JP6397757B2 - 電源装置 - Google Patents

Description

本発明は、電源装置に関し、特に高電圧のバッテリから低電圧のバッテリ及び負荷に電力を変換・供給する電源装置に関する。

近年、地球環境保全への意識の高まりから、電気自動車やプラグインハイブリッド車の普及が望まれている。これらの車には、走行時にモータへ電力供給するメインバッテリが搭載される。このメインバッテリを商用の交流電源から充電するとき、より少ない電力で安全に充電するためには、商用電源とメインバッテリとを絶縁する機能を備えた電源装置が必要になる。この電源装置は、高い変換効率が求められる。

電気自動車においては、走行中に高電圧のメインバッテリから電装品の補機系の負荷へ電力供給する絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータが搭載される。メインバッテリの電圧は最大の満充電時から最小となるフル放電時の間で変動幅が大きいため、絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータは広い動作電圧範囲において効率の高い動作が求められる。しかし絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータに対する入力電圧の幅が広い場合には、条件によってはスイッチング電源の制御デューティを絞る必要があり、変換効率が低下する可能性がある。

特許文献１には、高効率に電力変換を行う目的でＤＣ−ＤＣコンバータと絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータとを直列に接続し、絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータの変換比を固定倍率とし、第一の（非絶縁型の）ＤＣ−ＤＣコンバータを可変倍率とすることでコンバータ全体の変換効率の向上を狙った構成が開示されている。

特開２０１３−０９９０６９号公報

一般的に絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータは、入力電圧範囲を広くすると効率が低下しやすい。しかし、メインバッテリは充放電によって必然的に電圧が大きく変動するので、絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータの高効率化が難しくなる。特許文献１に開示されたような２つのＤＣ−ＤＣコンバータを用いた構成では、トランスの巻き数比が入出力電圧比に影響する絶縁型コンバータの変換倍率を固定とすることで、コンバータ全体の効率向上をはかっている。想定される制御としては、大きな入力電圧範囲の変動幅を非固定倍率の非絶縁型のＤＣ−ＤＣコンバータによって一定の中間出力電圧に変換し、固定倍率の絶縁型コンバータによって最終出力を得ると考えられる。

しかしながら、補機系の負荷にも低電圧のバッテリが接続されているため、実際には出力側の電圧も変動する。通常１２Ｖの出力に対し、電圧変動幅は値としては例えば１０．５〜１５．５Ｖ程度であり、１００Ｖ以上にもなるメインバッテリの変動幅より小さいが、相対的な電圧変動比としてみれば大きな変動幅をもっている。このような電圧変動に対応する制御の詳細について、特許文献１では開示されていない。また、仮に出力に合わせて固定倍率の変換を実施する場合には、非絶縁型のＤＣ−ＤＣコンバータによって出力される中間出力電圧が大きく変動してしまうため、当初の目的であった広い入力電圧範囲に対応して高効率なコンバータを実現することが困難となる。

本発明の目的は、高電圧のメインバッテリから、補機系の低電圧バッテリが接続された負荷に電力を変換・供給する効率が高い電源装置の制御手法を提供する。

前記目的を達成するために本発明に係る電源装置は、低電圧ラインに電力供給するＤＣ−ＤＣコンバータと、高電圧バッテリの電圧を入力して前記ＤＣ−ＤＣコンバータに入力されるリンク電圧を出力するチョッパと、を備え、前記低電圧ラインの電圧に応じて、前記リンク電圧を変化させる。

本発明によれば、メインバッテリの電圧を入力してサブバッテリ及び負荷に電力を供給する効率が高い電源装置を提供することができる。

実施例１の電源装置１とこれを採用した電気自動車１００の電源システムの概略構成図である。 実施例１の充電時における電源装置１と電気自動車１００のパワーフローを説明する図である。 実施例１の走行時における電源装置１と電気自動車１００のパワーフローを説明する図である。 実施例１の電源装置１ａの回路構成図。 実施例１の双方向ＤＣ−ＤＣコンバータの制御ブロック図及び絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータの制御ブロック図である。 実施例２のリンク電圧の目標値と出力電圧の関係図である。 実施例３の双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ３ｂの回路構成図である。 実施例３の双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ３ｃの回路構成図である。

