JP2012175882A - 電源装置及び空気調和装置 - Google Patents

Abstract

【課題】
交流電源が瞬間的に遮断したときに、ダイオードブリッジ等の素子に突入電流が流れることを防止できる電源装置を提供することを目的とする。
【解決手段】
交流電源１から供給される交流電流を整流する整流回路３と、交流電源１の位相を検出する位相検出手段１７と、交流電源１と整流回路３の間に設けられた双方向スイッチ１０と、双方向スイッチ１０と並列に設けられた抵抗９と、整流回路３が整流した電流を平滑化して負荷側に供給する平滑コンデンサ１６と、位相検出手段１７が検出した位相に基づいて交流電源１の停電から交流電流の通電が再開したか否かを判定する判定手段１８と、判定手段が交流電流の通電が再開したと判定した場合、位相検出手段が前記交流電圧のゼロクロスを検出するまで交流電流を抵抗に通電し、ゼロクロスに基づいて双方向スイッチ１０をオン制御する制御手段１９と、を備える。
【選択図】図１

Description

この発明は、電源装置における突入電流の防止に関するものである。

従来の空気調和機の圧縮機を駆動するための電源では、電源投入時の電解コンデンサを充電する際に流れる突入電流によるダイオードブリッジ等の素子の破壊を防ぐ為に突入電流防止抵抗を介し通電させている。この突入防止抵抗は一定時間後にコンデンサに充電され、大きな電流が流れなくなった際に双方向スイッチであるメカニカルリレーを切替えて抵抗を切り離すようになっている（例えば、特許文献１参照）。

特開２００８−２５２９６６号公報（００１７、００２５欄、図１）

従来の空気調和装置は、電源の瞬間的な遮断等の瞬時停電に対して、メカニカルリレーを非導通にして突入電流防止抵抗に電流を流し、その後再びメカニカルリレーを導通させる構成となっているが、メカニカルリレーを導通させるタイミングによっては電解コンデンサが充分に充電されておらず、メカニカルリレーを通じてダイオードブリッジ等の素子に突入電流が流れる問題があった。

この発明は、外部の交流電源が瞬間的に遮断したときに、ダイオードブリッジ等の素子に突入電流が流れることを防止できる電源装置を提供することを目的とする。

本発明の電源装置は、交流電源から供給される交流電流を整流する整流回路と、前記交流電源から前記整流回路に印加される交流電圧の位相を検出する位相検出手段と、前記交流電源と前記整流回路の間に設けられ、前記交流電源から前記整流回路及び前記整流回路から前記交流電源の双方向に通電可能な双方向スイッチと、前記双方向スイッチと並列に設けられた抵抗と、前記整流回路が整流した電流を平滑化して負荷側に供給する平滑コンデンサと、前記位相検出手段が検出した位相に基づいて前記交流電流の通電が停止したか否か及び前記交流電流の通電が再開したか否かを判定する判定手段と、前記判定手段が前記交流電流の通電が停止したと判定すると前記双方向スイッチがオフになる制御をし、前記判定手段が前記交流電流の通電が再開したと判定すると前記位相検出手段が検出する前記交流電圧のゼロクロス近傍で前記双方向スイッチがオンになる制御をする制御手段と、を備える。

また、交流電源から供給される交流電流を整流する整流回路と、前記交流電源から前記整流回路に流れる交流電圧の位相を検出する位相検出手段と、前記整流回路が整流した電流を平滑化して負荷側に供給する平滑コンデンサと、前記整流回路と前記負荷側を繋ぐ高圧側の配線に設けられ、ソースが前記整流側にドレインが前記負荷側に接続されたＰ型のＭＯＳＦＥＴ素子と、前記位相検出手段が検出した位相に基づいて前記交流電流の通電が停止したか否か及び前記交流電流の通電が再開したか否かを判定する判定手段と、前記判定手段が前記交流電流の通電が停止したと判定すると前記ＭＯＳＦＥＴ素子をオフになる制御をし、前記判定手段が前記交流電流の通電が再開したと判定すると前記位相検出手段が検出する前記交流電圧のゼロクロス近傍で前記ＭＯＳＦＥＴ素子がオンになる制御をする制御手段と、を備える。

また、交流電源から供給される交流電流を整流する整流回路と、前記交流電源から前記整流回路に流れる前記交流電流の位相を検出する位相検出手段と、前記整流回路が整流した電流を平滑化して負荷側に供給する平滑コンデンサと、前記整流回路と前記負荷側を繋ぐ低圧側の配線に設けられ、ソースが前記整流側にドレインが前記負荷側に接続されたＮ型のＭＯＳＦＥＴ素子と、前記位相検出手段が検出した位相に基づいて前記交流電流の通電が停止したか否か及び前記交流電流の通電が再開したか否かを判定する判定手段と、前記判定手段が前記交流電流の通電が停止したと判定すると前記ＭＯＳＦＥＴ素子をオフになる制御をし、前記判定手段が前記交流電流の通電が再開したと判定すると前記位相検出手段が検出する前記交流電圧のゼロクロス近傍で前記ＭＯＳＦＥＴ素子がオンになる制御をする制御手段と、を備える。

また、本発明の空気調和装置は、上記いずれかの電源装置と、前記電源装置が変換した直流電流を交流電流に変換するインバータと、前記インバータが変換した交流電流により駆動されるモータと、を備える。

