JP2008193779A - 半導体モジュール - Google Patents

Abstract

【課題】３レベルインバータ回路を従来の半導体モジュールを用いて構成すると配線インダクタンスが大きくなり、半導体素子に過大な電圧が印加される。
【解決手段】直流電源のＰＮ間に接続されるＩＧＢＴの直列接続回路と、この直列接続回路の直列接続点と直流電源の中性点との間に接続する交流スイッチ素子を一つのパッケージに内蔵することにより、配線インダクタンスの低減と装置の低価格化を実現する。
【選択図】図１

Description

本発明は、３レベルインバータや共振形インバータに用いるパワー半導体モジュールの構成に関する。

図８に、従来の技術を用いた直流から交流に変換する３レベルインバータの回路例を示す。本回路構成は特許文献に示されている。１、２が直列に接続された直流電源で、正極電位をＰ、負極電位をＮ、中性点電位をＭとしている。一般に本直流電源を交流電源システムより構成する場合は、図示していないダイオード整流器と大容量の電解コンデンサなどを用いて構成することが可能である。
正極電位Ｐと負極電位Ｎとの間には、ダイオードを逆並列接続したＩＧＢＴの直列接続回路が3相分接続されている。即ち、Ｕ相用の直列接続回路６０はダイオード１２を逆並列接続したＩＧＢＴ１１からなる上アームとダイオード１４を逆並列接続したＩＧＢＴ１３からなる下アームとの直列接続回路で、Ｖ相用の直列接続回路６１はダイオード２２を逆並列接続したＩＧＢＴ２１からなる上アームとダイオード２４を逆並列接続したＩＧＢＴ２３からなる下アームとの直列接続回路で、Ｗ相用の直列接続回路６２はダイオード３２を逆並列接続したＩＧＢＴ３１からなる上アームとダイオード３４を逆並列接続したＩＧＢＴ３３からなる下アームとの直列接続回路で、それぞれ構成されている。

各相の直列接続回路の上アームと下アームの直列接続点と直流中性点電位Ｍとの間には、ダイオードを逆並列接続したＩＧＢＴを逆直列接続した交流スイッチが接続されている。即ち、Ｕ相用の直列接続回路６０の直列接続点と直流電源の中性点Ｍとの間には、ダイオード８２を逆並列接続したＩＧＢＴ８１からなるＩＧＢＴモジュール６３のエミッタとダイオード８４を逆並列接続したＩＧＢＴ８３からなるＩＧＢＴモジュール６４のエミッタとが接続された構成の交流スイッチ回路が、Ｖ相用の直列接続回路６１の直列接続点と直流電源の中性点Ｍとの間には、ダイオード８６を逆並列接続したＩＧＢＴ８５からなるＩＧＢＴモジュール６５のエミッタとダイオード８８を逆並列接続したＩＧＢＴ８７からなるＩＧＢＴモジュール６６のエミッタとが接続された構成の交流スイッチ回路が、Ｗ相用の直列接続回路６２の直列接続点と直流電源の中性点Ｍとの間には、ダイオード９０を逆並列接続したＩＧＢＴ８９からなるＩＧＢＴモジュール６７のエミッタとダイオード９２を逆並列接続したＩＧＢＴ９１からなるＩＧＢＴモジュール６８のエミッタとが接続された構成の交流スイッチ回路が、それぞれ接続されている。また、各直列接続回路６０、６１、６２の直列接続点は交流出力となり、各々フィルタ用リアクトル７１、７２、７３を介して負荷７４に接続される。