以下、本発明の実施形態について図面を参照しながら詳細に説明する。

図１は、本実施形態の電源装置１と、これを採用した電気自動車１００の電源システムの概略構成図である。電源装置１は、メインバッテリ５の電圧を入力し、直流のリンク電圧Ｖｌｉｎｋを出力する双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ３と、リンク電圧Ｖｌｉｎｋを入力して負荷に電力供給する絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ４と、を備える。

リンク電圧Ｖｌｉｎｋが印加される配線には、交流電源１０から絶縁した直流電圧を出力する絶縁型ＡＣ−ＤＣコンバータ２が接続される。また前述のように、双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ３の出力端子にはメインバッテリ５が接続される。さらに絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ４の出力側は、補機系の低電圧バッテリ６が接続された負荷７に接続されている。充電コネクタ１０１は、交流電源１０と電気自動車１００を接続する。

図２を用いて、充電時における電源装置１と電気自動車１００のパワーフローを説明する。充電時には、絶縁型ＡＣ−ＤＣコンバータ２は交流電源１０の電力を入力してリンク電圧Ｖｌｉｎｋを出力し、双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ３はリンク電圧Ｖｌｉｎｋを入力してメインバッテリ５を充電する。また、負荷７が電力を消費する場合には、絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ４を動作させてリンク電圧Ｖｌｉｎｋから負荷７に電力を供給する。このように充電時には、交流電源１０の電力を用いて、メインバッテリ５の充電と負荷７への電力供給を行う。

図３を用いて、走行時における電源装置１と電気自動車１００のパワーフローを説明する。走行時には、メインバッテリ５からコンバータ１０２とインバータ１０３を介して動力用モータ１０４へ電力を供給する。双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ３は、メインバッテリ５の電圧を入力してリンク電圧Ｖｌｉｎｋを出力し、絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ４を動作させてリンク電圧Ｖｌｉｎｋから負荷７に電力を供給する。このように走行時には、メインバッテリ５の電力を用いて、負荷７への電力供給を行う。

図４は、本実施形態の電源装置１ａの回路構成図である。絶縁型ＡＣ−ＤＣコンバータ２ａは、交流電源１０の電力を入力し、交流電源１０から絶縁したリンク電圧ＶｌｉｎｋをノードＮｄ１とノードＮｄ２との間に出力する。電源装置１ａは、この絶縁型ＡＣ−ＤＣコンバータ２ａと接続される。

双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ３ａは、充電時にはノードＮｄ１とノードＮｄ２との間のリンク電圧Ｖｌｉｎｋを入力してメインバッテリ５を充電し、走行時にはメインバッテリ５からリンク電圧Ｖｌｉｎｋを出力する。絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ４ａは、リンク電圧Ｖｌｉｎｋを入力して負荷７に電力供給する。制御手段１１は、双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ３ａ及び絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ４ａを制御する。双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ３ａは、高電圧なメインバッテリ５の電圧を入力してリンク電圧Ｖｌｉｎｋを出力するチョッパとして機能する。

双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ３ａは、端子Ｔｍ１と端子Ｔｍ２との間に接続された平滑コンデンサＣ３と、端子Ｔｍ１と端子Ｔｍ２との間に直列接続されたスイッチング素子Ｑ１及びスイッチング素子Ｑ２と、このスイッチング素子Ｑ２の両端間に直列接続された平滑インダクタＬ２及び平滑コンデンサＣ４と、を備える。平滑コンデンサＣ４は、端子Ｔｍ３と端子Ｔｍ４との間に接続される。

