JPWO2015052743A1 - 電力変換装置 - Google Patents

電力変換装置 Download PDF

Info

Publication number
JPWO2015052743A1
JPWO2015052743A1 JP2015541308A JP2015541308A JPWO2015052743A1 JP WO2015052743 A1 JPWO2015052743 A1 JP WO2015052743A1 JP 2015541308 A JP2015541308 A JP 2015541308A JP 2015541308 A JP2015541308 A JP 2015541308A JP WO2015052743 A1 JPWO2015052743 A1 JP WO2015052743A1
Authority
JP
Japan
Prior art keywords
voltage
power supply
frequency
power
inverter
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Granted
Application number
JP2015541308A
Other languages
English (en)
Other versions
JP6142926B2 (ja
Inventor
啓臣 王
啓臣 王
藤田　悟
悟 藤田
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Fuji Electric Co Ltd
Original Assignee
Fuji Electric Co Ltd
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Fuji Electric Co Ltd filed Critical Fuji Electric Co Ltd
Publication of JPWO2015052743A1 publication Critical patent/JPWO2015052743A1/ja
Application granted granted Critical
Publication of JP6142926B2 publication Critical patent/JP6142926B2/ja
Active legal-status Critical Current
Anticipated expiration legal-status Critical

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02J—CIRCUIT ARRANGEMENTS OR SYSTEMS FOR SUPPLYING OR DISTRIBUTING ELECTRIC POWER; SYSTEMS FOR STORING ELECTRIC ENERGY
    • H02J3/00—Circuit arrangements for ac mains or ac distribution networks
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/12—Arrangements for reducing harmonics from ac input or output
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M5/00—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases
    • H02M5/40—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases with intermediate conversion into dc
    • H02M5/42—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases with intermediate conversion into dc by static converters
    • H02M5/44—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases with intermediate conversion into dc by static converters using discharge tubes or semiconductor devices to convert the intermediate dc into ac
    • H02M5/453—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases with intermediate conversion into dc by static converters using discharge tubes or semiconductor devices to convert the intermediate dc into ac using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M5/458—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases with intermediate conversion into dc by static converters using discharge tubes or semiconductor devices to convert the intermediate dc into ac using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M5/4585—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases with intermediate conversion into dc by static converters using discharge tubes or semiconductor devices to convert the intermediate dc into ac using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only having a rectifier with controlled elements
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
    • H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M7/53—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M7/537—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/0083—Converters characterised by their input or output configuration
    • H02M1/0093—Converters characterised by their input or output configuration wherein the output is created by adding a regulated voltage to or subtracting it from an unregulated input
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
    • H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M7/483—Converters with outputs that each can have more than two voltages levels
    • H02M7/487—Neutral point clamped inverters

Abstract

出力電圧指令に対応する交流電圧を出力する電力変換装置であって、この電力変換装置は、直流電源１、交流電源３０、インバータ４０、出力電圧を平滑するフィルタ５およびインバータを制御するためのインバータ制御部８０を備える。インバータ制御部８０は、出力電圧指令Ｖ＊に対して交流電源の電圧Ｖｒが小さく、かつその差が所定値よりも小さい第１条件のとき、第１周波数ｆ１のキャリア信号Ｓｃを指令する。また、インバータ制御部８０は、出力電圧指令Ｖ＊に対して交流電源の電圧Ｖｒが小さく、かつその差が所定値よりも大きい第２条件のとき、第１周波数ｆ１よりも高い第２周波数ｆ２のキャリア信号Ｓｃを指令する。