本発明は、交流電源が復電した後も交流電圧のゼロクロスを検出するまで双方スイッチ若しくはＭＯＳＦＥＴ素子をオフにしているで、交流電源の復電時に整流回路等の素子に突入電流が流れることを防止できる。

本発明の実施の形態１の電源装置電源装置１００の回路図。 本発明の実施の形態１の交流電源１の瞬停時における双方向スイッチ１０のオン／オフのタイミングを示す図。 本発明の実施の形態１の双方向スイッチ１０の構成図。 本発明の実施の形態１の双方向スイッチ１０の別の構成図。 本発明の実施の形態１の復電時における双方向スイッチ１０のスイッチングを示す図。 本発明の実施の形態１の電源装置１００の制御方法を示すフローチャート図。 本発明の実施の形態２の電源装置１１０の回路図。 本発明の実施の形態２の電源装置１２０の回路図。 本発明の実施の形態３の空気調和装置２００の構成図。

実施の形態１．
図１は本実施の形態１における電源装置１００の構成図を示している。本実施の形態１で説明する電源装置１００は例えば空気調和装置の圧縮機に内蔵されるモータや送風ファンのモータなどを駆動するための電源に使用されるものである。
電源装置１００は外部電源である交流電源１からの突入電流を防止する突入電流防止回路２と、交流電源１から供給される交流電流を整流する整流回路３と、整流回路３で整流された電流を昇圧して直流電流に変換する昇圧チョッパ回路４を備えている。
整流回路３の高電圧側に出力端には高圧側母線５が、その低電圧側の出力端には低圧側母線６が接続されている。整流回路３と昇圧チョッパ回路４は交流電流を直流電流に変換するコンバータ部であって、直流に変換された電流は昇圧チョッパ回路４から負荷側であるインバータ７に供給され、直流電流はインバータ７で任意の周波数の三相の交流電流に変換される。インバータ７で直流電流から三相交流電流に変換された電流はインバータ７に接続されたモータ８へと流れ、モータ８を駆動する。モータ８は例えば空気調和装置の圧縮機や送風ファンのモータなどである。

突入電流防止回路２は、抵抗９と双方向スイッチ１０を備えている。抵抗９と双方向スイッチ１０は並列に接続されており、双方向スイッチ１０がオン制御されて、交流電流が双方向スイッチ１０を導通している場合はほぼすべての電流は双方向スイッチ１０を流れ、双方向スイッチ１０がオフ制御されて非導通となっている場合はすべての電流は抵抗９を流れる。
双方向スイッチ１０は、スイッチング素子を有し、そのスイッチング素子がオン／オフすることにより、電源側接点１１と整流回路側接点１２の間の交流電流の導通／非導通が切り替わる構成となっている。双方向スイッチ１０の具体的な構成については図３、４を用いて後述する。

整流回路３は、例えば４つのダイオードがブリッジ状に設けられたダイオードブリッジであり、交流電源１から流れる交流電流を整流して負荷側に供給する。

昇圧チョッパ回路４は、コイル１３とスイッチング素子１４とダイオード１５と平滑コンデンサ１６を備えている。コイル１３は整流回路３の高圧側の高圧側母線５上に整流回路３の高圧側の出力端と直列に接続されており、コイル１３と直列にダイオード１５が設けられている。ダイオード１５はアノードがコイル１３と接続し、カソードがインバータ７に接続している。コイル１３とダイオード１５の間の高圧側母線５から低圧側母線６を接続する配線上にスイッチング素子１４が設けられている。スイッチング素子１４は例えば、ＩＧＢＴ（絶縁ゲート形バイポーラトランジスタ）などである。平滑コンデンサ１６は、ダイオード１５とインバータ７の間の高圧側母線５から低圧側母線６を接続する配線上に設けられている。尚、低圧側母線６は接地されてグランド電位となっている。
昇圧チョッパ回路４は、スイッチング素子１４がオン状態の間にコイル１３はエネルギーを蓄積し、スイッチング素子１４がオフした時にコイル１３から発生する逆起電力を利用してダイオード１５を介して平滑コンデンサ１６を充電する。交流電源１から供給される交流電流は整流回路３と昇圧チョッパ回路４で昇圧及び平滑化された直流電流となってインバータ７へ流れる。

電源装置１００は、交流電源１から整流回路３に印加される交流電圧の位相を検出する位相検出手段１７と、位相検出手段１７が検出した位相から交流電源１から交流電流が通電しているか若しくは停電したかを判定する通電／停電判定手段１８と、平滑コンデンサ１６の両端電圧つまり高圧側母線５と低圧側母線６の電位差を検出する電圧検出手段２０と、通電／停電判定手段１８の判定結果或いは電圧検出手段２０の検出値から双方向スイッチ１０、スイッチング素子１４、インバータ７を制御する制御手段１９を備えており、制御手段１９から出力される制御信号に基づいて双方向スイッチ１０をオン／オフ駆動する駆動回路２１と、スイッチング素子１４をオン／オフ駆動する駆動回路２２も備えている。

位相検出手段１７は、交流電源１の正側と負側の電位差を検出し、その検出値を通電／停電判定手段１８に出力している。さらに位相検出手段１７はその電位差が正から負に、若しくは負から正に変化する時に電位差（交流電圧値）がゼロとなる瞬間をゼロクロスとして検出する。
通電／停電判定手段１８は、位相検出手段１７から入力された検出値に基づいて、以下の３パターンの判定を行ない、その判定結果を制御手段１９に出力する。
（１）交流電源１が停電した否か。
（２）交流電源１から整流回路３に流れる交流電流の通電が再開したか否か。
（３）交流電源１の交流電圧値がゼロクロスしたか否か。
制御手段１９は、通電／停電判定手段１８から入力された判定結果に基づいて双方向スイッチ１０の駆動制御を行なう。制御手段１９の制御方法の詳細については図６を用いて後述する。

