WO2017022693A1 - ３レベルチョッパ装置 - Google Patents

３レベルチョッパ装置 Download PDF

Info

Publication number
WO2017022693A1
WO2017022693A1 PCT/JP2016/072428 JP2016072428W WO2017022693A1 WO 2017022693 A1 WO2017022693 A1 WO 2017022693A1 JP 2016072428 W JP2016072428 W JP 2016072428W WO 2017022693 A1 WO2017022693 A1 WO 2017022693A1
Authority
WO
WIPO (PCT)
Prior art keywords
switch
capacitor
resistor
diode
circuit
Prior art date
Application number
PCT/JP2016/072428
Other languages
English (en)
French (fr)
Inventor
源宜 窪内
阿部　康
Original Assignee
富士電機株式会社
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by 富士電機株式会社 filed Critical 富士電機株式会社
Publication of WO2017022693A1 publication Critical patent/WO2017022693A1/ja

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/02—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac
    • H02M3/04—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/10—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M3/145—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/155—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only

Definitions

  • the present invention relates to a three-level chopper device that converts an input DC voltage into a three-level DC voltage, and more particularly to a device that protects a capacitor from being overvoltage when a three-level chopper device fails.
  • FIG. 25 shows a circuit configuration of a conventional three-level chopper device known from Patent Document 1 and the like. *
  • a reactor L1 and switches S1 and S2 composed of semiconductor switch elements such as transistors are connected in series to a DC power source E.
  • a series circuit of a diode D1 and a capacitor C1 is connected to both ends of the switch S1, and a series circuit of a capacitor C2 and a diode D2 is connected to both ends of the switch S2.
  • a three-level DC voltage is extracted from the output terminals Po and No at both ends of the capacitors C1 and C2 connected in series and the intermediate output terminal Mo at the intermediate connection point. This voltage is applied to a load 9 including a three-level inverter 91 and an electric motor 92.
  • the three-level inverter 91 of the load 9 may be a normal two-level inverter 91a as shown in FIG. In this case, it is not necessary to connect the intermediate output terminal Mo and the load 9. *
  • Such a chopper device turns on the switches S1 and S2, accumulates energy in the reactor, then turns off the switch S2, and turns on only the switch S1. Thereby, the energy of DC power supply E and reactor L1 is charged to capacitor C2 through the path of reactor L1, switch S1, capacitor C2, and diode D2.
  • the switches S1 and S2 are turned on to store energy in the reactor L1, and then the switch S1 is turned off and only the switch S2 is turned on, and the DC power source E, the reactor L1, the diode D1, the capacitor C1, and the switch S2 , The energy of the DC power supply E and the reactor L1 is charged into the capacitor C1, and the load 9 is fed from the capacitors C1 and C2.
  • the switches S1 and S2 constituted by the semiconductor switch elements of the chopper device are disconnected (off), or the semiconductor switch element of the inverter of the subsequent load 9 is disconnected (off).
  • protection is performed by preventing current from flowing through the load.
  • the load 9 is disconnected from the chopper device by disconnecting the semiconductor switch element of the subsequent inverter 91, and the chopper device The other switch S2 is disconnected.
  • This state is equivalent to a circuit as shown in FIG. 26, and is connected to the reactor L1 and the capacitor on one side as shown by the dotted line A from the DC power source E via the switch S1 closed (turned on) due to a failure.
  • a series resonance current due to C2 flows. This current cannot be controlled because the switch S1 has a short circuit fault. For this reason, the capacitor C2 is charged to a voltage higher than the voltage of the DC power supply E, and becomes an overvoltage. For this reason, the capacitors C1 and C2 need to have a high withstand voltage specification that can withstand a voltage much higher than that during normal operation. This causes a problem that the price of the three-level chopper device becomes expensive. *
  • the capacitor C1 is connected via the diode D1 and the switch S1, which are short-circuited due to the failure, as shown in FIG.
  • the capacitor C1 is burned out due to the short-circuit and a short-circuit current as indicated by a dotted arrow B flows through the capacitor C1.
  • JP 2013-038922 A Japanese Patent No. 4886562
  • the present invention prevents the capacitor charging voltage from becoming an overvoltage even if a short circuit failure occurs in the semiconductor switch element or the like of the three-level chopper device.
  • Another object of the present invention is to provide a three-level chopper device that can reduce the price of the device by preventing the capacitor from being burned out by overcurrent.
  • the invention of claim 1 is a switch series circuit configured by connecting a DC power source, a reactor, and a first switch and a second switch, each of which is controlled in switching, in series,
  • a capacitor series circuit configured by connecting a first capacitor and a second capacitor in series; a first diode and a second diode; and both ends of the switch series circuit at least at one end thereof
  • the capacitor series circuit is connected in parallel to the DC power supply via the reactor, and the capacitor series circuit is connected in parallel to both ends of the switch series circuit via the first diode and the second diode, respectively.
  • An intermediate circuit for connecting the intermediate point and the intermediate point of the capacitor series circuit is provided, and switching of the switch series circuit is performed.
  • any one of the switch series circuit, the intermediate circuit, or the capacitor series circuit is turned on during normal operation.
  • a protective switch that is turned off when a failure occurs is inserted and connected in series.
  • the intermediate circuit includes an IGBT (Insulated Gate Bipolar Transistor), a MOSFET (Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor), and a semiconductor switch element such as a bipolar transistor and a diode.
  • IGBT Insulated Gate Bipolar Transistor
  • MOSFET Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor
  • semiconductor switch element such as a bipolar transistor and a diode.
  • the present invention is characterized by comprising a protection switch constituted by a bidirectional switch constituted by two anti-parallel connected switch circuits. *
  • the diode constituting the bidirectional switch is a silicon (Si) diode.
  • the diode constituting the bidirectional switch is a silicon carbide (SiC) diode.
  • the diode constituting the bidirectional switch is a diode in which a silicon (Si) diode and a silicon carbide (SiC) diode are connected in parallel. is there. *
  • the intermediate circuit includes a protection switch configured with a bidirectional switch configured by connecting two reverse blocking IGBTs (Insulated Gate Bipolar Transistors) in reverse parallel. It is characterized by this. *
  • the intermediate circuit is a protection switch configured with a bidirectional switch configured by connecting two MOSFETs (Metal-Oxide-Semiconductor-Field-Effect-Transistor) in reverse series. It is characterized by providing.
  • MOSFETs Metal-Oxide-Semiconductor-Field-Effect-Transistor
  • a resistor is connected in parallel to the bidirectional switch.
  • the invention of claim 9 is the invention of claim 8, in which the resistance value of the resistor connected in parallel to the two switches is R, the inductance of the reactor is L, and the smaller of the first capacitor and the second capacitor When the capacitance of C is C, the resistance value R of the resistor is expressed by the following equation.
  • the invention according to claim 10 is the invention according to claim 1, wherein the switch series circuit includes a third switch and a fourth switch in which the first switch and the second switch are respectively connected in series. A protection switch is provided. *
  • the invention of claim 11 is the invention of claim 10, wherein a first resistor is connected in parallel to the third switch constituting the protection switch, and a second resistor is connected in parallel to the fourth switch. It is characterized by. *
  • the invention of claim 12 is the invention of claim 11, wherein the inductance of the reactor is L, the capacitance of the first capacitor is C1, the capacitance of the second capacitor is C2, and the resistance value of the first resistor is When the resistance value of R1 and the second resistor is R2, the resistance value R1 of the first resistor and the resistance value R2 of the second resistor are expressed by the following equations.
  • the third and fourth switches are semiconductor switch elements, respectively, and the third diode and the fourth diode are reversed in the third and fourth switches, respectively.
  • a third resistor is connected in parallel, and a third resistor is connected in parallel between the connection point of the first switch and the third switch, and the connection point of the second switch and the fourth switch. It is. *
  • the invention of claim 14 is the invention of claim 13, wherein the resistance value of the third resistor is R3, the inductance of the reactor is L, and the smaller capacitance of the first capacitor and the second capacitor is C. Then, the resistance value R3 of the third resistor is expressed by the following equation.
  • the capacitor series circuit includes a fifth switch connected in series to a first capacitor and a protection switch including a fourth resistor connected in parallel thereto, A sixth switch connected in series to the second capacitor and a protection switch including a fifth resistor connected in parallel to the sixth switch are provided.
  • the invention of claim 16 is the invention of claim 15, wherein the inductance of the reactor is L, the capacitance of the first capacitor is C1, the capacitance of the second capacitor is C2, and the resistance value of the fourth resistor is When the resistance value of R4 and the fifth resistor is R5, the resistance value R4 of the fourth resistor and the resistance value R5 of the fifth resistor are expressed by the following equations.
  • a seventh switch connected in series to the first diode, a sixth resistor connected in parallel thereto, and a second switch connected in series to the second diode. 8 switches and a seventh resistor connected in parallel thereto.
  • the invention of claim 18 is the invention of claim 17, wherein the inductance of the reactor is L, the capacitance of the first capacitor is C1, the capacitance of the second capacitor is C2, and the resistance value of the sixth resistor is R6, where the resistance value of the seventh resistor is R7, the resistance value R6 of the sixth resistor and the resistance value R7 of the second resistor are expressed by the following equations.
  • the protection switch is inserted and connected in series to any one of the switch series circuit, the intermediate circuit, or the capacitor series circuit in the three-level chopper device, and the first and second switches in the three-level chopper device or the first
  • the first or second capacitor is charged through the reactor via the failed first or second switch by turning off the protection switch. Since the circuit or the circuit for discharging the first or second capacitor is cut off, the capacitor overvoltage charging and overcurrent discharging at the time of a short-circuit failure of the first and second switches and the first and second diodes Can be prevented.
  • the equivalent circuit diagram which shows the operation state at the time of the short circuit failure of the 1st switch of 1st Example of this invention The equivalent circuit diagram which shows the operation state at the time of the short circuit failure of the 1st switch and 1st diode of 1st Example of the chopper apparatus of this invention.
  • the circuit block diagram which shows the 2nd Example of the chopper apparatus of this invention The circuit block diagram which shows the 3rd Example of the chopper apparatus of this invention.
  • the equivalent circuit diagram which shows the operation state at the time of failure of the 1st switch in the 5th Example of the chopper apparatus of this invention The equivalent circuit diagram which shows the operation state at the time of failure of the 1st switch and 1st diode in 5th Example of the chopper apparatus of this invention.
  • the circuit block diagram which shows the 6th Example of the chopper apparatus of this invention The equivalent circuit diagram which shows the 1st operation state at the time of failure of the 1st switch in the 6th Example of the chopper apparatus of this invention.
  • the equivalent circuit diagram which shows the 2nd operation state at the time of failure of the 1st switch in the 6th Example of the chopper apparatus of this invention The circuit block diagram which shows the 7th Example of the chopper apparatus of this invention.
  • the equivalent circuit diagram which shows the operation state at the time of failure of the 1st switch in the 7th Example of the chopper apparatus of this invention The circuit block diagram which shows the 8th Example of the chopper apparatus of this invention.
  • the equivalent circuit diagram which shows the operation state at the time of failure of the 1st switch in the 8th Example of the chopper apparatus of this invention The circuit block diagram which shows the 9th Example of the chopper apparatus of this invention.
  • the block diagram of the protection switch in the 10th Example of the chopper apparatus of this invention The circuit block diagram which shows the conventional chopper apparatus.
  • the equivalent circuit diagram which shows the operation state at the time of failure of the 1st switch of the conventional chopper apparatus.
  • FIG. 1 shows a circuit configuration of a first embodiment of the three-level chopper device of the present invention. *
  • the three-level chopper device of the first embodiment converts the voltage VE of the DC power source E into three levels of DC voltage and outputs it from the high potential output terminal Po, the intermediate potential output terminal Mo, and the low potential output terminal No. This is a chopper device.
  • a first switch S1 and a second switch S2 each composed of a semiconductor switch element such as a transistor via a reactor L1 in series between a positive electrode P and a negative electrode N of a DC power source E. are connected in parallel.
  • the reactor L1 is connected only to the positive electrode P side of the DC power supply, but this reactor may be connected as the reactor L2 to the negative electrode N side as shown in FIG. As shown in 2 (b), reactors L1 and L2 may be connected to both sides of the positive electrode P and the negative electrode N, respectively.
  • the two reactors L1 and L2 can be magnetically coupled.
  • a capacitor series circuit CC configured by connecting two capacitors C1 and C2 in series is connected in parallel to both ends of the switch series circuit SC via diodes D1 and D2, respectively.
  • the intermediate circuit MC connecting the intermediate connection point SM where the two switches S1 and S2 of the switch series circuit SC are connected to each other and the intermediate connection point CM where the two capacitors C1 and C2 of the capacitor series circuit CC are connected to each other is intermediate.
  • a protection switch MS is inserted and connected in series. *
  • This protective switch MS is a bidirectional current passing device composed of a switch constituted by a mechanical switching contact or a semiconductor bidirectional switch constituted by connecting two semiconductor switch elements in antiparallel or antiseries. It is a switch that can control the flow.
  • a load 9 constituted by a three-level inverter 91 and an electric motor 92 is connected to the output terminals Po, No and the intermediate output terminal Mo at both ends of the capacitor series circuit CC.
  • the protection switch MS is turned on during normal operation. Then, when the two switches S1 and S2 are both turned on, current flows from the DC power source or E to the reactor L1 through the switches S1 and S2, as indicated by a dotted arrow A, as shown in FIG. Energy is stored in reactor L1.
  • the inverter in the load 9 is not limited to the illustrated three-level inverter 91 but may be a normal two-level inverter.
  • the chopper device can also convert a DC voltage by the following operation. *
  • the lower switch S2 is turned on to shift to the state shown in FIG. In the state of FIG. 5, as indicated by the dotted arrow A, one capacitor C1 is charged by the current flowing through the path of DC power supply E-reactor L1-diode D1-capacitor C1-protection switch MS-switch S2-DC power supply E. . *
  • the switch S2 is turned off to return to the state in which the capacitors C1 and C2 in FIG. 6 are charged. Further, the upper switch S1 is turned on and the DC power supply E ⁇ is turned on as shown by the dotted arrow A in FIG. Reactor L1-switch S1-protection switch MS-capacitor C2-diode D2-capacitor C2 is charged through the path of DC power supply E. By controlling ON / OFF of the switches S1 and S2 and repeating this, the voltage charged in the capacitors C1 and C2 can be adjusted. *
  • the switching of the current path in FIGS. 3 to 5 can be performed only by turning off the switch S1 while the protection switch MS is on, and the current path is not changed even if the protection switch MS is switched in the state of FIG. Further, if the switch S1 is turned off while the protection switch MS is turned off from the current path in FIG. 3, the path becomes the same as that in FIG. *
  • FIG. 9 shows a second embodiment of the present invention.
  • diodes are respectively used as protective switches MS inserted in the intermediate circuit MC connecting the intermediate points of the switch series circuit SC and the capacitor series circuit CC of the three-level chopper device.
  • the protection switch MS1 is a bidirectional switch configured by connecting two IGBTs (Insulated Gate Bipolar Transistors) T11 and T12 connected in antiparallel to D11 and D12 in reverse series. Other configurations are the same as those of the first embodiment. *
  • the bidirectional switch used for the protection switch MS1 is configured by connecting two IGBTs T11 and T12 in which diodes D11 and D12 are connected in series in the forward direction, respectively, in reverse parallel connection. You can also *
  • the IGBTs T11 and T12 of the protection switch MS1 are turned on (a state in which an on signal is applied to the gate) and both are turned on. Then, by switching on and off the switches S1 and S2 of the switch series circuit SC, a DC voltage can be converted as in the first embodiment.
  • the circuit shown in FIG. 4 is equivalent.
  • the IGBT T12 of the protection switch MS1 is in the forward direction and needs to be turned on so that a current flows.
  • the reverse bias IGBT T11 is turned off because the current flows through the diode D11. May be.
  • the mode in which both the switches S1 and S2 are turned on or off is in the state shown in FIGS. 3 and 6, and no current flows through the protection switch MS1.
  • the two IGBTs T11 and T12 of the protection switch MS1 may be turned off by turning off the gates.
  • the gates of the two IGBTs T11 and T12 of the protection switch MS1 are turned off during a period in which no current flows through the protection switch MS1 during the normal operation of the chopper device, thereby charging the gates of the IGBTs T11 and T12 of the protection switch MS1. Can be prevented from being accumulated.