Description

本発明は、交流電源の電圧が低下しても、安定した電圧を負荷に供給することができる電力変換装置に関する。
交流電源の電圧が低下しても負荷に安定した電圧を供給する電力変換装置として、常時インバータ給電方式の電力変換装置が知られている。図７は、特許文献１および特許文献２に開示されている常時インバータ給電方式の電力変換装置を説明するための図である。図において、１は単相の交流電源、２はコンデンサ、３はコンバータ、４はインバータ、５はフィルタ、６は負荷である。
この電力変換装置は、交流電源１の電圧を一旦直流電圧に変換し、この直流電圧を再度交流電圧に変換して負荷６に供給する。
ここで、交流電源１の電圧を直流電圧に変換する動作は、コンバータ３によって行われる。コンバータ３は、スイッチング素子Ｑｐ，Ｑｎをオンオフさせることによって、交流電源１の電圧を直流電圧に変換する。コンバータ３が生成する直流電圧は、コンデンサＣｐ，Ｃｎで平滑される。コンデンサＣｐ，Ｃｎで平滑された直流電圧が、インバータ４に出力される。
インバータ４は、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２および双方向スイッチＢＳ１を選択的にオンオフさせることによって、コンデンサＣｐ，Ｃｎの直流電圧を、パルス幅制御されたパルス列の交流電圧Ｖｕに変換する。フィルタ５は、このパルス列からなる交流電圧Ｖｕに含まれる高調波成分を除去し、正弦波状の交流電圧Ｖｌｏａｄを出力する。この正弦波状の交流電圧Ｖｌｏａｄが、負荷６に印加される。
上記電力変換装置は、その動作モードとして、直送モード、昇圧モード、降圧モード、バックアップモードを備えている。電力変換装置がいずれのモードで動作するかは、交流電源１の電圧等を検出することによって、決定される。
直送モードは、交流電源１の電圧が所定の範囲内にあるとき、交流電源１の電圧を交流電圧Ｖｌｏａｄとして出力する動作モードである。この動作モードでは、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２がオフし、双方向スイッチＢＳ１がオンしている。
昇圧モードは、交流電源１の電圧が所定値よりも低くなったとき、交流電源１の電圧を昇圧して、所定の振幅を有する交流電圧Ｖｌｏａｄを出力する動作モードである。この動作モードでは、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２および双方向スイッチＢＳ１が、パルス幅変調された制御信号に基づいて、選択的にオンオフする。
降圧モードは、交流電源１の電圧が所定値よりも高くなったとき、交流電源１の電圧を降圧して、所定の振幅を有する交流電圧Ｖｌｏａｄを出力する動作モードである。この動作モードでは、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２がオフし、双方向スイッチＢＳ１がパルス幅変調された制御信号に基づいてオンオフする。
バックアップモードは、交流電源１の停電を検出したとき、コンデンサＣｐ，Ｃｎの直流電圧を用いて、所定の振幅を有する交流電圧Ｖｌｏａｄを出力する動作モードである。この動作モードでは、双方向スイッチＢＳ１がオフし、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２が、パルス幅変調された制御信号に基づいて、選択的にオンオフする。
特開平１０−０７５５８１号公報 国際公開ＷＯ２０１２／０６７１６７Ａ１
ところで、上記のような電力変換装置では、リプル電流を含んだ電流が、フィルタ５のリアクトルＬｆに流れる。リアクトルＬｆを小さくするためには、このリプル電流によって生じる損失を抑制する必要がある。そのため、上記電力変換装置では、リアクトルＬｆに流れる電流のリプル成分を、所定値内に抑制しなければならない。
一方、上記電力変換装置は、昇圧モード時及びバックアップモード時の両動作において、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２を同じ周波数でオンオフさせる。リアクトルＬｆに印加される電圧の変化幅は、直流電源の電圧のみを用いて交流電圧を出力するときに最大となる。したがって、バックアップモード時に、リアクトルＬｆに流れるリプル電流が最大になる。そのため、バックアップモード時のリプル電流が所定値以内になるように、リアクトルＬｆのインダクタンス値が決定される。
しかしながら、このようにして決めたリアクトルＬｆのインダクタンス値は、昇圧動作時に必要とされるインダクタンス値に比べて、大きな値となる。大きなインダクタンス値を得るためには、リアクトルＬｆの鉄心に巻き回すコイルの巻数を増やす必要がある。コイルの巻数を増やすと、コイルの導体抵抗が増加し、リアクトルＬｆの銅損が増加する。その結果、電力変換装置の効率が低下するという問題が生じる。また、リアクトルＬｆが大きくなることにともない、電力変換装置が大型化するという問題がある。
本発明は、このような従来技術が有している問題を解決するためになされたものである。すなわち、本発明の目的は、リアクトルＬｆのインダクタンス値の増加を抑制しながら、交流電源の瞬時電圧低下時においても、リプル電流を所定値内に抑制することができる電力変換装置を提供することである。
上記目的を達成するため、本発明は、出力電圧指令に基づいて交流電圧を出力する電力変換装置に適用される。この電力変換装置は、直流電源、交流電源、インバータ、このインバータの出力電圧を平滑するリアクトルおよびインバータを制御する制御部を備えている。交流電源の一端は、直流電源の中間電位点に接続されている。
制御部は、第１の条件のとき、第１の周波数のキャリア信号を指令する。また、制御部は、第２の条件のとき、第１の周波数よりも高い第２の周波数のキャリア信号を指令する。第１の条件は、出力電圧指令に対して交流電源の電圧が小さく、かつ両者の差が所定値よりも小さいことである。第２の条件は、出力電圧指令に対して交流電源の電圧が小さく、かつ両者の差が所定値よりも大きいことである。そして、制御部は、出力電圧指令と指令されたキャリア信号とに基づいて、インバータを動作させるための制御信号を生成する。
インバータは、制御部で生成された制御信号に基づいて、所定の交流電圧を出力する。この交流電圧は、直流電源の両端電圧および中性点電圧と交流電源の電圧とを用いて、生成される。
上記電力変換装置において、制御部は、第１の条件と第２の条件とを判断するに際し、少なくとも出力電圧指令および交流電源の電圧それぞれの実効値、または、それぞれの瞬時値を用いることができる。
上記電力変換装置において、キャリア信号の第１の周波数と第２の周波数とは、それぞれの周波数でインバータが動作したときに、リアクトルに流れるリプル電流の最大振幅が略同じになる関係に設定されている。
上記電力変換装置において、キャリア信号の第２の周波数は、出力電圧指令と交流電源の電圧との差に応じて設定される。
上記電力変換装置において、インバータは、交流電源の電圧が０Ｖに低下するまで、動作する。
上記電力変換装置におけるインバータの実施態様は、少なくともスイッチング素子直列回路と双方向スイッチとを含む。スイッチング素子直列回路は、第１のスイッチング素子と第２のスイッチング素子とを直列に接続して構成されている。スイッチング素子直列回路は、直流電源の両端に接続される。第１のスイッチング素子には、第１のダイオードが逆並列に接続される。第２のスイッチング素子には、第２のダイオードが逆並列に接続される。
双方向スイッチの一端は、第１と第２のスイッチング素子の接続点に接続され、他端は、交流電源の他端と接続される。
上記電力変換装置のインバータにおいて、第１と第２のスイッチング素子は、炭化ケイ素または窒化ガリウムのいずれか一方を材料とするワイドバンドギャップ半導体で形成されたＭＯＳＦＥＴで構成することができる。
また、上記電力変換装置のインバータにおいて、第１と第２のダイオードは、炭化ケイ素または窒化ガリウムのいずれか一方を材料とするワイドバンドギャップ半導体で形成することができる。
また、上記電力変換装置のインバータにおいて、双方向スイッチは、炭化ケイ素または窒化ガリウムのいずれか一方を材料とするワイドバンドギャップ半導体で形成されたＭＯＳＦＥＴを逆並列に接続して構成することができる。
また、上記電力変換装置のインバータにおいて、双方向スイッチは、炭化ケイ素または窒化ガリウムのいずれか一方を材料とするワイドバンドギャップ半導体で形成されたダイオードを含む構成とすることもできる。
本発明によれば、昇圧モードにおいて、インバータの動作周波数を切り替えるので、リアクトルのインダクタンス値の増加を抑制しながら、交流電源の瞬時電圧低下時においても、リプル電流を所定値内に抑制することができる。
本発明を適用した電力変換装置の一の実施形態を説明するための図である。 本発明を適用した電力変換装置の制御部を説明するための図である。 キャリア信号の切替えの実施例を説明するための図である。 昇圧モード時の出力電圧波形を説明するための図である。 昇圧モード時（Ｖｒ＝０Ｖ）の出力電圧波形を説明するための図である。 本発明を適用した電力変換装置の他の実施形態を説明するための図である。 従来技術に係る電力変換装置を説明するための図である。
以下に、本発明の実施形態について、図面を参照しながら説明する。
図１は、本発明の一実施形態に係る電力変換装置の回路構成を説明するための図である。図において、１は単相の交流電源である。交流電源１の端子Ｒと端子Ｓとの間に、コンデンサ２が接続される。また、３０は直流電源、４０はインバータ、５はフィルタ、６は負荷、８０は制御部である。
直流電源３０は、正側直流電源Ｐｓｐ（第１の直流電源）と負側直流電源Ｐｓｎ（第２の直流電源）とを直列接続してなる電源である。直流電源３０は、端子Ｐ，Ｏ，Ｎを備えている。端子Ｐは、直流電源３０の高電位側端子に接続される。端子Ｎは、直流電源３０の低電位側端子に接続される。端子Ｏは、直流電源Ｐｓｐと直流電源Ｐｓｎの接続点（直流電源３０の中間電圧を出力する端子）に接続される。交流電源１の端子Ｓは、直流電源３０の端子Ｏに接続されている。
直流電源Ｐｓｐと直流電源Ｐｓｎからなる直流電源３０は、例えば、図７に示したコンバータ３で構成することができる。コンバータ３は、交流電源１の電圧Ｖｒを用いて３レベルの電位を出力する。しかし、直流電源３０は、コンバータ３のような回路構成に限られるものではなく、他の方式によって構成された回路であってもよい。
インバータ４０は、スイッチング素子直列回路と双方向スイッチＢＳ１とで構成されている。また、インバータ４０は、交流電圧を出力するための端子Ｕ（第１の交流出力端子）と端子Ｖ（第２の交流出力端子）とを備えている。
スイッチング素子直列回路は、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２を直列接続した回路である。このスイッチング素子直列回路は、直流電源３０の端子Ｐと端子Ｎの間に接続される。スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の接続点は、端子Ｕに接続されている。端子Ｖは、直流電源３０の端子Ｏに接続されている。