本回路構成とすることで、各直列接続回路６０、６１、６２の直列接続点は、正極電位Ｐ、負極電位Ｎ、および中性点電位Ｍを出力することが可能となるため、３レベルのインバータ出力となる。図９に出力電圧（Ｖｏｕｔ）波形例を示す。２レベルタイプのインバータに対して、3つの電圧レベルを持った低次の高調波成分の少ない交流電圧が出力されることが特徴であり、出力フィルタ７１〜７３の小型化が可能となる。
また本３レベルインバータを現状のＩＧＢＴモジュールで構成する場合、各直列接続回路６０、６１、６２が図１０に示す２ｉｎ１タイプのＩＧＢＴモジュールで、６３〜６８が図１１に示す１ｉｎ１タイプのＩＧＢＴモジュールを用いることになる。２ｉｎ１タイプのモジュールは、端子としては、正極電位Ｐに接続されるＣ１端子（９３）、負極電位Ｎに接続されるＥ２端子（９４）、負荷出力及び交流スイッチに接続されるＥ１Ｃ２端子（９５）となり、一般に図示の順番で端子が構成される。また１ｉｎ１タイプのモジュールは、図１１に示すように、出力端子として、コレクタ端子Ｃ（１００）とエミッタ端子Ｅ（１０１）より構成される。

これらのＩＧＢＴモジュールを用いて図８の回路の１相分を構成した場合の構造図（上面図）例を図１４に示す。本図はＩＧＢＴモジュール６０、６３、６４と直流電源となる電解コンデンサ１、２より構成し、それぞれを導体配線した例で、図８におけるＵ相分を示している。即ち、直列接続回路として２ｉｎ１タイプのＩＧＢＴモジュール６０を用い、交流スイッチは１ｉｎ１タイプのＩＧＢＴモジュール６３と６４のエミッタ同士を接続する構成の逆直列接続回路で実現している。直流電源１、２とＩＧＢＴモジュール６０、６３、６４を接続する導体１１０〜１１４が必要となる。使用する導体の数が多く、また複雑な形状の導体が必要で、さらにインダクタンスが大きくなるなどの欠点がある。
尚、従来のＩＧＢＴモジュールの外形及び構成図については、非特許文献１などに示されている。
特開２００２−２４７８６２号公報 富士ＩＧＢＴモジュールアプリケーションマニュアル、ＲＨ９８４、2004年2月発行

図１２に、図８の１相分回路の配線インダクタンスに着目して描いた等価回路を示す。各インダクタンスＬ１、Ｌ２、Ｌ３、Ｌ４は主にＩＧＢＴモジュール間及びＩＧＢＴモジュールと直流電源（電解コンデンサ）間の配線によるものである。各配線は通常数ｃｍから１０数ｃｍ程度あるため、各インダクタンス値は１０ｎＨから数１０ｎＨ程度となる。
図１２において、ＩＧＢＴ１１がオン状態の場合（破線で示す電流Ｉが流れている状態）から、ＩＧＢＴ１１がターンオフすると、ＩＧＢＴ８１（事前にオンさせておく）とダイオード８４が導通し、電流経路Ixに転流が行われる。その際過渡的に、インダクタンスＬ１、Ｌ２、Ｌ３、Ｌ４にはＩＧＢＴの電流変化率（ｄｉ／ｄｔ）に応じて、図中の矢印の向きに電圧が発生する。
その結果ＩＧＢＴ１１のコレクタ−エミッタ間には最大、式（１）で示される電圧が印加されることとなる。図１３にＩＧＢＴ１１ターンオフ時のコレクタ電流（ｉｃ）とコレクタエミッタ間電圧（Ｖ_ＣＥ）波形を示す。

Ｖ_{ＣＥ（ｐｅａｋ）}＝Ｅｄｐ＋（Ｌ_１＋Ｌ_２＋Ｌ_３＋Ｌ_４）・ｄｉ／ｄｔ ・・・（１）
サージ電圧ΔＶ＝（Ｌ_１＋Ｌ_２＋Ｌ_３＋Ｌ_４）・ｄｉ／ｄｔ ・・・（２）
Ｅｄｐ ：直流電源１の直流電圧
ｄｉ／ｄｔ ：ＩＧＢＴターンオフ時のＩＧＢＴの電流変化率
Ｌ_１、Ｌ_２、Ｌ_３、Ｌ_４ ：各配線のインダクタンス値

