JP2014036509A - ３レベル電力変換装置 - Google Patents

Abstract

【課題】回路インダクタンスが低く、かつ低コストで保守性の高い３レベル電力変換装置を得る。
【解決手段】還流ダイオード１１１が逆並列接続された第１のＩＧＢＴ１０１と、還流ダイオード１１２が逆並列接続された第２のＩＧＢＴ１０２とを直列接続して一つのパッケージ内に収容した２ｉｎ１モジュール２ａと、双方向に電流を流す特性を有する双方向スイッチ３ａとにより１相分の電力変換回路５ａを構成し、これを３相備えて構成される３レベル電力変換装置１は、各相における２ｉｎ１モジュール２ａ〜２ｃの各外部端子が、第１のＩＧＢＴ１０１のコレクタと同電位の第１の主端子Ｃ１、第１のＩＧＢＴ１０１のエミッタと第２のＩＧＢＴ１０２のコレクタとの接続点と同電位の第２の主端子Ｃ２Ｅ１、第２のＩＧＢＴ１０２のエミッタと同電位の第３の主端子Ｅ２の順に、各パッケージの表面に一列に配列されている。
【選択図】図１

Description

この発明は、電力用半導体モジュールを用いて構成された３レベル電力変換装置に関するものである。

電力変換装置には、２レベル回路方式や３レベル回路方式が存在する。レベル数が多くなるほど、回路に必要な電力用半導体モジュール数やそれらの制御に使用する部品数が多くなり、構成が複雑化するため、２レベル回路方式の電力変換装置が一般的に多用されている。しかし、３レベル回路方式では、電力用半導体モジュールの耐圧が２レベル回路方式の半分の耐圧のもので良いためモジュール単体のコストが下がり、また、電力用半導体モジュールの電力損失も減少する。このため、３レベル回路方式の電力変換装置を使用する例も増えてきている。
一方、電力変換装置では、半導体素子のターンオフ時にサージ電圧が発生することが問題となっており、このサージ電圧を抑制するために回路インダクタンスを低減することを目的とした電力変換装置が開発されている。

上述の通り近年使用が増加している３レベル回路方式の電力変換装置において回路インダクタンスの低減化を図った例として、従来の３レベル回路方式の電力変換装置では、直流電源のＰＮ間に接続されるＩＧＢＴの直列接続回路と、この直列接続回路の直列接続点と直流電源の中性点との間に接続する交流スイッチ素子（ＩＧＢＴ）を一つのパッケージに内蔵して構成される（例えば、特許文献１）。
また、回路インダクタンスの低減化を図った他の例として、従来の３レベルインバータでは、３レベルインバータの直流回路（電解コンデンサ）と、インバータ部の半導体素子との間を接続する場合に、中間電位部の配線導体を２分割し、Ｐ導体とＮ導体をそれぞれ絶縁物を介して挟み込む構造として構成される（例えば、特許文献２）。

特開２００８−１９３７７９号公報 特開２００９−０２２０６２号公報

上記特許文献１に記載の３レベル回路方式の電力変換装置は、ＩＧＢＴの直列接続回路と、交流スイッチ素子（ＩＧＢＴ）とを一つのパッケージ内に収めたモジュールを用いて構成し、各ＩＧＢＴ間の配線を不要とすることで回路インダクタンスを低減している。しかし、多くの半導体素子を同一パッケージ内に同封すると半導体素子の歩留りによってモジュールのコストが高くなる可能性や、一つの半導体素子が壊れた場合に全てを交換しなければならないなど、コスト面や保守性での問題があった。
また、特許文献２に記載の３レベルインバータでは、インバータ部の半導体素子を、２ｉｎ１タイプのＩＧＢＴモジュールと、１ｉｎ１タイプのＩＧＢＴモジュールとにより構成しているため、上記特許文献１のようなコスト面や保守性の問題は余り生じない。しかし、回路インダクタンスの低減は、各配線導体が完全に積層された部分に関してのみ可能であり、積層されていない特にモジュールの端子近くの導体部分に関してはインダクタンスが大きくなるため、十分にインダクタンスを低減できないという問題があった。
この発明は、上記のような課題を解決するためになされたもので、回路インダクタンスが低く、かつ低コストで保守性の高い３レベル電力変換装置を得ることを目的とする。

この発明に係る３レベル電力変換装置は、第１の還流ダイオードが逆並列接続され、制御電極、入力電極、および出力電極を有する第１の自己消弧型半導体素子と、第２の還流ダイオードが逆並列接続され、制御電極、入力電極、および出力電極を有する第２の自己消弧型半導体素子とを直列接続して一つのパッケージ内に収容し、上記第１の自己消弧型半導体素子の入力電極と同電位の第１の主端子と、上記第１の自己消弧型半導体素子の出力電極と上記第２の自己消弧型半導体素子の入力電極との接続点と同電位の第２の主端子と、上記第２の自己消弧型半導体素子の出力電極と同電位の第３の主端子とを外部端子として、上記各外部端子が上記パッケージの表面に露出した電力用半導体モジュールと、
上記第１の主端子と上記第３の主端子との間に接続される直流電源の中間電位点と、上記第２の主端子との間に接続され、双方向に電流を流す特性を有する双方向スイッチと、
により１相分の電力変換回路を構成し、上記１相分の電力変換回路を複数相備えて構成された３レベル電力変換装置である。上記各相の電力用半導体モジュールの上記各外部端子は、上記第１の主端子と上記第２の主端子とが隣接して配置され、かつ上記第２の主端子と上記第３の主端子とが隣接して配置されている。

この発明の３レベル電力変換装置は、上記のように構成されているため、電力変換回路の回路インダクタンスを抑え、また保守性を向上させるとともに、製造コストを低減することができる。

この発明の実施の形態１における３レベル電力変換装置の構成を模式的に示す平面図および平面図におけるＡ−Ａ’線断面図である。 図１に示す３レベル電力変換装置を構成する各ブスバーの形状を示す平面図である。 図１に示す３レベル電力変換装置の回路図である。 図１に示す３レベル電力変換装置を構成する２ｉｎ１モジュールの外観図および内部回路図である。 図１に示す３レベル電力変換装置の１相分の３レベルの電力変換回路を示す回路図である。 図５に示す３レベル電力変換回路における動作を説明するための図である。 図５に示す３レベル電力変換回路における動作を説明するための図である。 この発明の実施の形態１における３レベル電力変換装置の比較例として、２レベル電力変換回路の１相分を示す回路図である。 図８に示す２レベル電力変換回路における動作を説明するための図である。 この発明の実施の形態２における３レベル電力変換装置の構成を模式的に示す平面図および平面図におけるＡ−Ａ’線断面図である。 図１０に示す３レベル電力変換装置を構成する各ブスバーの形状を示す平面図である。 図１０に示す３レベル電力変換装置を構成する２ｉｎ１モジュールの外観図および内部回路図である。

実施の形態１．
図１はこの発明の実施の形態１における３レベル電力変換装置１の構成を模式的に示す平面図および平面図におけるＡ−Ａ’線断面図、図２はこの３レベル電力変換装置１の構成を分かり易く説明するためのものであり、３レベル電力変換装置１を構成する各ブスバーの形状を示す平面図である。また、図３はこの３レベル電力変換装置１の回路図、図４は３レベル電力変換装置１を構成する２ｉｎ１モジュールの外観図およびその内部回路図である。