端子Ｔｍ１と端子Ｔｍ２との間にリンク電圧Ｖｌｉｎｋが接続され、端子Ｔｍ３と端子Ｔｍ４との間にメインバッテリ５が接続されている。スイッチング素子Ｑ１とＱ２には、それぞれダイオードＤ１とＤ２が接続されている。

絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ４ａは、ノードＮｄ１とノードＮｄ２との間に接続された平滑コンデンサＣ５の両端間にリンク電圧Ｖｌｉｎｋを入力し、平滑コンデンサＣ６の両端間に接続された負荷７に電力を供給する。

また絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ４ａは、共振インダクタＬｒ１０と、この共振インダクタＬｒ１０と直列接続された巻線Ｎ１０と、巻線Ｎ１１及び巻線Ｎ１２を磁気結合するトランスＴ１０と、を備える。ここで、トランスＴ１０の漏れインダクタンスや配線インダクタンスにより、共振インダクタＬｒ１０を省略する場合もある。

フルブリッジ接続されたスイッチング素子Ｈ１〜Ｈ４は、平滑コンデンサＣ５の電圧を用いて巻線Ｎ１０に電圧を印加する。巻線Ｎ１０及びトランスＴ１０を介して巻線Ｎ１１及び巻線Ｎ１２に生じた電圧は、ダイオードＤＳ１及びダイオードＤＳ２を介して平滑インダクタＬ３に印加される。平滑インダクタＬ３に印加された電圧によって、平滑インダクタＬ３に電流が流れ、平滑コンデンサＣ６により電圧を平滑し、この電圧を負荷７に出力する。なおスイッチング素子Ｈ１〜Ｈ４には、それぞれダイオードＤＨ１〜ＤＨ４が並列に接続される。

ダイオードＤＳ１及びダイオードＤＳ２に、それぞれ逆並列接続されたスイッチング素子Ｓ１とスイッチング素子Ｓ２としてＭＯＳＦＥＴを用いた場合は、ダイオードＤＳ１とダイオードＤＳ２が導通している期間にスイッチング素子Ｓ１とスイッチング素子Ｓ２をオン状態にすることで、ダイオードＤＳ１とダイオードＤＳ２の電流をスイッチング素子Ｓ１とスイッチング素子Ｓ２に分流して損失を低減する同期整流を実施できる。

スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ２、スイッチング素子Ｈ１〜Ｈ４、スイッチング素子Ｓ１、スイッチング素子Ｓ２には、それぞれダイオードＤ１〜Ｄ２、ダイオードＤＨ１〜ＤＨ４、ダイオードＤＳ１、ダイオードＤＳ２が逆並列接続されている。ここで、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ２、スイッチング素子Ｈ１〜Ｈ４、スイッチング素子Ｓ１、スイッチング素子Ｓ２としてＭＯＳＦＥＴを用いた場合は、ダイオードＤ１〜Ｄ２、ダイオードＤＨ１〜ＤＨ４、ダイオードＤＳ１、ダイオードＤＳ２としてＭＯＳＦＥＴの寄生ダイオードを利用することができる。また、並列に接続されている平滑コンデンサＣ２、平滑コンデンサＣ３、平滑コンデンサＣ５のうち２つは省略できる場合がある。

スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ２、スイッチング素子Ｈ１〜Ｈ４、スイッチング素子Ｓ１、スイッチング素子Ｓ２は、制御手段１１によって制御される。制御手段１１には、リンク電圧Ｖｌｉｎｋを検出する電圧センサ２３と、平滑コンデンサＣ４の電圧すなわちメインバッテリ５の電圧を検出する電圧センサ２４と、絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ４ａの出力電圧を検出する電圧センサ２５と、平滑インダクタＬ２の電流すなわちメインバッテリ５の電流を検出する電流センサ３３と、絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ４ａの出力電流を検出する電流センサ３４と、が接続されている。