  • the gates of the IGBTs T11 and T12 are turned off, if the switch S1 and S2 are switched on and off after an appropriate switching time, the chopper operation is not affected. *
  • Si-pn diodes silicon PN junction diodes formed of a silicon base material as the diodes D11 and D12 makes it inexpensive and realizes low loss.
  • Si-pn diodes silicon PN junction diodes
  • the reverse bias is about several volts, which is about the saturation voltage of the IGBTs T11 and T12, and since no bias is applied in the steady state after the transient response is completed, almost no reverse recovery loss occurs.
  • SiC-SB diode a SiC Schottky barrier diode formed of a silicon carbide (SiC) base material
  • SiC silicon carbide
  • the forward recovery voltage can be made smaller than when a Si-pn diode is used. Thereby, a voltage ripple becomes small and a noise can be made small.
  • the switching operation of the current path of FIG. 4 ⁇ FIG. 6 ⁇ FIG. 5 ⁇ FIG. 6 is repeated, when the switches 1 and 2 are turned off, the current flowing through the bidirectional switch instantaneously commutates in the opposite direction.
  • the diodes D12 and D11 which are reversely biased and no current flows, are instantaneously forward-biased but current flows. Further, when the switches 1 and 2 are turned on, the diodes D11 and D12 conduct from a state in which no bias is applied.
  • the diodes D11 and D12 are configured such that a SiC-SB diode and a Si-pn diode are arranged in parallel, the forward recovery voltage and the on-voltage are low, that is, low noise and low loss can be achieved.
  • the protection switch MS1 is constituted by a MOSFET (Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor) or a bipolar transistor instead of an IGBT, the same operation is performed and the same effect can be obtained.
  • MOSFET Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor
  • FIG. 10 shows a third embodiment of the present invention.
  • two reverse blocking IGBTs T21 and T22 are used as protective switches to be inserted into the intermediate circuit MC connecting the intermediate point of the switch series circuit SC and the intermediate point of the capacitor series circuit CC in the three-level chopper device.
  • a protection switch MS2 configured in reverse parallel connection is used.
  • Other configurations are the same as those of the other embodiments. *
  • the protection switch MS1 when the protection switch MS1 is turned on, current always flows through two elements, that is, one IGBT and the other diode.
  • the protection switch MS2 of the third embodiment has two reverse blocking functions. Since the IGBTs T21 and T22 having functions are connected in reverse parallel, the current flows through only one element, so that the loss can be reduced. *
  • the intermediate point of the switch series circuit SC and the intermediate point of the capacitor series circuit CC are connected.
  • the operation mode is such that a current flows through the intermediate circuit MC. That is, in the operation mode shown in FIGS. 3 and 5, the reverse blocking IGBTs T22 and T21 of the protection switch MS2 need to be turned on when the forward bias is applied. However, when the reverse bias is applied, the reverse blocking IGBTs T22 and T21 may be turned off by turning off the gate.
  • the reverse blocking IGBT T22 that is the forward bias of the protection switch MS2 is turned on by turning on the gate, and the reverse bias The reverse-blocking IGBT T21 is turned off by turning off the gate.
  • the reverse blocking IGBT T21 that is the forward bias of the protection switch MS2 is turned on by turning on the gate to be reverse biased.
  • the reverse blocking IGBT T22 is turned off by turning off the gate.
  • the two reverse blocking IGBTs T21 and T22 of the protection switch MS2 are preferably turned off and turned off. Even during normal operation, when the reverse blocking IGBTs T21 and T22 of the protection switch MS2 are turned off in a period that does not affect the chopper operation, charge is not accumulated at the gates of these elements. When the reverse blocking IGBTs T21 and T22 are turned off, if an appropriate switching time is provided from the switching of the switches S1 and S2, the operation of the chopper device can be eliminated. *
  • the reverse blocking IGBT T22 of the protection switch MS2 is turned off, and the intermediate circuit MC is disconnected.
  • the reverse blocking IGBT T21 that is reverse biased is more preferable than the gate off because the leakage current can be further reduced when the gate is turned on.
  • FIG. 11 shows a fourth embodiment of the present invention.
  • two MOSFETs T41 and T42 are connected in reverse series as protection switches to be inserted into an intermediate circuit MC that connects an intermediate point of the switch series circuit SC and an intermediate point of the capacitor series circuit CC in the three-level chopper device.
  • the protection switch MS4 configured as described above is used.
  • Other configurations are the same as those of the other embodiments. *
  • the MOSFETs T41 and T42 of the protection switch MS4 are both turned on to turn on the protection switch MS4.
  • the loss of the protection switch MS4 can be reduced if the forward biased MOSFET is turned on to allow current to flow, and the reverse biased MOSFET is also turned on and turned on to perform synchronous rectification.
  • a reverse-biased MOSFET is gated off, a current flows through the body diode of the MOSFET, but this is not preferable because loss increases.
  • the protection switch MS4 may be turned off by turning off the two MOSFETs T41 and T42. Even during normal operation, when the MOSFETs T41 and T42 of the protection switch MS4 are turned off in a period that does not affect the operation of the chopper device, charges are prevented from being accumulated in the gate. When the gates of the MOSFETs T41 and T42 are turned off, an appropriate switching time is provided from the switching of the switches S1 and S2 so as not to affect the operation of the chopper device. When the synchronous rectification function of the MOSFET is used, the number of diode elements can be reduced as compared with the case where the MOFET module in which the diodes are connected in antiparallel, and the apparatus can be configured at low cost. *
  • the protection switch MS4 turns off the MOSFETs T41 and T42 and turns off the intermediate circuit MC. At this time, in particular, the MOSFET that becomes the forward bias of the protection switch MS4 must be gated off to be in the off state. However, since both the MOSFETs T41 and T42 are gated off, the control becomes easy without any problem.
  • FIG. 12 shows a fifth embodiment of the present invention.
  • a resistor R5 is connected in parallel to a protection switch MS5 inserted in an intermediate circuit MC that connects an intermediate point of the switch series circuit SC and an intermediate point of the capacitor series circuit CC in the three-level chopper device.
  • Other configurations are the same as those of the other embodiments. *
  • the protection switch MS5 is configured by connecting anti-parallel IGBTs (T11, T12) and diodes (D11, D12) in anti-series, as in the protection switch MS1 of the embodiment shown in FIG. 9A. It consists of a bidirectional switch. As the diode of the bidirectional switch, a Si-pn diode, a SiC-SB diode, or both diodes can be used in parallel. *
  • the protection switch MS5 is turned on so that no current flows through the resistor R5.
  • the protection switch MS5 an example in which the protection switch MS1 of the second embodiment is used is shown. Therefore, control during normal operation is the same as in the second embodiment.
  • the resonance circuit indicated by the dotted arrow A is a damped oscillation circuit because it includes the resistor R5.
  • the resistance value of the resistor R5 is R
  • the inductance of the reactor L1 is L
  • the capacitance of the capacitor C2 is C
  • the resistance value R is the following equation (1)
  • the resonance circuit is a critically damped oscillation circuit. The vibration of the resonance circuit current is suppressed.
  • a resonance circuit turns into an overdamped resonance circuit and an oscillation current is further suppressed.
  • the resonance circuit becomes a critically damped oscillation circuit or an overdamped oscillation circuit in this way, the value reached by the voltage of the capacitor C2 is the voltage VE of the DC power source E, and does not exceed the voltage VE. Is prevented.
  • the inductance L is the sum of the self-inductance and mutual inductance of the reactor.
  • the two capacitors C1 and C2 of the capacitor series circuit CC are normally used with the same capacity, but when the capacitors with different capacities are used, the resistance value of the resistor R5 is obtained using the smaller capacity value C. If R is expressed by the following equation, the LC series resonance circuit formed can be a critically damped oscillating circuit or an overdamped oscillating circuit regardless of which of the switches S1 and S2 becomes abnormal.
  • the LC resonance current flowing through the capacitor C2 through the short-circuited switch S1 indicated by the dotted arrow A is limited by the resistor R5, thereby preventing the voltage of the capacitor C2 from becoming an overvoltage.
  • a charging / discharging current flows to the capacitor C1 through the path indicated by the dotted arrow B through the short-circuited diode D1, but since the voltage of the capacitor C1 is limited by the voltage of the resistor R5, an overvoltage is prevented.
  • the discharge current flowing through the discharge path indicated by the dotted arrow C via the short-circuited diode D1 is also limited by the resistor R5, it is possible to prevent the capacitor C1 from being burned out by overcurrent.
  • FIG. 15 shows a sixth embodiment of the present invention.
  • each switch S1, S2 is a semiconductor switch element for protection (hereinafter referred to as protection switch) SS1 and SS2 connected in series to S2.
  • protection switch a semiconductor switch element for protection
  • an IGBT or a MOSFET can be used alone, and the parallel connection of diodes can be omitted.
  • the protection switch MS is provided in the intermediate circuit MC as in the first embodiment or the like, the two switch elements configured by IGBTs or MOSFETs are added to the current flow path during normal operation, whereas this According to the sixth embodiment, since only one switch element is added to the current flow path, the conduction loss can be suppressed as compared with the second embodiment in which the bidirectional switch is provided, so that the efficiency of the chopper device is increased. Can do. *
  • the main switches S1 and S2 and the protection switches SS1 and SS2 may be connected in any order regardless of the serial connection order.
  • FIG. 18 shows the seventh embodiment of the present invention.
  • resistors R71 and R72 are connected in parallel to the protection switches SS1 and SS2 connected in series to the main switches S1 and S2 for controlling the on / off of the switch series circuit SC in the sixth embodiment, respectively. It is.
  • Other configurations are the same as those of the other embodiments such as the sixth embodiment. *
  • the operation of the protection switches SS1 and SS2 in the chopper device of the seventh embodiment is the same as that of the chopper device of the sixth embodiment.
  • the protection switches SS1 and SS2 are turned on and the resistors R71 and R72 are short-circuited, so that no current flows through the resistors R71 and R72.
  • a charging current as indicated by a dotted arrow A flows through the capacitor C2 via the switch S1, the resistor R71, and the intermediate circuit MC that are short-circuited.
  • This charging current by the energy of the DC power supply E and the reactor L1 becomes an LC series resonance current, but becomes a damped oscillation current because the resistor R71 is included in the charging path.
  • the resistance value R of the resistor R71 is selected to be a value as shown in the equation (1) or (2), so that the oscillating current flowing in the capacitor C2 is limited or damped. Since the charging voltage of the capacitor C2 can be suppressed to the voltage VE of the DC power source E, it is possible to prevent the capacitor C2 from becoming an overvoltage.
  • the resistor R71 prevents the capacitors C1 and C2 from being burned out due to overcurrent and overvoltage breakdown as in the fifth embodiment. Can do. *
  • the order of connection between the main switches S1 and S2 and the protection switches SS1 and SS2 does not matter, so the connections may be made in any order.
  • FIG. 20 shows an eighth embodiment of the present invention.
  • diodes D81 and D82 are connected in reverse parallel to the protection switches SS1 and SS2 connected in series to the main switches S1 and S2 of the switch series circuit SC in the seventh embodiment, and the switch S1 and the protection switch are connected.
  • a resistor R8 is connected between a connection point with SS1 and a connection point between the switch S2 and the protection switch SS2.
  • Other configurations are the same as those of the other embodiments such as the seventh embodiment. *
  • the protection switches SS1 and SS2 in the eighth embodiment operate in the same manner as in the seventh embodiment. That is, during normal operation of the chopper device, the protection switches SS1 and SS2 are both turned on, and the resistor R8 and the diodes D81 and D82 are short-circuited, so that no current flows through them. *
  • the resistance value R of the resistor R8 is selected to be a value as shown in the equations (1) and (2) as in the case of the fifth embodiment, so that the oscillating current flowing through the capacitor C2
  • the overdamped oscillation current can be obtained, the charging voltage of the capacitor C2 can be suppressed to the voltage VE of the DC power source E, and the capacitor C2 can be prevented from becoming overvoltage.
  • the resistor R8 prevents the capacitors C1 and C2 from being burned or overvoltage destroyed by the resistor R8 as in the fifth embodiment. Can do. *
  • the diodes D81 and D82 are turned on only when the protection switches SS1 and SS2 are turned off when the switch S1 or the like is broken down. During normal operation, a large reverse bias is not applied and the reverse recovery loss occurs because the switches are not turned on. Since it does not exist, an inexpensive Si-pn diode may be used.
  • FIG. 22 shows a ninth embodiment of the present invention.
  • a parallel circuit of a protection switch SS1 and a resistor R71 and a parallel circuit of a protection switch SS2 and a resistor R72 are connected in series with main switches S1 and S2 for controlling on / off of the switch series circuit SC as in the seventh embodiment.
  • a parallel circuit of the protection switch CS1 and the resistor R91 and a parallel circuit of the protection switch CS2 and the resistor R92 are provided in the capacitor series circuit CC.
  • Other configurations are the same as those of the other embodiments such as the seventh embodiment.
  • the protection switches CS1 and CS2 need to be bidirectional switches, and the configuration and on / off control of the switches are the same as those seen in the protection switches MS of the second, third, and fourth embodiments. Is necessary.
  • the protection switches CS1 and CS2 of the capacitor series circuit CC are turned on and the resistors R91 and R92 are short-circuited, so that the switch series circuit SC of the ninth embodiment is similar to the other embodiments.
  • a DC voltage conversion operation is performed by switching on and off the switches S1 and S2.
  • the resistance value R of the resistor R92 is selected to be a value as shown in the formula (1) or (2), so that the oscillating current flowing in the capacitor C2 is limited or damped. Since the charging voltage of the capacitor C2 can be suppressed to the voltage VE of the DC power source E, it is possible to prevent the capacitor C2 from becoming an overvoltage.
  • the switch S1 and the diode D1 of the switch series circuit SC of the chopper device cause a short circuit failure
  • the switch S2 and the protection switches CS1 and CS2 are immediately turned off, and the resistor R91 is connected to the charge / discharge path of the capacitors C1 and C2. , R92 are inserted.
  • a path through which a current flows from the power supply is a path of DC power supply E-reactor L1-short-circuited switch S1-resistor R92-capacitor C2-diode D2-DC power supply E.
  • the voltage of the capacitor C2 is changed to the voltage of the DC power supply E by selecting the resistance value R of R92 to a value as shown in the equation (1) or (2). It can be suppressed to VE. Further, since the discharge current of the capacitor C1 is limited by the resistor R91, the risk of burning due to an excessive discharge current can be reduced.
  • the order of connection between the capacitors C1 and C2, the protection switch CS1 and the parallel circuit of the resistor R91, and the parallel circuit of CS2 and R92 is not limited, and may be connected in any order.
  • FIG. 23 shows a tenth embodiment of the present invention.
  • a parallel circuit of a protection switch SS1 and a resistor R71 and a parallel circuit of a protection switch SS2 and a resistor R72 are connected in series with main switches S1 and S2 for controlling on / off of the switch series circuit SC.
  • a parallel circuit of a protection switch DS1 and a resistor R101 and a parallel circuit of a protection switch DS2 and a resistor R102 are provided in series with each of the diodes D1 and D2.
  • Other configurations are the same as those of the other embodiments such as the seventh embodiment.
  • the protection switches DS1 and DS2 do not have to be bidirectional switches, as long as the current can flow in the direction in which the diodes D1 and D2 are conductive when the switches are turned on. *
  • the protection switches DS1 and DS2 include a reverse blocking type IGBTTS 24 and a diode D24 and a semiconductor switch S25 made of a MOSFET, an IGBT, or the like as shown in FIG. Can be connected and configured. *
  • the protection switches DS1 and DS2 are turned on and the resistors R101 and R102 are short-circuited.
  • the DC voltage conversion operation can be performed by switching and controlling the ON / OFF operation of the switches S1 and S2 of the switch series circuit SC.
  • the resistance value R of the resistor R102 is selected to be a value as shown in the formula (1) or (2), so that the oscillating current flowing in the capacitor C2 is limited or damped. Since the charging voltage of the capacitor C2 can be suppressed to the voltage VE of the DC power source E, it is possible to prevent the capacitor C2 from becoming an overvoltage.
  • the discharge of the capacitor C1 has a rectifying action when the protective switch DS1 is formed of a series connection of a diode and a semiconductor switch, so that the discharge current is limited by the resistor R101, thereby preventing burnout due to overcurrent.
  • the protection switch DS1 is formed of a reverse blocking IGBT, the leakage current is reduced by turning on the gate of the protection switch DS1.
  • the protection switch DS1 has a bidirectional switch configuration, the protection switch DS1 is turned off so as to discharge through the resistor R101.
  • the order in which the diodes D1 and D2, the protection switch DS1 and the resistor R101 are connected in parallel, and the protection switch DS2 and the resistor R102 in parallel is not limited.

