JP2019024290A - 電力変換装置 - Google Patents

Abstract

【課題】デッドタイム時のサージ電圧を緩和可能な回路構成をもったＮＰＣ式の電力変換装置を提案する。【解決手段】正極端子Ｐと負極端子Ｎとの間に直列接続されたコンデンサＣ１，Ｃ２と、正極端子Ｐと負極端子Ｎとの間に直列接続されたスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２及び該スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のそれぞれに逆並列接続されたダイオードＤ１，Ｄ２と、コンデンサＣ１，Ｃ２の間の中性点端子Ｃとスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の相互接続点の出力端子Ｕとの間に直列接続されたイッチング素子Ｑ３，Ｑ４及び該スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４のそれぞれに逆並列接続されたダイオードＤ３，Ｄ４と、を備えた電力変換装置において、中間アームの配線インダクタンスＬ３に対し、上アーム及び下アームの各配線インダクタンスＬ１，Ｌ２を小さくする。【選択図】図１

Description

本発明は、中性点クランプ（ＮＰＣ：Neutral Point Clamped）方式の電力変換装置に関する発明であり、当該電力変換装置におけるサージ電圧を緩和する技術について、ここに開示する。

ＮＰＣ方式の電力変換装置は、３レベルのマルチレベルインバータであり、小型で高効率の電力変換装置として近年使用されつつある。このようなＮＰＣ方式の電力変換装置について、特許文献１に説明されている。当該電力変換装置の主回路を図１に示す。直流電源Ｅから正の電位が印加される高電位側の正極端子Ｐと同直流電源Ｅから負の電位が印加される低電位側の負極端子Ｎとの間に、２つのコンデンサＣ１，Ｃ２を同極性で直列に接続してあり、コンデンサＣ１とコンデンサＣ２の接続点に中性点（中間電位点Ｅ／２）端子Ｃが設けられ、これら正極端子Ｐ、負極端子Ｎ及び中性点端子Ｃにより３レベルの電位を印加可能な直流電圧源が構成されている。

該直流電圧源の正極端子Ｐと負極端子Ｎとの間に、Ｓｉ−ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）等の２つのスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２が同極性で直列に接続され、そして、このスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のそれぞれに対してＳｉＣ−ＳＢＤ（Schottky Barrier Diode）等のダイオードＤ１，Ｄ２が逆並列に接続されており、スイッチング素子Ｑ１とスイッチング素子Ｑ２の接続点に、負荷へ接続される出力端子Ｕが設けられる（交流出力）。正極端子Ｐ側に設けられたスイッチング素子Ｑ１及び逆並列接続のダイオードＤ１により上アームが構成され、負極端子Ｎ側に設けられたスイッチング素子Ｑ２及び逆並列接続のダイオードＤ２により下アームが構成されている。また、中性点端子Ｃと出力端子Ｕとの間には、Ｓｉ−ＩＧＢＴ等の２つのスイッチング素子Ｑ３，Ｑ４が逆極性で直列に接続され、そして、このスイッチング素子Ｑ３，Ｑ４のそれぞれに対してＳｉ−ＦＷＤ（Free Wheel Diode）等のダイオードＤ３，Ｄ４が逆並列に接続される。これらスイッチング素子Ｑ３，Ｑ４及びダイオードＤ３，Ｄ４により双方向スイッチの中間アームが構成されている。

なお、図１に示す電力変換装置を３組、直列に接続してハーフブリッジ回路を構成すれば、三相交流用の電力変換装置とすることができる（例えば特許文献１の図９、特許文献２の図１）。

特許文献１に開示されるような回路構成をもつＮＰＣ方式の電力変換装置をスイッチング制御するにあたっては、スイッチング素子のバラツキなどに起因して素子状態切り替え時にコンデンサＣ１，Ｃ２の短絡が生じ得るので、これを防ぐ目的で、デッドタイム（短絡保護期間）がスイッチング周期に対し短い時間、設定される（特許文献１の段落００１６〜００２０等参照）。このデッドタイムで上下アームのスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２がターンオフするときに、配線インダクタンスに起因してスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の両端電圧が電源電圧Ｅを越えるサージ電圧が発生し、回路素子に悪影響を及ぼす可能性がある（例えば、特許文献２の段落０００７）。