また、絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ４ａは、スイッチング素子Ｈ１（Ｈ２）とスイッチング素子Ｈ４（Ｈ３）とが、ともにオン状態になる期間の時間的割合（以下、デューティ）を変化させることにより、巻線Ｎ１０に電圧を印加する時間的割合を調整して出力を制御する。デューティを増加するほど出力電力が大きくなる。スイッチング素子Ｈ１（Ｈ２）とスイッチング素子Ｈ４（Ｈ３）とを同時にオンオフさせれば、デューティが最大になる。

絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ４ａの入力電圧が低下した場合には、デューティを増加させることにより、出力電力の低下を抑制することができる。しかしながら更に絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ４ａの入力電圧が低下すると、デューティを最大にしても所望の出力電力を得ることができなくなる。絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ４ａの入力電圧が低い条件においても所望の出力電力を得られるようにするためには、トランスＴ１０の巻数比（巻線Ｎ１１の巻数／巻線Ｎ１０の巻数、巻線Ｎ１２の巻数／巻線Ｎ１０の巻数）を大きくすればよい。トランスＴ１０の巻数比を大きくすれば、絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ４ａの入力電圧が低い時にも巻線Ｎ１１及び巻線Ｎ１２に高い電圧が生じるようになるため、大きな出力電力を得やすくすることができる。

しかしながら、このようにトランスＴ１０の巻数比を大きくすると、絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ４ａの入力電圧が高くなった時には、巻線Ｎ１１及び巻線Ｎ１２には更に高い電圧が生じてしまう。例えば、絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ４ａの入力電圧が４５０Ｖの場合に、巻線Ｎ１０の巻数：巻線Ｎ１１の巻数：巻線Ｎ１２の巻数＝２２：１：１とすれば（以下、ケースＡとする）２次側に印加される電圧はおよそ４１Ｖとなる。

一方、絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ４ａの入力電圧範囲を１７０Ｖ〜４５０Ｖとし、最小１７０Ｖの際に同程度の印加電圧を得るためには、巻線Ｎ１０の巻数：巻線Ｎ１１の巻数：巻線Ｎ１２の巻数＝９：１：１として巻数比を大きくすることで（以下、ケースＢとする）、トランスＴ１０の１次側の電圧が１７０Ｖに対して、トランスＴ１０の２次側に３７．８Ｖの印加電圧を得る。但しこの巻数比では、トランスＴ１０の1次側の電圧が４５０Ｖに対するトランスＴ１０の２次側電圧が１００Ｖと大きく上昇する。このため、スイッチング素子Ｓ１、スイッチング素子Ｓ２やダイオードＤＳ１やダイオードＤＳ２に印加される電圧も高くなり、スイッチング素子Ｓ１及びスイッチング素子Ｓ２やダイオードＤＳ１及びダイオードＤＳ２として耐圧の高い素子が必要になる。一般的に、スイッチング素子やダイオードは耐圧が高くなると損失も大きくなる。したがって、絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ４ａは、その入力電圧範囲を広くすると、損失が増加して効率が低下しやすい。

またケースＡの場合、最大負荷時における、トランスＴ１０の１次側に接続されたスイッチング素子のデューティは７０〜８５％程度と高い数値を用いることができるが、ケースＢの場合は１７０Ｖの入力電圧に対しては高いデューティを用いられるものの、４５０Ｖの入力時には２次側に相対的に高い電圧が印加されるため、３０〜４０％程度の低いデューティでしか動作させることができず、ピーク電流及び実効電流値が上がってスイッチング時の効率が低下するという問題がある。

ここで本実施形態の電源装置１ａは、双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ３ａを備えており、メインバッテリ５の電圧範囲よりもリンク電圧Ｖｌｉｎｋの電圧範囲を狭めることが可能である。

双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ３ａは、交流電源１０からメインバッテリ５を充電する場合にはスイッチング素子Ｑ１をスイッチング動作させて端子Ｔｍ１と端子Ｔｍ２との間から入力した電力を、端子Ｔｍ３と端子Ｔｍ４との間に出力する。また、メインバッテリ５から負荷７に電力供給する場合には、スイッチング素子Ｑ２をスイッチング動作させて端子Ｔｍ３と端子Ｔｍ４との間から入力した電力を端子Ｔｍ１と端子Ｔｍ２との間に出力する。このとき、スイッチング素子Ｑ１及びスイッチング素子Ｑ２のオン時間比率を制御することにより、リンク電圧Ｖｌｉｎｋをメインバッテリ５の電圧以上の範囲で自由な電圧値、例えば概ね一定の電圧に維持することができる。