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Dc-Dc Converters (AREA)

Abstract

【課題】３レベルチョッパ装置の半導体スイッチ素子等に短絡故障が発生しても、コンデンサの充電電圧が過電圧となることがなく、また、コンデンサが過電流によって焼損することがないようにして、装置の価格を低減することのできる３レベルチョッパ装置を提供する。　【解決手段】３レベルチョッパ装置の第１のスイッチと第２のスイッチとを直列接続して構成されたスイッチ直列回路と、第１のコンデンサと第２のコンデンサとを直列接続して構成して構成したコンデンサ直列回路と、前記スイッチ直列回路の中間点とコンデンサ直列回路の中間点を接続する中間回路の何れかに、通常運転時はオンにされ、故障時にはオフにされる保護スイッチを直列に挿入接続する。

Description

３レベルチョッパ装置
この発明は、入力の直流電圧を３レベルの直流電圧に変換する３レベルチョッパ装置、特に３レベルチョッパ装置の故障時にコンデンサが過電圧にならないように保護する装置に関する。
特許文献１等により知られている従来の３レベルチョッパ装置の回路構成を図２５に示す。　
　この従来の３レベル昇圧チョッパ装置は、図２５（ａ）に示すように、直流電源Ｅに、リアクトルＬ１と、トランジスタ等の半導体スイッチ素子で構成したスイッチＳ１、Ｓ２を直列に接続する。そして、スイッチＳ１の両端にダイオードＤ１とコンデンサＣ１との直列回路を接続し、スイッチＳ２の両端にコンデンサＣ２とダイオードＤ２との直列回路を接続する。直列接続されたコンデンサＣ１、Ｃ２の両端の出力端Ｐｏ、Ｎｏと、中間接続点の中間出力端Ｍｏから３レベルの直流電圧を取り出す。この電圧は、３レベルインバータ９１と電動機９２等を備えた負荷９に加えられる。
なお、負荷９の３レベルインバータ９１は、図２５（ｂ）に示すように、通常の２レベルインバータ９１ａであってもよい。この場合は、中間出力端Ｍｏと負荷９との接続は行う必要がない。　
このようなチョッパ装置は、スイッチＳ１、Ｓ２をオンにして、リアクトルにエネルギを蓄積し、次にスイッチＳ２をオフにし、スイッチＳ１のみをオンにする。これにより、リアクトルＬ１、スイッチＳ１、コンデンサＣ２、ダイオードＤ２の経路で、直流電源ＥおよびリアクトルＬ１のエネルギをコンデンサＣ２に充電する。　
次に、スイッチＳ１、Ｓ２をオンして、リアクトルＬ１にエネルギを蓄積したのち、スイッチＳ１をオフにし、スイッチＳ２だけをオンして、直流電源Ｅ、リアクトルＬ１、ダイオードＤ１、コンデンサＣ１、スイッチＳ２の経路で、直流電源Ｅ、リアクトルＬ１のエネルギをコンデンサＣ１に充電し、コンデンサＣ１、Ｃ２から負荷９に給電する。　
このようなチョッパ装置に故障が発生したときは、チョッパ装置の半導体スイッチ素子で構成したスイッチＳ１、Ｓ２を切断（オフ）したり、後段の負荷９のインバータの半導体スイッチ素子を切断（オフ）したりして、負荷に電流が流れないようにして保護を図るのが一般的である。しかし、例えば１つのスイッチＳ１が全導通となるような短絡故障を発生した場合、通常の対策として、後段のインバータ９１の半導体スイッチ素子を切断することにより負荷９をチョッパ装置から切り離すとともに、チョッパ装置のもう一方のスイッチＳ２を切断する操作を行う。　
この状態は、等価的には図２６に示すような回路となり、故障により閉じられた（オンとなった）スイッチＳ１を介して、直流電源Ｅから点線Ａで示すようにリアクトルＬ１と片側のコンデンサＣ２とによる直列共振電流が流れる。この電流は、スイッチＳ１が短絡故障を起こしているため、制御が不能となる。このため、コンデンサＣ２は、直流電源Ｅの電圧より高い電圧まで充電され、過電圧となる。このため、コンデンサＣ１、Ｃ２は、通常運転時の電圧よりずっと高い電圧に耐える高耐電圧仕様にしておく必要がある。これによって３レベルチョッパ装置の価格が高価となる問題が生じる。　
また、同時に、一方の、例えばダイオードＤ１が、同様に全導通となるような短絡故障を発生した場合は、図２７に示すように、故障により短絡したダイオードＤ１およびスイッチＳ１を介してコンデンサＣ１が短絡され、コンデンサＣ１に点線矢印Ｂで示すような短絡電流が流れるので、コンデンサＣ１がこの電流によって焼損する問題もある。
特開２０１３－０３８９２２号公報 特許第４８８６５６２号公報
この発明は、このような従来の３レベルチョッパ装置における問題を解決するために、３レベルチョッパ装置の半導体スイッチ素子等に短絡故障が発生しても、コンデンサの充電電圧が過電圧となることがなく、また、コンデンサが過電流によって焼損することがないようにして、装置の価格を低減することのできる３レベルチョッパ装置を提供することを課題とするものである。
前記の課題を解決するため、請求項１の発明は、直流電源と、リアクトルと、それぞれスイッチングが制御される第１のスイッチと第２のスイッチとを直列接続して構成したスイッチ直列回路と、第１のコンデンサと第２のコンデンサとを直列接続して構成して構成したコンデンサ直列回路と、第１のダイオードおよび第２のダイオードとを備え、前記スイッチ直列回路の両端を、少なくともその一端に前記リアクトルを介して前記直流電源に並列に接続し、前記スイッチ直列回路の両端にそれぞれ前記第１のダイオードおよび第２のダイオードを介して前記コンデンサ直列回路を並列接続するとともに、前記スイッチ直列回路の中間点と前記コンデンサ直列回路の中間点とを接続する中間回路を設け、前記スイッチ直列回路のスイッチングを制御して前記コンデンサ直列回路の両端および中間点から３レベルの直流出力を得るようにした３レベルチョッパ装置において、　前記スイッチ直列回路、中間回路またはコンデンサ直列回路の何れかに通常運転時にはオンにされ、故障時にはオフにされる保護スイッチを直列に挿入接続したことを特徴とするものである。　
請求項２の発明は、請求項１の発明において、前記中間回路が、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）、ＭＯＳＦＥＴ（Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor）およびバイポーラトランジスタ等の半導体スイッチ素子とダイオードを逆並列接続したスイッチ回路を２個逆直列接続して構成した双方向スイッチで構成された保護スイッチを備えることを特徴とするものである。　
請求項３の発明は、請求項２に記載の発明において、前記双方向スイッチを構成するダイオードをシリコン（Ｓｉ）ダイオードとしたことを特徴とするものである。　
請求項４の発明は、請求項２に記載の発明において、前記双方向スイッチを構成するダイオードを炭化珪素（ＳｉＣ）ダイオードとしたことを特徴とするものである。　
請求項５の発明は、請求項２の発明において、前記双方向スイッチを構成するダイオードをシリコン（Ｓｉ）ダイオードと炭化珪素（ＳｉＣ）ダイオードとを並列接続したダイオードとしたことを特徴とするものである。　
請求項６の発明は、請求項１の発明において、前記中間回路が、逆阻止型ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）を２個逆並列接続して構成した双方向スイッチで構成された保護スイッチを備えることを特徴とするものである。　
請求項７の発明は、請求項１の発明において、前記中間回路が、ＭＯＳＦＥＴ（Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor）を２個逆直列接続して構成した双方向スイッチで構成された保護スイッチを備えることを特徴とするものである。　
請求項８の発明は、請求項２～７の発明において、前記双方向スイッチに、抵抗を並列接続することを特徴とするものである。　
請求項９の発明は、請求項８の発明において、前記双方スイッチに並列接続する抵抗の抵抗値をＲとし、前記リアクトルのインダクタンスをＬとし、前記第１のコンデンサおよび第２のコンデンサの小さい方の容量をＣとしたとき、前記抵抗の抵抗値Ｒを、次式とすることを特徴とするものである。
Ｒ≧２×（２×Ｌ／Ｃ）1/2　
請求項１０の発明は、請求項１の発明において、前記スイッチ直列回路が、前記第１のスイッチおよび第２のスイッチがそれぞれに直列に接続された第３のスイッチおよび第４のスイッチにより構成した保護スイッチを備えることを特徴とするものである。　
請求項１１の発明は、請求項１０の発明において、前記保護スイッチを構成する前記第３のスイッチに第１の抵抗を並列接続し、前記第４のスイッチに第２の抵抗を並列接続したことを特徴とするものである。　
請求項１２の発明は、請求項１１の発明において、前記リアクトルのインダクタンスをＬ、前記第１のコンデンサの容量をＣ１、前記第２のコンデンサの容量をＣ２、前記第１の抵抗の抵抗値をＲ１、前記第２の抵抗の抵抗値をＲ２としたとき、前記第１の抵抗の抵抗値Ｒ１および前記第２の抵抗の抵抗値Ｒ２を、次式とすることを特徴とするものである。
Ｒ１≧２×（２×Ｌ／Ｃ２）1/2
Ｒ２≧２×（２×Ｌ／Ｃ１）1/2　
請求項１３の発明は、請求項１０の発明において、前記第３および第４のスイッチをそれぞれ半導体スイッチ素子とし、前記第３および第４のスイッチにそれぞれ第３のダイオードと第４のダイオードを逆並列接続し、前記第１のスイッチと第３のスイッチの接続点と、前記第２のスイッチと第４のスイッチの接続点との間に第３の抵抗を並列接続したことを特徴とするものである。　
請求項１４の発明は、請求項１３の発明において、前記第３の抵抗の抵抗値をＲ３、前記リアクトルのインダクタンスをＬ、前記第１のコンデンサおよび第２のコンデンサの小さい方の容量をＣとしたとき、前記前記第３の抵抗の抵抗値Ｒ３を、次式とすることを特徴とするものである。
Ｒ３≧２×（２×Ｌ／Ｃ）1/2　
請求項１５の発明は、請求項１の発明において、前記コンデンサ直列回路が、第１のコンデンサに直列接続した第５のスイッチとこれに並列に接続した第４の抵抗からなる保護スイッチと、前記第２のコンデンサに直列接続した第６のスイッチとこれに並列に接続した第５の抵抗からなる保護スイッチを備えることを特徴とするものである。　
請求項１６の発明は、請求項１５の発明において、前記リアクトルのインダクタンスをＬ、前記第１のコンデンサの容量をＣ１、前記第２のコンデンサの容量をＣ２、前記第４の抵抗の抵抗値をＲ４、前記第５の抵抗の抵抗値をＲ５としたとき、前記第４の抵抗の抵抗値Ｒ４および前記第５の抵抗の抵抗値Ｒ５を、次式とすることを特徴とするものである。
Ｒ４≧２×（２×Ｌ／Ｃ１）1/2
Ｒ５≧２×（２×Ｌ／Ｃ２）1/2　
請求項１７の発明は、請求項１の発明において、前記第１のダイオードに直列接続した第７のスイッチとこれに並列に接続した第６の抵抗と、前記第２のダイオードに直列接続した第８のスイッチとこれに並列に接続した第７の抵抗とを備えることを特徴とするものである。　
請求項１８の発明は、請求項１７の発明において、前記リアクトルのインダクタンスをＬ、前記第１のコンデンサの容量をＣ１、前記第２のコンデンサの容量をＣ２、前記第６の抵抗の抵抗値をＲ６、前記第７の抵抗の抵抗値をＲ７としたとき、前記第６の抵抗の抵抗値Ｒ６および前記第２の抵抗の抵抗値Ｒ７を、次式とすることを特徴とするものである。
Ｒ６≧２×（２×Ｌ／Ｃ１）1/2
Ｒ７≧２×（２×Ｌ／Ｃ２）1/2
この発明によれば、３レベルチョッパ装置におけるスイッチ直列回路、中間回路またはコンデンサ直列回路の何れかに保護スイッチを直列に挿入接続し、３レベルチョッパ装置における第１および第２のスイッチまたは、第１および第２のダイオードの何れかに短絡故障が生じたとき、前記保護スイッチをオフにすることにより、故障した第１または第２のスイッチを介して前記リアクトルを通して第１または第２コンデンサを充電する回路、あるいは第１または第２のコンデンサを放電する回路を遮断するようにしたので、第１および第２のスイッチならびに第１および第２のダイオードの短絡故障時におけるコンデンサの過電圧充電および過電流放電を防止することができる。