３レベル電力変換装置１は双方向スイッチ方式の３レベル電力変換装置であり、図１に示すように、電力用半導体モジュールとして３個の２ｉｎ１モジュール２ａ〜２ｃと、双方向スイッチとして３個の双方向スイッチモジュール３ａ〜３ｃと、直流電源として２個のコンデンサ４ａ、４ｂとを備えている。なお、２ｉｎ１モジュールは、逆並列に接続された自己消弧型半導体素子としてのＩＧＢＴ（Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ Ｇａｔｅ Ｂｉｐｏｌａｒ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）と半導体素子である還流ダイオードとの組を２組直列に接続し、一つのパッケージ内に収めたものである。また、双方向スイッチモジュールは、逆並列に接続されたＩＧＢＴと還流ダイオードとの組を２組、コレクタコモンとなるように互いに逆方向に直列接続し、一つのパッケージ内に収めたものである。
以下、図１、図３を参照して３レベル電力変換装置１の回路構成について詳しく説明する。

まず、各２ｉｎ１モジュール２ａ〜２ｃの回路構成について、例として２ｉｎ１モジュール２ａに着目して説明する。なお、２ｉｎ１モジュール２ａ〜２ｃは全て同様の構成であるため、２ｉｎ１モジュール２ｂ、２ｃについての説明は省略する。
２ｉｎ１モジュール２ａは、第１の自己消弧型半導体素子１０１と第１の還流ダイオード１１１とが逆並列に接続された組、および第２の自己消弧型半導体素子１０２と第２の還流ダイオード１１２とが逆並列に接続された組、が２直列に接続された回路により構成されている。
第１のＩＧＢＴ１０１と第１の還流ダイオード１１１との組が正極側アームを構成し、第２のＩＧＢＴ１０２と第２の還流ダイオード１１２との組が負極側アームを構成している。

正極側アームおよび負極側アームの各ＩＧＢＴ１０１、１０２は、それぞれ制御電極としてのゲート、入力電極としてのコレクタ、出力電極としてのエミッタを有している。２ｉｎ１モジュール２ａのパッケージの表面には外部端子が露出しており、外部端子としては、第１のＩＧＢＴ１０１のコレクタと同電位の第１の主端子Ｃ１（以下、Ｃ１端子と記す。）、第１のＩＧＢＴ１０１のエミッタと第２のＩＧＢＴ１０２のコレクタとの接続点と同電位の第２の主端子Ｃ２Ｅ１（以下、Ｃ２Ｅ１端子と記す。）、第２のＩＧＢＴ１０２のエミッタと同電位の第３の主端子Ｅ２（以下、Ｅ２端子と記す。）とを備えている。なお、上記３個の主端子以外にも、各ＩＧＢＴ１０１、１０２のゲートの制御端子Ｇ１、Ｇ２、エミッタの制御端子Ｅ１０、Ｅ２０がパッケージの表面に露出している。図３中において、外部に露出する各外部端子は○印で表示している。

次に、各双方向スイッチモジュール３ａ〜３ｃの回路構成について、例として双方向スイッチモジュール３ａに着目して説明する。なお、双方向スイッチモジュール３ａ〜３ｃは全て同様の構成であるため、双方向スイッチモジュール３ｂ、３ｃについての説明は省略する。
双方向スイッチモジュール３ａは、双方向に電流を流す特性を有する双方向スイッチであり、本実施の形態１では、第３のＩＧＢＴ２０１と第３の還流ダイオード２１１とが逆並列に接続された組、および第４のＩＧＢＴ２０２と第４の還流ダイオード２１２とが逆並列に接続された組、がコレクタコモンとなるように互いに逆方向に直列接続された回路により構成されている。
このような回路構成の双方向スイッチモジュール３ａは、第３のＩＧＢＴ２０１のエミッタと同電位の第４の主端子Ｅ１’（以下、Ｅ１’端子と記す。）と、第４のＩＧＢＴ２０２のエミッタと同電位の第５の主端子Ｅ２’（以下、Ｅ２’端子と記す。）とを備え、Ｅ１’端子、Ｅ２’端子が双方向スイッチモジュール３ａのパッケージの表面に外部端子として露出している。なお、上記主端子以外にも、各ＩＧＢＴ２０１、２０２のゲートの制御端子Ｇ１’、Ｇ２’や、エミッタの制御端子Ｅ１０’、Ｅ２０’がパッケージの表面に露出している。

次に、直流電源としてのコンデンサは、２個のコンデンサ４ａ、４ｂが直列接続されて構成されている。２直列のコンデンサ４ａ、４ｂの両端となる正極側の端子を正極端子Ｐ、負極側の端子を負極端子Ｎとし、コンデンサ４ａとコンデンサ４ｂの接続点である中間電位点の端子を中間端子Ｃとする。なお、ここでは、コンデンサ４ａは正極端子Ｐと中間端子Ｃ、コンデンサ４ｂは負極端子Ｎと中間端子Ｃを備えている。

２ｉｎ１モジュール２ａのＣ１端子はコンデンサ４ａの正極端子Ｐに、２ｉｎ１モジュール２ａのＥ２端子はコンデンサ４ｂの負極端子Ｎにそれぞれ接続される。また、双方向スイッチモジュール３ａは、コンデンサ４ａ、４ｂの中間端子Ｃと２ｉｎ１モジュール２ａのＣ２Ｅ１端子との間に接続され、具体的には、双方向スイッチモジュール３ａのＥ１’端子が２ｉｎ１モジュール２ａのＣ２Ｅ１端子と接続され、双方向スイッチモジュール３ａのＥ２’端子がコンデンサ４ａ、４ｂの中間端子Ｃと接続されている。

２ｉｎ１モジュール２ａと双方向スイッチモジュール３ａとで構成される部分が１相分の電力変換回路５ａであり、これと同様の構成の電力変換回路を３相、ここでは、電力変換回路５ａ〜５ｃを備えて３レベル電力変換装置１が構成されている。

次に、３レベル電力変換装置１内における２ｉｎ１モジュール２ａ〜２ｃ、双方向スイッチモジュール３ａ〜３ｃ、コンデンサ４ａ、４ｂの配置等について、主に図１、図２を参照して説明する。なお、以下の説明において、２ｉｎ１モジュール２ａ〜２ｃ、双方向スイッチモジュール３ａ〜３ｃをまとめて指す場合、単にモジュールと記す。