また、スイッチング素子Ｑ１をオン状態、スイッチング素子Ｑ２をオフ状態にそれぞれ固定すればスルー動作となり、端子Ｔｍ１−端子Ｔｍ２間と端子Ｔｍ３−端子Ｔｍ４間と、が平滑インダクタＬ２を介して実質的に短絡できる。このスルー動作を実施すると、スイッチング素子Ｑ１及びスイッチング素子Ｑ２をスイッチング動作させないためスイッチング損失や平滑インダクタＬ２のコア損失を抑制しつつ、リンク電圧Ｖｌｉｎｋをメインバッテリ５の電圧と概ね等しい電圧値に維持できる。

この双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ３ａにより、メインバッテリ５の電圧範囲よりもリンク電圧Ｖｌｉｎｋの電圧範囲を狭めることができるため、交流電源１０からメインバッテリ５を充電する場合における絶縁型ＡＣ−ＤＣコンバータ２ａの出力電圧範囲を比較的狭くできるので効率低下を抑制できる。また、メインバッテリ５から負荷７に電力供給する場合における絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ４ａの入力電圧範囲を比較的狭くできるので効率低下を抑制できる。したがって、本実施形態の電源装置１ａは、高い効率で交流電源１０からメインバッテリ５を充電でき、また高い効率でメインバッテリ５から負荷７に電力供給することができる。

図５を用いて、双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ３ａ及び絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ４ａのそれぞれが電流、電圧及び電力を制御するための基本的な制御ブロックの働きについて説明する。

絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ４ａの制御ブロック１３は、目標となる出力電圧Ｖｒｅｆ２に対して、電圧センサ２５によって検出された低電圧ラインの電圧ＶｏｕｔによるＰＩフィードバック制御を行う。さらに制御ブロック１３は、ＰＩフィードバック制御により得られた制御電流Ｉｒｅｆ２に対し、さらに電流センサ３４によって検出された電流Ｉｄｃ２によるＰＩフィードバック制御を行う。さらに制御ブロック１３は、ＰＩフィードバック制御によって得られる制御値ｄｕｔｙ２を用いて、スイッチング信号生成ブロックで各スイッチング素子の制御パルスを出力する。

同様に、双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ３ａの制御ブロック１２は、目標となる出力電圧Ｖｒｅｆ１に対して、電圧センサ２３によって検出された電圧Ｖｌｉｎｋによる一般的なＰＩフィードバック制御を行う。さらに制御ブロック１２は、ＰＩフィードバック制御により得られた制御電流Ｉｒｅｆ１に対し、さらに電流センサ３３によって検出された電流Ｉｄｃ１によるＰＩフィードバック制御を行う。さらに制御ブロック１２は、ＰＩフィードバック制御によって得られる制御値ｄｕｔｙ１を用いて、スイッチング信号生成ブロックで各スイッチング素子の制御パルスを出力する。

制御ブロック１２はさらに、目標電圧設定ブロック１４を備える。目標電圧設定ブロック１４は、目標となる目標出力電圧Ｖｒｅｆ１に対して、絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ４ａの出力電圧Ｖｏｕｔに対してトランスＴ１０の巻き数比から想定される入力電圧Ｖｒｅｆ１’を演算し、電圧センサ２４によって検出されたメインバッテリ５のバッテリ電圧Ｖｂ１と比較してＶｒｅｆ１’＞Ｖｂ１の時、目標電圧Ｖｒｅｆ１’を入力電圧Ｖｒｅｆの電圧値に設定する。これにより双方向コンバータ３ａが昇圧動作をする際に、次段の絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ４ａの入力に最適なリンク電圧Ｖｌｉｎｋを演算及び設定することで、昇圧比を抑制して高効率化を図ることができる。