この発明のチョッパ装置の第１の実施例を示す回路構成図。 この発明のチョッパ装置の第１の実施例の変形例を示す回路構成図。 この発明のチョッパ装置の第１の実施例の通常動作時の第１動作モードを示す等価回路図。 この発明のチョッパ装置の第１の実施例の通常動作時の第２動作モードを示す等価回路図。 この発明のチョッパ装置の第１の実施例の通常動作時の第３動作モードを示す等価回路図。 この発明のチョッパ装置の第１の実施例の通常動作時の第４動作モードを示す等価回路図。 この発明の第１の実施例の第１スイッチの短絡故障時の動作状態を示す等価回路図。 この発明のチョッパ装置の第１の実施例の第１スイッチおよび第ダイオードの短絡故障時の動作状態を示す等価回路図。 この発明のチョッパ装置の第２の実施例を示す回路構成図。 この発明のチョッパ装置の第３の実施例を示す回路構成図。 この発明のチョッパ装置の第４の実施例を示す回路構成図。 この発明のチョッパ装置の第５の実施例を示す回路構成図。 この発明のチョッパ装置の第５の実施例における第１スイッチの故障時の動作状態を示す等価回路図。 この発明のチョッパ装置の第５の実施例における第１スイッチと第１ダイオードの故障時の動作状態を示す等価回路図。 この発明のチョッパ装置の第６の実施例を示す回路構成図。 この発明のチョッパ装置の第６の実施例における第１スイッチの故障時の第１の動作状態を示す等価回路図。 この発明のチョッパ装置の第６の実施例における第１スイッチの故障時の第２の動作状態を示す等価回路図。 この発明のチョッパ装置の第７の実施例を示す回路構成図。 この発明のチョッパ装置の第７の実施例における第１スイッチの故障時の動作状態を示す等価回路図。 この発明のチョッパ装置の第８の実施例を示す回路構成図。 この発明のチョッパ装置の第８の実施例における第１スイッチの故障時の動作状態を示す等価回路図。 この発明のチョッパ装置の第９の実施例を示す回路構成図。 この発明のチョッパ装置の第１０の実施例を示す回路構成図。 この発明のチョッパ装置の第１０の実施例における保護スイッチの構成図。 従来のチョッパ装置を示す回路構成図。 従来のチョッパ装置の第１のスイッチの故障時の動作状態を示す等価回路図。 従来のチョッパ装置の第１のスイッチおよび第１のダイオード故障時の動作状態を示す等価回路図。
この発明の実施の形態を図に示す実施例について説明する。
図１に、この発明の３レベルチョッパ装置の第１の実施例の回路構成を示す。　
この第１の実施例の３レベルチョッパ装置は、直流電源Ｅの電圧ＶＥを、３つのレベルの直流電圧に変換して高電位出力端Ｐｏ、中間電位出力端Ｍｏおよび低電位出力端Ｎｏから出力するチョッパ装置である。　
この発明の３レベルチョッパ装置においては、直流電源Ｅの正極Ｐと負極Ｎとの間に直列にリアクトルＬ１を介して、トランジスタ等の半導体スイッチ素子で構成された第１スイッチＳ１と第２スイッチＳ２を直列接続して構成したスイッチ直列回路ＳＣが並列に接続される。　
ここでは、直流電源の正極Ｐ側にだけにリアクトルＬ１が接続されているが、このリアクトルは、図２（ａ）に示すように、負極Ｎ側にリアクトルＬ２として接続しても、または、図２（ｂ）に示すように、正極Ｐおよび負極Ｎの両側にリアクトルＬ１、Ｌ２としてそれぞれ接続してもよい。リアクトルを直流電源Ｅの正極Ｐおよび負極Ｎの両側にそれぞれ接続する場合は、図２（ｃ）に示すように、２つのリアクトルＬ１、Ｌ２を磁気的に結合した構成とすることができる。　
スイッチ直列回路ＳＣの両端に、２つのコンデンサＣ１とＣ２を直列接続して構成したコンデンサ直列回路ＣＣが両端にそれぞれダイオードＤ１とＤ２を介して並列接続される。　
スイッチ直列回路ＳＣの２つのスイッチＳ１とＳ２が互いに接続された中間接続点ＳＭと、コンデンサ直列回路ＣＣの２つのコンデンサＣ１とＣ２が互いに接続された中間接続点ＣＭとを結ぶ中間回路ＭＣに中間保護スイッチＭＳが直列に挿入接続される。　
この保護スイッチＭＳは、機械的開閉接点で構成されたスイッチや、２個の半導体スイッチ素子を逆並列または逆直列に接続して構成された半導体双方向スイッチで構成した、双方向の電流の通流を制御することのできるスイッチである。　
コンデンサ直列回路ＣＣの両端の出力端Ｐｏ、Ｎｏと中間出力端Ｍｏに、３レベルインバータ９１と電動機９２とにより構成された負荷９を接続する。　
このようなチョッパ装置において、通常に運転するときは、保護スイッチＭＳはオンにする。そして、まず、２つのスイッチＳ１、Ｓ２を共にオンすると、図３に等価的に示すように、スイッチＳ１、Ｓ２を通して、点線矢印Ａで示すように直流電源かＥからリアクトルＬ１に電流が流れ、リアクトルＬ１にエネルギが蓄積される。　
次に、下段スイッチＳ２だけをオフにする。これにより、図４に点線矢印Ａで示すように、直流電源Ｅ－リアクトルＬ１－スイッチＳ１－保護スイッチＭＳ－コンデンサＣ２－ダイオードＤ２－直流電源Ｅの経路で電流が流れ、コンデンサＣ２が直流電源ＥとリアクトルＬ１のエネルギにより充電されるので、コンデンサＣ２は、直流電源Ｅの電圧ＶＥより高い所定の電圧まで充電される。　
引き続き、スイッチＳ２をオンにして、図３の状態に戻して、リアクトルＬ１にエネルギを蓄積したうえで、上段のスイッチＳ１をオフにする。これにより、今度は、図５に点線矢印Ａで示すように、直流電源Ｅ－リアクトルＬ１－ダイオードＤ１－コンデンサＣ１－保護スイッチＭＳ－スイッチＳ２－直流電源Ｅの経路で電流が流れ、直流電源ＥとリアクトルＬ１のエネルギによりコンデンサＣ１が直流電源Ｅの電圧ＶＥより高い所定の電圧まで充電される。　
これを繰り返すことにより、コンデンサＣ１、Ｃ２に充電する電圧を調整し、負荷９に出力端Ｐｏ、Ｍｏ、Ｎｏから３レベルの電圧、または出力端Ｐｏ、Ｎｏから２レベルの電圧を取り出することができる。このため、負荷９におけるインバータは、図示する３レベルインバータ９１だけでなく、通常の２レベルインバータであってもよいのである。　
また、このチョッパ装置は、次の動作によっても直流電圧の変換を行うことができる。　
まず、図６に示すように、２個のスイッチＳ１、Ｓ２を共にオフにし、点線矢印Ａで示すように、直流電源Ｅ－リアクトルＬ１－ダイオードＤ１－コンデンサＣ１－コンデンサＣ２－ダイオードＤ２－直流電源Ｅの経路で電流を流して、コンデンサＣ１、Ｃ２を充電する。　
次に、下段のスイッチＳ２をオンにして、図５に示す状態に移行する。図５の状態では、点線矢印Ａで示すように直流電源Ｅ－リアクトルＬ１－ダイオードＤ１－コンデンサＣ１－保護スイッチＭＳ－スイッチＳ２－直流電源Ｅの経路で流れる電流により、一方のコンデンサＣ１を充電する。　
この状態から、スイッチＳ２をオフにして、図６のコンデンサＣ１，Ｃ２を充電する状態に戻し、さらに、上段のスイッチＳ１をオンにして、図３に点線矢印Ａで示すように直流電源Ｅ－リアクトルＬ１－スイッチＳ１－保護スイッチＭＳ－コンデンサＣ２－ダイオードＤ２－直流電源Ｅの経路でコンデンサＣ２を充電する状態とする。スイッチＳ１、Ｓ２のオンオフを制御してこれを繰り返すことによって、コンデンサＣ１、Ｃ２に充電される電圧を調整することができる。　
このようなチョッパ装置に故障が発生し、例えば、スイッチＳ１が短絡破壊し、全導通状態となったときは、直ちに、もう一方のスイッチＳ２をオフにし、かつインバータ９１の動作を停止することにより、負荷９を切り離すとともに、保護スイッチＭＳをオフにする。　
この状態を等価的に示すと図７のようになる。この状態では、中間回路ＭＣの保護スイッチＭＳがオフしているので、点線矢印Ａで示すように、直流電源Ｅ－ダイオードＤ１－コンデンサＣ１－コンデンサＣ２－ダイオードＤ２－直流電源Ｅの経路で、リアクトルＬ１とコンデンサＣ１、Ｃ２との直列共振電流が流れ、この電流によってコンデンサＣ１、Ｃ２が充電されるようになる。このため、コンデンサＣ１、Ｃ２の充電電圧の和は、直流電源Ｅの電圧ＶＥより高くなる。しかし、２つのコンデンサＣ１、Ｃ２で電圧を分担するので、保護スイッチＭＳで中間回路ＭＣを切断しない従来の場合と比べて各コンデンサの電圧は低くなり、過電圧の危険性が低減されることになる。　
ここで、図８に示すように、短絡故障したスイッチＳ１側のダイオードＤ１が短絡破壊し全導通状態となる故障を発生しても、保護スイッチＭＳがオフして、中間回路ＭＣが切断されているので、コンデンサＣ１が短絡故障したダイオードＤ１およびスイッチＳ１によって短絡されることがなくなるので、コンデンサＣ１が短絡電流によって焼損されるのを防止することができる。　
なお、図４→図６→図５→図６のように電流経路の切換えを繰り返して通常動作している場合、スイッチＳ１、Ｓ２のオン、オフを切り換えて、電流経路を切り換える代わりに、保護スイッチＭＳによって電流経路を切り換えることでも同様の動作は可能である。　
すなわち、図４の電流経路から図６の電流経路への切り換えでは、保護スイッチＭＳを置いている場合、図４の状態からスイッチＳ１をオフする代わりに保護スイッチＭＳをオフにすれば、図６と同じ電流経路とすることが可能である。その後に電流が流れなくなったスイッチＳ１をオフにし、スイッチＳ２をオンにし、その状態で保護スイッチＭＳをオンにすると図５と同じ電流経路になる。図５の電流経路から図６の電流経路への切り換えは、保護スイッチＭＳをオフ、スイッチＳ２をオフにし、その後、スイッチＳ１をオンにし、保護スイッチＭＳをオンにする。　
しかし、スイッチＳ１がオフ、スイッチＳ２がオン、保護スイッチＭＳがオフの状態では、スイッチＳ１がコンデンサＣ１、Ｃ２両方の電圧を持ち、スイッチＳ１がオン、スイッチＳ２がオフ、保護スイッチＭＳがオフの状態では、スイッチＳ２がコンデンサＣ１、Ｃ２両方の電圧を持つようになる期間が現れるため、スイッチＳ１、Ｓ２に耐電圧を考慮する必要がある。　
また、図４→図３→図５→図３の電流経路切り換え動作を繰り返している場合は、保護スイッチＭＳによる切り換えは行えず、スイッチＳ１、２による切り換えで動かす必要がある。　
図３→図５の電流経路の切り換えは、保護スイッチＭＳがオンの状態でスイッチＳ１をオフすることでしか行えず図３の状態で保護スイッチＭＳを切り換えても電流経路は変化を受けない。また、図３の電流経路から保護スイッチＭＳをオフにした状態でスイッチＳ１をオフにすると経路は図６と同じになってしまう。　
以上では、スイッチＳ１とダイオードＤ１が短絡故障を発生した場合について説明したが、スイッチＳ２や、ダイオードＤ２が短絡故障を発生した場合も、同様に、保護スイッチＭＳを遮断（オフ）することによって、コンデンサの過電圧や、過電流による損傷を防止することができる。以下においても、スイッチＳ１とダイオードＤ１が短絡故障を発生した場合を例にして説明する。
図９は、この発明の第２の実施例を示すものである。この実施例２は、図９（ａ）に示すように、３レベルチョッパ装置のスイッチ直列回路ＳＣとコンデンサ直列回路ＣＣとの中間点を接続する中間回路ＭＣに挿入する保護スイッチＭＳとして、それぞれダイオードＤ１１、Ｄ１２を逆並列に接続した２個のＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）Ｔ１１、Ｔ１２を逆直列接続して構成した双方向スイッチを、保護スイッチＭＳ１に用いたものである。その他の構成は実施例１と同じである。　
なお、保護スイッチＭＳ１に用いる双方向スイッチは、図９（ｂ）に示すように、それぞれ、ダイオードＤ１１、Ｄ１２を順方向に直列接続した２個のＩＧＢＴ　Ｔ１１、Ｔ１２を逆並列接続して構成することもできる。　
チョッパ装置の通常動作時は、保護スイッチＭＳ１のＩＧＢＴ　Ｔ１１、Ｔ１２をゲートオン（ゲートにオン信号を加えた状態）にして、共にオン状態にする。そしてスイッチ直列回路ＳＣのスイッチＳ１、Ｓ２のオンオフを切換え制御することにより、実施例１と同様に、直流電圧を変換することができる。　
この場合、スイッチＳ１をオンにし、スイッチＳ２をオフにしてコンデンサＣ２を充電するモードのときは、等価的に図４の回
路となる。この状態のときは、保護スイッチＭＳ１のＩＧＢＴ　Ｔ１２は、順方向となるのでオンにして電流が流れるようにする必要があるが、逆バイアスとなるＩＧＢＴ　Ｔ１１は、電流がダイオードＤ１１を流れるのでオフにしてもよい。　
また、スイッチＳ１をオフにし、スイッチＳ２をオンにしてコンデンサＣ１を充電するモードのときは、等価的に図５の回路となる。この状態では、保護スイッチＭＳ１のＩＧＢＴ　Ｔ１１は、順方向となるのでゲートオンにして電流が流れるようにする必要があるが、逆バイアスとなるＩＧＢＴ　Ｔ１２は、電流がダイオードＤ１２を流れるのでオフにしてもよい。　
スイッチＳ１、Ｓ２が共にオンまたはオフになるモードは、図３および図６に示す状態となって保護スイッチＭＳ１には電流が流れない。この期間は、保護スイッチＭＳ１の２つのＩＧＢＴ　Ｔ１１およびＴ１２はゲートオフにしてオフ状態としておいてもよい。このようにチョッパ装置の通常動作時における保護スイッチＭＳ１に電流の流れない期間に、保護スイッチＭＳ１の２つのＩＧＢＴ　Ｔ１１およびＴ１２をゲートオフとすることにより、保護スイッチＭＳ１のＩＧＢＴ　Ｔ１１およびＴ１２のゲートに電荷が蓄積されるのを防止することができる。ＩＧＢＴ　Ｔ１１およびＴ１２をゲートオフにする場合は、スイッチＳ１、Ｓ２のオン、オフの切換えから適当な切り替え時間をおいて行うようにすると、チョッパ動作への影響がなくなる。　
スイッチ直列回路ＳＣのスイッチＳ１が短絡故障を発生したときは、ＩＧＢＴ　Ｔ１１およびＴ１２をゲートオフして保護スイッチＭＳ１をオフ状態にして、中間回路ＭＣを遮断することにより、コンデンサＣ２のリアクトルＬ１との共振電流による充電を防止することができるので、過電圧充電を避けることができる。特に、このとき順バイアスとなる保護スイッチＭＳ１のＩＧＢＴ　Ｔ１２をゲートオフする必要があるが、ＩＧＢＴ　Ｔ１１、Ｔ１２の両方をともにゲートオフにしても問題はない。　