各モジュール２ａ〜２ｃ、３ａ〜３ｃおよびコンデンサ４ａ、４ｂは、平板状の複数のブスバー６により上述した回路構成となるように互いに接続されている。本実施の形態１では、ブスバー６は６枚のブスバー６１〜６６により構成されており、上層に配置されるブスバー６１、下層に配置されるブスバー６２、中間層に配置されるブスバー６３〜６６が、各層が平行となるように積層されてラミネート加工により一体化されている。なお、図１の断面図において、各モジュール２ａ〜２ｃ、３ａ〜３ｃおよびコンデンサ４ａ、４ｂに近い側に配置されているブスバーを下層側のブスバー６２としている。また、各ブスバー６１〜６６はそれぞれ絶縁被膜等で覆われており、互いに絶縁された状態で積層されている。
各モジュール２ａ〜２ｃ、３ａ〜３ｃの各主端子（Ｃ１端子、Ｃ２Ｅ１端子、Ｅ２端子、Ｅ１’端子、Ｅ２’端子）やコンデンサ４ａ、４ｂの正極端子Ｐ、負極端子Ｎ、中間端子Ｃと、各ブスバー６１〜６６との所定の箇所とは、ネジ８およびスペーサ９によりネジ止め固定されており、これにより各モジュール２ａ〜２ｃ、３ａ〜３ｃおよびコンデンサ４ａ、４ｂと各ブスバー６１〜６６とを電気的に接続している。なお、各モジュールおよびコンデンサ４ａ、４ｂと各ブスバー６１〜６６との接続方法はこれに限られるものではなく、例えばはんだ接続等、その他の電気的な接続を行っても同様の効果が得られる。
各モジュール２ａ〜２ｃ、３ａ〜３ｃの裏面（各主端子が配置される面と反対側の面）は冷却フィン７に取り付けられており、各モジュール２ａ〜２ｃ、３ａ〜３ｃから発生する熱を効率よく冷却できる構成となっている。

図２に示すように、各ブスバー６１〜６６には開口（図中白抜き部分）が設けられている。この開口は、各ブスバー６１〜６６の所定の箇所と所定の主端子が接続される際に、その主端子と他のブスバーとの絶縁距離を確保するためのものである。例えば、２ｉｎ１モジュール２ａ〜２ｃのＣ１端子は上層のブスバー６１と接続されるが、その際、下層のブスバー６２や中間層のブスバー６４〜６６のＣ１端子の位置に開口が設けられていることで、Ｃ１端子とブスバー６２、６４〜６６間の絶縁距離を確保している。なお、図２中、各モジュール２ａ〜２ｃ、３ａ〜３ｃ、コンデンサ４ａ、４ｂ、およびこれらの各主端子等の位置を投影したものを点線にて示している。
なお、各ブスバー６１〜６６と各モジュール２ａ〜２ｃ、３ａ〜３ｃやコンデンサ４ａ、４ｂの主端子等とが接続される箇所についても実際にはネジ止めなどの接続用の開口をブスバー６１〜６６に設けているが、図２上において、接続用の開口については表記を省略しており、絶縁距離を確保するための開口のみを表記している。従って、各ブスバー６１〜６６上において、各モジュール２ａ〜２ｃ、３ａ〜３ｃやコンデンサ４ａ、４ｂの主端子等の配置される位置であって開口が記載されていない部分が、各ブスバー６１〜６６と各モジュール２ａ〜２ｃ、３ａ〜３ｃやコンデンサ４ａ、４ｂの主端子等との接続箇所となる。
各ブスバー６１〜６６が重なった部分にはそれぞれのブスバー６１〜６６を流れる電流によって各々が作り出す磁束がお互いを打ち消すように電流が流れるため、各ブスバー６１〜６６が重なる部分におけるインダクタンスを小さくすることができる。

次に、各モジュール２ａ〜２ｃ、３ａ〜３ｃの主端子（Ｃ１端子、Ｃ２Ｅ１端子、Ｅ２端子、Ｅ１’端子、Ｅ２’端子）の配置について説明する。また、コンデンサ４ａ、４ｂの各端子（正極端子Ｐ、負極端子Ｎ、中間端子Ｃ）の配置についても説明する。

２ｉｎ１モジュール２ａ〜２ｃの各主端子（Ｃ１端子、Ｃ２Ｅ１端子、Ｅ２端子）の配置については、図１、図４を参照して説明する。図１、図４に示すように、２ｉｎ１モジュール２ａは、略直方体のパッケージにより構成されており、各主端子はパッケージ表面の長手方向にＣ１端子、Ｃ２Ｅ１端子、Ｅ２端子の順で一列に配列されて露出している。なお、上記主端子以外のゲートやエミッタの制御端子Ｇ１、Ｅ１０、Ｇ２、Ｅ２０も、上記各主端子が配置された面と同じ面の端部分に適宜配置されている。
双方向スイッチモジュール３ａ〜３ｃのパッケージも、略直方体形状であり、各主端子は、パッケージ表面の長手方向にＥ１’端子、Ｅ２’端子の順で配置されている。なお、上記主端子以外のゲートやエミッタの制御端子Ｇ１’、Ｅ１０’、Ｇ２’、Ｅ２０’も、上記各主端子が配置された面と同じ面の端部分に適宜配置されている。

そして、２ｉｎ１モジュール２ａのＣ１端子、Ｃ２Ｅ１端子、Ｅ２端子の配置される列の延長上に、双方向スイッチモジュール３ａのＥ１’端子、Ｅ２’端子は配置される。具体的には、２ｉｎ１モジュール２ａと双方向スイッチモジュール３ａの各主端子が、Ｃ１端子、Ｃ２Ｅ１端子、Ｅ２端子、Ｅ１’端子、Ｅ２’端子の順に一列に並ぶように配置されている。電力変換回路５ｂ、５ｃを構成する２ｉｎ１モジュール２ｂ、２ｃと双方向スイッチモジュール３ｂ、３ｃの配置も同様であり、上記のように各主端子が配列されるように、２ｉｎ１モジュール２ａ〜２ｃと双方向スイッチモジュール３ａ〜３ｃが整列配置されている。

さらにコンデンサ４ａ、４ｃは、２ｉｎ１モジュール２ａ〜２ｃと双方向スイッチモジュール３ａ〜３ｃの主端子が配置される列の略延長方向に配置される。具体的には、電力変換回路５ａ〜５ｃのＣ１端子、Ｃ２Ｅ１端子、Ｅ２端子、Ｅ１’端子、Ｅ２’端子の列のさらに延長方向に、コンデンサ４ａの正極端子Ｐ、中間端子Ｃが順に配置され、又はコンデンサ４ｂの負極端子Ｎ、中間端子Ｃが順に配置されている。

次に、上記のような構成の３レベル電力変換装置１の効果について詳しく説明する。
上記でも説明したように、一般に、電力変換装置では、電力用半導体素子（ＩＧＢＴ等）のスイッチング時のサージ電圧の発生が問題となっている。電力用半導体素子をスイッチングする際に、電流の時間変化ｄｉ／ｄｔと配線インダクタンスＬとによりサージ電圧ΔＶ＝Ｌ・ｄｉ／ｄｔが発生すると、このサージ電圧ΔＶ＝Ｌ・ｄｉ／ｄｔが電力用半導体素子に印加される。配線インダクタンスＬが大きいと電力用半導体素子の耐圧を超えるサージ電圧が発生し、電力用半導体素子の劣化の原因となる。従って、サージ電圧を抑えることが、電力用半導体素子の能力を効率的に発揮させ、３レベル電力変換装置の機能向上につながる。そこで、サージ電圧を抑えるために、サージ電圧が発生する経路、すなわち、スイッチング動作時に電流の時間変化ｄｉ／ｄｔが発生する経路である転流ループの配線インダクタンスＬを小さくすることについて検討する。