一方でＶｒｅｆ１’＜Ｖｂ１の場合は、双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ３ａは降圧モードでの動作に対応しないため、目標電圧設定ブロック１４内のセレクタの結果をもとに、スイッチング素子Ｑ１をオン状態、スイッチング素子Ｑ２をオフ状態とするスルー動作を行う。前述のようにこのスルー動作を実施すると、スイッチング素子Ｑ１及びスイッチング素子Ｑ２をスイッチング動作させないためスイッチング損失や平滑インダクタＬ２のコア損失を抑制しつつ、リンク電圧Ｖｌｉｎｋをメインバッテリ５の電圧と概ね等しい電圧値に維持できる。

ここで、制御ブロック１２と制御ブロック１３にはそれぞれ制御変数として、絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ４ａの出力電圧Ｖｏｕｔが入力されている。絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ４ａは入力電圧となるリンク電圧Ｖｌｉｎｋに対して出力電圧Ｖｏｕｔが一定となるようフィードバック制御を行っており、双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ３ａは出力電圧Ｖｏｕｔに応じて設定された入力電圧Ｖｒｅｆ１’に一致するようにリンク電圧Ｖｌｉｎｋをフィードバック制御している。

双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ３ａと双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ４ａの制御応答速度が近い場合には、出力電圧Ｖｏｕｔの変動に対する双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ３ａと絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ４ａの応答が出力を不安定化させ、条件によっては双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ３ａと絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ４ａの出力が発振する可能性があるため、出力電圧Ｖｏｕｔから目標出力電圧Ｖｒｅｆ１’を決定する応答速度は、遅らせることで制御がより安定する。

具体的な例としては、一定期間の出力電圧Ｖｏｕｔの平均を演算し、制御ブロック１４に入力することで、負荷の急変などによる出力電圧Ｖｏｕｔの変動を抑制しつつ、最適なリンク電圧Ｖｌｉｎｋを設定することが可能となる。

以上のように、本実施形態の電源装置１ａのように高電圧のリンク電圧Ｖｌｉｎｋを導入し、さらにそのリンク電圧Ｖｌｉｎｋが後段の絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ４ａの出力に応じて変動することで、広い入力電圧範囲にわたりコンバータ全体の効率を向上させることができる。特に、前段のコンバータが昇圧モードでリンク電圧を出力する場面において、昇圧コンバータの損失を低減する効果が得られる。

第２の実施形態に係る電源装置の基本的な構成は、図１から図５までに説明された第１の実施例と同じであるが、図５において出力電圧Ｖｏｕｔの値を反映してリンク電圧Ｖｌｉｎｋを制御ブロック１４の部分で、図６に示すように、出力電圧Ｖｏｕｔから導出する入力電圧Ｖｒｅｆ１’の値に下限値を設定している。すなわち、出力電圧Ｖｏｕｔが閾値Ｖｔｈ以下となる場合は、リンク電圧Ｖｌｉｎｋの入力電圧Ｖｒｅｆ１’の値を下限リンク電圧ＶｌｉｎｋＬに固定して、それ以下とならないようにする制御を行うものである。
高電圧のリンク電圧Ｖｌｉｎｋを設定することにより、絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ４ａの入力電圧範囲を狭めることによる効率向上効果が得られるが、出力電圧Ｖｏｕｔと入力電圧Ｖｒｅｆ１’の相関を単純な比例関係とした場合、出力電圧Ｖｏｕｔの変動幅が大きく、その電圧が低下した場合には入力電圧Ｖｒｅｆ１’の値も低下してしまう。