ダイオードＤ１１、Ｄ１２として、シリコン基材で形成されたシリコンＰＮ接合ダイオード（以下Ｓｉ－ｐｎダイオードと称する）を用いると安価となり、また、低損失を実現できる。通常運転時に、スイッチＳ１、Ｓ２のオン、オフを切り換えることでダイオードＤ１１、Ｄ１２の電流が遮断されるとき、瞬間的ではあるが電流が転流し、これらに逆バイアスがかかる。しかし、その逆バイアスはＩＧＢＴ　Ｔ１１、Ｔ１２の飽和電圧程度の数Ｖ程度であり、過渡応答が終わった定常状態ではバイアスがかからないため、逆回復損失がほとんど発生しない。　ダイオードＤ１、Ｄ２に炭化珪素（ＳｉＣ）基材で形成したＳｉＣショットキーバリアダイオード（以下ＳｉＣ-ＳＢダイオードと称する）を用いても逆回復損失は発生しないが、オン電圧がＳｉ－ｐｎダイオードよりも高いため、損失が大きくなる。　
ダイオードＤ１１、Ｄ１２にＳｉＣ－ＳＢダイオードを用いると、Ｓｉ－ｐｎダイオードを用いるよりも、順方向回復電圧を小さくできる。これにより、電圧リプルが小さくなり、ノイズを小さくできる。図４→図６→図５→図６の電流経路の切り換え動作を繰り返す場合は、スイッチ１，２をオフするときに、双方向スイッチを流れていた電流は瞬間的に逆向きに転流し、逆バイアスとなって電流が流れていなかったダイオードＤ１２、Ｄ１１は瞬間的にではあるが順バイアスとなって電流が流れる。また、スイッチ１，２をオンするときに、ダイオードＤ１１、Ｄ１２はバイアスがかかっていない状態から導通する。
図４→図３→図５→図３の電流経路の切り換え動作を繰り返す場合は、スイッチＳ１、Ｓ２をオフにすると、ダイオードＤ１２、Ｄ１１はバイアスがかかっていない状態から導通する。また、スイッチＳ１、Ｓ２をオンするときには、電流が転流してダイオードＤ１１、Ｄ１２は瞬間的に逆バイアスから順バイアスになる。このような過渡的に順バイアスとなるとき、ダイオードＤ１１、Ｄ１２の順方向回復電圧が大きいと、電圧リプルが大きくなり、ノイズが大きくなる。このため、ダイオードＤ１１、Ｄ１２に順方向回復電圧の小さいＳｉＣ－ＳＢダイオードを用いると、電圧リプルが小さくなり、ノイズを小さくできる。　
ダイオードＤ１１、Ｄ１２を、ＳｉＣ－ＳＢダイオードとＳｉ－ｐｎダイオードを並列した構成とすると、順方向回復電圧もオン電圧も低く、即ち、低ノイズかつ低損失とすることができる。　
保護スイッチＭＳ１をＩＧＢＴでなく、ＭＯＳＦＥＴ（Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor）やバイポーラトランジスタで構成した場合でも、同様に動作し、同様の効果が得られる。
図１０は、この発明の第３の実施例を示すものである。この実施例３は、３レベルチョッパ装置におけるスイッチ直列回路ＳＣの中間点とコンデンサ直列回路ＣＣの中間点を接続する中間回路ＭＣに挿入する保護スイッチとして、２個の逆阻止型ＩＧＢＴ　Ｔ２１およびＴ２２を逆並列接続して構成した保護スイッチＭＳ２を用いるものである。その他の構成は他の実施例と同じである。　
実施例２においては、保護スイッチＭＳ１がオン状態となるとき、必ず２つの素子、すなわち一方のＩＧＢＴと他方のダイオードを通して電流が流れるが、この実施例３の保護スイッチＭＳ２は、２個の逆阻止機能を有するＩＧＢＴ　Ｔ２１，Ｔ２２を逆並列接続して構成するため、電流が１個の素子にしか流れないので、損失を小さくすることができる。　
この実施例３のチョッパ装置の通常動作時は、保護スイッチＭＳ２の逆阻止型ＩＧＢＴ　Ｔ２１およびＴ２２をゲートオンにしてオン状態にすると、スイッチ直列回路ＳＣの中間点とコンデンサ直列回路ＣＣの中間点を接続する中間回路ＭＣに電流が流れる動作モードとなる。すなわち、図３および図５に示す動作モードであり、保護スイッチＭＳ２の逆阻止型ＩＧＢＴ　Ｔ２２、Ｔ２１は、順バイアスとなるときに、ゲートオンにしてオン状態にする必要がある。しかし、逆バイアスとなるときは、逆阻止型ＩＧＢＴ　Ｔ２２、Ｔ２１はゲートオフにしてオフ状態にしてもよい。　
すなわち、図３に示すように、スイッチＳ１がオンで、スイッチＳ２がオフとなる動作モードのときは、保護スイッチＭＳ２の順バイアスとなる逆阻止型ＩＧＢＴ　Ｔ２２はゲートオンしてオン状態にし、逆バイアスとなる逆阻止型ＩＧＢＴ　Ｔ２１はゲートオフにしてオフ状態にするのである。　
図５に示すように、スイッチＳ２がオンで、スイッチＳ１がオフとなる動作モードのときは、保護スイッチＭＳ２の順バイアスとなる逆阻止型ＩＧＢＴ　Ｔ２１はゲートオンしてオン状態にし、逆バイアスとなる逆阻止型ＩＧＢＴ　Ｔ２２はゲートオフにしてオフ状態にするのである。　
中間回路ＭＣに電流を流さない図４および図６に示す動作モードのときは、保護スイッチＭＳ２の２つの逆阻止型ＩＧＢＴ　Ｔ２１，Ｔ２２を共にゲートオフにしてオフ状態とするのがよい。通常動作時にも、チョッパ動作に影響のない期間には、保護スイッチＭＳ２の逆阻止型ＩＧＢＴ　Ｔ２１、Ｔ２２をゲートオフにすると、これらの素子のゲートに電荷が蓄積なくなる。逆阻止型ＩＧＢＴ　Ｔ２１、Ｔ２２をゲートオフにする場合、スイッチＳ１、Ｓ２の切換えから適当な切換え時間を設けるようにすると、チョッパ装置の動作に影響をなくすことができる。　
チョッパ装置のスイッチ直列回路ＳＣの例えばスイッチＳ１に短絡故障が発生したときは、保護スイッチＭＳ２の逆阻止型ＩＧＢＴ　Ｔ２２をゲートオフとして、中間回路ＭＣを切断する。このとき、逆バイアスとなる逆阻止型ＩＧＢＴ　Ｔ２１はゲートオンにすると、漏れ電流をより小さくすることができるので、ゲートオフとするよりも好ましい。　
また、特許文献２に示されるようなチョッパ装置に、破損したスイッチ素子を検知する手段を組み込んで、故障したスイッチ素子を検知するようにすれば、スイッチ素子の故障時に、保護スイッチＭＳ２の逆阻止型ＩＧＢＴ　Ｔ２１、Ｔ２２の何れをオンにし、何れをオフにするかを容易に制御することができる。
図１１は、この発明の第４の実施例を示すものである。この実施例４は、３レベルチョッパ装置におけるスイッチ直列回路ＳＣの中間点とコンデンサ直列回路ＣＣの中間点を接続する中間回路ＭＣに挿入する保護スイッチとして、２個のＭＯＳＦＥＴ　Ｔ４１およびＴ４２を逆直列接続して構成した保護スイッチＭＳ４を用いるものである。その他の構成は他の実施例と同じである。　
この実施例４のチョッパ装置の通常動作時は、保護スイッチＭＳ４のＭＯＳＦＥＴ　Ｔ４１およびＴ４２を共にゲートオンにして保護スイッチＭＳ４をオン状態とする。スイッチ直列回路ＳＣの中間点とコンデンサ直列回路ＣＣの中間点を接続する中間回路ＭＣに電流を流す動作モードのときは、すなわち、図３および図５に示す動作モードのときは、保護スイッチＭＳ４の順バイアスとなるＭＯＳＦＥＴは、ゲートオンにして電流が流れるようにし、逆バイアスとなるＭＯＳＦＥＴもゲートオンにして導通状態として、同期整流を行うようにすると、保護スイッチＭＳ４の損失を低減することができる。逆バイアスとなるＭＯＳＦＥＴをゲートオフにした場合には、電流は、ＭＯＳＦＥＴのボディダイオードを流れるが、損失が大きくなり好ましくない。　
ＭＯＳＦＥＴの同期整流機能を利用するとき、これをインバータやチョッパのスイッチ素子に適用した場合は、スイッチングの切換え時に短絡しないように、スイッチングの前後にデッドタイムを設けて、ボディダイオードのみの導通期間を設ける必要があるが、この発明の用途では、短絡が生じないので、ボディダイオードのみの導通期間とするためのデッドタイムは設ける必要がない。　
チョッパ装置の中間回路ＭＣに電流を流さない図４および図６に示すような動作モードのときは、保護スイッチＭＳ４は、２つのＭＯＳＦＥＴ　Ｔ４１およびＴ４２はゲートオフにしてオフ状態にしてもよい。通常動作時にも、チョッパ装置の動作に影響のない期間には、保護スイッチＭＳ４のＭＯＳＦＥＴ　Ｔ４１およびＴ４２をゲートオフにすると、ゲートに電荷が蓄積されることが防止される。ＭＯＳＦＥＴ　Ｔ４１およびＴ４２をゲートオフとする場合は、スイッチＳ１、Ｓ２の切換えから適当な切換え時間を設けてチョッパ装置の動作に影響がないようにする。ＭＯＳＦＥＴの同期整流機能を利用するとダイオードを逆並列接続したＭＯＦＥＴモジュールを用いた場合に比べてダイオード素子を減らすことができ、装置を安価に構成することができる。　
チョッパ装置のスイッチ直列回路ＳＣの例えばスイッチＳ１に短絡故障が発生したときは、保護スイッチＭＳ４はＭＯＳＦＥＴ　Ｔ４１、Ｔ４２をゲートオフにしてオフ状態にして、中間回路ＭＣを切断する。このとき、特に、保護スイッチＭＳ４の順バイアスとなるＭＯＳＦＥＴは、必ずゲートオフしてオフ状態とする必要があるが、ＭＯＳＦＥＴ　Ｔ４１、Ｔ４２の両方をゲートオフにするので、問題なく、制御が容易となる。
図１２は、この発明の第５の実施例を示すものである。この実施例５は、３レベルチョッパ装置におけるスイッチ直列回路ＳＣの中間点とコンデンサ直列回路ＣＣの中間点を接続する中間回路ＭＣに挿入された保護スイッチＭＳ５に抵抗Ｒ５を並列接続したものである。その他の構成は他の実施例と同じである。　
保護スイッチＭＳ５は、図９（ａ）に示す実施例の保護スイッチＭＳ１と同様にＩＧＢＴ（Ｔ１１、Ｔ１２）とダイオード（Ｄ１１、Ｄ１２）とをそれぞれ逆並したものを逆直列に接続して構成した双方向スイッチにより構成されている。そして、この双方向スイッチのダイオードとしては、Ｓｉ－ｐｎダイオード、またはＳｉＣ-ＳＢダイオードあるいは、両ダイオードを並列接続して使用することができる。　
この実施例５のチョッパ装置の通
常動作時は、保護スイッチＭＳ５はオン状態とし、抵抗Ｒ５に電流が流れないようにする。ここでは、保護スイッチＭＳ５としては、前記実施例２の保護スイッチＭＳ１を用いた例を示しているので、通常動作時の制御は、実施例２の場合と同じとなる。　
チョッパ装置のスイッチ直列回ＳＣの例えばスイッチＳ１に短絡故障が発生した場合は、保護スイッチＭＳ５をオフ状態にして、スイッチ直列回路ＳＣの中間点とコンデンサ直列回路ＣＣの中間点を接続する中間回路ＭＣを遮断する。この状態の等価回路は図１３に示すようになる。　
この状態では、図１３示すように点線矢印Ａで示すような、直流電源Ｅ‐リアクトルＬ１‐短絡故障したスイッチＳ１‐抵抗Ｒ５‐コンデンサＣ２‐ダイオードＤ２‐直流電源Ｅの経路と、点線矢印Ｂで示すような、直流電源Ｅ‐リアクトルＬ１‐短絡故障したダイオードＤ１‐コンデンサＣ１‐コンデンサＣ２‐ダイオードＤ２‐直流電源Ｅの経路でＬＣ直列共振電流が流れ、この電流により、コンデンサＣ１、Ｃ２が充電される。　
充電が進むにしたがって電源Ｅからの電流が減少し始めると、抵抗Ｒ５の電圧が低下するため、ダイオードＤ１が電圧を持つようになり、電流は経路Ａのみを流れるようになる。電流の減少はコンデンサＣ２の電圧がＶＥに達するより前に起こる。抵抗Ｒ５の抵抗値が大きいと、早くに電流が減少し始め、コンデンサＣ１の電圧の上昇が抑えられる。　
このとき、点線矢印Ａで示す共振回路は、抵抗Ｒ５を含むので減衰振動回路となる。この抵抗Ｒ５の抵抗値をＲ、リアクトルＬ１のインダクタンスをＬ、コンデンサＣ２の容量をＣとしたとき、抵抗値Ｒが、次式（１）のとき、共振回路は、臨界減衰振動回路となって、共振回路の電流の振動が抑制される。
Ｒ＝２×（２×Ｌ／Ｃ）1/2　　　　（１）　
また、次式（２）となると、共振回路は過減衰共振回路となって、振動電流がさらに抑制される。このように共振回路が、臨界減衰振動回路または過減衰振動回路となると、コンデンサＣ２の電圧の到達する値は、直流電源Ｅの電圧ＶＥであって、それを超えることはなく、コンデンサＣ２が過電圧となることが防止される。
Ｒ＞２×（２×Ｌ／Ｃ）1/2　　　　（２）　
ここで、インダクタンスＬは、リアクトルＬ１として正負両回路に設けたリアクトルやそれらを結合して構成した結合リアクトルを用いた場合は、このリアクトルの自己インダクタンスや相互インダクタンスを合計した大きさを用いる。また、コンデンサ直列回路ＣＣの２つのコンデンサＣ１、Ｃ２は通常は等しい容量のものを使用するが、異なる容量のものを用いた場合は、小さい方の容量値Ｃを用いて、抵抗Ｒ５の抵抗値Ｒを、次式とすれば、スイッチＳ１、Ｓ２のどちらが異常になった時でも、形成されるＬＣ直列共振回路が臨界減衰振動回路、または過減衰振動回路とすることができる。
Ｒ≧２×（２×Ｌ／Ｃ）1/2　
チョッパ装置のスイッチ直列回路ＳＣの例えばスイッチＳ１とダイオードＤ１が短絡故障を発生したとき、保護スイッチＭＳ１を遮断（オフ）すると、チョッパ装置の等価回路は図１４に示すようになる。　
この場合、点線矢印Ａで示される短絡故障したスイッチＳ１を通してコンデンサＣ２に流れるＬＣ共振電流は、抵抗Ｒ５で制限されることにより、コンデンサＣ２の電圧が過電圧となることが防止される。また、短絡故障したダイオードＤ１を介してコンデンサＣ１に点線矢印Ｂで示すような経路で充放電電流が流れるが、コンデンサＣ１の電圧は抵抗Ｒ５の電圧で制限されるため過電圧となることが防止される。また、短絡故障したダイオードＤ１を介する点線矢印Ｃで示す放電経路で流れる放電電流も抵抗Ｒ５によって制限されるので、コンデンサＣ１が過電流によって焼損することも防止することができる。
図１５は、この発明の第６の実施例を示すものである。この実施例６は、３レベルチョッパ装置におけるスイッチ直列回路ＳＣの中間点とコンデンサ直列回路ＣＣの中間点を接続する中間回路ＭＣに保護スイッチＭＳを設ける代わりに、スイッチ直列回路ＳＣの各スイッチＳ１、Ｓ２にそれぞれ保護用の半導体スイッチ素子（以下保護スイッチと称する）ＳＳ１，ＳＳ２を直列接続したものである。その他の構成は他の実施例と同じである。　