一例として数１００ＡクラスのＩＧＢＴの場合、そのｄｉ/ｄｔは最大で５０００Ａ/μｓ程度となるため、Ｌ_１＋Ｌ_２＋Ｌ_３＋Ｌ_４＝１００ｎＨと仮定すると、（１）式におけるサージ分の電圧（Ｌ_１＋Ｌ_２＋Ｌ_３＋Ｌ_４）・ｄｉ／ｄｔは５００Ｖとなる。

上記のように、Ｌ_１、Ｌ_２、Ｌ_３、Ｌ_４の存在により、ＩＧＢＴターンオフ時のＩＧＢＴに印加されるピーク電圧値は、直流電圧Ｅｄｐに対して上記（２）式のサージ電圧分高くなるため、ＩＧＢＴチップ及び逆並列に接続されているＦＷＤチップは電圧耐量が高いものが必要となる。通常、電圧耐量が高いチップは、概ね電圧耐量比例でチップ面積が広くなるため、モジュールの大型化及びコストアップに繋がるという課題がある。

上述の課題を解決するために、第1の発明においては、電圧形の３レベルインバータに適用するパワー半導体モジュールにおいて、直流回路の正極端子にコレクタが接続されるダイオードを逆並列接続した第１のＩＧＢＴと、直流回路の負極端子にエミッタが接続されるダイオードを逆並列接続した第２のＩＧＢＴと、第１のＩＧＢＴのエミッタと第２のＩＧＢＴのコレクタとの接続点と直流回路の正極端子と負極端子との間に設けられた中性点端子との間に接続される半導体交流スイッチとを、一つのパッケージ内に収納する。
第２の発明においては、電圧形の３レベルインバータに適用するパワー半導体モジュールにおいて、直流回路の正極端子にコレクタが接続されるダイオードを逆並列接続した第１のＩＧＢＴと、直流回路の負極端子にエミッタが接続されるダイオードを逆並列接続した第２のＩＧＢＴと、第１のＩＧＢＴのエミッタと第２のＩＧＢＴのコレクタとの接続点と直流回路の正極端子と負極端子との間に設けられた中性点端子との間に接続される半導体交流スイッチとからなる１相分スイッチ回路を、複数個一つのパッケージ内に収納する。

第３の発明においては、前記半導体交流スイッチは、ダイオードを逆並列接続した第3のＩＧＢＴのエミッタとダイオードを逆並列接続した第4のＩＧＢＴのエミッタとを接続して構成とする。
第４の発明においては、前記半導体交流スイッチは、ダイオードを逆並列接続した第3のＩＧＢＴのコレクタとダイオードを逆並列接続した第4のＩＧＢＴのコレクタとを接続して構成する。
第５の発明においては、前記半導体交流スイッチは、逆阻止形のＩＧＢＴを逆並列接続して構成する。
第６の発明においては、前記中性点端子を、第1の中性点端子と第2の中性点端子に２分割する。

第７の発明においては、前記正極端子と、負極端子と、中性点端子とを一列状に配置する。

本発明では、図８に示す３レベルインバータにおいて、直流の正極電位Pと負極電位Ｎに接続されるＩＧＢＴ直列接続回路と、ＩＧＢＴ直列接続回路の直列接続点と直流電源の中性点電位Ｍとの間に接続される交流スイッチとして動作するＩＧＢＴとを、一体型のＩＧＢＴモジュールとすることで、各ＩＧＢＴ間の配線が不要となる。その結果、直流電源とＩＧＢＴモジュール間の配線インダクタンスが低減され、ターンオフ時ＩＧＢＴに印加される電圧Ｖ_{ＣＥ（ｐｅａｋ）}の低減が可能となると同時に、使用するＩＧＢＴ素子とダイオード素子の耐圧を低減でき、ＩＧＢＴモジュールの小型化と低価格化が可能となる。また、従来に比べて、使用する導体の数を減らすことができ、導体形状も簡単化されるため、工数の削減が図られ、装置の低価格化を実現できる。