特開２０１３−１１６０２０号公報 特開２０１４−１５５３９５号公報

以上の背景に鑑みて本発明は、デッドタイム時のサージ電圧を緩和可能な回路構成をもったＮＰＣ式の電力変換装置を提案する。

本発明によれば、
正極端子と負極端子との間に直列接続された少なくとも２つのコンデンサと、
前記正極端子と前記負極端子との間に直列接続された少なくとも２つのスイッチング素子及び該スイッチング素子のそれぞれに逆並列接続されたダイオードと、
前記２つのコンデンサの接続点に設けられる中性点端子と前記２つのスイッチング素子の接続点に設けられる出力端子との間に直列接続された少なくとも２つのスイッチング素子及び該スイッチング素子のそれぞれに逆並列接続されたダイオードを含んでなる双方向スイッチと、
を備えた電力変換装置において、
前記中性点端子から前記出力端子の配線インダクタンスに対し、前記正極端子から前記出力端子の配線インダクタンス及び前記負極端子から前記出力端子の配線インダクタンスが小さいことを特徴とする。

本発明に係る電力変換装置は、前述のデッドタイムにおいて上下アームのスイッチング素子がターンオフするときに、上下アームの両配線インダクタンスが中間アームのインダクタンスよりも小さいことから、中間アームに流れる電流は少なく且つ上下アームに流れる電流は多くなる。すると、中間アームに関して電流変化が小さくなって、この中間アームの電流変化及び配線インダクタンスによって生じるサージ電圧が緩和される。

ＮＰＣ方式の電力変換装置の一形態を示した回路図。 デッドタイムにおけるスイッチング素子の両端電圧の変化を説明する図。 各アームの配線インダクタンスが同じ場合の電圧及び電流波形のシミュレーション結果。 中間アームの配線インダクタンスに対し、上下アームの配線インダクタンスを小さくした場合の電圧及び電流波形のシミュレーション結果。 中間アームの配線インダクタンスに対し、上下アームの配線インダクタンスを、図４の場合よりもさらに小さくした場合の電圧及び電流波形のシミュレーション結果。 中間アームと上下アームとで配線インダクタンスを異なるものにするバスバー構造の一例。

図１に、ＮＰＣ方式の電力変換装置の回路図を示す。
この例に係る電力変換装置は、直流電源Ｅから正の電位が印加される高電位側の正極端子Ｐと同直流電源Ｅから負の電位が印加される低電位側の負極端子Ｎとの間に、２つのコンデンサＣ１，Ｃ２を同極性で直列に接続してあり、該２つのコンデンサＣ１，Ｃ２の接続点に中性点（中間電位点Ｅ／２）端子Ｃが設けられていて、これら正極端子Ｐ、負極端子Ｎ及び中性点端子Ｃにより３レベルの電位を印加可能な直流電圧源が構成されている。正極端子Ｐと負極端子Ｎとの間には、本例ではＳｉ−ＩＧＢＴとした２つのスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２が同極性で直列に接続され、そして、このスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のそれぞれに対して、本例では高速ダイオードのＳｉＣ−ＳＢＤとしたダイオードＤ１，Ｄ２を逆並列接続してある。２つのスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の接続点には、負荷へ接続される出力端子Ｕが設けられる（交流出力）。正極端子Ｐ側に設けられたスイッチング素子Ｑ１及び逆並列接続のダイオードＤ１により上アームが構成され、負極端子Ｎ側に設けられたスイッチング素子Ｑ２及び逆並列接続のダイオードＤ２により下アームが構成されている。

中性点端子Ｃと出力端子Ｕとの間には、本例ではＳｉ−ＩＧＢＴとした２つのスイッチング素子Ｑ３，Ｑ４が逆極性で直列に接続され、そして、このスイッチング素子Ｑ３，Ｑ４のそれぞれに対して、本例ではＳｉ−ＦＷＤとしたダイオードＤ３，Ｄ４が逆並列に接続される。これらスイッチング素子Ｑ３，Ｑ４及びダイオードＤ３，Ｄ４により双方向スイッチの中間アームが構成されている。

図１中、上アームの配線インダクタンス（正極端子から出力端子にかけての配線インダクタンス）はＬ１、下アームの配線インダクタンス（負極端子から出力端子にかけての配線インダクタンス）はＬ２、そして中間アームの配線インダクタンス（中性点端子から出力端子にかけての配線インダクタンス）はＬ３で示してある。

この例の電力変換装置は、前述の特許文献１に記載されているようなスイッチング制御により駆動されるが、当該スイッチング制御において、素子状態切り替え時に生じ得るコンデンサＣ１，Ｃ２の短絡を防ぐ目的で、上下アームのスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２を両方ともターンオフさせるデッドタイムが、スイッチング周期に対し短い時間で設定される。このデッドタイムで上下アームのスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２がターンオフするときに、回路インダクタンスに起因してスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の両端電圧が電源電圧Ｅを越えるサージ電圧が発生する。