チョッパ装置の通常動作時には、スイッチＳ１をオン状態にするときは、これに直列接続された保護スイッチＳＳ１を必ずオン状態とし、スイッチＳ２をオン状態にするときは、これに直列接続された保護スイッチＳＳ２を必ずオン状態として、チョッパ動作を行う。実施例１等と同様にスイッチＳ１、Ｓ２のオン、オフ状態の切り換えを行うことにより、通常の３レベルチョッパの運転が可能となる。　
チョッパ装置のスイッチ直列回路ＳＣの例えばスイッチＳ１が短絡故障した場合は、スイッチＳ２および保護スイッチＳＳ１、ＳＳ２をオフ状態にする。この状態のチョッパ装置の等価回路は、図１６のようになる。これにより、スイッチ直列回路ＳＣが遮断されるので、直流電源ＥとリアクトルＬ１のエネルギにより、点線矢印Ａで示す経路でコンデンサＣ１、Ｃ２が充電される。このときの充電電流は、ＬＣ直列共振電流となるが、２つのコンデンサＣ１とＣ２で分担して充電するので、各コンデンサの電圧が過電圧となることはない。　
スイッチＳ１が短絡故障した場合に、保護スイッチＳＳ１、ＳＳ２をオン状態のままにすると、図１７に示すように、短絡故障したスイッチＳ１、保護スイッチＳＳ１を介して直流電源ＥとリアクトルＬ１のエネルギにより点線矢印Ａで示す経路でコンデンサＣ２が充電される。この時の充電電流はＬＣ直列共振電流となるので、コンデンサＣ２の充電電圧は、直流電源Ｅの電圧より高い電圧となり、過電圧となる恐れがある。しかし、スイッチＳ１の故障時に、保護スイッチＳＳ１、ＳＳ２をオフ状態とすることにより、中間回路ＭＣに設けた保護スイッチＭＳを切断した場合と同様に、コンデンサＣ１、Ｃ２の過電圧を防止する効果を得ることができるのである。　
保護スイッチＳＳ１，ＳＳ２としては、ＩＧＢＴや、ＭＯＳＦＥＴを単独で使用することができ、ダイオードの並列接続は省略することも可能である。また、実施例１等のように、中間回路ＭＣに保護スイッチＭＳを設けた場合は、通常運転時にＩＧＢＴやＭＯＳＦＥＴで構成した２つのスイッチ素子が電流の通流経路に加わるのに対して、この実施例６によれば、電流の通流経路に１つのスイッチ素子しか加わらないので、双方向スイッチを設けた実施例に比較して導通損失を抑えることができるので、チョッパ装置の効率を高めることができる。　
この実施例６において、それぞれ主となるスイッチＳ１、Ｓ２と保護スイッチＳＳ１、ＳＳ２との直列接続順序は問わず、どの順序で接続してもよい。
図１８は、この発明は第７の実施例を示すものである。この実施例７は、実施例６におけるスイッチ直列回路ＳＣのオン、オフを制御する主スイッチＳ１、Ｓ２に直列に接続した保護スイッチＳＳ１、ＳＳ２にそれぞれ抵抗Ｒ７１，Ｒ７２を並列接続して構成するものである。その他の構成は実施例６等の他の実施例と同じである。　
この実施例７のチョッパ装置における保護スイッチＳＳ１、ＳＳ２の動作は、前記実施例６のチョッパ装置と同じである。通常運転時は、保護スイッチＳＳ１、ＳＳ２がオン状態とされ、抵抗Ｒ７１、Ｒ７２を短絡するので、抵抗Ｒ７１、Ｒ７２には電流は流れない。　
スイッチＳ１が短絡故障を発生したときは、スイッチＳ２、保護スイッチＳＳ１およびＳＳ２をオフ状態にする。この状態のチョッパ装置の等価回路を図１９に示す。　
このときは、図１９に示すように、短絡故障したスイッチＳ１、抵抗Ｒ７１および中間回路ＭＣを介してコンデンサＣ２に点線矢印Ａで示すような充電電流が流れる。直流電源ＥとリアクトルＬ１のエネルギによるこの充電電流は、ＬＣ直列共振電流となるが、充電路に抵抗Ｒ７１が含まれるため、減衰振動電流となる。　
この抵抗Ｒ７１の抵抗値Ｒを実施例５と同様に、式（１）または式（２）で示すような値に選ぶことにより、コンデンサＣ２に流れる振動電流を限界減衰振動電流または過減衰振動電流とすることができ、コンデンサＣ２の充電電圧を直流電源Ｅの電圧ＶＥに抑えることができるので、コンデンサＣ２が過電圧になるのを防止することができる。　
チョッパ装置のスイッチ直列回路ＳＣの例えばスイッチＳ１とダイオードＤ１が短絡故障を発生したときも、実施例５と同様に、抵抗Ｒ７１によって、コンデンサＣ１、Ｃ２の過電流による焼損や過電圧破壊を防止することができる。　
この実施例７においても、主スイッチＳ１、Ｓ２と保護スイッチＳＳ１、ＳＳ２との接続順序は問わないので、どのような順序で接続してもよい。
図２０は、この発明の第８の実施例を示すものである。この実施例８は、実施例７におけるスイッチ直列回路ＳＣの主となるスイッチＳ１、Ｓ２に直列に接続した保護スイッチＳＳ１、ＳＳ２のそれぞれにダイオードＤ８１、Ｄ８２を逆並列接続し、スイッチＳ１と保護スイッチＳＳ１との接続点と、スイッチＳ２と保護スイッチＳＳ２との接続点との間に抵抗Ｒ８を接続して構成するものである。その他の構成は実施例７等の他の実施例と同じである。　
この実施例８における保護スイッチＳＳ１、ＳＳ２は、実施例７と同じに動作する。すなわち、チョッパ装置の通常運転時には、保護スイッチＳＳ１、ＳＳ２は、ともにオン状態となり、抵抗Ｒ８、ダイオードＤ８１、Ｄ８２を短絡するので、これらには電流は流れない。　
チョッパ装置のスイッチ直列回路ＳＣの例えばスイッチＳ１に短絡故障が発生すると、直ちに、スイッチＳ２、保護スイッチＳＳ１およびＳＳ２がオフ状態にされる。このような状態におけるチョッパ装置の等価回路を図２１に示す。　
保護スイッチＳＳ１、ＳＳ２がオフしているので、直流電源ＥおよびリアクトルＬ１のエネルギが、図２１に点線矢印Ａで示すように、コンデンサＣ２に抵抗Ｒ８、ダイオードＤ８２および中間回路ＭＣを通して充電される。このときの充電電流はＬＣ直列共振電流となるが、充電路に抵抗Ｒ８が含まれるため減衰振動電流となる。　
そして、抵抗Ｒ８の抵抗値Ｒを、実施例５の場合と同様に、式（１）および式（２）で示すような値に選ぶことにより、コンデンサＣ２に流れる振動電流を限界減衰振動電流または過減衰振動電流とすることができ、コンデンサＣ２の充電電圧を直流電源Ｅの電圧ＶＥに抑えることができ、コンデンサＣ２が過電圧になるのを防止することができる。　
チョッパ装置のスイッチ直列回路ＳＣの例えばスイッチＳ１とダイオードＤ１が短絡故障を発生したときも、実施例５と同様に、抵抗Ｒ８によって、コンデンサＣ１、Ｃ２の過電流による焼損や過電圧破壊を防止することができる。　
ダイオードＤ８１、Ｄ８２は、スイッチＳ１等の故障時に保護スイッチＳＳ１、ＳＳ２をオフとしたときのみ導通し、通常運転時は、大きな逆バイアスがかからず、また、導通しないために逆回復損失の発生もしないことから、安価なＳｉ－ｐｎダイオードで良い。
図２２は、この発明の第９の実施例を示すものである。この実施例９は、実施例７のようにスイッチ直列回路ＳＣのオン、オフを制御する主スイッチＳ１、Ｓ２と直列に保護スイッチＳＳ１と抵抗Ｒ７１の並列回路および保護スイッチＳＳ２と抵抗Ｒ７２の並列回路を設ける代わりに、コンデンサ直列回路ＣＣに保護スイッチＣＳ１と抵抗Ｒ９１の並列回路および保護スイッチＣＳ２と抵抗Ｒ９２の並列回路を設けるものである。その他の構成は実施例７等の他の実施例と同じである。ただし、保護スイッチＣＳ１、ＣＳ２は双方向スイッチであること
が必要であって、その構成やスイッチのオン、オフ制御は、実施例２、３、４の保護スイッチＭＳで見たのと同様のものとすることが必要である。　
この実施例９のチョッパ装置は、通常動作時は、コンデンサ直列回路ＣＣの保護スイッチＣＳ１，ＣＳ２をオン状態にして抵抗Ｒ９１およびＲ９２を短絡するので、他の実施例と同様にスイッチ直列回路ＳＣのスイッチＳ１、Ｓ２のオン、オフ動作を切換え制御することにより直流電圧の変換動作を行う。　
チョッパ装置のスイッチ直列回路ＳＣの例えばスイッチＳ１に短絡故障が発生すると、直ちに、スイッチＳ２、保護スイッチＣＳ２をオフ状態にして、コンデンサＣ２の充放電経路に抵抗Ｒ９２を挿入する。これにより、短絡故障したスイッチＳ１を通してコンデンサＣ２に流れる充電電流はＬＣ共振電流となるが、充電路に抵抗Ｒ９２が含まれるため、減衰振動電流となる。　
この抵抗Ｒ９２の抵抗値Ｒを実施例７と同様に、式（１）または式（２）で示すような値に選ぶことにより、コンデンサＣ２に流れる振動電流を限界減衰振動電流または過減衰振動電流とすることができ、コンデンサＣ２の充電電圧を直流電源Ｅの電圧ＶＥに抑えることができるので、コンデンサＣ２が過電圧になるのを防止することができる。　
チョッパ装置のスイッチ直列回路ＳＣの例えばスイッチＳ１とダイオードＤ１が短絡故障を発生したときは、直ちに、スイッチＳ２、保護スイッチＣＳ１およびＣＳ２をオフ状態にして、コンデンサＣ１、Ｃ２の充放電経路に抵抗Ｒ９１，Ｒ９２を挿入する。電源から電流の流れる経路は、直流電源Ｅ‐リアクトルＬ１‐短絡故障したスイッチＳ１‐抵抗Ｒ９２‐コンデンサＣ２‐ダイオードＤ２‐直流電源Ｅの経路となる。これは、スイッチＳ１が故障したときと同じであるため、Ｒ９２の抵抗値Ｒを式（１）または式（２）で示すような値に選ぶことにより、コンデンサＣ２の電圧を直流電源Ｅの電圧ＶＥに抑えることができる。また、抵抗Ｒ９１によりコンデンサＣ１の放電電流が制限されるので過大な放電電流による焼損の危険性を減らすことができる。　
この実施例９において、コンデンサＣ１、Ｃ２と保護スイッチＣＳ１と抵抗Ｒ９１の並列回路、ＣＳ２とＲ９２の並列回路との接続順序は問わないので、どのような順序で接続してもよい。
図２３は、この発明の第１０の実施例を示すものである。この実施例１０は、実施例７のようにスイッチ直列回路ＳＣのオン、オフを制御する主スイッチＳ１、Ｓ２と直列に保護スイッチＳＳ１と抵抗Ｒ７１の並列回路および保護スイッチＳＳ２と抵抗Ｒ７２の並列回路を設ける代わりに、各ダイオードＤ１、Ｄ２に直列に保護スイッチＤＳ１と抵抗Ｒ１０１の並列回路および保護スイッチＤＳ２と抵抗Ｒ１０２の並列回路を設けるものである。　その他の構成は実施例７等の他の実施例と同じである。なお、保護スイッチＤＳ１およびＤＳ２は、双方向スイッチである必要はなく、スイッチオンのときに、ダイオードＤ１、Ｄ２の導通する向きに電流が流すことができれば良い。　
そのため、保護スイッチＤＳ１、ＤＳ２は、図２４（ａ）に示すように、逆阻止型ＩＧＢＴＳ２４や、図２４（ｂ）に示すように、ダイオードＤ２４とＭＯＳＦＥＴ、またはＩＧＢＴ等からなる半導体スイッチＳ２５を直列接続して構成することができる。　
この実施例１０のチョッパ装置は、通常動作時は、ダイオードＤ１、Ｄ２が導通するときに保護スイッチＤＳ１、ＤＳ２をオン状態にして、抵抗Ｒ１０１およびＲ１０２を短絡するので、他の実施例と同様にスイッチ直列回路ＳＣのスイッチＳ１、Ｓ２のオン、オフ動作を切換え制御することにより直流電圧の変換動作を行うことができる。　
チョッパ装置のスイッチ直列回路ＳＣの例えばスイッチＳ１に短絡故障が発生すると、ただちに、スイッチＳ２、保護スイッチＤＳ１およびＤＳ２をオフ状態にする。これにより、短絡故障したスイッチＳ１を通してコンデンサＣ２に流れる充電電流はＬＣ共振電流となるが、充電路に抵抗Ｒ１０２が含まれるため、減衰振動電流となる。　
この抵抗Ｒ１０２の抵抗値Ｒを実施例５と同様に、式（１）または式（２）で示すような値に選ぶことにより、コンデンサＣ２に流れる振動電流を限界減衰振動電流または過減衰振動電流とすることができ、コンデンサＣ２の充電電圧を直流電源Ｅの電圧ＶＥに抑えることができるので、コンデンサＣ２が過電圧になるのを防止することができる。　
チョッパ装置のスイッチ直列回路ＳＣの例えばスイッチＳ１とダイオードＤ１が短絡故障を発生したときも、スイッチＳ２、保護スイッチＤＳ２をオフ状態にすると、電源から電流が流れる経路は、直流電源Ｅ‐リアクトルＬ１‐短絡故障したスイッチＳ１‐コンデンサＣ２‐抵抗Ｒ１０２‐ダイオードＤ２‐直流電源Ｅの経路となる。スイッチＳ１のみが故障したときと同じであるため、抵抗Ｒ１０２の抵抗値Ｒを式（１）または式（２）で示すような値に選ぶことにより、コンデンサＣ２の電圧を直流電源Ｅの電圧ＶＥに抑えることができる。また、コンデンサＣ１の放電は保護スイッチＤＳ１がダイオードと半導体スイッチの直列接続で構成されている場合は整流作用があるので抵抗Ｒ１０１によって放電電流が制限されることにより、過電流による焼損が防止される。保護スイッチＤＳ１が逆阻止型ＩＧＢＴで構成されている場合はそのゲートをオンにしておくと漏れ電流が小さくなる。保護スイッチＤＳ１が双方向スイッチの構成の場合は抵抗Ｒ１０１を通じて放電するように保護スイッチＤＳ１をオフする。　
この実施例１０において、ダイオードＤ１、Ｄ２と保護スイッチＤＳ１と抵抗Ｒ１０１の並列回路、保護スイッチＤＳ２と抵抗Ｒ１０２の並列回路との接続順序は問わないので、どのような順序で接続してもよい。
Ｅ：直流電源　Ｐ：正極端子　Ｎ：負極端子　Ｌ１：リアクトル　Ｄ１、Ｄ２：ダイオード　ＳＣ：スイッチ直列回路　Ｓ１、Ｓ２：スイッチング素子　ＣＣ：コンデンサ直列回路　Ｃ１、Ｃ２：コンデンサ　ＭＣ：中間回路　Ｐｏ：正極出力端子　Ｍｏ：中間出力端子　Ｎｏ：負極出力端子　ＭＳ：中間回路　ＭＳ１、ＭＳ２、ＭＳ４、ＭＳ５：中間回路保護スイッチ　ＳＳ１、ＳＳ２：スイッチ直列回路保護スイッチ　ＣＳ１、ＣＳ２：コンデンサ直列回路保護スイッチ　ＤＳ１、ＤＳ２：ダイオード回路保護スイッチ
 