通電／停電判定手段１８が行なう判定方法について、図２を用いて説明する。図２は上段の図２（ａ）には時間ｔと交流電圧Ｖの関係、下段の図２（ｂ）には時間ｔと双方向スイッチ１０のオン／オフのタイミングの関係を示している。図２（ａ）において横軸は時間ｔ、縦軸は交流電源１が整流回路３に印加する交流電圧の電圧Ｖであり、図２（ｂ）において横軸が時間ｔ、縦軸が双方向スイッチ１０のオン／オフを示している。尚、図２では、時間ｔ＝ｔ１で停電により交流電源１からの電力の供給が停止し、時間ｔ＝ｔ２で交流電源１が復電して交流電源１から電力の供給が再開したものとする。時間ｔ＝ｔ３では電源の復電後の１回目に交流電圧Ｖがゼロクロスした時である。また、時間ｔ１における交流電圧ＶをＶ１、時間ｔ２における交流電圧ＶをＶ２とする。

時間ｔ１で停電すると、交流電圧ＶがＶ１から０Ｖに一瞬で変化する。位相検出手段１７は所定時間間隔（Δｔ）毎の交流電圧Ｖの変化量ΔＶを通電／停電判定手段１８に出力し、通電／停電判定手段１８は位相検出手段１７から入力されるΔＶが所定値以上であり、変化後の交流電圧Ｖ≒０であれば停電したと判断することができる。
時間ｔ２で交流電源１が停電から復電すると、交流電圧Ｖは０ＶからＶ２に一瞬で変化する。通電／停電判定手段１８は位相検出手段１７から入力された変化量ΔＶが所定値以上であり、変化前の交流電圧Ｖ＝０であれば停電から復電したと判断することができる。
また、通電／停電判定手段１８は所定時間Δｔの前後で交流電圧Ｖの正負が反転し、ΔＶの値が所定値未満であれば交流電圧がゼロクロスしたと判断することができる。

制御手段１９は、通電／停電判定手段１８が位相検出手段１７の検出値に基づいて交流電源１が停電したと判定した信号を受け取ると直ちに双方向スイッチ１０を非導通にする信号を駆動回路２１に出力し、駆動回路２１はその信号に基づいて双方向スイッチ１０を非導通にする。双方向スイッチ１０が非導通になると、時間ｔ２で交流電源１が復電して通電が再開した時に電流が抵抗９を流れるので整流回路３等の素子に突入電流が流れることを防止することができる。

また、制御手段１９は交流電源１が復電した後交流電圧がゼロクロスするまでは双方向スイッチ１０を導通にせず非導通の状態を維持する制御を行ない、交流電圧がゼロクロスした時（時間ｔ３）から双方向スイッチ１０を導通にする制御を行なう。つまり、時刻ｔ１から時刻ｔ３までの間は双方向スイッチ１０はオフ制御されている。

交流電源１が復電するタイミングによっては交流電圧Ｖ２は変動する。例えば、交流電源１が復電した時に交流電圧Ｖ２の絶対値が最大値となる場合も想定される。このような場合、時間ｔ２で交流電源１が復電した直後では抵抗９の両端に大きな電圧差が生じているので、通電／停電判定手段１８が時間ｔ２で双方向スイッチ１０を導通にすると、双方向スイッチ１０及び整流回路３に突入電流が流れてしまう可能性がある。本実施の形態１では、時間ｔ２の瞬間は双方向スイッチ１０は非導通となっており、抵抗９を介して整流回路３に交流電力を供給し、時間ｔ３から双方向スイッチ１０を導通にするので、交流電源１の復電時の突入電流の発生を防止することができる。

尚、本実施の形態１においては時間ｔ３で交流電圧がゼロクロスした時から双方向スイッチ１０を導通にする制御を行なうと説明したが、双方向スイッチ１０を導通にするタイミングは厳密にゼロクロスした瞬間にのみ限定するものではなく、ゼロクロス近傍であればよく、ゼロクロスした瞬間及びその前後の微小時間を含むものとする。すなわち、ゼロクロスした瞬間を含む所定の時間間隔の間に双方向スイッチ１０を導通したときに突入電流が流れなければよい。また、双方向スイッチ１０を導通するタイミングは復電後１回目にゼロクロスしたときに限定するものではなく、２回目以降のゼロクロスであってもよい。

尚、制御手段１９には外部で設定された設定情報、モータ８の回転数などの情報が入力される。設定情報は、例えば、使用者等が設定した室温、風量等の情報のことである。制御手段１９は入力されたモータの回転数から設定情報を満たすように、目標とするモータ８の回転数を算出し、そのモータ８がその目標回転数を達成できるようにスイッチング素子１４及びインバータ７のデューティ比や駆動周波数などを制御する。