低下した入力電圧Ｖｒｅｆ１’をリンク電圧Ｖｌｉｎｋの目標値に採用すると、絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ４ａのトランスＴ１０の２次側への印加電圧が低下し、要求する出力電力に対し相対的に出力電流が大きくなるため、ピーク電流及び実効電流値が上がってスイッチング時の効率が低下する可能性がある。そのため、要求する出力電力と電流の関係から、絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ４ａの電流を抑制する必要がある場合には、図６のような入力電圧Ｖｒｅｆ１’に下限値を設定することが有効となる。

なお、下限値に達するまでの出力電圧Ｖｏｕｔと入力電圧Ｖｒｅｆ１’の関係は比例としたが、必ずしも線形である必要はない。負荷の応答特性を踏まえて、電圧が低下する場合と増加する場合の値に幅を持たせる、ヒステリシス特性を与えることも、コンバータの効率向上と動作の安定をはかる上で有効である。

図７は、図４に示した本実施形態の電源装置１ａのうち、双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ３ａに相当する部分を双方向の昇降圧に対応させた回路に置き換えた双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ３ｂの回路図である。

双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ３ｂは、端子Ｔｍ１と端子Ｔｍ２との間に接続された平滑コンデンサＣ３と、端子Ｔｍ１と端子Ｔｍ２との間に直列接続されたスイッチング素子Ｑ５及びスイッチング素子Ｑ６と、このスイッチング素子Ｑ６の両端間に直列接続された平滑インダクタＬ２１及びスイッチング素子Ｑ８と、このスイッチング素子Ｑ８の両端間に直列接続されたスイッチング素子Ｑ７および平滑コンデンサＣ４と、を備える。

平滑コンデンサＣ４の両端間には端子Ｔｍ３と端子Ｔｍ４が接続されている。端子Ｔｍ１と端子Ｔｍ２との間にリンク電圧Ｖｌｉｎｋが接続され、端子Ｔｍ３と端子Ｔｍ４との間にメインバッテリ５が接続されている。

この双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ３ｂは、Ｈブリッジ回路を構成しており、リンク電圧Ｖｌｉｎｋとメインバッテリ５の電圧との大小関係によらず、リンク電圧Ｖｌｉｎｋを自由な電圧値に制御することができる。もちろん、スイッチング素子Ｑ５及びスイッチング素子Ｑ７をオン状態、スイッチング素子Ｑ６及びスイッチング素子Ｑ８をオフ状態にそれぞれ固定すれば、実施例２の双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ３ａと同様にスルー動作が実施できる。スイッチング素子Ｑ５〜Ｑ８には、それぞれダイオードＤ１〜Ｄ４が逆並列接続されている。

なお、リンク電圧Ｖｌｉｎｋよりメインバッテリ５の電圧の方が常に高い場合には、双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ３ｂを図８に示す双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ３ｃに置き換えることができる。双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ３ｃは、端子Ｔｍ１と端子Ｔｍ２との間に接続された平滑コンデンサＣ３と、端子Ｔｍ１と端子Ｔｍ２との間に直列接続された平滑インダクタＬ２２およびスイッチング素子Ｑ８と、このスイッチング素子Ｑ８の両端間に直列接続されたスイッチング素子Ｑ７および平滑コンデンサＣ４とを備える。平滑コンデンサＣ４の両端間は端子Ｔｍ３−Ｔｍ４間に接続される。

この双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ３ｃは、双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ３ｂに比べて簡素化しつつ、高いメインバッテリ５の電圧に対応可能である。もちろん、スイッチング素子Ｑ７をオン状態、スイッチング素子Ｑ８をオフ状態にそれぞれ固定すればスルー動作が実施できる。

双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ３ｂ、双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ３ｃを用いたいずれの場合にも、絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ４ａの出力電圧Ｖｏｕｔを最適に反映したリンク電圧Ｖｌｉｎｋによって制御することにより、各コンバータの損失を低減し、全体の効率を向上することができる。