Claims (18)

  1. 直流電源と、リアクトルと、それぞれスイッチングが制御される第１のスイッチと第２のスイッチとを直列接続して構成したスイッチ直列回路と、第１のコンデンサと第２のコンデンサとを直列接続して構成して構成したコンデンサ直列回路と、第１のダイオードおよび第２のダイオードとを備え、前記スイッチ直列回路の両端を、少なくともその一端に前記リアクトルを介して前記直流電源に並列に接続し、前記スイッチ直列回路の両端にそれぞれ前記第１のダイオードおよび第２のダイオードを介して前記コンデンサ直列回路を並列接続するとともに、前記スイッチ直列回路の中間点と前記コンデンサ直列回路の中間点とを接続する中間回路を設け、前記スイッチ直列回路のスイッチングを制御して前記コンデンサ直列回路の両端および中間点から３レベルの直流出力を得るようにした３レベルチョッパ装置において、　前記スイッチ直列回路、中間回路、コンデンサ直列回路、または、第１のダイオードおよび第２のダイオードの何れかに通常運転時にはオンにされ、故障時にはオフにされる保護スイッチを直列に挿入接続したことを特徴とする３レベルチョッパ装置。
  2. 前記中間回路が、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）、ＭＯＳＦＥＴ（Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor）およびバイポーラトランジスタ等の半導体スイッチ素子とダイオードを逆並列接続したスイッチ回路を２個逆直列接続して構成した双方向スイッチで構成された保護スイッチを備えることを特徴とする請求項１に記載の３レベルチョッパ装置。
  3. 前記双方向スイッチを構成するダイオードをシリコン（Ｓｉ）ダイオードとしたことを特徴とする請求項２に記載の３レベルチョッパ装置。
  4. 前記双方向スイッチを構成するダイオードを炭化珪素（ＳｉＣ）ダイオードとしたことを特徴とする請求項２に記載の３レベルチョッパ装置。
  5. 前記双方向スイッチを構成するダイオードをシリコン（Ｓｉ）ダイオードと炭化珪素（ＳｉＣ）ダイオードとを並列接続したダイオードとしたことを特徴とする請求項２に記載の３レベルチョッパ装置。
  6. 前記中間回路が、逆阻止型ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）を２個逆並列接続して構成した双方向スイッチで構成された保護スイッチを備えることを特徴とする請求項１に記載の３レベルチョッパ装置。
  7. 前記中間回路が、ＭＯＳＦＥＴ（Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor）を２個逆直列接続して構成した双方向スイッチで構成された保護スイッチを備えることを特徴とする請求項１に記載の３レベルチョッパ装置。
  8. 前記双方向スイッチに、抵抗を並列接続することを特徴とする請求項２ないし７のいずれか１項に記載の３レベルチョッパ装置。
  9. 前記双方スイッチに並列接続する抵抗の抵抗値をＲとし、前記リアクトルＬ１のインダクタンスをＬとし、前記第１のコンデンサおよび第２のコンデンサの小さい方の容量をＣとしたとき、前記抵抗の抵抗値Ｒを　Ｒ≧２×（２×Ｌ／Ｃ）1/2　とすることを特徴とする請求項８に記載の３レベルチョッパ装置。
  10. 前記スイッチ直列回路が、前記第１のスイッチおよび第２のスイッチがそれぞれに直列に接続された第３のスイッチおよび第４のスイッチにより構成した保護スイッチを備えることを特徴とする請求項１に記載の３レベルチョッパ装置。
  11. 前記保護スイッチを構成する前記第３のスイッチに第１の抵抗を並列接続し、前記第４のスイッチに第２の抵抗を並列接続したことを特徴とする請求項１０に記載の３レベルチョッパ装置。
  12. 前記リアクトルのインダクタンスをＬ、前記第１のコンデンサの容量をＣ１、前記第２のコンデンサの容量をＣ２、前記第１の抵抗の抵抗値をＲ１、前記第２の抵抗の抵抗値をＲ２としたとき、前記第１の抵抗の抵抗値Ｒ１および前記第２の抵抗の抵抗値Ｒ２を、　Ｒ１≧２×（２×Ｌ／Ｃ２）1/2　及び　Ｒ２≧２×（２×Ｌ／Ｃ１）1/2　とすることを特徴とする請求項１１に記載の３レベルチョッパ装置。
  13. 前記第３のスイッチおよび第４のスイッチをそれぞれ半導体スイッチ素子とし、前記第３および第４のスイッチにそれぞれ第３のダイオードと第４のダイオードを逆並列接続し、前記第１のスイッチと第３のスイッチの接続点と、前記第２のスイッチと第４のスイッチの接続点との間に第３の抵抗を並列接続したことを特徴とする請求項１０に記載の３レベルチョッパ装置。
  14. 前記第３の抵抗の抵抗値をＲ３、前記リアクトルのインダクタンスをＬ、前記第１のコンデンサおよび第２のコンデンサの小さい方の容量をＣとしたとき、前記前記第３の抵抗の抵抗値Ｒ３を、　Ｒ３≧２×（２×Ｌ／Ｃ）1/2　とすることを特徴とする請求項１３に記載の３レベルチョッパ装置。
  15. 前記コンデンサ直列回路が、第１のコンデンサに直列接続した第５のスイッチとこれに並列に接続した第４の抵抗と、前記第２のコンデンサに直列接続した第６のスイッチとこれに並列に接続した第５の抵抗、からなる保護スイッチを備えることを特徴とする請求項１に記載の３レベルチョッパ装置。
  16. 前記リアクトルのインダクタンスをＬ、前記第１のコンデンサの容量をＣ１、前記第２のコンデンサの容量をＣ２、前記第４の抵抗の抵抗値をＲ４、前記第５の抵抗の抵抗値をＲ５としたとき、前記第４の抵抗の抵抗値Ｒ４および前記第５の抵抗の抵抗値Ｒ５を、　Ｒ４≧２×（２×Ｌ／Ｃ１）1/2　　　　及び　Ｒ５≧２×（２×Ｌ／Ｃ２）1/2　とすることを特徴とする請求項１５に記載の３レベルチョッパ装置。
  17. 前記第１のダイオードに直列接続した第７のスイッチとこれに並列に接続した第６の抵抗と、前記第２のダイオードに直列接続した第８のスイッチとこれに並列に接続した第６の抵抗、からなる保護スイッチを備えることを特徴とする請求項１に記載の３レベルチョッパ装置。
  18. 前記リアクトルのインダクタンスをＬ、前記第１のコンデンサの容量をＣ１、前記第２のコンデンサの容量をＣ２、前記第６の抵抗の抵抗値をＲ６、前記第７の抵抗の抵抗値をＲ７としたとき、前記第６の抵抗の抵抗値Ｒ６および前記第２の抵抗の抵抗値Ｒ７を、　Ｒ６≧２×（２×Ｌ／Ｃ１）1/2　及び　Ｒ７≧２×（２×Ｌ／Ｃ２）1/2　とすることを特徴とする請求項１７に記載の３レベルチョッパ装置。
     
