JP2009502108A

JP2009502108A - 電力変換装置内の双方向スイッチ用ブースト技術

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Inventors: ディッケンヤン; テーイェーディーゲンピーター
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Abstract

第１及び第２のトランジスタと、前記第２のトランジスタと関連するフローティング電源キャパシタとを備える双方向スイッチである。前記第1のトランジスタの駆動回路及び／又はゲートが前記フローティングキャパシタにより充電される。この充電は、スイッチングサイクルの所定の瞬時、特にスイッチングサイクルにおいて前記双方向スイッチ間の電圧がほぼ最小になる瞬時に行なわれる。

Description

本発明は電力変換の分野に関する。本発明は、特にスイッチモード電力変換装置内の双方向スイッチの制御に用いる技術に関するが、これに限定されない。

スイッチモード電力変換装置は一つのＤＣレベル電圧を負荷給電用の別のＤＣレベル電圧に変換するために電子工業の分野で広く使用されている。一般に、一次側の電圧源を二次側の負荷から絶縁する変成器が設けられる。入力ＤＣ電圧が一次側で一以上のスイッチを用いて周期的にスイッチングされる。エネルギーが出力インダクタに蓄積され、出力インダクタに流入する電流をスイッチングすることにより調整された電圧が二次側の負荷に供給される。スイッチングされ絶縁された二次巻線間の電圧が二次側の回路で整流される。

図１は同時継続ＥＰ出願第０５１０１９３１．１号に記載されているフォワード型ＤＣ／ＤＣ電力変換装置の二次側を示す。図１の構成では、二次側の整流回路は二次巻線に結合された第１の出力フィルタＣoutと、二次巻線と第１の出力フィルタＣoutとの間に共通ドレインモードで逆直列に結合された第１及び第２のＭＯＳＦＥＴデバイスＳＷ１，ＳＷ２からなる双方向スイッチとを具える。二次巻線間の電圧が零電圧又は負電圧であるとき、二次巻線と並列に接続されたフライホイールダイオードＳＷ３が負荷に電流を流す。双方向スイッチは、二次巻線と第１の出力フィルタとの間の電流を阻止して変換装置の二次側を変成器の二次巻線から絶縁する。

双方向スイッチの使用は、二次側をスイッチオフする又は二次側で独立に調整することができる利点をもたらす。双方向スイッチが図１に示すようにハイサイドに配置される場合、いくつかの独立の出力を同一の二次変成器巻線から取り出すことができ、複数の異なる電圧レベルを必要とするＰＣアプリケーション用に適している。双方向スイッチ（SW1及びＳＷ２）を構成するためには通常比較的高い電圧に耐えるＤＭＯＳトランジスタが使用され、バーチカルＤＭＯＳトランジスタの使用により回路を単一のチップに集積することができる。

図２は、双方向スイッチが図１に示すように変成器の二次側のハイサイドに配置されている場合におけるノーマルスイッチングサイクル中の双方向スイッチの両側の代表的な信号（即ちノードＸ及びノードＹの電圧）を示す。

ほぼｔ＝10μｓにおいて、トランジスタＳＷ１及びＳＷ２はオフであり、トランジスタＳＷ３がオンである。変成器の二次側の電圧は負であり（VN(X)＝−20Ｖ）、コイル電流ＩcoilはトランジスタＳＷ３を経て流れる。短時間後に、変成器の二次巻線間の電圧が逆転する（VN(X)＝＋20Ｖ）。

ほぼｔ＝11.4μｓにおいて、トランジスタＳＷ２がスイッチオンされ、トランジスタＳＷ３がスイッチオフされる。コイル電流Ｉcoilは最初トランジスタＳＷ３のボディダイオードを経て流れるため、ノードＹが１ダイオード電圧だけ負になる。スイッチＳＷ１は依然としてオフであるため、ノードＸがノードＹより１ダイオード電圧だけ高い電圧に引かれ、そのためノードＸの電圧VN(X)はほぼゼロに低下する。当業者は、ノードＸが正になると同時にトランジスタＳＷ１をスイッチオンできることを認識するが、本例ではトランジスタＳＷ１はノードＹが正になるときスイッチオンされ、ノードＹが再びゼロに低下するときスイッチオフされる。このとき入力電圧（本例では約20Ｖであるが、12Ｖ出力に対して６０Ｖ以上にすることができる）は完全に変成器の漏れインダクタンス間に存在する。二次変成器巻線及び双方向スイッチを流れる電流が増大し、スイッチＳＷ３のボディダイオードを流れる電流が漏れインダクタンスの大きさ（本例では200nＨ）に依存する速度で減少する。