双方向スイッチＢＳ１は、スイッチ素子Ｓ１，Ｓ２を逆並列接続した回路である。この双方向スイッチＢＳ１は、端子Ｕと端子Ｒとの間に接続されている。具体的には、スイッチ素子Ｓ１のコレクタ端子側が端子Ｒに接続される。また、スイッチ素子Ｓ１のエミッタ端子側が端子Ｕに接続される。
フィルタ５は、リアクトルＬｆとコンデンサＣｆの直列回路で構成されている。フィルタ５は、インバータ４０の端子Ｕ，Ｖ間に接続される。負荷６は、コンデンサＣｆの両端に接続される。
図１では、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２を、ダイオードが逆並列に接続されたＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）で示している。しかし、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２は、このように構成された素子に限られない。スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２は、ＭＯＳＦＥＴ（Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor）など、交流電源１の周波数に対して数１０倍以上の高い周波数でオンオフ動作ができる他の半導体素子を用いて構成しても良い。
双方向スイッチＢＳ１は、一方のスイッチ素子をオンすることによって一方向に電流を流すことができる。また、双方向スイッチＢＳ１は、他方のスイッチ素子をオンすることによって他方向に電流を流すことができる。したがって、双方向スイッチＢＳ１は、このような機能を発揮することができれば、他の構成によるものであっても良い。
上記電力変換装置において、直流電源３０の端子Ｐは、直流電源Ｐｓｐの正電位（以下、正電圧Ｖｐという。）を出力する。直流電源３０の端子Ｏは、直流電源３０の中間電位（以下、ゼロ電圧という。）を出力する。直流電源３０の端子Ｎは、直流電源Ｐｓｎの負電位（以下、負電圧Ｖｎという。）を出力する。交流電源１の端子Ｒは、交流電源１の電圧Ｖｒを出力する。
インバータ４０は、スイッチング素子Ｑ１に電流を流すことで、端子Ｕ，Ｖ間に、正電圧Ｖｐを出力する。また、インバータ４０は、スイッチング素子Ｑ２に電流を流すことで、端子Ｕ，Ｖ間に、負電圧Ｖｎを出力する。また、インバータ４０は、双方向スイッチＢＳ１のいずれかの方向に電流を流すことで、端子Ｕ，Ｖ間に、交流電源１の電圧Ｖｒを出力する。そして、インバータ４０は、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２と双方向スイッチＢＳ１のオンオフ動作を制御することによって、端子Ｕ，Ｖ間に、単相の交流電圧Ｖｕを出力する。
次に、本実施形態に係る電力変換装置の動作について、説明する。この電力変換装置は、直送モード、昇圧モード、降圧モードを有する。この電力変換装置の直送モードおよび降圧モードの動作は、図７に示した電力変換装置と同様である。以下では、主に、昇圧モードにおけるこの電力変換装置の動作を説明し、直送モードおよび降圧モードの説明は、省略する。
この電力変換装置は、交流電源１の電圧Ｖｒが第１の設定電圧以下になったとき、昇圧モードで動作する。そして、この電力変換装置は、電圧Ｖｒがさらに低下して０Ｖに至るまで、昇圧モードの動作を継続する。この間、交流電源１の停電は検出されない。ここで、昇圧モードは、電力変換装置が、交流電源１の電圧Ｖｒと直流電源３０の３レベル電圧（電圧Ｖｐ，Ｖｎおよびゼロ電圧）とを用いて、電圧Ｖｒよりも大きい所定の電圧Ｖｌｏａｄを出力するモードである。
この電力変換装置は、昇圧モードにおいて、交流電源１の電圧Ｖｒの大きさに応じてスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２がオンオフする周波数を切り替える。この動作により、リアクトルＬｆに流れるリプル電流の増加が抑制される。
具体的には、この電力変換装置は、交流電源１の電圧Ｖｒが出力電圧指令Ｖ＊よりも小さく、かつ電圧Ｖｒと出力電圧指令Ｖ＊との差が所定値よりも小さいとき（第１の条件）、第１の周波数で昇圧動作を行う。また、この電力変換装置は、交流電源１の電圧Ｖｒが出力電圧指令Ｖ＊よりも小さく、かつ電圧Ｖｒと出力電圧指令Ｖ＊との差が所定値以上のとき（第２の条件）、第２の周波数で昇圧動作を行う。第２の周波数は、第１の周波数よりも高い周波数である。
電力変換装置の上記動作モードを実現するため、制御回路８０は、図２に示す制御ブロックで実現される機能を備えている。制御回路８０の出力電圧指令生成回路８１、動作モード判定回路８２およびキャリア信号生成回路８３には、電圧検出器７１によって検出された交流電源１の電圧Ｖｒが入力される。また、変調信号生成回路８４には、電圧検出器７２によって検出された直流電源Ｐｓｐの電圧Ｖｐと電圧検出器７３によって検出された直流電源Ｐｓｎの電圧Ｖｎとが入力される。
出力電圧指令生成回路８１は、電力変換装置の出力電圧の指令Ｖ＊を出力する。出力電圧指令Ｖ＊は、交流電源１の電圧Ｖｒに同期している。出力電圧指令Ｖ＊は、動作モード判定回路８２および変調信号生成回路８４に入力される。
動作モード判定回路８２は、交流電源１の電圧Ｖｒと出力電圧指令Ｖ＊との大小を比較した結果にしたがって、電力変換装置の動作モード信号δを生成する。すなわち、交流電源１の電圧Ｖｒが、出力電圧指令Ｖ＊に対して、予め決められた範囲内にあれば、動作モード判定回路８２は、動作モード信号δを、直送モードを示す信号に設定する。また、交流電源１の電圧Ｖｒが、出力電圧指令Ｖ＊を中心として、予め決められた範囲の上限値よりも大きければ、動作モード判定回路８２は、動作モード信号δを、降圧モードを示す信号に設定する。また、交流電源１の電圧Ｖｒが、出力電圧指令Ｖ＊に対して、予め決められた範囲の下限値よりも小さければ、動作モード判定回路８２は、動作モード信号δを、昇圧モードを示す信号に設定する。以下では、この予め決められた範囲の下限値を、第１の設定値という。
なお、直送モードを設けない場合は、第１の設定値は、出力電圧指令Ｖ＊に等しい値となる。
キャリア信号生成回路８３は、動作モード信号δにしたがって、たとえば三角波状のキャリア信号Ｓｃを出力する。そして、動作モード信号δが昇圧モードであって、電圧Ｖｒと出力電圧指令Ｖ＊との差が所定値（第２の設定値）よりも小さいとき（第１の条件）、キャリア信号生成回路８３は、キャリア信号Ｓｃの周波数を第１の周波数ｆ１とする。また、動作モード信号δが昇圧モードであって、電圧Ｖｒと出力電圧指令Ｖ＊との差が所定値（第２の設定値）以上のとき（第２の条件）、キャリア信号生成回路８３は、キャリア信号Ｓｃの周波数を第２の周波数ｆ２とする。キャリア信号生成回路８３から出力されたキャリア信号Ｓｃは、パルス幅変調回路８５に入力される。
ここで、出力電圧指令Ｖ＊と交流電源１の電圧Ｖｒとの大小関係は、それぞれの実効値またはそれぞれの瞬時値を比較することで、判定することができる。それぞれの電圧の実効値を比較する場合、キャリア信号生成回路８３は、出力電圧の１周期ごとにキャリア信号Ｓｃの周波数を第１の周波数ｆ１または第２の周波数ｆ２に設定する。また、それぞれの電圧の瞬時値を比較する場合、キャリア信号生成回路８３は、比較した制御周期ごとにキャリア信号Ｓｃの周波数を第１の周波数ｆ１または第２の周波数ｆ２に設定する。
図３は、出力電圧指令Ｖ＊と交流電源１の電圧Ｖｒそれぞれの瞬時値を比較してキャリア信号Ｓｃの周波数を設定した場合の各信号の関係を示している。例えば、交流電源１の電圧Ｖｒが正弦波状を保って低下すると、出力電圧指令Ｖ＊の位相がπ／２および３π／２付近において、出力電圧指令Ｖ＊と交流電源１の電圧Ｖｒとの差が第２の設定値以上となる。キャリア信号生成回路８３は、出力電圧指令Ｖ＊と交流電源１の電圧Ｖｒとの差が第２の設定値以上となる領域（出力電圧指令Ｖ＊の位相がπ／２および３π／２付近）において、キャリア信号Ｓｃの周波数を第２の周波数ｆ２に設定する。他の領域では、キャリア信号生成回路８３は、キャリア信号Ｓｃの周波数を第１の周波数ｆ１に設定する。
出力電圧指令Ｖ＊と交流電源１の電圧Ｖｒそれぞれの実効値を比較する場合は、キャリア信号生成回路８３は、出力電圧指令Ｖ＊の一周期ごとに、キャリア信号Ｓｃの周波数を第１の周波数ｆ１または第２の周波数ｆ２に設定する。
なお、動作モード信号δが直送モードもしくは降圧モードを示すとき、キャリア信号生成回路８３は、キャリア信号Ｓｃの周波数を第１の周波数ｆ１に設定する。ただし、動作モード信号δが直送モードもしくは降圧モードを示すとき、キャリア信号生成回路８３は、キャリア信号Ｓｃの周波数を第１の周波数ｆ１とは異なる第３の周波数ｆ３としても良い。
変調信号生成回路８４は、出力電圧指令Ｖ＊を用いて、変調信号λを生成する。変調信号λは、キャリア信号Ｓｃの振幅を基準に正規化された信号である。変調信号λの正規化には、直流電源３０の電圧Ｖｐ，Ｖｎが用いられる。変調信号生成回路８４から出力された変調信号λは、パルス幅変調回路８５に入力される。
パルス幅変調回路８５は、キャリア信号Ｓｃと変調信号λとを用いて、インバータ４０を動作させるための制御信号Ｇ１，Ｇ２，Ｇｓ１，Ｇｓ２を生成する。制御信号Ｇ１は、スイッチング素子Ｑ１をオンオフ動作させるための信号である。制御信号Ｇ２は、スイッチング素子Ｑ２をオンオフ動作させるための信号である。制御信号Ｇｓ１は、スイッチ素子Ｓ１をオンオフ動作させるための信号である。制御信号Ｇｓ２は、スイッチング素子Ｓ２をオンオフ動作させるための信号である。
上記制御回路８０から出力される制御信号にしたがってインバータ４０が昇圧モードで動作すると、端子Ｕ−Ｖ間には、図４に示す交流電圧Ｖｕが出力される。交流電圧Ｖｕは、交流電源１の電圧Ｖｒと電圧Ｖｐまたは電圧Ｖｎとを選択的に出力することにより得られる電圧である。交流電圧Ｖｕには、多くの高調波成分が含まれている。この高調波成分は、フィルタ５によって除去することができる。交流電圧Ｖｕから高調波成分を除去することにより、正弦波状の交流電圧Ｖｌｏａｄが得られる。負荷６には、正弦波状の交流電圧Ｖｌｏａｄが印加される。
昇圧モードにおいて交流電源１の電圧Ｖｒが０Ｖまで低下すると、交流電圧Ｖｕと交流電圧Ｖｌｏａｄとは、図５に示す波形となる。交流電源１の電圧Ｖｒが０Ｖであるので、交流電圧Ｖｕは、振幅がＶｐまたはＶｎのパルス列からなる電圧である。
次に、フィルタ５のリアクトルＬｆに流れる電流Ｉｕについて説明する。
上述のとおり、インバータ４０は、直送モード、降圧モード、昇圧モードのいずれかのモードで動作する。
インバータ４０が直送モードで動作するとき、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２はいずれもオフする。一方、双方向スイッチＢＳ１は双方向に導通可能な状態になる。この場合、交流電源１の電圧Ｖｒが、端子Ｕ−Ｖ間に出力される。したがって、リアクトルＬｆに流れる電流Ｉｕは、正弦波状である。この電流Ｉｕには、インバータ４０の動作に伴うリプル成分は含まれない。
