JP5879846B2 - 絶縁型コンバータ - Google Patents
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Description
以下、本発明にかかる絶縁型コンバータを車載システムに適用した第1の実施形態について、図面を参照しつつ説明する。
この状態では、1次側コイルW1に入力電圧Vinが印加されるため、以下の式(c1)が成立する。
一方、1次側コイルW2にも入力電圧Vinが印加されるため、図に示した磁束の向きに注意すると、以下の式(c2)が成立する。
ここで、図示される向きに定めた磁束φ1〜φ3の間には「φ3=φ1+φ2」の関係が成立することに注意すると、以下の式(c3)が成立する。
上記の式(c3)によれば、この状態においては、2次側コイルW3には電圧が誘起されない。このため、2次側コイルW3を介して出力される電流の変化は、平滑用コイル12のインダクタンスLと、出力電圧Voutとに応じて以下の式(c4)にて表現される。
また、この間、平滑コンデンサ19に電流は流れないため、以下の式(c5)が成立する。
「状態B:スイッチング素子M1,M4がオン、スイッチング素子M2,M3がオフ」
この場合、磁束φ1については、状態Aと同様に以下の式(c1)が成立する。
一方、1次側コイルW2には、入力電圧Vinと平滑コンデンサ19の電圧Vsとの差圧が印加されるため、以下の式(c6)が成立する。
ここで、「φ3=φ1+φ2」を用いると、以下の式(c7)が成立する。
また、平滑用コイル12に、出力電圧Voutと2次側コイルW3の電圧との差圧が印加されることから、平滑用コイル12を流れる電流I3は、2次側コイルW3のターン数N3を用いると、以下の式(c8)によって表現される。
また、平滑コンデンサ19を介して流れる電流が「C・dVs/dt」であることと、上記の式(c7)に示す磁束φ3の変化に伴いレンツの規則に従って2次側コイルW3を流れる電流の極性が定まることとに鑑みれば、1次側コイルW2および2次側コイルW3の双方を貫通するループ経路にアンペールの法則を適用することで、以下の式(c9)が成立する。ただし、この際、足22の磁気抵抗R3と、足23のうちの低透磁率部材Lμの磁気抵抗R2を用いた。これは、1次側コイルW2および2次側コイルW3の双方を貫くループ経路のうち足22以外の部分の磁気抵抗にとって、低透磁率部材Lμの磁気抵抗R2が支配的であることに鑑みた近似である。
dVs/dt=−(R2・φ2+R3・φ3+N3・I3)/(C・N) …(c9)
「状態C:スイッチング素子M2,M3がオン、スイッチング素子M1,M4がオフ」
この場合、1次側コイルW1に入力電圧Vinと平滑コンデンサ19の電圧Vsとの差圧が印加され、1次側コイルW2に入力電圧Vinが印加されることに注意すると、以下の式が成立する。
dφ2/dt=−Vin/N …(c11)
dφ3/dt=−Vs/N …(c12)
dI3/dt=(N3・Vs/N―Vout)/L …(c13)
dVs/dt=(R1・φ1+R3・φ3+N3・I3)/(C・N) …(c14)
「状態D:スイッチング素子M3,M4がオン、スイッチング素子M1,M2がオフ」
この場合、1次側コイルW1,W2の双方に入力電圧Vinと平滑コンデンサ19の電圧Vsとの差圧が印加されることに注意すると、以下の式が成立する。
dφ2/dt=(Vs−Vin)/N …(c16)
dφ3/dt=0 …(c17)
dI3/dt=(―Vout)/L …(c18)
dVs/dt=(R1・φ1―R2・φ2)/(C・N) …(c19)
「状態A〜状態Dの切り替え処理」
状態A,状態B,状態C,状態Dのそれぞれの継続時間の和に対する各時間の時比率を時比率Da,Db,Dc,Ddとする。ここで、「Da+Db+Dc+Dd=1」である。本実施形態では、これら時比率Da,Db,Dc,Ddの操作によって、図2に示すように、入力電圧Vinと入力電流Iinとの位相を同期させる処理を行なう。これは、力率を「1」に制御することで、電力変換効率を向上させるための設定である。以下、これについて説明する。
A(dφ2/dt)={(Db+Dd)・Vs−Vin}/N …(c21)
A(dφ3/dt)=(Db−Dc)・Vs/N …(c22)
A(dI3/dt)
={(Db+Dc)・N3・Vs/(N・L)}―Vout/L …(c22)
A(dVs/dt)
={(Dc+Dd)・R1・φ1−(Db+Dd)・R2・φ2
+(Db−Dc)・R3・φ3−(Db+Dc)・N3・I3}/(C・N)
…(c23)
ここで本実施形態では、制御の簡素化のため、「R1=R2」、「Db=Dc=D」とする。ここで、磁気抵抗R1と磁気抵抗R2とを等しくするためには、足21,23の形状や寸法を同一とし、低透磁率部材Lμを同一としたうえで、接続部24,25の経路の断面積を一定とすることで実現することができる。以下では、「Dc+Dd=m」とし、時比率Dと和比率mとを操作することとする。ちなみに、「m=Db+Dd」でもある。