PCT/JP2016/072428 2015-08-04 2016-07-29 ３レベルチョッパ装置 WO2017022693A1 (ja)

Applications Claiming Priority (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP2015-154324 2015-08-04
JP2015154324A JP2018152925A (ja) 2015-08-04 2015-08-04 ３レベルチョッパ装置

Publications (1)

Publication Number Publication Date
WO2017022693A1 true WO2017022693A1 (ja) 2017-02-09

Family

ID=57942984

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
PCT/JP2016/072428 WO2017022693A1 (ja) 2015-08-04 2016-07-29 ３レベルチョッパ装置

Country Status (2)

Country Link
JP (1) JP2018152925A (ja)
WO (1) WO2017022693A1 (ja)

Cited By (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN110198116A (zh) * 2018-02-26 2019-09-03 维谛技术有限公司 电池变换电路、不间断电源及电池变换方法
CN111555647A (zh) * 2020-04-30 2020-08-18 科华恒盛股份有限公司 一种电力变换器及其t型三电平三相整流电路
CN115833579A (zh) * 2023-02-09 2023-03-21 中国人民解放军国防科技大学 一种斩波器及磁悬浮列车

Families Citing this family (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP7202057B2 (ja) * 2019-04-22 2023-01-11 東芝三菱電機産業システム株式会社 電力変換装置
CN114424446A (zh) 2021-01-19 2022-04-29 华为数字能源技术有限公司 故障保护装置及光伏发电系统

Citations (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH06311733A (ja) * 1993-04-21 1994-11-04 Fujitsu Ten Ltd 昇圧回路の異常検出装置
JP2008193779A (ja) * 2007-02-02 2008-08-21 Fuji Electric Systems Co Ltd 半導体モジュール
JP2009502108A (ja) * 2005-07-20 2009-01-22 エヌエックスピー ビー ヴィ 電力変換装置内の双方向スイッチ用ブースト技術
JP2012175882A (ja) * 2011-02-24 2012-09-10 Mitsubishi Electric Corp 電源装置及び空気調和装置
JP2013223275A (ja) * 2012-04-13 2013-10-28 Fuji Electric Co Ltd 電力変換装置
WO2015079504A1 (ja) * 2013-11-26 2015-06-04 三菱電機株式会社 直流電源装置、およびそれを備えた冷凍サイクル適用機器

Patent Citations (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH06311733A (ja) * 1993-04-21 1994-11-04 Fujitsu Ten Ltd 昇圧回路の異常検出装置
JP2009502108A (ja) * 2005-07-20 2009-01-22 エヌエックスピー ビー ヴィ 電力変換装置内の双方向スイッチ用ブースト技術
JP2008193779A (ja) * 2007-02-02 2008-08-21 Fuji Electric Systems Co Ltd 半導体モジュール
JP2012175882A (ja) * 2011-02-24 2012-09-10 Mitsubishi Electric Corp 電源装置及び空気調和装置
JP2013223275A (ja) * 2012-04-13 2013-10-28 Fuji Electric Co Ltd 電力変換装置
WO2015079504A1 (ja) * 2013-11-26 2015-06-04 三菱電機株式会社 直流電源装置、およびそれを備えた冷凍サイクル適用機器

Cited By (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN110198116A (zh) * 2018-02-26 2019-09-03 维谛技术有限公司 电池变换电路、不间断电源及电池变换方法
CN111555647A (zh) * 2020-04-30 2020-08-18 科华恒盛股份有限公司 一种电力变换器及其t型三电平三相整流电路
CN115833579A (zh) * 2023-02-09 2023-03-21 中国人民解放军国防科技大学 一种斩波器及磁悬浮列车

Also Published As

Publication number Publication date
JP2018152925A (ja) 2018-09-27

Similar Documents

Publication Publication Date Title
WO2017022693A1 (ja) ３レベルチョッパ装置
US11139808B2 (en) Semiconductor device and power conversion system
US8791662B2 (en) Power semiconductor module, electric-power conversion apparatus, and railway vehicle
EP0680147B1 (en) Semiconductor power module and power conversion device
US9893606B1 (en) Three-level chopper apparatus
JP6334201B2 (ja) 電力変換装置、及び電力変換装置の制御方法
KR100337035B1 (ko) 전력용 반도체 스위칭 소자의 직렬구동을 위한 수동형보조회로
US11258437B2 (en) Switching device for disconnecting a current path
JP2009506736A (ja) 分散配置されたエネルギー蓄積器を有する電力変換回路
KR101456097B1 (ko) 멀티모듈 컨버터의 암 스위치 특성평가 방법 및 장치
US8599585B2 (en) Power conversion device
US20210297073A1 (en) Switching Device for Separating a Current Path
JP5929277B2 (ja) ３レベル電力変換装置
JP6714834B2 (ja) ３レベル電力変換回路
JP2020014045A (ja) 双方向スイッチ回路
EP2852019B1 (en) Improvements in or relating to power modules for use in power transmission networks
WO2018137791A1 (en) A protection arrangement for an mmc-hvdc sub-module
JP6455793B2 (ja) 電力変換装置、及びそれを用いたパワーコンディショナ
JP2019075887A (ja) 半導体スイッチング素子駆動回路及び電力変換器
JP6447944B2 (ja) 電力変換装置、及びそれを用いたパワーコンディショナ
JP3356783B2 (ja) 電力変換装置及びモータ制御装置
EP3742568A1 (en) Overvoltage protection circuit, power converter, electric drive device and vehicle
Rodrigues et al. Economical methods for SiC JFET’s short-circuit protection using commercial gate drivers
EP4297262A1 (en) Multi-functional solid state switching circuit
CN216851779U (zh) 电压转换器

Legal Events

Date Code Title Description
121 Ep: the epo has been informed by wipo that ep was designated in this application

Ref document number: 16832972

Country of ref document: EP

Kind code of ref document: A1

NENP Non-entry into the national phase

Ref country code: DE

NENP Non-entry into the national phase

Ref country code: JP

122 Ep: pct application non-entry in european phase

Ref document number: 16832972

Country of ref document: EP

Kind code of ref document: A1