インバータ４０が降圧モードで動作するとき、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２はいずれもオフしている。一方、双方向スイッチＢＳ１は、制御信号Ｇｓ１，Ｇｓ２にしたがって、オンオフ動作を行う。制御信号Ｇｓ１，Ｇｓ２は、周波数ｆ１のキャリア信号Ｓｃと変調信号λとを用いて、パルス幅変調された信号である。
この場合、端子Ｕ−Ｖ間には、交流電源１の電圧Ｖｒをパルス幅変調した電圧Ｖｕが出力される。したがって、リアクトルＬｆに流れる電流Ｉｕには、双方向スイッチＢＳ１のオンオフ動作に伴って生じるリプル成分が含まれる。このリプル成分の周波数は、キャリア信号Ｓｃの周波数ｆ１の２倍の周波数である。
インバータ４０が昇圧モードで動作するとき、双方向スイッチＢＳ１は、常に、オン状態にある。一方、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２は、制御信号Ｇ１，Ｇ２にしたがって、オンオフ動作を行う。この制御信号Ｇ１，Ｇ２は、キャリア信号Ｓｃと変調信号λとを用いて、パルス幅変調された信号である。キャリア信号Ｓｃの周波数は、第１の周波数ｆ１または第２の周波数ｆ２である。
この場合、端子Ｕ−Ｖ間には、交流電源１の電圧Ｖｒと直流電源３０の電圧をパルス幅変調した電圧とを交互に選択して得られる電圧Ｖｕが出力される。したがって、リアクトルＬｆに流れる電流Ｉｕには、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のオンオフ動作に伴って生じるリプル成分が含まれる。このリプル成分の周波数は、キャリア信号Ｓｃの周波数の２倍の周波数である。
ここで、インバータ４０が昇圧モードで動作するとき、出力電圧指令Ｖ＊と交流電源１の電圧Ｖｒとの差が大きくなるに従い、リアクトルＬｆに流れるリプル電流が大きくなる。一方、キャリア信号Ｓｃの周波数が高くなると、リアクトルＬｆに流れるリプル電流が小さくなる。ただし、キャリア信号Ｓｃの周波数を高くなると、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のスイッチング損失が増加する。
したがって、リアクトルＬｆのインダクタンス値とキャリア信号Ｓｃの周波数とは、リアクトルＬｆに流れるリプル電流の大きさが所定値となるように設定される。そして、キャリア信号Ｓｃの第１の周波数ｆ１は、出力電圧指令Ｖ＊と交流電源１の電圧Ｖｒとの差が予め定められた第２の設定値に等しいことを条件に設定される。
このときリアクトルＬｆに流れるリプル電流（第１のリプル電流）によってリアクトルＬｆで生じる損失（第１の損失）は、所定値内になるように設定されている。また、リアクトルＬｆに流れる最大電流の値（第１の最大電流値）は、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の可制御範囲内になるように設定されている。
次に、キャリア信号Ｓｃの第２の周波数ｆ２は、交流電源１の電圧Ｖｒが０Ｖになっていることを条件に設定される。なお、リアクトルＬｆのインダクタンス値は、上記で設定した値である。
上記条件において、インバータ４０が昇圧モードで動作すると、リアクトルＬｆに流れるリプル電流は、上記第１のリプル電流とほぼ同じ値になる。また、リアクトルＬｆに流れる電流の最大値は、上記第１の最大電流値とほぼ同じになる。
一方、リプル電流の周波数が高くなったことにより、リアクトルＬｆに生じる損失は、上記第１の損失よりも大きくなる。しかし、リアクトルの熱時定数は交流電源１の瞬時電圧低下時間よりも長いため、熱的な問題は生じない。
以上のとおり、本実施形態に係る電力変換装置は、リアクトルＬｆのインダクタンス値の増加を抑制しながら、交流電源１の瞬時電圧低下時においても、リアクトルＬｆに流れるリプル電流を所定値内に抑制することができる。
なお、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２を構成する半導体素子は、炭化ケイ素または窒化ガリウムを材料とするワイドバンドギャップ半導体で構成しても良い。ワイドバンドギャップ半導体素子は、低損失・高周波化が可能であり、また、高温動作が可能であるという特徴を有している。
また、双方向スイッチＢＳ１を構成する半導体素子は、同様に、炭化ケイ素または窒化ガリウムを材料とするワイドバンドギャップ半導体で構成しても良い。
本発明の適用対象は、上記で説明した実施形態に限られない。例えば、本発明は、図６に示す電力変換装置にも適用することができる。この電力変換装置が図１に示した電力変換装置と異なる点は、インバータ４１が、インバータ４０に対して、さらに双方向スイッチＢＳ２を備えているところである。このインバータ４１は、昇圧モードにおいて、双方向スイッチＢＳ１，ＢＳ２をオフさせることにより、インバータ４０と同様の動作を行う。
このように、図１に示したインバータ回路４０のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２と双方向スイッチＢＳ１とを備えて交流電源１の電圧Ｖｒと直流電源３０の電圧とを用いて昇圧動作を行う電力変換装置であれば、本発明を適用することができる。
本発明は、瞬時電圧低下補償装置または無停電電源装置など、交流電源の電圧変動および交流電源の停電が発生しても、負荷に安定な電圧を供給するための電力変換装置に適用することができる。
１ 交流電源、２ コンデンサ、３ コンバータ、３０ 直流電源、４，４０，４１ インバータ、５ フィルタ、６ 負荷、８０，８１ 制御部。
本発明は、交流電源の電圧が低下しても、安定した電圧を負荷に供給することができる電力変換装置に関する。
交流電源の電圧が低下しても負荷に安定した電圧を供給する電力変換装置として、常時インバータ給電方式の電力変換装置が知られている。図７は、特許文献１および特許文献２に開示されている常時インバータ給電方式の電力変換装置を説明するための図である。図において、１は単相の交流電源、２はコンデンサ、３はコンバータ、４はインバータ、５はフィルタ、６は負荷である。
この電力変換装置は、交流電源１の電圧を一旦直流電圧に変換し、この直流電圧を再度交流電圧に変換して負荷６に供給する。
ここで、交流電源１の電圧を直流電圧に変換する動作は、コンバータ３によって行われる。コンバータ３は、スイッチング素子Ｑｐ，Ｑｎをオンオフさせることによって、交流電源１の電圧を直流電圧に変換する。コンバータ３が生成する直流電圧は、コンデンサＣｐ，Ｃｎで平滑される。コンデンサＣｐ，Ｃｎで平滑された直流電圧が、インバータ４に出力される。
インバータ４は、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２および双方向スイッチＢＳ１を選択的にオンオフさせることによって、コンデンサＣｐ，Ｃｎの直流電圧を、パルス幅制御されたパルス列の交流電圧Ｖｕに変換する。フィルタ５は、このパルス列からなる交流電圧Ｖｕに含まれる高調波成分を除去し、正弦波状の交流電圧Ｖｌｏａｄを出力する。この正弦波状の交流電圧Ｖｌｏａｄが、負荷６に印加される。
上記電力変換装置は、その動作モードとして、直送モード、昇圧モード、降圧モード、バックアップモードを備えている。電力変換装置がいずれのモードで動作するかは、交流電源１の電圧等を検出することによって、決定される。
直送モードは、交流電源１の電圧が所定の範囲内にあるとき、交流電源１の電圧を交流電圧Ｖｌｏａｄとして出力する動作モードである。この動作モードでは、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２がオフし、双方向スイッチＢＳ１がオンしている。
昇圧モードは、交流電源１の電圧が所定値よりも低くなったとき、交流電源１の電圧を昇圧して、所定の振幅を有する交流電圧Ｖｌｏａｄを出力する動作モードである。この動作モードでは、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２および双方向スイッチＢＳ１が、パルス幅変調された制御信号に基づいて、選択的にオンオフする。
降圧モードは、交流電源１の電圧が所定値よりも高くなったとき、交流電源１の電圧を降圧して、所定の振幅を有する交流電圧Ｖｌｏａｄを出力する動作モードである。この動作モードでは、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２がオフし、双方向スイッチＢＳ１がパルス幅変調された制御信号に基づいてオンオフする。
バックアップモードは、交流電源１の停電を検出したとき、コンデンサＣｐ，Ｃｎの直流電圧を用いて、所定の振幅を有する交流電圧Ｖｌｏａｄを出力する動作モードである。この動作モードでは、双方向スイッチＢＳ１がオフし、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２が、パルス幅変調された制御信号に基づいて、選択的にオンオフする。
特開平１０−０７５５８１号公報 国際公開ＷＯ２０１２／０６７１６７Ａ１
ところで、上記のような電力変換装置では、リプル電流を含んだ電流が、フィルタ５のリアクトルＬｆに流れる。リアクトルＬｆを小さくするためには、このリプル電流によって生じる損失を抑制する必要がある。そのため、上記電力変換装置では、リアクトルＬｆに流れる電流のリプル成分を、所定値内に抑制しなければならない。
一方、上記電力変換装置は、昇圧モード時及びバックアップモード時の両動作において、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２を同じ周波数でオンオフさせる。リアクトルＬｆに印加される電圧の変化幅は、直流電源の電圧のみを用いて交流電圧を出力するときに最大となる。したがって、バックアップモード時に、リアクトルＬｆに流れるリプル電流が最大になる。そのため、バックアップモード時のリプル電流が所定値以内になるように、リアクトルＬｆのインダクタンス値が決定される。
しかしながら、このようにして決めたリアクトルＬｆのインダクタンス値は、昇圧動作時に必要とされるインダクタンス値に比べて、大きな値となる。大きなインダクタンス値を得るためには、リアクトルＬｆの鉄心に巻き回すコイルの巻数を増やす必要がある。コイルの巻数を増やすと、コイルの導体抵抗が増加し、リアクトルＬｆの銅損が増加する。その結果、電力変換装置の効率が低下するという問題が生じる。また、リアクトルＬｆが大きくなることにともない、電力変換装置が大型化するという問題がある。
本発明は、このような従来技術が有している問題を解決するためになされたものである。すなわち、本発明の目的は、リアクトルＬｆのインダクタンス値の増加を抑制しながら、交流電源の瞬時電圧低下時においても、リプル電流を所定値内に抑制することができる電力変換装置を提供することである。
上記目的を達成するため、本発明は、出力電圧指令に基づいて交流電圧を出力する電力変換装置に適用される。この電力変換装置は、直流電源、交流電源、インバータ、このインバータの出力電圧を平滑するリアクトルおよびインバータを制御する制御部を備えている。交流電源の一端は、直流電源の中間電位点に接続されている。