本発明の要点は、３レベルインバータにおいて、直流の正極電位Pと負極電位Ｎに接続されるＩＧＢＴ直列接続回路と、ＩＧＢＴ直列接続回路の直列接続点と直流電源の中性点電位Ｍとの間に接続される交流スイッチとして動作するＩＧＢＴとを、一体型のＩＧＢＴモジュールとすることで、従来のようなＩＧＢＴ間の配線を不要とすることである。

図１に、本発明の第1の実施例を示す。図８における１相分（ここではＵ相）を、一つのモジュールに収納した構成である。図１（ａ）がモジュールの外観、図１（ｂ）が回路構成である。内蔵する半導体素子としては、ＩＧＢＴ１１、１３と、ダイオード１２、１４と、交流スイッチ１５である。端子１７が直流電源の正極電位Ｐに接続されるＣ１端子、端子１８が直流電源の中性点電位Ｍに接続されるＭ端子、端子１９が直流電源の負極電位Ｎに接続されるＥ２端子、端子１６が負荷に接続されるＥ１Ｃ２端子である。図１（ａ）において、３は半導体チップや配線部材を絶縁して設置する金属性のベース基板、４はモジュールの絶縁ケースで、ベース基板３は内部で発生した熱を冷却フィンへ伝達する役目も担っている。また図１（ａ）において、端子Ｃ１、Ｍ、およびＥ２は、モジュール上に一列状に配置した構成としている。

図６に本モジュールを用いた時の直流電源との接続例を示す。モジュール４０ａと直流電源１、２との接続は、モジュールのＣ１端子と直流電源の正極電位Ｐとの接続は導体５０で、モジュールのＭ端子と直流電源の中性点電位Ｍとの接続は導体５１ａで、モジュールの端子Ｅ２と直流電源の負極電位Ｎとの接続は導体５２で、各々接続される。図１４に示す従来構成に対してほぼ直線状に導体を配線することが可能で、Ｐ−Ｃ１配線（５０）とＭ配線（５１ａ）、及びＭ配線（５１ａ）とＮ−Ｅ２配線（５２）とは近接配線（またはラミネート配線）が容易に実現可能となり、両者間の配線インダクタンスを低減することが可能となる。その時の回路モデル図を図６（ａ）に示す。すなわち近接配線（またはラミネート配線）によって、配線５０と５１ａ間、及び配線５１ａと５１間には相互インダクタンスｍが発生し、モジュールの端子Ｃ１〜直流電源１〜モジュールの端子Ｍ間、及びモジュールの端子Ｍ〜直流電源２〜モジュール端子Ｅ２間のインダクタンス値が大幅に低減される。

図２に、本発明の第２の実施例を示す。第１の実施例との違いは、直流電源の中性点電位Ｍに接続される端子がＭ１とＭ２に分割されている点であり、その他は同じである。
図７に本発明のモジュール用いた場合のモジュールと直流電源間の接続例を示す。図７（ａ）が回路構成、図７（ｂ）が配線構造図である。モジュールにＭ１とＭ２の端子を設けたことにより、導体配線５１ｂの構造が簡単化され、工数削減が図れると同時に、インダクタンスが一層軽減される。

図３に、本発明の第３の実施例を示す。図８における３相分を、一つのモジュールに収納した構成である。図３（ａ）がモジュールの外観、図３（ｂ）が回路構成である。内蔵する半導体素子としては、ＩＧＢＴ１１、１３、２１、２３、３１、３３と、ダイオード１２、１４、２２、２４、３２、３４と、交流スイッチ１５、２５、３５である。端子１７が直流電源の正極電位Ｐに接続されるＣ１端子、端子１８が直流電源の中性点電位Ｍに接続されるＭ端子、端子１９が直流電源の負極電位Ｎに接続されるＥ２端子、端子１６Ｕ、１６Ｖ、１６Ｗが各々三相負荷に接続されるＵ、Ｖ、Ｗ端子である。図３（ａ）において、３ｂは半導体チップや配線部材を絶縁して設置する金属性のベース基板、４ｂはモジュールの絶縁ケースで、ベース基板３ｂは内部で発生した熱を冷却フィンへ伝達する役目も担っている。また図３（ａ）において、端子Ｃ１、Ｍ、およびＥ２は、モジュール上に一列状に配置した構成としている。三相分をモジュール化しているため、直流電源との接続が、第１〜第３の実施例に比べ、一層簡素化され、配線インダクタンスの低減に加え、装置組立ての工数削減による低価格化を実現できる。