まず、本実施の形態１における双方向スイッチ方式の３レベル電力変換装置１における転流ループについて考える。図５は３レベル電力変換装置１の１相分の３レベルの電力変換回路を示す回路図であり、図３の電力変換回路５ａの部分だけを単独で表示したものである。図６は電力変換回路５ａにおける動作を説明するための図であり、４つある動作モードのうちの１つのモードである、２ｉｎ１モジュール２ａの正極側アームのＩＧＢＴ１０１がスイッチングするモードについて、電流経路および転流ループを回路図に重ねて示している。図６（ａ）はＩＧＢＴ１０１のオン時の電流経路、図６（ｂ）がＩＧＢＴ１０１のオフ時の電流経路、図６（ｃ）がＩＧＢＴ１０１のターンオフ時の転流ループを示す。また、図７は、４つある動作モードのうちの他の１つのモードである、２ｉｎ１モジュール２ａの負極側アームのＩＧＢＴ１０２がスイッチングするモードにおける転流ループを示す。

図６（ａ）に示すように、正極側アームのＩＧＢＴ１０１がオン時には、電流は、コンデンサ４ａの正極ＰからＣ１端子、ＩＧＢＴ１０１、Ｃ２Ｅ１端子を通り、負荷３０を経由して他相の双方向スイッチを通り、コンデンサ４ａ、４ｂの中間端子Ｃへと流れる。
次に、正極側アームのＩＧＢＴ１０１をオンからターンオフ時についてであるが、正極側アームのＩＧＢＴ１０１をオンからターンオフした時には、双方向スイッチモジュール３ａのＥ１’端子側のＩＧＢＴ２０１がオンするモードとなっている。電流は、図６（ｂ）に示すように、コンデンサ４ａ、４ｂの中間端子Ｃから、双方向スイッチモジュール３ａのＥ２’端子、Ｅ２’側の還流ダイオード２１２、Ｅ１’側のＩＧＢＴ２０１、Ｅ１’端子を通り、負荷３０を経由して他相の双方向スイッチを通り、コンデンサ４ａ、４ｂの中間端子Ｃに戻るループで流れる。
従って、正極側ＩＧＢＴ１０１がターンオフする際に正極側ＩＧＢＴ１０１にかかるサージ電圧ΔＶ＝Ｌ・ｄｉ／ｄｔの、インダクタンスＬに関係する転流ループは、図６（ｃ）に示すように、正極側コンデンサ４ａの正極端子Ｐから、２ｉｎ１モジュール２ａのＣ１端子、正極側アームのＩＧＢＴ１０１、Ｃ２Ｅ１端子を通り、双方向スイッチモジュール３ａのＥ１’端子、Ｅ１’側のＩＧＢＴ２０１、Ｅ２’側の還流ダイオード２１２、Ｅ２’端子を通り、コンデンサ４ａ、４ｂの中間端子Ｃから正極側コンデンサ４ａの負極へ戻るループとなる。

一方、２ｉｎ１モジュール２ａの負極側アームのＩＧＢＴ１０２がスイッチングする動作モードについては、正極側アームのＩＧＢＴ１０１がスイッチングする場合の動作と同様に考えることができる。なお負極側アームのＩＧＢＴ１０２をオンからターンオフした時には、双方向スイッチモジュール３ａのＥ２’端子側のＩＧＢＴ２０２がオンするモードとなっている。この場合の転流ループは、図７に示すように、負極側コンデンサ４ｂの正極から、コンデンサ４ａ、４ｂの中間端子Ｃを通り、双方向スイッチモジュール３ａのＥ２’端子、Ｅ２’側のＩＧＢＴ２０２、Ｅ１’側の還流ダイオード２１１、Ｅ１’端子を通り、２ｉｎ１モジュール２ａのＣ２Ｅ１端子、負極側アームのＩＧＢＴ１０２、Ｅ２端子、そして負極側コンデンサ４ｂの負極端子Ｎに戻るというループとなる。

その他にも２つのモードとして双方向スイッチモジュール３ａのどちらか一方のＩＧＢＴ２０１（２０２）がスイッチングする場合がある。その場合の転流ループも上記の２つの転流ループとほぼ同じである。
例えば、双方向スイッチモジュール３ａのＥ１’側のＩＧＢＴ２０１がスイッチングする場合の転流ループは、図６（ｃ）で示す転流ループとほぼ同じであるが、２ｉｎ１モジュール２ａのＩＧＢＴ１０１ではなく還流ダイオード１１１を通るループとなる。
また、もう１つのモードである、双方向スイッチモジュール３ａのＥ２’側のＩＧＢＴ２０２がスイッチングする場合には、図７で示す２ｉｎ１モジュール２ａのＩＧＢＴ１０２がスイッチングする場合の転流ループとほぼ同じであるが、２ｉｎ１モジュール２ａのＩＧＢＴ１０２ではなく還流ダイオード１１２を通るループとなる。
このことより、逆並列接続されたＩＧＢＴと還流ダイオードとのどちらの素子を通るかという点を除けば、双方向スイッチ方式の３レベルの電力変換回路５ａにおいて考えるべき転流ループは２つ存在するといえる。

ここで、転流ループにおけるインダクタンスの要因について検討する。転流ループにおけるインダクタンスとしては、コンデンサ自体のインダクタンス、２ｉｎ１モジュールや双方向スイッチモジュール等のモジュールとコンデンサとを接続するブスバーのインダクタンス、モジュール内部の配線インダクタンスの３つが挙げられる。上記３つのうち最初の２つはモジュール以外が要因となるインダクタンスであり、最後の１つはモジュール自身が要因となるインダクタンスである。

１つめのコンデンサ自体のインダクタンスについては、コンデンサを並列使用することなどによって低減可能である。

また、２つめのブスバーのインダクタンスについては、ブスバーをラミネート化することで、ブスバーが重なっている部分については、各層のブスバーを流れる電流によって各々が作り出す磁束がお互いを打ち消すように電流が流れるため、インダクタンスを低減することができる。従って、転流ループの経路をできるだけ短くしブスバーを重ねられるようにすることができれば、インダクタンスを効果的に低減できる。
ブスバーとモジュールやブスバーとコンデンサとが接続される付近（以下、ブスバーの接続部とする。）に関しては、絶縁距離の関係上、ブスバーを重ねることができないため、ブスバーの接続部のインダクタンスは比較的大きくなってしまう。ただし、ブスバーの接続部のうち、コンデンサとの接続部に関しては、コンデンサを並列使用することで、コンデンサ自体のインダクタンスだけでなくコンデンサと接続されるブスバーの接続部についてもインダクタンスを低減することができる。
以上より、２つめのブスバーのインダクタンスについては、ブスバーをできるだけ重ねること、およびブスバーの接続部のうち、モジュールとの接続部のインダクタンスを低減することが効果的であると考えられる。

次に、３つめのモジュール内部の配線インダクタンスに関しては、モジュールの内部構造における端子部分のインダクタンスと、金属パターンや、半導体素子と金属パターンもしくは端子間を接続するワイヤボンドやＤＬＢ（Ｄｉｒｅｃｔ Ｌｅａｄ Ｂｏｎｄｉｎｇ）などの端子部分以外のインダクタンスと、の２つの要素に分けられる。