上記の式(c24)を時間で微分し、上記の式(c20)、(c21)を用いると、以下の式(c25)が得られる。
また、上記の式(c23)に上記の式(c24)を適用すると、以下の式(c26)が得られる。
上記の式(c22)は、以下の式(c27)に変形できる。
ここで、平滑コンデンサ19の静電容量Cを、交流電源10の交流電圧Vの周期にわたってその電圧Vsの変動が十分に小さくなるように十分に大きく設定する。この場合、電圧Vsを一定とすることができることから、上記の式(c25)によれば、和比率mの操作によって、入力電流Iinを増減制御することができることがわかる。このため、和比率mの操作によって、入力電圧Vinと入力電流Iinとの位相を同期させる力率1の制御が可能となる。また、上記の式(c27)によれば、時比率Dの操作によって、出力電流(電流I3)を増減制御することができることがわかる。
ここで、説明の簡素化のため、出力用コンデンサ14に接続される負荷が準定常的であると仮定する。すなわち、交流電源10の交流電圧Vの周期程度では要求電力の変動がゼロとみなせるものとする。この場合、上記の式(c27)の時間平均を取ると、左辺がゼロとなることから、以下の式(c29)が成立する。
上記の式(c29)を、上記の式(c28)に代入することで、以下の式(c30)が得られる。
一方、上記の式(c25)の両辺の時間平均を取ると、負荷が準定常と仮定されるために、入力電力の平均値も一定となることから、以下の式(c31)が得られる。
ここで、入力電圧Vinを、以下の式(c32)によって表現する。
上記の式(c31),(c32)を、上記の式(c25)に代入することで、以下の式(c33)が得られる。
=2・R・A(Vin)・(π・|sinωt|/2−m/A(m))/(N・N)
…(c33)
ここで、力率1制御の場合、入力電流Iinは、入力電圧Vinに比例するため、以下の式(c34)が成立する。
これを時間微分して以下の式(c35)が得られる。
…(c35)
上記の式(c35)を上記の式(c33)に代入すると、以下の式が成立する。
=π・|sinωt|/2
−(d|sinωt|/dt)・π・N・N・A(Iin)ω/{4・R・A(Vin)}
…(c36)
上記の式(c36)の右辺第2項のうち「N・N/2R」は、1次側コイルW1,W2の双方を貫通するループ経路と1次側コイルW1とで構成されるリアクトルのもつインダクタンスであり、これは、通常、「数百μH」程度となり十分小さい。したがって、通常右辺第2項は、右辺第1項と比較して無視しうる。このため、上記の式(c36)は、以下の式(c37)によって近似される。
上記の式(c37)からわかるように、入力電圧Vinに応じて和比率mを脈動させることで、力率を「1」に制御することができる。なお、実際には、この制御は、入力電流Iinの位相を制御量とし、これを入力電圧Vinの位相にフィードバック制御することで実現してもよい。
<第2の実施形態>
以下、第2の実施形態について、先の第1の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。
<第3の実施形態>
以下、第3の実施形態について、先の第1の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。
<第4の実施形態>
以下、第4の実施形態について、先の第1の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。
<第5の実施形態>
以下、第5の実施形態について、先の第1の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。
<第6の実施形態>
以下、第6の実施形態について、先の第5の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。
<第7の実施形態>
以下、第7の実施形態について、先の第5の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。
<その他の実施形態>
なお、上記各実施形態は、以下のように変更して実施してもよい。
上記各実施形態において例示したものに限らず、たとえば、図6において、1次側コイルW1,W2を鎖交する足21,23を足26,27の外側に配置してもよい。またたとえば、先の図1に示した構成において、足21,23のそれぞれに1次側コイルW1,W2のそれぞれを貫かせて且つ、足22と足21との幾何学的な配置を入れ替えてもよい。また、たとえばこの構成において、2次側コイルW3が足21,23の双方によって貫かれるようにしてもよい。
「第1〜第4流通規制要素について」