図４に、本発明の第４の実施例を示す。第３の実施例との違いは、直流電源の中性点電位Ｍに接続される端子がＭ１とＭ２に分割されている点であり、その他は同じである。Ｍ１端子とＭ２端子を設けたことにより、インダクタンスの一層の低減と、モジュールと直流電源との配線構造が簡単化され、工数削減による低価格化を実現できる。

図５に、第１の実施例から第４の実施例において使用される交流スイッチ１５、２５、３５の構成例を示す。図５（ａ）と図５（ｂ）の例では、通常のＩＧＢＴは逆耐圧が微小であるため、ＩＧＢＴとダイオードを直列接続して、逆方向の耐圧を確保している。図５（ａ）はダイオード４３を逆並列接続したＩＧＢＴ４１のエミッタとダイオード４４を逆並列接続したＩＧＢＴ４２のエミッタを接続して構成した交流スイッチの回路構成である。端子Ｋから端子Ｌへ電流を流す場合は、ＩＧＢＴ４１をオンさせ、ＩＧＢＴ４１→ダイオード４４の経路で、端子Ｌから端子Ｋへ電流を流す場合は、ＩＧＢＴ４２をオンさせ、ＩＧＢＴ４２→ダイオード４３の経路で、各々電流を流す。
図５（ｂ）はダイオード４３を逆並列接続したＩＧＢＴ４１のコレクタとダイオード４４を逆並列接続したＩＧＢＴ４２のコレクタを接続して構成した交流スイッチの回路構成である。端子Ｋから端子Ｌへ電流を流す場合は、ＩＧＢＴ４２をオンさせ、ダイオード４３→ＩＧＢＴ４２の経路で、端子Ｌから端子Ｋへ電流を流す場合は、ＩＧＢＴ４１をオンさせ、ダイオード４４→ＩＧＢＴ４１の経路で、各々電流を流す。

図５（ｃ）は逆方向の耐圧を備えたＩＧＢＴである逆阻止形ＩＧＢＴ４５、４６を逆並列接続して、交流スイッチを構成した例である。端子Ｋから端子Ｌへ電流を流す場合は逆阻止形ＩＧＢＴ４５をオンさせ、端子Ｌから端子Ｋへ電流を流す場合は逆阻止形ＩＧＢＴ４６をオンさせれば良い。
尚、上記実施例には交流スイッチとしてＩＧＢＴの逆直列回路や逆阻止形ＩＧＢＴの逆並列接続回路の例を示したが、ダイオードブリッジ回路とＩＧＢＴの組合せ回路や、その他の種類の半導体スイッチング素子でも実現可能である。
また、図１、図２の例では、交流出力端子（Ｅ１Ｃ１）を他の端子と一列状に配置していないが、同一列状に配置しても良い。

本発明は、ダイオードを逆並列接続したＩＧＢＴを２個直列接続した直列接続回路と交流スイッチを一つのモジュールとして一体化したものであり、３レベルインバータ回路、３レベルコンバータ回路、共振形回路などへの適用が可能である。