このときの動作について、下アームのスイッチング素子Ｑ２がオンからターンオフするときを一例として説明する。この場合、スイッチング素子Ｑ２のターンオフにより、下アームのＵ−Ｎ間電圧が０から中間電位Ｅ／２となるのに伴い、上アームのＰ−Ｕ間電圧は電源電圧Ｅから中間電位Ｅ／２となる（スイッチング素子Ｑ１はオフ）。すると、下アームに流れていた電流が中間アームへ転流する（スイッチング素子Ｑ４がオン）。さらにここに、中間アームの配線インダクタンスＬ３及び電流変化（−ｄｉ／ｄｔ）に起因する電圧が上乗せされる状態になるので、Ｕ−Ｎ間電圧が中間電位Ｅ／２よりも高くなると共にＰ−Ｕ間電圧は中間電位Ｅ／２よりも低くなる。そして、Ｕ−Ｎ間電圧が電源電圧Ｅを越えようとすると、Ｐ−Ｕ間電圧が０になるため、上アームのダイオードＤ１が導通して還流電流は中間アームと上アームの両方を流れることになる。このときに、本来なら、導通するダイオードＤ１がクリッピングダイオードの役割を担うので、Ｎ−Ｕ間電圧は電源電圧Ｅにクランプされるはずであるが、実際には、ダイオードＤ１の寄生容量と配線インダクタンスＬ１，Ｌ３に起因して共振するため、電源電圧Ｅにその共振電圧が重畳され、サージ電圧を発生させる波形となる（図２参照）。

そこで、本発明の実施形態に係る電力変換装置では、中間アームの配線インダクタンスＬ３に対し、上アーム及び下アームの各配線インダクタンスＬ１，Ｌ２が小さくなるように設計してある。上記の動作状況において、上アームの配線インダクタンスＬ１が小さくなっていれば、ダイオードＤ１を通って上アームへ流れる電流の量が多くなる（インピーダンスの低い方に電流は流れやすい）。上アームに流れる電流が多くなる分、中間アームに流れる電流が少なくなるので、中間アームにおける−ｄｉ／ｄｔが小さくなり、この−ｄｉ／ｄｔ及び配線インダクタンスＬ３によって生じるサージ電圧をその分低下させることができる。この効果について、図３〜図５にシミュレーション結果の波形を示している。

図３は、従来設計に従ってＬ１＝Ｌ２＝Ｌ３＝３０ｎＨとした場合の波形を示す。なお、図３〜図５のシミュレーションにおいて使用した電源電圧Ｅは６００Ｖ、中間電位Ｅ／２は３００Ｖである。スイッチング素子Ｑ２のターンオフで下アーム電圧は上昇し、下アーム電流は減少する。下アーム電圧は最終的には中間電位Ｅ／２に集束するが、デッドタイムにおいて９２０Ｖのサージ電圧を発生している。このときに、上アーム電圧は０Ｖへ一旦下降した後、中間電位Ｅ／２へ集束する。これに伴って中間アームに転流する電流と上アームへ流れる電流とが発生し、上アームへ流れる電流は４５Ａになる。

図４は、本発明を適用し、Ｌ１＝Ｌ２＝２０ｎＨ、Ｌ３＝４０ｎＨとした場合の波形を示す。回路全体としては図３同様の挙動を示すが、中間アームの配線インダクタンスＬ３に対し、上アームの配線インダクタンスＬ１が小さくなっている結果、上アームへ流れる電流が６５Ａに増加し、サージ電圧が８８０Ｖへ低下している。
図５も本発明を適用したシミュレーションで、Ｌ１＝Ｌ２＝１０ｎＨ、Ｌ３＝５０ｎＨとした場合の波形である。これも回路全体としては図３同様の挙動を示すが、中間アームの配線インダクタンスＬ３に対し、上アームの配線インダクタンスＬ１が図４の場合よりも小さくなっている結果、上アームへ流れる電流がさらに１００Ａまで増加し、サージ電圧が８２０Ｖまで低下している。
これらの結果から、上下アームの配線インダクタンスＬ１，Ｌ２を中間アームの配線インダクタンスＬ３に対して１／２以下にすることで、サージ電圧緩和の効果を得られることが分かる。