まず、後者の端子部分以外のインダクタンスのうち金属パターンのインダクタンスについて、金属パターンは、セラミックなどの絶縁材の上面に作成され、金属パターンの絶縁材を挟んだ他面には、ベース板と呼ばれる放熱用の金属板を半田付けするように金属箔が接合されている。金属パターンに電流が流れると、その電流の作り出す磁束を打ち消すように、金属箔やベース板に渦電流が生じる。従って、金属パターンのインダクタンスは小さい。次に、半導体素子と金属パターンもしくは端子間を接続するワイヤボンドやＤＬＢなどの導体のインダクタンスについて、これら導体の真下には上記のような金属パターンが存在する。このため、相互インダクタンスや渦電流が発生し、ワイヤボンドやＤＬＢなどの導体のインダクタンスも比較的小さい。

次に、前者の端子部分のインダクタンスについて、端子部分はモジュールのパッケージ表面に露出するために端子間の絶縁耐圧を保つ必要があり、端子間にかかる電圧に対して、端子同士をある一定間隔以上離さなければならない。従って、相互インダクタンスや渦電流によるインダクタンスの低減効果は少ない。
以上より、３つめのモジュール内部の配線インダクタンスについては、端子部分の配線インダクタンスを低減することが効果的であると考えられる。

上記検討の結果、転流ループの配線インダクタンスを低減する効果的な方法として、ブスバーの接続部を重ねる、ブスバーのモジュールとの接続部のインダクタンスを低減する、モジュール内部の端子部分の配線インダクタンスを低減する、ことが挙げられる。

ここで、本実施の形態１における転流ループは図６（ｃ）、図７に示す通りであり、転流時のサージ電圧に影響する２ｉｎ１モジュール２ａ内部配線に関係する箇所は、Ｃ１端子とＣ２Ｅ１端子間（以下、Ｃ１−Ｃ２Ｅ１間と記す。）、もしくはＣ２Ｅ１端子とＥ２端子間（以下、Ｃ２Ｅ１−Ｅ２間と記す。）である。
本実施の形態１では、図１、図４に示すように、２ｉｎ１モジュール２ａの３つの主端子は、Ｃ１端子とＣ２Ｅ１端子とが隣接し、Ｃ２Ｅ１端子とＥ２端子とが隣接するように、Ｃ１端子、Ｃ２Ｅ１端子、Ｅ２端子の順で等間隔で一列に配列されており、転流ループの一部分であるＣ１−Ｃ２Ｅ１間およびＣ２Ｅ１−Ｅ２間の距離が短い。このため、２ｉｎ１モジュール２ａのＣ１−Ｃ２Ｅ１間およびＣ２Ｅ１−Ｅ２間の端子部分の配線インダクタンスを低減することができる。また、転流ループを短くすることができるため、ブスバーと２ｉｎ１モジュール２ａとが接続される付近であるブスバーの接続部のインダクタンスも低減することができる。
すなわち、本実施の形態１のように、２ｉｎ１モジュール２ａの３つの主端子を、Ｃ１端子、Ｃ２Ｅ１端子、Ｅ２端子の順で等間隔で一列に配列することで、転流ループのインダクタンスを効果的に低減することができる。

また、Ｃ１端子、Ｃ２Ｅ１端子、Ｅ２端子の順で等間隔で一列に配列されていることより、Ｃ１−Ｃ２Ｅ１間およびＣ２Ｅ１−Ｅ２間の距離が等しくなる。このため、３レベル電力変換装置１での各動作モードで生じる２つの転流ループの距離が等しくなる。従って、２つの転流ループにおいてインダクタンスの値をバランスさせることができ、各動作モードにおいて、３レベル電力変換装置１を安定して動作させることができる。

さらに、本実施の形態１では、図１に示すように２ｉｎ１モジュール２ａのＣ１端子、Ｃ２Ｅ１端子、Ｅ２端子が配置される列の延長上に双方向スイッチモジュール３ａの端子Ｅ１’、Ｅ２’が配置されている。このため、転流ループの経路を短くし、ブスバー６１〜６６を効率的に重ねることができる。従って、転流ループの配線インダクタンスをより効果的に低減することができる。なお、本実施の形態１では、２ｉｎ１モジュールと双方向スイッチモジュールの主端子の望ましい配置例として、Ｃ１端子、Ｃ２Ｅ１端子、Ｅ２端子、Ｅ１’端子、Ｅ２’端子の順に一列に並ぶように配置したが、必ずしもこれに限られるものではない。双方向スイッチモジュールのＥ１’端子、Ｅ２’端子は、Ｃ１端子、Ｃ２Ｅ１端子、Ｅ２端子が配置される列の延長上にあればよく、例えば２ｉｎ１モジュールと双方向スイッチモジュールの位置を入れ替え、Ｅ１’端子、Ｅ２’端子、Ｃ１端子、Ｃ２Ｅ１端子、Ｅ２端子の順に各主端子を配置することもできる。

さらに、本実施の形態１では、図１に示すように２ｉｎ１モジュール２ａのＣ１端子、Ｃ２Ｅ１端子、Ｅ２端子が配置される列の延長方向にコンデンサ４ａ、４ｂを配置することで、２ｉｎ１モジュール２ａ、双方向スイッチモジュール３ａ、コンデンサ４ａ、４ｂを経由する転流ループの経路をより短くし、ブスバー６１〜６６をより効率的に重ねることができる。従って、転流ループの配線インダクタンスをさらに低減することができる。
なお、コンデンサ４ａ、４ｂは２ｉｎ１モジュール２ａのＣ１端子、Ｃ２Ｅ１端子、Ｅ２端子が配置される列の延長方向に配置されると記載したが、これは、２つのコンデンサ４ａ、４ｂが、３相分の電力変換回路５ａ〜５ｃの各主端子列の並びの延長方向にバランス良く配置されている状態であればよく、各相における転流ループの距離をできるだけ均等にかつ短くすることを意図するものである。

なお、一般に、電力変換装置には、２レベル回路方式と３レベル回路方式もしくはマルチレベル回路方式が存在する。本実施の形態１は３レベル回路方式の電力変換装置１であったが、比較例として２レベル回路方式の電力変換装置の場合ついて、以下説明する。
図８は２レベル電力変換回路の１相分を示す回路図、図９は２レベル電力変換回路の動作を説明するための図である。

図８に示すように、一般的な２レベル電力変換回路の１相分の回路構成は、ＩＧＢＴ１０１ｘ（１０２ｘ）と還流ダイオード１１１ｘ（１１２ｘ）を逆並列に接続したものを２直列に接続し、その正極と負極をそれぞれコンデンサ４ｘの両端である正極端子Ｐと負極端子Ｎに接続して構成される。ＩＧＢＴ１０１ｘ（１０２ｘ）と逆並列接続された還流ダイオード１１１ｘ（１１２ｘ）のセットが２直列に接続され、正極側アームと負極側アームを構成している。そして、正極側アームと負極側アームとが一つのパッケージ内に収められて電力用半導体モジュールである２ｉｎ１モジュール２ｘを構成している。図５の点線で囲まれた部分が２ｉｎ１モジュール２ｘを示し、○印は２ｉｎ１モジュール２ｘのパッケージ表面に露出する外部端子を表す。外部端子には、正極側のＩＧＢＴ１０１ｘのコレクタと同電位のＣ１端子、正極側のＩＧＢＴ１０１ｘのエミッタと負極側のＩＧＢＴ１０２ｘのコレクタとの接続点と同電位のＣ２Ｅ１端子、負極側のＩＧＢＴ１０２ｘのエミッタと同電位のＥ２端子の３個の主端子、および、各ＩＧＢＴ１０１ｘ、１０２ｘのゲートやエミッタの制御端子Ｇ１、Ｇ２、Ｅ１０、Ｅ２０がある。