本発明の第１の実施例を示すモジュール外観とその回路構成 本発明の第２の実施例を示すモジュール外観とその回路構成 本発明の第３の実施例を示すモジュール外観とその回路構成 本発明の第４の実施例を示すモジュール外観とその回路構成 交流スイッチの構成例 第１の実施例モジュールを用いた配線構造例 第２の実施例モジュールを用いた配線構造例 従来のモジュールを用いた回路構成例 ３レベルインバータの出力波形例 従来のＩＧＢＴモジュール（２ｉｎ１タイプ） 従来のＩＧＢＴモジュール（１ｉｎ１タイプ） 従来のＩＧＢＴモジュールを用いた等価回路（１相分） ＩＧＢＴターンオフ時の電圧、電流波形 従来のＩＧＢＴモジュールを用いた配線構造例

符号の説明

１、２・・・直流電源（コンデンサ） ３、３ａ、３ｂ、３ｃ、５、５ａ・・・ベース基板
４、４ａ、４ｂ、４ｃ、６、６ａ・・・絶縁ケース
１１、１３、２１、２３、３１、３３、８１、８３、８５、８７、８９、９１、９６、９８、１０２・・・ＩＧＢＴ
１２、１４、２２、２４、３２、３４、８２、８４、８６、８８、９０、９２、９７、９９、１０３・・・ダイオード
１５、２５、３５・・・交流スイッチ
７１、７２、７３・・・フィルタリアクトル ７４、７５・・・負荷
６０、６１、６２・・・ＩＧＢＴモジュール（２ｉｎ１タイプ）
６３〜６８・・・ＩＧＢＴモジュール（１ｉｎ１タイプ）
５０、５１ａ、５１ｂ、５２、１１０〜１１４・・・導体
１６、１６Ｕ、１６Ｖ、１６Ｗ、１７、１８、１８ａ、１８ｂ、１９、９３〜９５、１００、１０１・・・端子

Claims (7)

1. 電圧形の３レベルインバータに適用するパワー半導体モジュールにおいて、直流回路の正極端子にコレクタが接続されるダイオードを逆並列接続した第１のＩＧＢＴと、直流回路の負極端子にエミッタが接続されるダイオードを逆並列接続した第２のＩＧＢＴと、第１のＩＧＢＴのエミッタと第２のＩＧＢＴのコレクタとの接続点と直流回路の正極端子と負極端子との間に設けられた中性点端子との間に接続される半導体交流スイッチとを、一つのパッケージ内に収納したことを特徴とするパワー半導体モジュール。
2. 電圧形の３レベルインバータに適用するパワー半導体モジュールにおいて、直流回路の正極端子にコレクタが接続されるダイオードを逆並列接続した第１のＩＧＢＴと、直流回路の負極端子にエミッタが接続されるダイオードを逆並列接続した第２のＩＧＢＴと、第１のＩＧＢＴのエミッタと第２のＩＧＢＴのコレクタとの接続点と直流回路の正極端子と負極端子との間に設けられた中性点端子との間に接続される半導体交流スイッチとからなる１相分スイッチ回路を、複数個一つのパッケージ内に収納したことを特徴とするパワー半導体モジュール。
3. 前記半導体交流スイッチは、ダイオードを逆並列接続した第3のＩＧＢＴのエミッタとダイオードを逆並列接続した第4のＩＧＢＴのエミッタとを接続して構成したことを特徴とする請求項１又は２に記載のパワー半導体モジュール。
4. 前記半導体交流スイッチは、ダイオードを逆並列接続した第3のＩＧＢＴのコレクタとダイオードを逆並列接続した第4のＩＧＢＴのコレクタとを接続して構成したことを特徴とする請求項１又は２に記載のパワー半導体モジュール。
5. 前記半導体交流スイッチは、逆阻止形のＩＧＢＴを逆並列接続して構成したことを特徴とする請求項１又は２に記載のパワー半導体モジュール。
6. 前記中性点端子を、第1の中性点端子と第2の中性点端子に２分割したことを特徴とする請求項１〜５に記載のパワー半導体モジュール。
7. 前記正極端子と、負極端子と、中性点端子とを一列状に配置したことを特徴とする請求項１〜６に記載のパワー半導体モジュール。

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