ここで、双方向スイッチ１０の具体的な構造について図３、図４を用いて説明する。図３は双方向スイッチ１０の一形態を示し、図４は双方向スイッチ１０の別の形態を示している。
図３に図示する双方向スイッチ１０は、ダイオードブリッジ２３とＭＯＳＦＥＴ２８を有している。ＭＯＳＦＥＴとはＭｅｔａｌ Ｏｘｉｄｅ Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ Ｆｉｅｌｄ Ｅｆｆｅｃｔ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒのことであり、スイッチング素子の一種である。ダイオードブリッジ２３は４つのダイオード２４、ダイオード２５、ダイオード２６、ダイオード２７から構成されるダイオードブリッジである。
電源側接点１１と接続した点ａとダイオード２４のアノードが接続されており、ダイオード２４のカソードとダイオード２５のカソードが点ｂで接続している。また、ダイオード２４のアノードはダイオード２７のカソードと点ａで接続している。ダイオード２５のアノードはダイオード２６のカソードと点ｃで接続し、点ｃは整流回路側接点１２と接続している。ダイオード２６のアノードとダイオード２７のアノードは点ｄで接続している。
点ｂと点ｄはＭＯＳＦＥＴ２８を介して接続し、ＭＯＳＦＥＴ２８はＰ型であって、そのドレイン電極が点ｂと接続し、ＭＯＳＦＥＴ２８のソース電極が点ｄと接続している。そしてＭＯＳＦＥＴ２８のゲート電極に駆動回路２１から出力される信号がゲート電圧として印加される。
電源側接点１１から整流回路側接点１２に電流が流れる場合、電源側接点１１、点ａ、ダイオード２４、点ｂ、ＭＯＳＦＥＴ２８、点ｄ、ダイオード２６点ｃ、整流回路側接点１２の順に電流が流れる。また、整流回路側接点１２から電源側接点１１に電流が流れる場合、整流回路側接点１２、点ｃ、ダイオード２５、点ｂ、ＭＯＳＦＥＴ２８、点ｄ、ダイオード２７、点ａ、電源側接点１１の順に電流が流れる。
制御手段１９はＭＯＳＦＥＴ２８をオン／オフすることにより双方向スイッチ１０の導通／非導通を制御することができる。

図４に図示する双方向スイッチ１０は、２つのダイオード２９、３０及び２つのＭＯＳＦＥＴ３１、３２を有している。ＭＯＳＦＥＴ３１、３２はともにＰ型である。ＭＯＳＦＥＴ３１のソース電極は電源側接点１１と接続し、ＭＯＳＦＥＴ３１のドレイン電極はダイオード２９のカソードと接続している。ダイオード２９のアノードは整流回路側接点１２と接続し、ＭＯＳＦＥＴ３２のソース電極も整流回路側接点１２と接続している。ＭＯＳＦＥＴ３２のドレイン電極はダイオード３０のカソードと接続し、ダイオード３０のアノードは電源側接点１１と接続している。
電源側接点１１から整流回路側接点１２に電流が流れる場合、電源側接点１１、ダイオード３０、ＭＯＳＦＥＴ３２、整流回路側接点１２の順に電流が流れる。整流回路側接点１２から電源側接点１１に電流が流れる場合、整流回路側接点１２、ダイオード２９、ＭＯＳＦＥＴ３１、電源側接点１１の順に電流が流れる。
ＭＯＳＦＥＴ３１のゲート電極及びＭＯＳＦＥＴ３２のゲート電極には駆動回路２１から出力される信号がゲート電圧として印加される。
制御手段１９は電源側接点１１から整流回路側接点１２に電流が流れている場合は、ＭＯＳＦＥＴ３２をオン／オフし、整流回路側接点１２から電源側接点１１に電流が流れている場合はＭＯＳＦＥＴ３１をオン／オフすることによって双方向スイッチ１０の導通／非導通を制御することができる。

本実施の形態１において双方向スイッチ１０が有しているスイッチング素子、すなわちＭＯＳＦＥＴ２８、ＭＯＳＦＥＴ３１、ＭＯＳＦＥＴ３２は、ワイドバンドギャップ半導体、特にシリコンカーバイド（以下、ＳｉＣ）を使用したＭＯＳＦＥＴ素子である。

ワイドバンドギャップ半導体とは、シリコン（Ｓｉ）よりもバンドギャップが大きい半導体の総称のことであり、ＳｉＣ、窒化ガリウム（ＧａＮ）、ダイヤモンドなどの半導体が当てはまる。特にＳｉＣはバンドギャップが３．２５ｅＶとＳｉよりも約３倍大きい。これらワイドバンドギャップ半導体を使用したスイッチング素子はＳｉを使用したスイッチング素子より高いキャリア周波数（２５ｋＨｚ以上）でスイッチング可能であり、さらに通電時のオン抵抗も小さく、耐熱温度も高い。ＳｉＣは絶縁破壊電界強度が３ＭＶ／ｃｍとＳｉよりも約１０倍大きい。このことからＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴの場合、そのＳｉＣのエピタキシャル層（半導体層）をＳｉに比べて大幅に薄くすることができ、さらにキャリア濃度も高めることができるので、低損失で高速なスイッチングが可能となる。