スイッチング素子M1〜M4としては、MOS電界効果トランジスタに限らず、たとえば絶縁ゲートバイポーラトランジスタ(IGBT)であってもよい。
1次側コイルW1,W2のターン数N1,N2が互いに等しい設定に限らない。ただし、等しい設定とすることで、入力電流Iinの連続性を保ちやすい。
低透磁率部材Lμとしては、プラスチックや樹脂等、コア20と一体的に構成される部材に限らない。また低透磁率部材Lμを設ける代わりに、ギャップを設けてもよい。なお、2次側コイルW3を貫く足22にもギャップ等を設けてもよい。
たとえば磁束φ4,φ5の方向を上記第3の実施形態とは逆としてもよい。この場合であっても、磁束φ1,φ2,φ3との干渉を回避しつつも、コア20の一体化に伴う小型化のメリットを享受することはできる。
上記第1の実施形態において例示した手法によってスイッチング素子M1〜M4を操作するものに限らない。たとえば、上記の式(c20)〜(c23)に基づく状態方程式を直接扱ってもよい。
交流電圧を直流電流に変換するために用いるものに限らない。たとえば、昇圧コンバータを構成してもよい。この場合であっても、たとえば、1次側コイルW1,W2のターン数N1,N2を等しくすることで、入力電流Iinの連続性を保つことができることから、入力電流のリップルを低減することが容易となる。
Db=Dc …(c39)
Vout=(Db+Dc)・N3・Vs/N …(c40)
上記の式(c38)において、入力電圧Vinが直流の場合、平滑コンデンサ19の電圧Vsは、時比率Dc,Ddが変動しない限り変動しない。このため、上記の式(c39)を満足するように時比率を操作することで、上記の式(c40)に示すように、出力電圧Voutを直流電圧として出力することができる。
整流回路RC1,RC2については、上記実施形態において例示したものに限らない。たとえば、図11(a)〜図11(d)に、2次側コイルW3に接続される整流回路として例示されるような回路であってもよい。
「分岐点を流れる電流について」
1次側コイルW1,W2の接続点からそれら1次側コイルW1,W2側に電流が流入する構成に限らない。たとえば図12に示すように、スイッチング素子M1,M4側から入力電流が流入し、上記接続点から流出するようにしてもよい。なお、図12において、先の図1に示した部材に対応する部材については、便宜上同一の符号を付している。図12に示す構成においても、先の図9に示した構成のように、スイッチング素子M2,M3を削除してもよい。ただし、ソフトスイッチングを行なう場合、ダイオードDc,Ddの向きは逆となる。
「ソフトスイッチング用コンデンサについて」
スイッチング素子M1,M2に並列接続する代わりに、スイッチング素子M3,M4に並列接続してもよい。
1次側コイルW1,W2に、整流回路RC1の出力電圧を印加するものに限らない。たとえば整流回路RC1と1次側コイルW1,W2との間に、フィルタとしてのインダクタを備えてもよい。
Claims (10)
- 入力電圧を変換して出力電圧として出力する絶縁型コンバータにおいて、
分岐点に接続された第1コイルおよび第2コイルと、
前記第1コイルおよび前記第2コイルのうち前記分岐点側でないそれぞれの端子同士を接続する一対の電気経路と、
該一対の電気経路の一方を開閉する開閉機能を有して且つ前記第1コイルに接続される第1流通規制要素と、
前記一対の電気経路の一方を流れる電流の方向を一方向に制限する整流機能を有して且つ前記第2コイルに接続される第2流通規制要素と、
前記一対の電気経路の他方に関して前記整流機能を有して且つ前記第1コイルに接続される第3流通規制要素と、
前記一対の電気経路の他方に関して前記開閉機能を有して且つ前記第2コイルに接続される第4流通規制要素と、
前記第1流通規制要素および前記第3流通規制要素の直列接続体、ならびに前記第2流通規制要素および前記第4流通規制要素の直列接続体に並列接続された平滑コンデンサと、
前記第1コイルを貫いて且つ、前記第2コイルを貫かない第1ループ経路を構成する磁心と、
前記第2コイルを貫いて且つ、前記第1コイルを貫かない第2ループ経路を構成する磁心と、
前記第1ループ経路および前記第2ループ経路の双方によって貫かれる第3コイルとを備え、
前記絶縁型コンバータは、前記分岐点と前記一対の電気経路のいずれかとの間に入力電流を流すことで、前記第3コイルを介して電圧を出力するものであり、
前記入力電流が前記分岐点を介して前記第1コイルおよび前記第2コイルの双方に流入した場合に前記第1コイルおよび前記第2コイルのそれぞれに生じる磁束について、前記第3コイルを鎖交する方向が互いに逆となるようにされており、
前記入力電流が前記分岐点を介して前記第1コイルおよび前記第2コイルのそれぞれに流入した場合に、前記第1コイル及び前記第2コイルの双方を貫くループ経路において、前記第1コイル及び前記第2コイルのそれぞれに生じる磁束が同一方向となるように設定されていることを特徴とする絶縁型コンバータ。 - 前記第1コイルおよび前記第2コイルのターン数が互いに等しいことを特徴とする請求項1記載の絶縁型コンバータ。