中間アームの配線インダクタンスＬ３に対し、上下アームの配線インダクタンスＬ１，Ｌ２を小さく設計するには、具体的には、図６に示すようなバスバー設計が一例として可能である。図示の例では、上アーム及び下アームを構成するバスバー１，２の間に、中間アームを構成するバスバー３が積層されており、上アーム及び下アームを構成するバスバー１，２の形状が、中間アームを構成するバスバー３の形状とは異なっている。詳細には、上アーム及び下アームを構成するバスバー１，２の銅板面積（体積）に対し、中間アームを構成するバスバー３の銅板面積（体積）を、銅板の切り抜き部を増やすなどして、小さくしてある。この切り抜き部の面積比率により配線インダクタンスを容易に調整することができる。例えば、中間アームの切り抜き部の面積を、上アーム及び下アームの切り抜き部の面積の２倍以上にするなどで、容易に調整可能である。

バスバー、すなわち配線形状による配線インダクタンスの調整に関しては、この他にも、中間アームの配線長さに対して上アーム及び下アームの配線長さを１／２以下にする、中間アームの配線厚さに対して上アーム及び下アームの配線厚さを２倍以上にする、などで調整することも可能である。

以上、スイッチング素子Ｑ２の場合に絞って説明してきたが、スイッチング素子Ｑ１のターンオフにおいても同様の作用、効果を得られることは、当業者であれば本明細書から容易に把握できる。

Ｑ１〜Ｑ４ スイッチング素子
Ｄ１〜Ｄ４ ダイオード
Ｅ 電源電圧
Ｅ／２ 中間電位
Ｐ 正極端子
Ｎ 負極端子
Ｃ 中性点端子
Ｕ 出力端子
Ｌ１ 上アーム配線インダクタンス
Ｌ２ 下アーム配線インダクタンス
Ｌ３ 中間アーム配線インダクタンス

Claims (8)

1. 直流電源の正極端子と負極端子との間に直列接続された２つのコンデンサと、
   前記正極端子と前記負極端子との間に直列接続された２つのスイッチング素子及び該スイッチング素子のそれぞれに逆並列接続されたダイオードと、
   前記２つのコンデンサの接続点に設けられる中性点端子と前記２つのスイッチング素子の接続点に設けられる出力端子との間に直列接続された少なくとも２つのスイッチング素子及び該スイッチング素子のそれぞれに逆並列接続されたダイオードを含んでなる双方向スイッチと、
   を備えた電力変換装置において、
   前記中性点端子から前記出力端子の配線インダクタンスに対し、前記正極端子から前記出力端子の配線インダクタンス及び前記負極端子から前記出力端子の配線インダクタンスが小さいことを特徴とする、電力変換装置。
2. 前記中性点端子から前記出力端子の配線インダクタンスに対し、前記正極端子から前記出力端子の配線インダクタンス及び前記負極端子から前記出力端子の配線インダクタンスが１／２以下である、請求項１に記載の電力変換装置。
3. 前記中性点端子から前記出力端子の配線は、前記正極端子から前記出力端子の配線と前記負極端子から前記出力端子の配線との間に積層されている、請求項１又は２に記載の電力変換装置。
4. 前記中性点端子から前記出力端子の配線長さに対し、前記正極端子から前記出力端子の配線長さ及び前記負極端子から前記出力端子の配線長さが１／２以下である、請求項１又は２に記載の電力変換装置。
5. 前記中性点端子から前記出力端子の配線厚さに対し、前記正極端子から前記出力端子の配線厚さ及び前記負極端子から前記出力端子の配線厚さが２倍以上である、請求項１又は２に記載の電力変換装置。
6. 前記正極端子から前記出力端子の配線及び前記負極端子から前記出力端子の配線と前記中性点端子から前記出力端子の配線は、切り抜き部をそれぞれ有し、
   前記正極端子から前記出力端子の配線及び前記負極端子から前記出力端子の配線の切り抜き部は、前記中性点端子から前記出力端子の配線の切り抜き部よりも小さい、請求項１又は２に記載の電力変換装置。
7. 前記中性点端子から前記出力端子の配線の切り抜き部の面積は、前記正極端子から前記出力端子の配線及び前記負極端子から前記出力端子の配線の切り抜き部の面積の２倍以上である、請求項６に記載の電力変換装置。
8. 前記正極端子から前記出力端子の配線及び前記負極端子から前記出力端子の配線の切り抜き部は、前記中性点端子から前記出力端子の配線の切り抜き部の面積の２倍以上である、請求項６に記載の電力変換装置。