図５は停電から復電した時の双方向スイッチ１０の動作を示している。図５（ａ）は図２（ａ）と同様に時間ｔと交流電圧Ｖの関係を示しており、横軸は時間ｔ、縦軸は交流電源１が整流回路３に印加する交流電圧の電圧Ｖである。図５においても図２と同様に、時間ｔ＝ｔ１で停電により交流電源１からの電力の供給が停止し、時間ｔ＝ｔ２で電源が復電して交流電源１から電力の供給が再開したものとする。時間ｔ＝ｔ３では電源の復電後の１回目に交流電圧Ｖがゼロクロスした時である。
図５（ｂ）及び図５（ｃ）は時間ｔと双方向スイッチ１０のオン／オフの関係を示している。図５（ｂ）及び図５（ｃ）では、図２（ｂ）の場合と同様に時間ｔ１で双方向スイッチ１０をオフにして非導通とする。しかし、時間ｔ３からは、図２（ｂ）の場合と異なり、双方向スイッチ１０をＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ Ｗｉｄｔｈ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）制御する。
図５（ｂ）には、時間ｔ３からキャリア周波数一定で双方向スイッチ１０をスイッチングさせる場合を図示している。図５（ｂ）では時間ｔ３から所定時間、若しくは電圧検出手段２０の検出値が所定値に達するまで、２５〜６０ｋＨｚの任意の周波数で双方向スイッチ１０をスイッチングしている。
図５（ｃ）には、時刻ｔ３からキャリア周波数を時間が経つにつれて小さくしてスイッチングさせる場合を図示している。図５（ｃ）では時間ｔ３から所定時間、若しくは電圧検出手段２０の検出値が所定値に達するまで、２５〜６０ｋＨｚの間の任意の周波数で双方向スイッチ１０のスイッチングを開始し、終了時には２５ｋＨｚ未満の周波数で双方向スイッチ１０のスイッチングを終了している。

本実施の形態１では、双方向スイッチ１０が有するスイッチング素子にＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴを使用しているので、Ｓｉを使用したスイッチング素子、例えばＳｉ−ＩＧＢＴが可能なキャリア周波数よりも大きい周波数（２５ｋＨｚ以上）でスイッチングが可能となる。ＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴを使用し、時間ｔ３から高い周波数でスイッチングさせることにより、平滑コンデンサ１６にかかる負荷を下げることができ、平滑コンデンサ１６の使用寿命を延ばすことができる。また、時間ｔ３から時間が経つにつれてキャリア周波数を下げることによりスイッチング損失を低減することができる。
尚、図５（ｂ）及び図５（ｃ）ではデューティ比一定で双方向スイッチ１０をスイッチングさせる場合を図示しているが、時間が経つにつれて段階的若しくは連続的にデューティ比を大きくしてスイッチングさせてもよい。

ここまで交流電源１の復電時の双方向スイッチ１０の動作について説明したが、交流電源１の停電時の双方向スイッチ１０の動作についても説明する。
交流電源１が停電してから双方向スイッチ１０が非導通となるまでの間に遅延時間があると、この間に平滑コンデンサ１６が放電してその両端電圧が低下してしまう。そして双方向スイッチ１０が非導通になる前に交流電源１が復電してしまうと、突入電流が整流回路３に流れてしまう可能性がある。特に双方向スイッチ１０に代えてメカニカルリレーを使用する構成であると、リレーを切り離すためには物理的動作が必要となるので、このような問題が顕著になる。
そこで、本発明ではメカニカルリレーの代わりにスイッチング素子を使用した双方向スイッチ１０を用いている。双方向スイッチ１０の導通／非導通の切り替えをスイッチング素子のオン／オフで行なう、つまり物理的動作ではなく電気的動作で行なうことにより、停電を検出して（時間ｔ１）から双方向スイッチ１０を非導通するまでの時間を大幅に短縮することができる。
特に本実施の形態１では双方向スイッチ１０にＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴを使用しており、そのメリットは大きい。ここでは、ＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴとＳｉ−ＩＧＢＴ、Ｓｉ−ＭＯＳＦＥＴを比較してその点について説明する。まず双方向スイッチ１０には以下の３つの要件が求められる。
（１）通電時のエネルギーロス（定常損失）が少ないこと。通常運転時は双方向スイッチ１０に電流が流れていることから、省エネ性の観点から通電時は当然エネルギーロスが少ないことが望ましい。
（２）スイッチング時のエネルギーロス（スイッチング損失）が少ないこと。復電時に平滑コンデンサ１６に与える負荷を小さくするために、復電時は双方向スイッチ１０をスイッチングさせながら平滑コンデンサ１６を充電することが望ましい。
（３）応答速度が速いこと。停電時に双方向スイッチ１０が非導通になる前に復電すると突入電流が発生する可能性があることから、双方向スイッチ１０の応答速度は速いことが望ましい。

上記３つの要件に対して、ＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴとＳｉ−ＩＧＢＴ、Ｓｉ−ＭＯＳＦＥＴを当てはめると、Ｓｉ−ＩＧＢＴは定常損失は小さいが、スイッチング損失が大きく、さらに応答速度が遅い。Ｓｉ−ＭＯＳＦＥＴはスイッチング損失は小さいが、定常損失が大きく、さらに応答速度も遅い。これらに対して、ＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴはスイッチング損失、定常損失ともに小さく、さらに応答速度も速い。
尚、ここでいう応答速度はキャリア周波数の相関関係があり、キャリア周波数を高くできるスイッチング素子ほど応答速度が速いといえる。

このように本実施の形態１では双方向スイッチ１０にＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴを使用しているので、以上の３つの要件を満たし、省エネ性及び瞬時停電に対する信頼性の高めることができる。