図９は、２レベル電力変換回路における動作を説明するための図であり、正極側アームのＩＧＢＴ１０１ｘがスイッチングする場合の電流経路および転流ループを回路に重ねて示している。図９（ａ）がＩＧＢＴ１０１ｘのオン時の電流経路、図９（ｂ）がＩＧＢＴ１０１ｘのオフ時の電流経路、図９（ｃ）がＩＧＢＴ１０１ｘのターンオフ時の転流ループを示す。

図９（ａ）に示すように、正極側アームのＩＧＢＴ１０１ｘがオンされた時には、電流は、コンデンサ４ｘの正極端子Ｐ、２ｉｎ１モジュール２ｘのＣ１端子、正極側のＩＧＢＴ１０１ｘ、端子Ｃ２Ｅ１を通り、負荷３０ｘを経由して他相の負極側ＩＧＢＴを通り、コンデンサ４ｘの負極端子Ｎへと流れる。
次に、図９（ｂ）に示すように、正極側アームのＩＧＢＴ１０１ｘをオンからターンオフした時、負荷３０ｘに流れていた電流は負極側アームの還流ダイオード１１２ｘに還流する。
従って、正極側アームのＩＧＢＴ１０１ｘのターンオフ時の転流ループは、コンデンサ４ｘの正極端子Ｐから２ｉｎ１モジュール２ｘの正極側のＩＧＢＴ１０１ｘ、負極側の還流ダイオード１１２ｘ、Ｅ２端子を通り、コンデンサ４ｘの負極端子Ｎに戻るというループとなる。ただし、図８、図９にはＩＧＢＴ１０１ｘ、１０２ｘと還流ダイオード１１１ｘ、１１２ｘとコンデンサ４ｘのみを記載しているが、実際には半導体素子同士が接続される配線のインダクタンスや抵抗成分が回路には含まれ、転流ループにはその配線インダクタンスや抵抗成分も含まれる。

なお、負極側アームのＩＧＢＴ１０２ｘがスイッチングする場合の転流ループは、コンデンサ４ｘの正極端子Ｐから２ｉｎ１モジュール２ｘのＣ１端子、正極側の還流ダイオード１１１ｘ、負極側のＩＧＢＴ１０２ｘ、Ｅ２端子を通り、コンデンサ４ｘの負極端子Ｎに戻るというループとなる。

上記のことから、２レベル回路方式の電力変換装置の場合、転流ループにおける２ｉｎ１モジュール２ｘ内部の配線に関係する箇所は、Ｃ１端子とＥ２端子間（以下、Ｃ１−Ｅ２間と記す。）であり、Ｃ１−Ｅ２間の２ｉｎ１モジュール２ｘ内部の配線インダクタンスを小さくする、すなわち２ｉｎ１モジュール２ｘのＣ１端子とＥ２端子との位置を近づけることで、転流ループの配線インダクタンスを低減できる。このため、従来より広く用いられている２ｉｎ１モジュールは、外部端子がＣ１端子、Ｅ２端子、Ｃ２Ｅ１端子の順に配列されており、Ｃ１−Ｅ２間の距離が短いため、２レベル電力変換装置に適している。
しかしながら、この従来の２ｉｎ１モジュールを本実施の形態１の３レベル電力変換装置１に使用した場合には、転流ループの配線インダクタンスを効果的に低減することができず、サージ電圧を十分に抑制することは難しい。

以上のように、本実施の形態１では、３レベル電力変換装置１において、２ｉｎ１モジュール内の３つの主端子をＣ１端子、Ｅ２端子、Ｃ２Ｅ１端子の順に配列しているため、３レベルの変換回路内における転流ループのインダクタンスを効果的に低減することができる。
また、Ｃ１端子、Ｅ２端子、Ｃ２Ｅ１端子を等間隔で配置したため、図６（ｃ）、図７で示した２つの転流ループの距離が等しくなる。従って、各動作モードにおける転流ループのインダクタンス値をバランスさせることができる。
さらに、１相分の電力変換回路内において、２ｉｎ１モジュールのＣ１端子、Ｃ２Ｅ１端子、Ｅ２端子が配置される列の延長上に双方向スイッチモジュールの端子Ｅ１’、Ｅ２’を配置したため、ブスバーを効率的に重ねることができ、転流ループのインダクタンスをより効果的に低減することができる。
さらに、２ｉｎ１モジュールおよび双方向スイッチモジュールのＣ１端子、Ｃ２Ｅ１端子、Ｅ２端子、Ｅ１’端子、Ｅ２’端子が配置される列の延長方向にコンデンサ４ａ、４ｂを配置したため、ブスバーをより効率的に重ねることができる。従って、転流ループのインダクタンスをさらに効果的に低減することができる。
また、３レベル電力変換装置１は、複数の２ｉｎ１モジュールや複数の双方向スイッチモジュールを組み合わせて構成されているため、各モジュールを構成する半導体素子の一つが壊れた場合、そのモジュールだけを交換すればよく、コストの低減、保守性の向上を図ることができる。

なお、本実施の形態１では、２ｉｎ１モジュールを構成する自己消弧型半導体素子としてＩＧＢＴを採用したが、必ずしもこれに限られるものではなく、例えばＭＯＳＦＥＴ（Ｍｅｔａｌ Ｏｘｉｄｅ Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ Ｆｉｅｌｄ Ｅｆｆｅｃｔ Ｔｒａｎｓｉｓｔｅｒ）等、その他の自己消弧型半導体素子を採用してもよい。なお、ＭＯＳＦＥＴを採用した場合、一般に、入力電極としてドレイン、出力電極としてソースが該当する。

また、本実施の形態１では、双方向スイッチモジュールは、逆並列に接続されたＩＧＢＴと還流ダイオードとの組を２組、コレクタコモンとなるように互いに逆方向に直列接続したが、必ずしもこれに限られるものではなく、逆並列に接続されたＩＧＢＴと還流ダイオードとの組を２組、エミッタコモンとなるように互いに逆方向に直列接続してもよい。その場合、２ｉｎ１モジュールのＣ２Ｅ１端子と接続される端子が第４の主端子に該当し、一方の組のＩＧＢＴのコレクタと同電位の端子となる。また、コンデンサ４ａ、４ｂの中間端子と接続される端子が第５の主端子に該当し、他方の組のＩＧＢＴのコレクタと同電位の端子となる。

また、本実施の形態１では、２ｉｎ１モジュールおよび双方向スイッチモジュールのパッケージ形状を略直方体としたが、各モジュールのパッケージの形状は必ずしも直方体とする必要はない。転流ループは主端子等の配列により決定されるため、各モジュールのパッケージ形状はどのようなものであってもよい。