制御部は、第１の条件のとき、第１の周波数のキャリア信号を指令する。また、制御部は、第２の条件のとき、第１の周波数よりも高い第２の周波数のキャリア信号を指令する。第１の条件は、出力電圧指令に対して交流電源の電圧が小さく、かつ両者の差が所定値よりも小さいことである。第２の条件は、出力電圧指令に対して交流電源の電圧が小さく、かつ両者の差が所定値よりも大きいことである。そして、制御部は、出力電圧指令と指令されたキャリア信号とに基づいて、インバータを動作させるための制御信号を生成する。
インバータは、制御部で生成された制御信号に基づいて、所定の交流電圧を出力する。この交流電圧は、直流電源の両端電圧および中性点電圧と交流電源の電圧とを用いて、生成される。
上記電力変換装置において、制御部は、第１の条件と第２の条件とを判断するに際し、少なくとも出力電圧指令および交流電源の電圧それぞれの実効値、または、それぞれの瞬時値を用いることができる。
上記電力変換装置において、キャリア信号の第１の周波数と第２の周波数とは、それぞれの周波数でインバータが動作したときに、リアクトルに流れるリプル電流の最大振幅が略同じになる関係に設定されている。
上記電力変換装置において、キャリア信号の第２の周波数は、出力電圧指令と交流電源の電圧との差に応じて設定される。
上記電力変換装置において、インバータは、交流電源の電圧が０Ｖに低下するまで、動作する。
上記電力変換装置におけるインバータの実施態様は、少なくともスイッチング素子直列回路と双方向スイッチとを含む。スイッチング素子直列回路は、第１のスイッチング素子と第２のスイッチング素子とを直列に接続して構成されている。スイッチング素子直列回路は、直流電源の両端に接続される。第１のスイッチング素子には、第１のダイオードが逆並列に接続される。第２のスイッチング素子には、第２のダイオードが逆並列に接続される。
双方向スイッチの一端は、第１と第２のスイッチング素子の接続点に接続され、他端は、交流電源の他端と接続される。
上記電力変換装置のインバータにおいて、第１と第２のスイッチング素子は、炭化ケイ素または窒化ガリウムのいずれか一方を材料とするワイドバンドギャップ半導体で形成されたＭＯＳＦＥＴで構成することができる。
また、上記電力変換装置のインバータにおいて、第１と第２のダイオードは、炭化ケイ素または窒化ガリウムのいずれか一方を材料とするワイドバンドギャップ半導体で形成することができる。
また、上記電力変換装置のインバータにおいて、双方向スイッチは、炭化ケイ素または窒化ガリウムのいずれか一方を材料とするワイドバンドギャップ半導体で形成されたＭＯＳＦＥＴを逆並列に接続して構成することができる。
また、上記電力変換装置のインバータにおいて、双方向スイッチは、炭化ケイ素または窒化ガリウムのいずれか一方を材料とするワイドバンドギャップ半導体で形成されたダイオードを含む構成とすることもできる。
本発明によれば、昇圧モードにおいて、インバータの動作周波数を切り替えるので、リアクトルのインダクタンス値の増加を抑制しながら、交流電源の瞬時電圧低下時においても、リプル電流を所定値内に抑制することができる。
本発明を適用した電力変換装置の一の実施形態を説明するための図である。 本発明を適用した電力変換装置の制御部を説明するための図である。 キャリア信号の切替えの実施例を説明するための図である。 昇圧モード時の出力電圧波形を説明するための図である。 昇圧モード時（Ｖｒ＝０Ｖ）の出力電圧波形を説明するための図である。 本発明を適用した電力変換装置の他の実施形態を説明するための図である。 従来技術に係る電力変換装置を説明するための図である。
以下に、本発明の実施形態について、図面を参照しながら説明する。
図１は、本発明の一実施形態に係る電力変換装置の回路構成を説明するための図である。図において、１は単相の交流電源である。交流電源１の端子Ｒと端子Ｓとの間に、コンデンサ２が接続される。また、３０は直流電源、４０はインバータ、５はフィルタ、６は負荷、８０は制御部である。
直流電源３０は、正側直流電源Ｐｓｐ（第１の直流電源）と負側直流電源Ｐｓｎ（第２の直流電源）とを直列接続してなる電源である。直流電源３０は、端子Ｐ，Ｏ，Ｎを備えている。端子Ｐは、直流電源３０の高電位側端子に接続される。端子Ｎは、直流電源３０の低電位側端子に接続される。端子Ｏは、直流電源Ｐｓｐと直流電源Ｐｓｎの接続点（直流電源３０の中間電圧を出力する端子）に接続される。交流電源１の端子Ｓは、直流電源３０の端子Ｏに接続されている。
直流電源Ｐｓｐと直流電源Ｐｓｎからなる直流電源３０は、例えば、図７に示したコンバータ３で構成することができる。コンバータ３は、交流電源１の電圧Ｖｒを用いて３レベルの電位を出力する。しかし、直流電源３０は、コンバータ３のような回路構成に限られるものではなく、他の方式によって構成された回路であってもよい。
インバータ４０は、スイッチング素子直列回路と双方向スイッチＢＳ１とで構成されている。また、インバータ４０は、交流電圧を出力するための端子Ｕ（第１の交流出力端子）と端子Ｖ（第２の交流出力端子）とを備えている。
スイッチング素子直列回路は、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２を直列接続した回路である。このスイッチング素子直列回路は、直流電源３０の端子Ｐと端子Ｎの間に接続される。スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の接続点は、端子Ｕに接続されている。端子Ｖは、直流電源３０の端子Ｏに接続されている。
双方向スイッチＢＳ１は、スイッチ素子Ｓ１，Ｓ２を逆並列接続した回路である。この双方向スイッチＢＳ１は、端子Ｕと端子Ｒとの間に接続されている。具体的には、スイッチ素子Ｓ１のコレクタ端子側が端子Ｒに接続される。また、スイッチ素子Ｓ１のエミッタ端子側が端子Ｕに接続される。
フィルタ５は、リアクトルＬｆとコンデンサＣｆの直列回路で構成されている。フィルタ５は、インバータ４０の端子Ｕ，Ｖ間に接続される。負荷６は、コンデンサＣｆの両端に接続される。
図１では、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２を、ダイオードが逆並列に接続されたＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）で示している。しかし、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２は、このように構成された素子に限られない。スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２は、ＭＯＳＦＥＴ（Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor）など、交流電源１の周波数に対して数１０倍以上の高い周波数でオンオフ動作ができる他の半導体素子を用いて構成しても良い。
双方向スイッチＢＳ１は、一方のスイッチ素子をオンすることによって一方向に電流を流すことができる。また、双方向スイッチＢＳ１は、他方のスイッチ素子をオンすることによって他方向に電流を流すことができる。したがって、双方向スイッチＢＳ１は、このような機能を発揮することができれば、他の構成によるものであっても良い。
上記電力変換装置において、直流電源３０の端子Ｐは、直流電源Ｐｓｐの正電位（以下、正電圧Ｖｐという。）を出力する。直流電源３０の端子Ｏは、直流電源３０の中間電位（以下、ゼロ電圧という。）を出力する。直流電源３０の端子Ｎは、直流電源Ｐｓｎの負電位（以下、負電圧Ｖｎという。）を出力する。交流電源１の端子Ｒは、交流電源１の電圧Ｖｒを出力する。
インバータ４０は、スイッチング素子Ｑ１に電流を流すことで、端子Ｕ，Ｖ間に、正電圧Ｖｐを出力する。また、インバータ４０は、スイッチング素子Ｑ２に電流を流すことで、端子Ｕ，Ｖ間に、負電圧Ｖｎを出力する。また、インバータ４０は、双方向スイッチＢＳ１のいずれかの方向に電流を流すことで、端子Ｕ，Ｖ間に、交流電源１の電圧Ｖｒを出力する。そして、インバータ４０は、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２と双方向スイッチＢＳ１のオンオフ動作を制御することによって、端子Ｕ，Ｖ間に、単相の交流電圧Ｖｕを出力する。
次に、本実施形態に係る電力変換装置の動作について、説明する。この電力変換装置は、直送モード、昇圧モード、降圧モードを有する。この電力変換装置の直送モードおよび降圧モードの動作は、図７に示した電力変換装置と同様である。以下では、主に、昇圧モードにおけるこの電力変換装置の動作を説明し、直送モードおよび降圧モードの説明は、省略する。
この電力変換装置は、交流電源１の電圧Ｖｒが第１の設定電圧以下になったとき、昇圧モードで動作する。そして、この電力変換装置は、電圧Ｖｒがさらに低下して０Ｖに至るまで、昇圧モードの動作を継続する。この間、交流電源１の停電は検出されない。ここで、昇圧モードは、電力変換装置が、交流電源１の電圧Ｖｒと直流電源３０の３レベル電圧（電圧Ｖｐ，Ｖｎおよびゼロ電圧）とを用いて、電圧Ｖｒよりも大きい所定の電圧Ｖｌｏａｄを出力するモードである。
この電力変換装置は、昇圧モードにおいて、交流電源１の電圧Ｖｒの大きさに応じてスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２がオンオフする周波数を切り替える。この動作により、リアクトルＬｆに流れるリプル電流の増加が抑制される。
具体的には、この電力変換装置は、交流電源１の電圧Ｖｒが出力電圧指令Ｖ＊よりも小さく、かつ電圧Ｖｒと出力電圧指令Ｖ＊との差が所定値よりも小さいとき（第１の条件）、第１の周波数で昇圧動作を行う。また、この電力変換装置は、交流電源１の電圧Ｖｒが出力電圧指令Ｖ＊よりも小さく、かつ電圧Ｖｒと出力電圧指令Ｖ＊との差が所定値以上のとき（第２の条件）、第２の周波数で昇圧動作を行う。第２の周波数は、第１の周波数よりも高い周波数である。
電力変換装置の上記動作モードを実現するため、制御回路８０は、図２に示す制御ブロックで実現される機能を備えている。制御回路８０の出力電圧指令生成回路８１、動作モード判定回路８２およびキャリア信号生成回路８３には、電圧検出器７１によって検出された交流電源１の電圧Ｖｒが入力される。また、変調信号生成回路８４には、電圧検出器７２によって検出された直流電源Ｐｓｐの電圧Ｖｐと電圧検出器７３によって検出された直流電源Ｐｓｎの電圧Ｖｎとが入力される。
出力電圧指令生成回路８１は、電力変換装置の出力電圧の指令Ｖ＊を出力する。出力電圧指令Ｖ＊は、交流電源１の電圧Ｖｒに同期している。出力電圧指令Ｖ＊は、動作モード判定回路８２および変調信号生成回路８４に入力される。