ここで、図７のフローチャートを用いて電源装置１００の制御方法について詳細に説明する。
ステップ１（以下、ステップをＳと略す）では、使用開始時に使用者が交流電源１を投入する。交流電源１が交流電圧を電源装置１００に印加し、Ｓ２に進む。最初に交流電源１の投入した時は、平滑コンデンサ１６は充電されておらず、双方向スイッチ１０が導通状態となっていると、突入電流が整流回路３等の素子に流れるおそれがある。そこで、Ｓ２では、通電開始直後は制御手段１９が駆動回路２１に制御信号を出力し双方向スイッチ１０を非導通状態となるように制御している。その後Ｓ３に進む。
Ｓ３では、ｌ１ｌは位相検出手段１７の出力値から交流電圧がゼロクロスしたか否かを判定する。ゼロクロスしたと判定した場合はＳ４に進み、ゼロクロスしていないと判定した場合はＳ３をループする。
Ｓ４では、交流電圧がゼロクロスした時から双方向スイッチ１０を導通状態にして、交流電流を双方向スイッチ１０に流して平滑コンデンサ１６の充電し、モータ８の駆動を開始する。その後Ｓ５に進む。
Ｓ５では、モータ８の運転を継続するか否かを制御手段１９が判定する。運転を継続しない場合はＳ６に進む。運転を継続しない場合とは、例えば使用者が装置の運転止める信号を制御手段１９に入力した場合など、制御手段１９はその入力された信号に基づいてＳ６でモータ８の運転を停止する。運転を継続する場合はそのままＳ７に進む。
Ｓ７では、通電／停電判定手段１８が位相検出手段１７の出力値に基づいて停電が発生したか否かを判定する。停電が発生したと判定した場合はＳ８に進み、停電が発生していないと判定した場合はＳ５に戻る。尚、停電が発生した否かの判定は上述した方法にて行なうものとする。
Ｓ８では、制御手段１９は双方向スイッチ１０を非導通とする制御信号を駆動回路２１に出力し、双方向スイッチ１０を非導通状態とする。その後Ｓ９に進む。
Ｓ９では、通電／停電判定手段１８が位相検出手段１７の出力値から交流電源１が停電から復電したか否かを判定する。停電から復電していないと判定した場合はＳ９をループし、停電から復電したと判定した場合はＳ３に戻る。尚、停電から復電したか否かの判定は上述した方法にて行なうものとする。

このように、通電開始時及び停電復電後の直後はＳ２とＳ８でそれぞれ双方向スイッチ１０を非導通する制御を行なっているので、交流電源１が投入、復電した直後は交流電流は抵抗９を流れるので、どのタイミングで交流電源１が投入、復電したとしても突入電流が生じることがない。さらに、交流電源１が投入、復電した後ゼロクロスを検出し、ゼロクロスした瞬間若しくはその前後から双方向スイッチ１０を導通する制御を行なうようにしているので、双方向スイッチ１０を導通した瞬間に突入電流の発生を防止することができる。

実施の形態２．
実施の形態１では交流電源１から整流回路３の間の交流電流が流れる線に双方向スイッチ１０を設ける構成の電源装置１００について説明した。本実施の形態２では双方向スイッチ１０に代えてコイル１３より負荷側の直流電流が流れる配線上にスイッチング素子を設ける構成の電源装置１１０、１２０について説明する。尚、本実施の形態２において実施の形態１と同一の構成部分には同一の符号を付し説明は省略する。

図７には、本実施の形態２の電源装置１１０の回路図を示している。電源装置１１０はコイル１３より負荷側の高圧側母線５上にスイッチング素子であるＰ型のＰ−ＭＯＳＦＥＴ３３を備えている。Ｐ−ＭＯＳＦＥＴ３３はソース電極がコイル１３と直列に接続されており、ドレイン電極が平滑コンデンサ１６及びインバータ７の高圧側端子と接続されている。制御手段１９は駆動回路２１に代えて設けられた駆動回路３４に制御信号を出力する。さらに駆動回路３４にはＰ−ＭＯＳＦＥＴ３３のソース電位が入力される。Ｐ−ＭＯＳＦＥＴ３３のゲート電極は駆動回路３４に接続されており、駆動回路３４から出力される駆動信号がゲート電圧としてＰ−ＭＯＳＦＥＴ３３のゲート電極に印加される。
スイッチング素子１４は、コイル１３とＰ−ＭＯＳＦＥＴ３３の間の高圧側母線５と低圧側母線６を繋ぐ配線上に設けられている。

図８には、本実施の形態２における別の形態の電源装置１２０の回路図を示している。電源装置１２０は低圧側母線６上にＮ型のＮ−ＭＯＳＦＥＴ３５を備えている。Ｎ−ＭＯＳＦＥＴ３５はソース電極がグランドに接続されており、ドレイン電極が平滑コンデンサ１６及びインバータ７の低圧側端子と接続されている。制御手段１９は駆動回路２１に代えて設けられた駆動回路３６に制御信号を出力する。Ｐ−ＭＯＳＦＥＴのゲート電極は駆動回路３６に接続されており、駆動回路３６から出力される駆動信号がゲート電圧としてＮ−ＭＯＳＦＥＴ３５のゲート電極に印加される。駆動回路３６はグランド電位を基準にしてゲート電圧を出力している。