実施の形態２．
図１０はこの発明の実施の形態２における３レベル電力変換装置１０の構成を模式的に示す平面図および平面図におけるＡ−Ａ’線断面図、図１１はこの３レベル電力変換装置１０の構成を分かり易くするためのものであり、３レベル電力変換装置１０を構成する各ブスバーの形状を示す平面図である。また図１２は３レベル電力変換装置１０を構成する２ｉｎ１モジュールの外観図およびその内部回路図である。
本実施の形態２の３レベル電力変換装置１０は、上記実施の形態１の３レベル電力変換装置１と２ｉｎ１モジュールの構成が異なっている。詳細には、２ｉｎ１モジュールの回路構成は全く同様であるが、主端子（Ｃ１端子、Ｃ２Ｅ１端子、Ｅ２端子）の配置が異なっている。本実施の形態２において、各相の２ｉｎ１モジュール２０ａ〜２０ｃは同じ構成であるため、以下、２ｉｎ１モジュール２０ａに着目して説明する。なお、２ｉｎ１モジュールの端子位置、およびこの端子位置に対応するブスバーの形状以外の構成については上記実施の形態１と同様であるため同一符号を付して説明を省略する。

図に示すように、本実施の形態２の２ｉｎ１モジュール２０ａは、第２の主端子であるＣ２Ｅ１端子が頂点をなし、第１の主端子であるＣ１端子と第３の主端子であるＥ２端子とが横に並んでＣ１端子とＥ２端子を結ぶ線が底辺をなして、各主端子の略中心位置が三角形を構成するように配置されるものである。具体的には、Ｃ２Ｅ１端子とＣ１端子間の距離、Ｃ２Ｅ１端子とＥ２端子間の距離が等しくなるように配置されており、各主端子が形成する三角形はＣ２Ｅ１端子を頂点とする二等辺三角形である。このように配置されたＣ１端子、Ｃ２Ｅ１端子、Ｅ２端子が、２ｉｎ１モジュール２０ａのパッケージ表面に露出している。
なお、ブスバー６１ａ〜６６ａの構成は基本的に上記実施の形態１のブスバー６１〜６６と同様であるが、２ｉｎ１モジュール２０ａ〜２０ｃの主端子位置の変更に伴い、開口（図中白抜き部分）の位置が異なっている。

そして、２ｉｎ１モジュール２０ａのＣ１端子、Ｃ２Ｅ１端子、Ｅ２端子の配置される二等辺三角形の頂点（Ｃ２Ｅ１端子）から底辺（Ｃ１端子、Ｅ２端子間を結ぶ線）におろした垂線の延長上に、双方向スイッチモジュール３ａの第４の主端子であるＥ１’端子、第５の主端子であるＥ２’端子が配置される。具体的には、２ｉｎ１モジュール２０ａのＣ２Ｅ１端子と双方向スイッチモジュール３ａのＥ１’端子とが隣接するように、Ｃ１端子とＥ２端子、Ｃ２Ｅ１端子、Ｅ１’端子、Ｅ２’端子の順に各主端子が配置されている。

さらに、コンデンサ４ａ、４ｂは、２ｉｎ１モジュール２０ａ〜２０ｃのＣ１端子、Ｃ２Ｅ１端子、Ｅ２端子の配置される二等辺三角形の頂点（Ｃ２Ｅ１端子）から底辺（Ｃ１端子、Ｅ２端子間を結ぶ線）におろした垂線の略延長方向に配置される。具体的には、電力変換回路５ａ〜５ｃのＣ１端子とＥ２端子、Ｃ２Ｅ１端子、Ｅ１’端子、Ｅ２’端子の主端子列の、その並びのさらに延長方向に、コンデンサ４ａの正極端子Ｐ、中間端子Ｃが順に配置され、又はコンデンサ４ｂの負極端子Ｎ、中間端子Ｃが順に配置されている。

以上のような構成により本実施の形態２の３レベル電力変換装置１０は上記実施の形態１の３レベル電力変換装置１と同様の効果を得ることができる。
すなわち、本実施の形態２では、２ｉｎ１モジュールの主端子を、各主端子の略中心位置が三角形を構成するように配置するため、Ｃ１端子とＣ２Ｅ１端子が隣接し、Ｃ２Ｅ１端子とＥ２端子とが隣接する。従って、転流ループの一部となるＣ１−Ｃ２Ｅ１間およびＣ２Ｅ１−Ｅ２間の距離を短くすることができ、転流ループのインダクタンスを効果的に低減することができる。
さらに、これらの主端子が、Ｃ２Ｅ１端子を頂点とする二等辺三角形となるように配置することで、Ｃ１−Ｃ２Ｅ１間およびＣ２Ｅ１−Ｅ２間の距離が等しくなるため、３レベル電力変換装置１０での各動作モードで生じる２つの転流ループの距離が等しくなる。従って、２つの転流ループにおいてインダクタンスの値をバランスさせることができるため、各動作モードにおいて、３レベル電力変換装置１０を安定して動作させることができる。

さらに、各相の電力変換回路内で、２ｉｎ１モジュールのＣ１端子、Ｃ２Ｅ１端子、Ｅ２端子の配置される二等辺三角形の頂点（Ｃ２Ｅ１端子）から底辺（Ｃ１端子、Ｅ２端子間を結ぶ線）におろした垂線の延長上に、双方向スイッチモジュールのＥ１’端子、Ｅ２’端子が配置されるため、ブスバーを効率的に重ねることができ、転流ループのインダクタンスをより効果的に低減することができる。

さらに、２ｉｎ１モジュールのＣ１端子、Ｃ２Ｅ１端子、Ｅ２端子の配置される二等辺三角形の頂点（Ｃ２Ｅ１端子）から底辺（Ｃ１端子、Ｅ２端子間を結ぶ線）におろした垂線の延長方向にコンデンサを配置したため、ブスバーをより効率的に重ねることができる。従って、転流ループのインダクタンスをさらに低減することができる。
なお、垂線の延長方向と記載したが、これは、２つのコンデンサが、３相分の電力変換回路の各主端子列の並びの延長方向にバランス良く配置されている状態であればよく、各相における転流ループの距離をできるだけ均等にかつ短くすることを意図するものである。

また、３レベル電力変換装置１０は、複数の２ｉｎ１モジュールや複数の双方向スイッチモジュールを組み合わせて構成されているため、各モジュールを構成する半導体素子の一つが壊れた場合、そのモジュールだけを交換すればよく、コストの低減、保守性の向上を図ることができる。

なお、本実施の形態２の２ｉｎ１モジュールの構成にのみ着目すれば、各主端子の略中心位置が三角形を構成するように配置することで、Ｃ１端子とＥ２端子も隣接して配置されることとなる。
上述したように、２レベル回路方式では２ｉｎ１モジュールのＣ１端子とＥ２端子との配置位置を近づけることで、転流ループの配線インダクタンスを低減できる。
本実施の形態２の２ｉｎ１モジュールは、Ｃ１端子とＥ２端子が隣接配置されており、２レベル回路方式の電力変換装置に使用した場合にも効率よく転流ループの配線インダクタンスを低減できる。従って、本実施の形態２における２ｉｎ１モジュールは、２ｉｎ１モジュールとしての汎用性が高くなり量産が可能であるためモジュールのコストを下げることができ、３レベル電力変換装置としてもコストを安く抑えることが可能となる。