動作モード判定回路８２は、交流電源１の電圧Ｖｒと出力電圧指令Ｖ＊との大小を比較した結果にしたがって、電力変換装置の動作モード信号δを生成する。すなわち、交流電源１の電圧Ｖｒが、出力電圧指令Ｖ＊に対して、予め決められた範囲内にあれば、動作モード判定回路８２は、動作モード信号δを、直送モードを示す信号に設定する。また、交流電源１の電圧Ｖｒが、出力電圧指令Ｖ＊を中心として、予め決められた範囲の上限値よりも大きければ、動作モード判定回路８２は、動作モード信号δを、降圧モードを示す信号に設定する。また、交流電源１の電圧Ｖｒが、出力電圧指令Ｖ＊に対して、予め決められた範囲の下限値よりも小さければ、動作モード判定回路８２は、動作モード信号δを、昇圧モードを示す信号に設定する。以下では、この予め決められた範囲の下限値を、第１の設定値という。
なお、直送モードを設けない場合は、第１の設定値は、出力電圧指令Ｖ＊に等しい値となる。
キャリア信号生成回路８３は、動作モード信号δにしたがって、たとえば三角波状のキャリア信号Ｓｃを出力する。そして、動作モード信号δが昇圧モードであって、電圧Ｖｒと出力電圧指令Ｖ＊との差が所定値（第２の設定値）よりも小さいとき（第１の条件）、キャリア信号生成回路８３は、キャリア信号Ｓｃの周波数を第１の周波数ｆ１とする。また、動作モード信号δが昇圧モードであって、電圧Ｖｒと出力電圧指令Ｖ＊との差が所定値（第２の設定値）以上のとき（第２の条件）、キャリア信号生成回路８３は、キャリア信号Ｓｃの周波数を第２の周波数ｆ２とする。キャリア信号生成回路８３から出力されたキャリア信号Ｓｃは、パルス幅変調回路８５に入力される。
ここで、出力電圧指令Ｖ＊と交流電源１の電圧Ｖｒとの大小関係は、それぞれの実効値またはそれぞれの瞬時値を比較することで、判定することができる。それぞれの電圧の実効値を比較する場合、キャリア信号生成回路８３は、出力電圧の１周期ごとにキャリア信号Ｓｃの周波数を第１の周波数ｆ１または第２の周波数ｆ２に設定する。また、それぞれの電圧の瞬時値を比較する場合、キャリア信号生成回路８３は、比較した制御周期ごとにキャリア信号Ｓｃの周波数を第１の周波数ｆ１または第２の周波数ｆ２に設定する。
図３は、出力電圧指令Ｖ＊と交流電源１の電圧Ｖｒそれぞれの瞬時値を比較してキャリア信号Ｓｃの周波数を設定した場合の各信号の関係を示している。例えば、交流電源１の電圧Ｖｒが正弦波状を保って低下すると、出力電圧指令Ｖ＊の位相がπ／２および３π／２付近において、出力電圧指令Ｖ＊と交流電源１の電圧Ｖｒとの差が第２の設定値以上となる。キャリア信号生成回路８３は、出力電圧指令Ｖ＊と交流電源１の電圧Ｖｒとの差が第２の設定値以上となる領域（出力電圧指令Ｖ＊の位相がπ／２および３π／２付近）において、キャリア信号Ｓｃの周波数を第２の周波数ｆ２に設定する。他の領域では、キャリア信号生成回路８３は、キャリア信号Ｓｃの周波数を第１の周波数ｆ１に設定する。
出力電圧指令Ｖ＊と交流電源１の電圧Ｖｒそれぞれの実効値を比較する場合は、キャリア信号生成回路８３は、出力電圧指令Ｖ＊の一周期ごとに、キャリア信号Ｓｃの周波数を第１の周波数ｆ１または第２の周波数ｆ２に設定する。
なお、動作モード信号δが直送モードもしくは降圧モードを示すとき、キャリア信号生成回路８３は、キャリア信号Ｓｃの周波数を第１の周波数ｆ１に設定する。ただし、動作モード信号δが直送モードもしくは降圧モードを示すとき、キャリア信号生成回路８３は、キャリア信号Ｓｃの周波数を第１の周波数ｆ１とは異なる第３の周波数ｆ３としても良い。
変調信号生成回路８４は、出力電圧指令Ｖ＊を用いて、変調信号λを生成する。変調信号λは、キャリア信号Ｓｃの振幅を基準に正規化された信号である。変調信号λの正規化には、直流電源３０の電圧Ｖｐ，Ｖｎが用いられる。変調信号生成回路８４から出力された変調信号λは、パルス幅変調回路８５に入力される。
パルス幅変調回路８５は、キャリア信号Ｓｃと変調信号λとを用いて、インバータ４０を動作させるための制御信号Ｇ１，Ｇ２，Ｇｓ１，Ｇｓ２を生成する。制御信号Ｇ１は、スイッチング素子Ｑ１をオンオフ動作させるための信号である。制御信号Ｇ２は、スイッチング素子Ｑ２をオンオフ動作させるための信号である。制御信号Ｇｓ１は、スイッチ素子Ｓ１をオンオフ動作させるための信号である。制御信号Ｇｓ２は、スイッチ素子Ｓ２をオンオフ動作させるための信号である。
上記制御回路８０から出力される制御信号にしたがってインバータ４０が昇圧モードで動作すると、端子Ｕ−Ｖ間には、図４に示す交流電圧Ｖｕが出力される。交流電圧Ｖｕは、交流電源１の電圧Ｖｒと電圧Ｖｐまたは電圧Ｖｎとを選択的に出力することにより得られる電圧である。交流電圧Ｖｕには、多くの高調波成分が含まれている。この高調波成分は、フィルタ５によって除去することができる。交流電圧Ｖｕから高調波成分を除去することにより、正弦波状の交流電圧Ｖｌｏａｄが得られる。負荷６には、正弦波状の交流電圧Ｖｌｏａｄが印加される。
昇圧モードにおいて交流電源１の電圧Ｖｒが０Ｖまで低下すると、交流電圧Ｖｕと交流電圧Ｖｌｏａｄとは、図５に示す波形となる。交流電源１の電圧Ｖｒが０Ｖであるので、交流電圧Ｖｕは、振幅がＶｐまたはＶｎのパルス列からなる電圧である。
次に、フィルタ５のリアクトルＬｆに流れる電流Ｉｕについて説明する。
上述のとおり、インバータ４０は、直送モード、降圧モード、昇圧モードのいずれかのモードで動作する。
インバータ４０が直送モードで動作するとき、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２はいずれもオフする。一方、双方向スイッチＢＳ１は双方向に導通可能な状態になる。この場合、交流電源１の電圧Ｖｒが、端子Ｕ−Ｖ間に出力される。したがって、リアクトルＬｆに流れる電流Ｉｕは、正弦波状である。この電流Ｉｕには、インバータ４０の動作に伴うリプル成分は含まれない。
インバータ４０が降圧モードで動作するとき、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２はいずれもオフしている。一方、双方向スイッチＢＳ１は、制御信号Ｇｓ１，Ｇｓ２にしたがって、オンオフ動作を行う。制御信号Ｇｓ１，Ｇｓ２は、周波数ｆ１のキャリア信号Ｓｃと変調信号λとを用いて、パルス幅変調された信号である。
この場合、端子Ｕ−Ｖ間には、交流電源１の電圧Ｖｒをパルス幅変調した電圧Ｖｕが出力される。したがって、リアクトルＬｆに流れる電流Ｉｕには、双方向スイッチＢＳ１のオンオフ動作に伴って生じるリプル成分が含まれる。このリプル成分の周波数は、キャリア信号Ｓｃの周波数ｆ１の２倍の周波数である。
インバータ４０が昇圧モードで動作するとき、双方向スイッチＢＳ１は、常に、オン状態にある。一方、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２は、制御信号Ｇ１，Ｇ２にしたがって、オンオフ動作を行う。この制御信号Ｇ１，Ｇ２は、キャリア信号Ｓｃと変調信号λとを用いて、パルス幅変調された信号である。キャリア信号Ｓｃの周波数は、第１の周波数ｆ１または第２の周波数ｆ２である。
この場合、端子Ｕ−Ｖ間には、交流電源１の電圧Ｖｒと直流電源３０の電圧をパルス幅変調した電圧とを交互に選択して得られる電圧Ｖｕが出力される。したがって、リアクトルＬｆに流れる電流Ｉｕには、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のオンオフ動作に伴って生じるリプル成分が含まれる。このリプル成分の周波数は、キャリア信号Ｓｃの周波数の２倍の周波数である。
ここで、インバータ４０が昇圧モードで動作するとき、出力電圧指令Ｖ＊と交流電源１の電圧Ｖｒとの差が大きくなるに従い、リアクトルＬｆに流れるリプル電流が大きくなる。一方、キャリア信号Ｓｃの周波数が高くなると、リアクトルＬｆに流れるリプル電流が小さくなる。ただし、キャリア信号Ｓｃの周波数が高くなると、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のスイッチング損失が増加する。
したがって、リアクトルＬｆのインダクタンス値とキャリア信号Ｓｃの周波数とは、リアクトルＬｆに流れるリプル電流の大きさが所定値となるように設定される。そして、キャリア信号Ｓｃの第１の周波数ｆ１は、出力電圧指令Ｖ＊と交流電源１の電圧Ｖｒとの差が予め定められた第２の設定値に等しいことを条件に設定される。
このときリアクトルＬｆに流れるリプル電流（第１のリプル電流）によってリアクトルＬｆで生じる損失（第１の損失）は、所定値内になるように設定されている。また、リアクトルＬｆに流れる最大電流の値（第１の最大電流値）は、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の可制御範囲内になるように設定されている。
次に、キャリア信号Ｓｃの第２の周波数ｆ２は、交流電源１の電圧Ｖｒが０Ｖになっていることを条件に設定される。なお、リアクトルＬｆのインダクタンス値は、上記で設定した値である。
上記条件において、インバータ４０が昇圧モードで動作すると、リアクトルＬｆに流れるリプル電流は、上記第１のリプル電流とほぼ同じ値になる。また、リアクトルＬｆに流れる電流の最大値は、上記第１の最大電流値とほぼ同じになる。
一方、リプル電流の周波数が高くなったことにより、リアクトルＬｆに生じる損失は、上記第１の損失よりも大きくなる。しかし、リアクトルの熱時定数は交流電源１の瞬時電圧低下時間よりも長いため、熱的な問題は生じない。
以上のとおり、本実施形態に係る電力変換装置は、リアクトルＬｆのインダクタンス値の増加を抑制しながら、交流電源１の瞬時電圧低下時においても、リアクトルＬｆに流れるリプル電流を所定値内に抑制することができる。
なお、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２を構成する半導体素子は、炭化ケイ素または窒化ガリウムを材料とするワイドバンドギャップ半導体で構成しても良い。ワイドバンドギャップ半導体素子は、低損失・高周波化が可能であり、また、高温動作が可能であるという特徴を有している。
また、双方向スイッチＢＳ１を構成する半導体素子は、同様に、炭化ケイ素または窒化ガリウムを材料とするワイドバンドギャップ半導体で構成しても良い。
本発明の適用対象は、上記で説明した実施形態に限られない。例えば、本発明は、図６に示す電力変換装置にも適用することができる。この電力変換装置が図１に示した電力変換装置と異なる点は、インバータ４１が、インバータ４０に対して、さらに双方向スイッチＢＳ２を備えているところである。このインバータ４１は、昇圧モードにおいて、双方向スイッチＢＳ１，ＢＳ２をオフさせることにより、インバータ４０と同様の動作を行う。
このように、図１に示したインバータ回路４０のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２と双方向スイッチＢＳ１とを備えて交流電源１の電圧Ｖｒと直流電源３０の電圧とを用いて昇圧動作を行う電力変換装置であれば、本発明を適用することができる。
本発明は、瞬時電圧低下補償装置または無停電電源装置など、交流電源の電圧変動および交流電源の停電が発生しても、負荷に安定な電圧を供給するための電力変換装置に適用することができる。
１ 交流電源、２ コンデンサ、３ コンバータ、３０ 直流電源、４，４０，４１ インバータ、５ フィルタ、６ 負荷、８０，８１ 制御部。