制御手段１９はＰ−ＭＯＳＦＥＴ３３とＮ−ＭＯＳＦＥＴ３５を実施の形態１の双方向スイッチ１０と同様に制御するものとする。つまり、ｌｌ２の判定結果に基づいて制御手段１９はＰ−ＭＯＳＦＥＴ３３とＮ−ＭＯＳＦＥＴ３５を制御する。実施の形態１の図６のフローチャート図で説明すると、Ｓ７で通電／停電判定手段１８が停電が発生したと判定するとＳ８で制御手段１９はＰ−ＭＯＳＦＥＴ３３、Ｎ−ＭＯＳＦＥＴ３５をオフにする制御を行なう。そしてＳ９で電源が復電したと通電／停電判定手段１８が判定するとＳ３に戻り、Ｓ３で交流電圧のゼロクロスを検出すると、Ｓ４で制御手段１９がＰ−ＭＯＳＦＥＴ３３、Ｎ−ＭＯＳＦＥＴ３５をオンにする。Ｓ４でＰ−ＭＯＳＦＥＴ３３、Ｎ−ＭＯＳＦＥＴ３５をオンにする際、図５で上述したようにスイッチングさせてもよい。また、Ｓ１で運転開始時に交流電源１を投入する場合は、Ｓ３を飛ばしてＳ２からＳ４に進んでも良い。
本実施の形態２では、Ｐ−ＭＯＳＦＥＴ３３とＮ−ＭＯＳＦＥＴ３５をＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴとしているので、実施の形態１で既に説明したように２５〜６０ｋＨｚのキャリア周波数でスイッチング可能であり、平滑コンデンサ１６の充電時に平滑コンデンサ１６にかかる負荷を低減することができる。

さらに、電源装置１１０では、高圧側母線５上に設けたスイッチング素子をＰ型のＭＯＳＦＥＴ３３としたことにより、コンバータ側からの電位、つまりソース電圧を基準にして駆動回路３４がゲート電圧を出力することができるので、Ｐ−ＭＯＳＦＥＴ３３のゲート電圧を作る際に別途絶縁電源を設ける必要がなくなる。
同様に電源装置１２０では、低圧側母線６上に設けたスイッチング素子をＮ型のＭＯＳＦＥＴ３５としたことにより、グランド電位であるソース電圧を基準にして駆動回路３６がゲート電圧出力することができので、Ｎ−ＭＯＳＦＥＴ３５のゲート電圧を作る際に別途絶縁電源を設ける必要がなくなる。

実施の形態３．
図９は、本実施の形態３における空気調和装置２００の構成図である。空気調和装置２００は実施の形態１、２で説明した電源装置１００、１１０、１２０のいずれかの電源装置を備えている。本実施の形態３では電源装置１００を備えているものとして説明する。

空気調和装置２００は、室外に設置される室外機３７と空調の対象となる室内空間に設置される室内機３８とで構成されている。
室外機３７には、冷媒を圧縮して吐出する圧縮機３９と、圧縮機３９から吐出された冷媒の流れる方向を暖房運転と冷房運転に応じて切り替える四方弁４０が設けられている。四方弁４０には４つの接続部があり、１つは圧縮機３９の冷媒の吐出配管と接続し、１つは圧縮機３９の冷媒の吸入配管と接続し、１つは圧縮機３９に設けられた熱源側熱交換器４１と接続し、１つは室内機３８に設けられた負荷側熱交換器４２と接続している。熱源側熱交換器４１と負荷側熱交換器４２の間には冷媒を減圧する膨張弁４３が設けられている。また、室外機３７には熱源側熱交換器４１に室外空気を送風する室外送風機４４が設けられている。室内機３８には負荷側熱交換器４２と、負荷側熱交換器４２に室内空気を送風する室内送風機４５とが設けられている。

室外機３７には交流電源１から供給される交流電流を直流に変換する電源装置１００と、電源装置１００が変換した直流電流を３相の交流電流に変換するインバータ７を備えた制御基板４６を備えている。インバータ７で変換された３相交流電流は制御基板４６から圧縮機３９の内部で冷媒を圧縮する駆動部を駆動するモータ８に供給される。モータ８にはモータ８の回転数を検出する手段が設けられており、検出された回転数は制御基板４６の制御手段１９に出力される。
室内機３８が設置されている室内にはリモコン４７が設けられており、使用者はリモコン４７で冷房運転、暖房運転や室内の設定温度などの運転情報を設定することができ、リモコン４７で設定された情報は制御手段１９に出力される。
制御手段１９は入力されたモータ８の回転数、電圧検出手段２０の検出値、リモコン４７で設定された運転情報に基づいて双方向スイッチ１０、スイッチング素子１４、インバータ７を制御する。

以上のように、本実施の形態３の空気調和装置２００は実施の形態１、２で説明した電源装置１００、１１０、１２０のいずれかの電源装置を備えているので、交流電源１の瞬停時の突入電流の発生を防止することができ、突入電流に対する装置の信頼性を向上させることできる。

尚、本実施の形態３では、電源装置１００とインバータ７で変換した交流電流を圧縮機３９のモータ８に供給する構成について説明した。しかし、モータ８は圧縮機３９に使用するものに限定するわけではなく、室外送風機４４や室内送風機４５に使用するモータであってもよい。