ここで、Ｃ２Ｅ１端子の略中心位置からＣ１端子、Ｅ２端子がなす底辺への垂線の長さは、ブスバーとの接続のしやすさや、取付作業性、ブスバーの電流容量等を考慮した上で、各主端子間の絶縁距離を確保しつつできるだけ短い値に設定すると良い。

なお、上記実施の形態１および実施の形態２において、各モジュールを構成するＩＧＢＴや還流ダイオード等の半導体素子の半導体材料について特に限定しておらず、一般的には珪素が使用できる。しかしながら、半導体材料を、ワイドバンドギャップ半導体材料、例えば、炭化珪素、窒化ガリウム系材料、またはダイヤモンドなどとすれば、各実施の形態１、２の効果を維持したまま各モジュールの低損失化が可能となり、３レベル電力変換装置の高効率化が可能となる。
また、このようなモジュールは、耐電圧性が高く、許容電流密度も高いため、３レベル電力変換装置の小型化が可能となる。なお、ＩＧＢＴや還流ダイオード等の半導体素子の内、一部の半導体素子のみにワイドバンドギャップ半導体を用いてもよい。
さらにワイドバンドギャップ半導体素子は、耐熱性が高いので、高温動作が可能であり、３レベル電力変換装置における冷却フィンの小型化や、水冷部の空冷化も可能となるので、３レベル電力変換装置の一層の小型化が可能になる。
なお、ワイドバンドギャップ半導体材料は、高速スイッチングが可能であるが、スイッチング速度と配線インダクタンスによるサージ電圧が比例するために、スイッチング速度の高速化には限界が生じる。このような場合でも、上記実施の形態１、２の発明を適用すれば、配線インダクタンスを低減することにより、高速スイッチングが可能となる。

また、本発明は、その発明の範囲内において、各実施の形態を自由に組み合わせたり、各実施の形態を適宜、変形、省略することが可能である。

１ ３レベル電力変換装置、
２ａ〜２ｃ 電力用半導体モジュールとしての２ｉｎ１モジュール、
３ａ〜３ｃ 双方向スイッチとしての双方向スイッチモジュール、
４ａ，４ｂ 直流電源としてのコンデンサ、５ａ〜５ｃ 電力変換回路、
６，６ａ ブスバー、７ 冷却フィン、８ ネジ、９ スペーサ、
１０ ３レベル電力変換装置、
２０ａ〜２０ｃ 電力用半導体モジュールとしての２ｉｎ１モジュール、３０ 負荷、
６１〜６６，６１〜６６ａ ブスバー、
１０１ 第１の自己消弧型半導体素子としての第１のＩＧＢＴ、
１０２ 第２の自己消弧型半導体素子としての第２のＩＧＢＴ、
１１１ 第１の還流ダイオード、１１２ 第２の還流ダイオード、
Ｃ１ 第１の主端子としてのＣ１端子、Ｃ２Ｅ１ 第２の主端子としてのＣ２Ｅ１端子、
Ｅ２ 第３の主端子としてのＥ２端子、Ｅ１’ 第４の主端子としてのＥ１’端子、
Ｅ２’ 第５の主端子としてのＥ２’端子、Ｃ 直流電源の中間端子。

Claims (12)

1. 第１の還流ダイオードが逆並列接続され、制御電極、入力電極、および出力電極を有する第１の自己消弧型半導体素子と、第２の還流ダイオードが逆並列接続され、制御電極、入力電極、および出力電極を有する第２の自己消弧型半導体素子とを直列接続して一つのパッケージ内に収容し、上記第１の自己消弧型半導体素子の入力電極と同電位の第１の主端子と、上記第１の自己消弧型半導体素子の出力電極と上記第２の自己消弧型半導体素子の入力電極との接続点と同電位の第２の主端子と、上記第２の自己消弧型半導体素子の出力電極と同電位の第３の主端子とを外部端子として、上記各外部端子が上記パッケージの表面に露出した電力用半導体モジュールと、
   上記第１の主端子と上記第３の主端子との間に接続される直流電源の中間電位点と、上記第２の主端子との間に接続され、双方向に電流を流す特性を有する双方向スイッチと、
   により１相分の電力変換回路を構成し、上記１相分の電力変換回路を複数相備えて構成された３レベル電力変換装置であって、
   上記各相の電力用半導体モジュールの上記各外部端子は、上記第１の主端子と上記第２の主端子とが隣接して配置され、かつ上記第２の主端子と上記第３の主端子とが隣接して配置されていることを特徴とする３レベル電力変換装置。
2. 上記第１の主端子と上記第２の主端子間の距離と、上記第２の主端子と上記第３の主端子間の距離とが等しいことを特徴とする請求項１に記載の３レベル電力変換装置。
3. 上記各相の電力用半導体モジュールの上記各外部端子が、上記第１の主端子、上記第２の主端子、上記第３の主端子の順で一列に配列されていることを特徴とする請求項１または請求項２に記載の３レベル電力変換装置。
4. 上記各相の電力用半導体モジュールの上記各外部端子が、上記第２の主端子を頂点とし、上記第１と第３の主端子とを結ぶ線を底辺とする三角形となるよう配置されていることを特徴とする請求項１または請求項２に記載の３レベル電力変換装置。
5. 上記双方向スイッチは、上記電力用半導体モジュールの上記第２の主端子に接続される第４の主端子と、上記直流電源の中間電位点に接続される第５の主端子とを備え、
   上記第４の主端子および上記第５の主端子は、上記電力用半導体モジュールの上記各主端子が配置される列の延長上に配置されることを特徴とする請求項３に記載の３レベル電力変換装置。
6. 上記直流電源は、上記電力用半導体モジュールの上記各主端子が配置される列の延長方向に配置されることを特徴とする請求項５に記載の３レベル電力変換装置。
7. 上記双方向スイッチは、上記電力用半導体モジュールの上記第２の主端子に接続される第４の主端子と、上記直流電源の中間電位点に接続される第５の主端子とを備え、
   上記第４の主端子および上記第５の主端子は、上記電力用半導体モジュールの上記各主端子が配置される上記三角形の頂点から底辺に下ろした垂線の延長上に配置されることを特徴とする請求項４に記載の３レベル電力変換装置。
8. 上記直流電源は、上記電力用半導体モジュールの上記各主端子が配置される上記三角形の頂点から底辺に下ろした垂線の延長方向に配置されることを特徴とする請求項７に記載の３レベル電力変換装置。
9. 上記第１、第２の自己消弧型半導体素子はＩＧＢＴであることを特徴とする請求項１ないし請求項８のいずれか１項に記載の３レベル電力変換装置。
10. 上記第１、第２の自己消弧型半導体素子はＭＯＳＦＥＴであることを特徴とする請求項１ないし請求項８のいずれか１項に記載の３レベル電力変換装置。
11. 上記第１、第２の還流ダイオードおよび上記第１、第２の自己消弧型半導体素子には、ワイドバンドギャップ半導体により構成されるものを含むことを特徴とする請求項１ないし請求項１０のいずれか１項に記載の３レベル電力変換装置。
12. 上記ワイドバンドギャップ半導体の材料は、炭化珪素、窒化ガリウム又はダイヤモンドであることを特徴とする請求項１１に記載の３レベル電力変換装置。

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