容中存储的电荷。
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