本発明は交流電流を直流電流に変換する電源装置に利用することができる。

１ 交流電源、 ２ 突入電流防止回路、 ３ 整流回路、４ 昇圧チョッパ回路、 ５ 高圧側母線、 ６ 低圧側母線、 ７ インバータ、 ８ モータ、 ９ 抵抗、 １０ 双方向スイッチ、 １１ 電源側接点、 １２ 整流回路側接点、 １３ コイル、 １４ スイッチング素子、 １５ ダイオード、 １６ 平滑コンデンサ、 １７ 位相検出手段、 １８ 通電／停電判定手段、 １９ 制御手段、 ２０ 電圧検出手段、 ２１ 駆動回路、 ２２ 駆動回路、 ２３ ダイオードブリッジ、 ２４、２５、２６、２７ ダイオード、 ２８ ＭＯＳＦＥＴ、２９、３０ ダイオード、 ３１ ＭＯＳＦＥＴ、 ３２ ＭＯＳＦＥＴ、 ３３ Ｐ−ＭＯＳＦＥＴ、 ３４ 駆動回路、 ３５ Ｎ−ＭＯＳＦＥＴ、 ３６ 駆動回路、 ３７ 室外機、 ３８ 室内機、 ３９ 圧縮機、 ４０ 四方弁、 ４１ 熱源側熱交換器、 ４２ 負荷側熱交換器、 ４３ 膨張弁、 ４４ 室外送風機、 ４５ 室内送風機、 ４６ 制御基板、 ４７ リモコン、 １００、１１０、 １２０ 電源装置、 ２００ 空気調和装置。

Claims (9)

1. 交流電源から供給される交流電流を整流する整流回路と、
   前記交流電源から前記整流回路に印加される交流電圧の位相を検出する位相検出手段と、
   前記交流電源と前記整流回路の間に設けられ、前記交流電源から前記整流回路及び前記整流回路から前記交流電源の双方向に通電可能な双方向スイッチと、
   前記双方向スイッチと並列に設けられた抵抗と、
   前記整流回路が整流した電流を平滑化して負荷側に供給する平滑コンデンサと、
   前記位相検出手段が検出した位相に基づいて前記交流電流の通電が停止したか否か及び前記交流電流の通電が再開したか否かを判定する判定手段と、
   前記判定手段が前記交流電流の通電が停止したと判定すると前記双方向スイッチがオフになる制御をし、前記判定手段が前記交流電流の通電が再開したと判定すると前記位相検出手段が検出する前記交流電圧のゼロクロス近傍で前記双方向スイッチがオンになる制御をする制御手段と、
   を備えた電源装置。
2. 前記双方向スイッチはワイドバンドギャップ半導体を使用したＭＯＳＦＥＴ素子を有し、
   前記制御手段は前記ＭＯＳＦＥＴ素子のオンとオフを制御することにより前記双方向スイッチがオンになる制御とオフになる制御を切り替えることを特徴とする請求項１に記載の電源装置。
3. 交流電源から供給される交流電流を整流する整流回路と、
   前記交流電源から前記整流回路に流れる交流電圧の位相を検出する位相検出手段と、
   前記整流回路が整流した電流を平滑化して負荷側に供給する平滑コンデンサと、
   前記整流回路と前記負荷側を繋ぐ高圧側の配線に設けられ、ソースが前記整流側にドレインが前記負荷側に接続されたＰ型のＭＯＳＦＥＴ素子と、
   前記位相検出手段が検出した位相に基づいて前記交流電流の通電が停止したか否か及び前記交流電流の通電が再開したか否かを判定する判定手段と、
   前記判定手段が前記交流電流の通電が停止したと判定すると前記ＭＯＳＦＥＴ素子をオフになる制御をし、前記判定手段が前記交流電流の通電が再開したと判定すると前記位相検出手段が検出する前記交流電圧のゼロクロス近傍で前記ＭＯＳＦＥＴ素子がオンになる制御をする制御手段と、
   を備えた電源装置。
4. 交流電源から供給される交流電流を整流する整流回路と、
   前記交流電源から前記整流回路に流れる前記交流電流の位相を検出する位相検出手段と、
   前記整流回路が整流した電流を平滑化して負荷側に供給する平滑コンデンサと、
   前記整流回路と前記負荷側を繋ぐ低圧側の配線に設けられ、ソースが前記整流側にドレインが前記負荷側に接続されたＮ型のＭＯＳＦＥＴ素子と、
   前記位相検出手段が検出した位相に基づいて前記交流電流の通電が停止したか否か及び前記交流電流の通電が再開したか否かを判定する判定手段と、
   前記判定手段が前記交流電流の通電が停止したと判定すると前記ＭＯＳＦＥＴ素子をオフになる制御をし、前記判定手段が前記交流電流の通電が再開したと判定すると前記位相検出手段が検出する前記交流電圧のゼロクロス近傍で前記ＭＯＳＦＥＴ素子がオンになる制御をする制御手段と、
   を備えた電源装置。
5. 前記ＭＯＳＦＥＴ素子はシリコンカーバイドを使用したＭＯＳＦＥＴ素子であることを特徴とする請求項２乃至４のいずれかに記載の電源装置。
6. 前記制御手段は、前記位相検出手段が前記交流電流のゼロクロスを検出すると前記ＭＯＳＦＥＴ素子を２５ｋＨｚ以上のキャリア周波数でスイッチングを開始することを特徴とする請求項５に記載の電源装置。
7. 前記制御手段は、前記ＭＯＳＦＥＴ素子を２５ｋＨｚ以上のキャリア周波数でスイッチングを開始した後、キャリア周波数を下げて２５ｋＨｚ未満にすることを特徴とする請求項６に記載の電源装置。
8. 前記平滑コンデンサの両端電圧を検出する電圧検出手段をさらに備え、
   前記電圧検出手段の検出値が上がると前記キャリア周波数を上げることを特徴とする請求６又は７に記載の電源装置。
9. 請求項１乃至８のいずれかに記載の電源装置と、
   前記電源装置が変換した直流電流を交流電流に変換するインバータと、
   前記インバータが変換した交流電流により駆動されるモータと、
   を備えたことを特徴とする空気調和装置。

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