Claims (11)

  1. 出力電圧指令に対応する交流電圧を出力する電力変換装置であって、
    前記電力変換装置は、３レベルの電圧を出力する直流電源、前記直流電源の中間電位点に一端が接続される交流電源、前記直流電源の３レベル電圧および前記交流電源の電圧のいずれかを選択して出力するインバータ、前記インバータの出力電圧を平滑するリアクトルおよび前記インバータを前記出力電圧指令にしたがって制御する制御部を備え、
    前記制御部は、
    前記出力電圧指令に対して前記交流電源の電圧が小さく、かつその差が所定値よりも小さい第１の条件のとき、第１の周波数のキャリア信号を指令し、
    前記出力電圧指令に対して前記交流電源の電圧が小さく、かつその差が所定値よりも大きい第２の条件のとき、前記第１の周波数よりも高い第２の周波数のキャリア信号を指令するとともに、
    前記出力電圧指令と前記指令されたキャリア信号に基づいて制御信号を生成し、
    前記インバータは、前記制御信号にしたがって、前記出力電圧指令に対応する交流電圧を出力する、
    ことを特徴とする電力変換装置。
  2. 前記制御部は、少なくとも前記出力電圧指令および前記交流電源の電圧それぞれの実効値に基づいて前記第１の条件と第２の条件とを判断する、ことを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
  3. 前記制御部は、少なくとも前記出力電圧指令および前記交流電源の電圧それぞれの瞬時値に基づいて前記第１の条件と第２の条件とを判断する、ことを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
  4. 前記キャリア信号の第１の周波数と第２の周波数とは、それぞれの周波数でインバータが動作したときに、リアクトルに流れるリプル電流の最大振幅が略同じになる関係に設定されていることを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
  5. 前記キャリア信号の第２の周波数は、前記出力電圧指令と前記交流電源の電圧の差に応じて設定されることを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
  6. 前記インバータは、前記交流電源の電圧が０Ｖに低下するまで、動作することを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
  7. 前記インバータは、少なくともスイッチング素子直列回路と双方向スイッチとを含み、
    スイッチング素子直列回路は、第１のダイオードが逆並列に接続される第１のスイッチング素子と第２のダイオードが逆並列に接続される第２のスイッチング素子とを直列接続してなり、
    スイッチング素子直列回路は、前記直流電源の両端に接続され、
    双方向スイッチは、一端が前記第１と第２のスイッチング素子の接続点に接続され、他端が前記交流電源の他端と接続される、
    ことを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
  8. 前記第１と第２のスイッチング素子は、炭化ケイ素または窒化ガリウムのいずれか一方を材料とするワイドバンドギャップ半導体で形成されたＭＯＳＦＥＴであることを特徴とする請求項７に記載の電力変換装置。
  9. 前記第１と第２のダイオードは、炭化ケイ素または窒化ガリウムのいずれか一方を材料とするワイドバンドギャップ半導体で形成されていることを特徴とする請求項７に記載の電力変換装置。
  10. 前記双方向スイッチは、炭化ケイ素または窒化ガリウムのいずれか一方を材料とするワイドバンドギャップ半導体で形成されたＭＯＳＦＥＴを逆並列に接続して構成されていることを特徴とする請求項７に記載の電力変換装置。
  11. 前記双方向スイッチは、炭化ケイ素または窒化ガリウムのいずれか一方を材料とするワイドバンドギャップ半導体で形成されたダイオードを含むことを特徴とする請求項７に記載の電力変換装置。
JP2015541308A 2013-10-08 2013-10-08 電力変換装置 Active JP6142926B2 (ja)