- 前記第1ループ経路を構成する磁心と前記第2ループ経路を構成する磁心とは一体的に形成されていることを特徴とする請求項1又は2記載の絶縁型コンバータ。
- 入力電圧を変換して出力電圧として出力する絶縁型コンバータにおいて、
分岐点に接続された第1コイルおよび第2コイルと、
前記第1コイルおよび前記第2コイルのうち前記分岐点側でないそれぞれの端子同士を接続する一対の電気経路と、
該一対の電気経路の一方を開閉する開閉機能を有して且つ前記第1コイルに接続される第1流通規制要素と、
前記一対の電気経路の一方を流れる電流の方向を一方向に制限する整流機能を有して且つ前記第2コイルに接続される第2流通規制要素と、
前記一対の電気経路の他方に関して前記整流機能を有して且つ前記第1コイルに接続される第3流通規制要素と、
前記一対の電気経路の他方に関して前記開閉機能を有して且つ前記第2コイルに接続される第4流通規制要素と、
前記第1流通規制要素および前記第3流通規制要素の直列接続体、ならびに前記第2流通規制要素および前記第4流通規制要素の直列接続体に並列接続された平滑コンデンサと、
前記第1コイルを貫いて且つ、前記第2コイルを貫かない第1ループ経路を構成する磁心と、
前記第2コイルを貫いて且つ、前記第1コイルを貫かない第2ループ経路を構成する磁心と、
前記第1ループ経路および前記第2ループ経路の双方によって貫かれる第3コイルとを備え、
前記第1ループ経路を構成する磁心と前記第2ループ経路を構成する磁心とは一体的に形成されており、
前記磁心は、前記第1コイル、前記第2コイルおよび前記第3コイルのいずれをも貫かない追加ループ経路をさらに構成するものであり、
前記追加ループ経路が貫く第4コイルおよび第5コイルを備え、
前記第4コイルおよび前記第5コイルのそれぞれによって生じる磁束の大きさおよび方向が前記追加ループ経路において互いに等しくなるように結線されており、
前記分岐点と前記一対の電気経路のいずれかとの間に入力電流を流すことで、前記第3コイルを介して電圧を出力することを特徴とする絶縁型コンバータ。 - 前記第1ループ経路のうち、前記第1コイルおよび前記第2コイルの双方を貫通して且つ前記第3コイルを貫かないループ経路と共通する部分は、局所的に透磁率が小さい部分を有し、
前記第2ループ経路のうち、前記第1コイルおよび前記第2コイルの双方を貫通して且つ前記第3コイルを貫かないループ経路と共通する部分は、局所的に透磁率が小さい部分を有することを特徴とする請求項3又は4記載の絶縁型コンバータ。 - 前記第1流通規制要素および前記第2流通規制要素または第3流通規制要素および第4流通規制要素に並列接続されるソフトスイッチング用コンデンサと、
前記第1流通規制要素および前記第3流通規制要素の接続点と前記ソフトスイッチング用コンデンサとの間に接続されて且つ、前記第1流通規制要素の閉状態への切り替えに際して前記ソフトスイッチング用コンデンサに充電電流が流れることを許容して且つ逆方向の電流の流れを阻止する整流機能、および前記接続点と前記ソフトスイッチング用コンデンサとの間を開閉する開閉機能の少なくとも一方を有する第1ソフトスイッチング用流通規制要素と、
前記第2流通規制要素および前記第4流通規制要素の接続点と前記ソフトスイッチング用コンデンサとの間に接続されて且つ、前記第4流通規制要素を閉状態に切り替えるに際して、前記ソフトスイッチング用コンデンサからの放電電流が流れることを許容して且つ逆方向の電流の流れを阻止する整流機能、および前記ソフトスイッチング用コンデンサと前記接続点との間を開閉する開閉機能の少なくとも一方を有する第2ソフトスイッチング用流通規制要素と、
をさらに備えることを特徴とする請求項1〜5のいずれか1項に記載の絶縁型コンバータ。 - 前記第2流通規制要素および前記第3流通規制要素は、いずれも前記開閉機能を有するものであることを特徴とする請求項1〜6のいずれか1項に記載の絶縁型コンバータ。
- 前記第1流通規制要素および前記第4流通規制要素の双方が開状態となる期間と、前記第1流通規制要素および前記第4流通規制要素の双方が閉状態となる期間とを同一に設定したことを特徴とする請求項1〜7のいずれか1項に記載の絶縁型コンバータ。
- 前記入力電圧は、交流電源の出力する交流電力を整流する整流回路の出力電圧であることを特徴とする請求項1〜8のいずれか1項に記載の絶縁型コンバータ。
- 前記入力電流の位相を前記入力電圧の位相に同期させるべく、前記第1流通規制要素および前記第4流通規制要素を操作する操作手段をさらに備えることを特徴とする請求項9記載の絶縁型コンバータ。
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