以上、実施例１〜３で説明したように、それぞれの実施形態の電源装置は、出力電圧に応じて制御される直流のリンク電圧とメインバッテリとの間に双方向ＤＣ−ＤＣコンバータを備え、メインバッテリから負荷へ電力供給する場合には、メインバッテリよりも電圧範囲の狭いリンク電圧を生成して絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータに供給する。このとき、必ずしも本実施形態の電源装置が絶縁型ＡＣ−ＤＣコンバータを備えて充電機能がなくても構わない。例えば、本実施形態の電源装置に、双方向ＤＣ−ＤＣコンバータがメインバッテリからの放電のみに対応する単方向のＤＣ−ＤＣコンバータであってもよい。
また図４で絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ４ａとして示した回路はあくまで基本的な動作を説明するためのものであり、これに限定されるものではない。例えば損失低減のため２次側にクランプ回路を追加した回路や、他の回路方式を適用しても、本発明の制御を適用することによる効果が得られる例が含まれることは、言うまでもない。

１…電源装置、１ａ…電源装置、２…絶縁型ＡＣ−ＤＣコンバータ、２ａ…絶縁型ＡＣ−ＤＣコンバータ、３…双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ、３ａ…双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ、３ｂ…双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ、３ｃ…双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ、４…絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ、４ａ…絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ、５…メインバッテリ、６…低電圧バッテリ、７…負荷、１０…交流電源、１１…制御手段、１２…コンバータ制御ブロック、１３…制御ブロック、１４…目標電圧設定ブロック、２３…電圧センサ、２４…電圧センサ、２５…電圧センサ、３１…電流センサ、３２…電流センサ、３３…電流センサ、３４…電流センサ、１００…電気自動車、１０１…充電コネクタ、１０２…コンバータ、１０３…インバータ、１０４…動力用モータ、Ｑ１〜Ｑ８…スイッチング素子、Ｈ１〜Ｈ４…スイッチング素子、Ｓ１…スイッチング素子、Ｓ２…スイッチング素子、Ｄ１〜Ｄ４…ダイオード、ＤＨ１〜ＤＨ４…ダイオード、ＤＳ１…ダイオード、ＤＳ２…ダイオード、Ｃ１〜Ｃ６…平滑コンデンサ、Ｌ１〜Ｌ３…平滑インダクタ、Ｌ２１…平滑インダクタ、Ｌ２２…平滑インダクタ、Ｌｒ１０…共振インダクタ、Ｔ１０…トランス、Ｎ１０〜Ｎ１３…巻線、Ｔｍ１〜Ｔｍ４…端子、Ｎｄ１…ノード、Ｎｄ２…ノード、Ｖｂ１・・・バッテリ電圧、Ｖｌｉｎｋ…リンク電圧、ＶｌｉｎｋＬ・・・下限リンク電圧、Ｖｏｕｔ・・・出力電圧、Ｖｒｅｆ１・・・目標出力電圧、Ｖｒｅｆ１’・・・入力電圧

Claims (5)

1. 低電圧ラインに電力供給するＤＣ−ＤＣコンバータと、
   高電圧バッテリの電圧を入力して前記ＤＣ−ＤＣコンバータに入力されるリンク電圧を
   出力するチョッパと、を備え、
   前記低電圧ラインの電圧に応じて、前記リンク電圧を変化させ、
   前記リンク電圧の前記低電圧ラインの電圧変動に対する制御応答速度は、前記高電圧バ
   ッテリの変動に比べて低速である電源装置。
2. 請求項１に記載の電源装置であって、
   前記ＤＣ−ＤＣコンバータは、絶縁型である電源装置。
3. 請求項１または２に記載の電源装置であって、
   前記チョッパは、双方向に電力変換が可能である電源装置。
4. 請求項１から３に記載のいずれかの電源装置であって、
   前記チョッパが昇圧動作をしている時、前記リンク電圧を前記低電圧ラインの電圧に応
   じて変化させる電源装置。
5. 請求項４に記載の電源装置であって、
   前記リンク電圧の目標値が前記高電圧バッテリの電圧より低い場合には、前記チョッパは
   スイッチング状態の固定し、前記リンク電圧を前記高電圧バッテリの電圧に近づけるスル
   ー動作を行う電源装置。