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
PCT/JP2013/005985 WO2015052743A1 (ja) 2013-10-08 2013-10-08 電力変換装置

Publications (2)

Publication Number Publication Date
JPWO2015052743A1 true JPWO2015052743A1 (ja) 2017-03-09
JP6142926B2 JP6142926B2 (ja) 2017-06-07

Family

ID=52812594

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
JP2015541308A Active JP6142926B2 (ja) 2013-10-08 2013-10-08 電力変換装置

Country Status (5)

Country Link
US (1) US9887539B2 (ja)
EP (1) EP2966770B1 (ja)
JP (1) JP6142926B2 (ja)
CN (1) CN105075099B (ja)
WO (1) WO2015052743A1 (ja)

Families Citing this family (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2019004653A (ja) * 2017-06-19 2019-01-10 株式会社リコー Ｐｗｍ制御装置、スイッチング電源装置、画像形成装置、ｐｗｍ制御方法、及びプログラム
CN107612402B (zh) * 2017-09-27 2019-02-19 奥克斯空调股份有限公司 功率变换电路谐振抑制方法及装置
CN112737383B (zh) * 2020-12-29 2022-06-07 中国矿业大学 一种三电平npc逆变器载波频率有序变化反相层叠脉宽调制方法
CN113315404B (zh) * 2021-05-28 2022-05-27 张超 一种双直-双交对称型四象限变流器
CN115021541B (zh) * 2022-08-09 2022-11-04 西南交通大学 非隔离upqc电路离网运行状态下脉动功率的抑制方法

Citations (7)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH02168895A (ja) * 1988-12-21 1990-06-28 Fuji Electric Co Ltd 電圧形パルス幅変調制御インバータの電流ピーク値低減方法
JPH04236171A (ja) * 1991-01-21 1992-08-25 Meidensha Corp インバータの出力電圧波形歪み抑制法
JPH1075581A (ja) * 1996-08-30 1998-03-17 Yuasa Corp 無停電電源装置
JP2012175882A (ja) * 2011-02-24 2012-09-10 Mitsubishi Electric Corp 電源装置及び空気調和装置
JP2013021764A (ja) * 2011-07-07 2013-01-31 Fuji Electric Co Ltd 電力変換装置およびこれを用いたインバータ装置
JP2013172620A (ja) * 2012-02-22 2013-09-02 Mitsubishi Electric Corp パワーモジュール
JP5282855B2 (ja) * 2010-11-17 2013-09-04 富士電機株式会社 交流−交流変換装置

Family Cites Families (7)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP3203464B2 (ja) 1994-06-11 2001-08-27 サンケン電気株式会社 交流電力変換装置
JP2001078446A (ja) * 1999-06-29 2001-03-23 Toshiba Corp 電源装置
JP4882266B2 (ja) 2005-04-12 2012-02-22 富士電機株式会社 交流−交流変換装置
JP2011109739A (ja) * 2009-11-13 2011-06-02 Hitachi Ltd 電力変換装置
JP5569583B2 (ja) * 2012-12-21 2014-08-13 株式会社安川電機 マトリクスコンバータ
WO2014118818A1 (ja) * 2013-01-30 2014-08-07 富士電機株式会社 電力変換装置
US9787199B2 (en) * 2013-10-23 2017-10-10 Mitsubishi Electric Corporation Power conversion device to control power distribution of input power to multiple outputs

Patent Citations (7)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH02168895A (ja) * 1988-12-21 1990-06-28 Fuji Electric Co Ltd 電圧形パルス幅変調制御インバータの電流ピーク値低減方法
JPH04236171A (ja) * 1991-01-21 1992-08-25 Meidensha Corp インバータの出力電圧波形歪み抑制法
JPH1075581A (ja) * 1996-08-30 1998-03-17 Yuasa Corp 無停電電源装置
JP5282855B2 (ja) * 2010-11-17 2013-09-04 富士電機株式会社 交流−交流変換装置
JP2012175882A (ja) * 2011-02-24 2012-09-10 Mitsubishi Electric Corp 電源装置及び空気調和装置
JP2013021764A (ja) * 2011-07-07 2013-01-31 Fuji Electric Co Ltd 電力変換装置およびこれを用いたインバータ装置
JP2013172620A (ja) * 2012-02-22 2013-09-02 Mitsubishi Electric Corp パワーモジュール

Also Published As

Publication number Publication date
JP6142926B2 (ja) 2017-06-07
US9887539B2 (en) 2018-02-06
WO2015052743A1 (ja) 2015-04-16
US20160028232A1 (en) 2016-01-28
EP2966770B1 (en) 2020-12-09
EP2966770A4 (en) 2016-11-09
EP2966770A1 (en) 2016-01-13
CN105075099B (zh) 2017-09-22
CN105075099A (zh) 2015-11-18

Similar Documents

Publication Publication Date Title
JP5995139B2 (ja) 双方向ｄｃ／ｄｃコンバータ
JP5282855B2 (ja) 交流−交流変換装置
US10079545B2 (en) Current resonant type DC voltage converter, control integrated circuit, and current resonant type DC voltage conversion method
WO2015004989A1 (ja) 双方向ｄｃ／ｄｃコンバータ
JP6397757B2 (ja) 電源装置
JP2012249375A (ja) 電源装置
JP6142926B2 (ja) 電力変換装置
JP2008022625A (ja) 交流−直流変換装置
JP5370519B2 (ja) 電力変換装置
JP2007097319A (ja) 交直変換回路
WO2014049779A1 (ja) 電力変換装置
JP7124297B2 (ja) 電力変換装置
JP4929863B2 (ja) 電力変換装置
CN110546874B (zh) 电力转换系统
KR20190115364A (ko) 단상 및 3상 겸용 충전기
KR102231614B1 (ko) 전력 변환 효율이 개선된 전력 변환 장치
KR100439414B1 (ko) 절연형 디씨/디씨 전력변환기 및 이를 이용한 무정전전원공급 장치
US9438132B2 (en) Multilevel AC/DC power converting method and converter device thereof
JP2015012657A (ja) 電力変換装置および電力変換方法
Aeloiza et al. Multilevel multichannel interleaved AC-DC converter for high current applications
US10637367B2 (en) Converter system and method for operating a converter system
JP2013188007A (ja) 電力変換器
Yoneda et al. Switching loss reduction of AC-AC converter using three-level rectifier and inverter for UPS
JP5915753B2 (ja) 電力変換装置

Legal Events

Date Code Title Description
A521 Request for written amendment filed

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523

Effective date: 20151008

A621 Written request for application examination

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A621

Effective date: 20151008

A131 Notification of reasons for refusal

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131

Effective date: 20161122

A521 Request for written amendment filed

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523

Effective date: 20170120

A521 Request for written amendment filed

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523

Effective date: 20170120

A131 Notification of reasons for refusal

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131

Effective date: 20170314

A521 Request for written amendment filed

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523

Effective date: 20170331

TRDD Decision of grant or rejection written
A01 Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model)

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01

Effective date: 20170411

A61 First payment of annual fees (during grant procedure)

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A61

Effective date: 20170424

R150 Certificate of patent or registration of utility model

Ref document number: 6142926

Country of ref document: JP

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R150

R250 Receipt of annual fees

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250

R250 Receipt of annual fees

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250

R250 Receipt of annual fees

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250

R250 Receipt of annual fees

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250

R250 Receipt of annual fees

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250