ほぼt=11.6μｓにおいて、トランジスタＳＷ３のボディダイオードを流れる電流はゼロに低下し、ダイオードは非導道通になる。その後、ノードＸ及びＹの電圧は上昇し、トランジスタＳＷ１がスイッチオンされる。ノードＸ及びＹにおける寄生キャパシタンスが変成器の盛れインダクタンスと共振し始める。キャパシタＣＳと抵抗ＲＳからなる小さなスナバ回路がダンピングを行う。ノードＹは今や出力電圧に比較して正電圧であるので、コイル電流Ｉcoilが増大し始める。

ほぼｔ＝15.5μｓにおいて、入力電圧が逆転し、ノードＸ及びＹは零に放電する。トランジスタＳＷ１はスイッチオフされ、電流はそのボディダイオードを経て流れる。ノードＹの電圧が出力電圧に比較して負になるので、コイル電流Ｉcoilは再び減少する。負入力電圧は今や完全に変成器の漏れインダクタンス間に存在する。二次変成器巻線及び双方向スイッチを流れる電流が減少し、トランジスタＳＷ３のボディダイオードを流れる電流が漏れインダクタンスに依存する速度で増大する。電流が依然としてトランジスタＳＷ１のボディダイオードを経て流れているとき、ノードＸはゼロにクランプされる。この時間インターバルはコミュテーション時間と呼ばれ、トランジスタＳＷ1をスイッチオフするための若干の時間を与える。

ほぼｔ＝15.7μｓにおいて、トランジスタＳＷ１のボディダイオードを流れる電流はゼロに低下し、このダイオードは非導通になる。その後、ノードＸが放電され、負になる（VN(X)＝−20Ｖ）。トランジスタＳＷ２がスイッチオフされ、トランジスタＳＷ３がスイッチオンされる。当業者であれば、コミュテーション時間は極めて短く、この時間の終了時にトランジスタＳＷ１がまだスイッチオフされない場合、短絡が生ずる小時間間隔が存在することが認識される。ノードＸは零にクランプされたままであり、負方向の急上昇電流スパイクが発生し得る。これを防ぐために、漏れインダクタンスを増大することにより又は追加の直列インダクタンスを付加することによりコミュテーション時間を長くすることができる。或いはまた、トランジスタＳＷ１を少し早くスイッチオフさせる解決策もある。これは、遅延素子とノードＹの電圧の立下り縁にロックされる位相ロックループ（ＰＬＬ）の組み合わせで実行できる。

図３はトランジスタＳＷ１の慣例の制御方法を示す。特に、トランジスタＳＷ１のゲートを直接制御する追加の変成器を使用する。この技術の欠点は、比較的高価な変成器のために追加のコストがかかるとともに、ボード上の比較的大きなスペースが変成器で占められる点にある。

本発明の目的は、トランジスタＳＷ１のゲートを変成器を必要とすることなく効率的な方法で制御することにある。

本発明は、双方向スイッチを制御する改善された方法に関する。特に、トランジスタのゲートをそれらのソースに対してスイッチしなければならない。特に、二次側では第1のトランジスタのソースが高い正電圧と高い負電圧の間でスイッチされる。本発明はこの第1のトランジスタのゲートをソースに対してスイッチングする技術を提供する。

本発明の第1の態様によれば、第１及び第２のトランジスタと、前記第２のトランジスタと関連するフローティング電源キャパシタとを備える双方向スイッチであって、前記第1のトランジスタの駆動回路及び／又はゲートが双方向スイッチのスイッチングサイクルにおける所定の瞬時に前記フローティングキャパシタにより充電される双方向スイッチが提供される。

一例では、前記所定の瞬時は、前記双方向スイッチ間の電圧が最小になる時である。

このようにすると、前記第１トランジスタのゲートを、変成器を必要とすることなく、正確に、安全に、効率的に充電できる。これは最低の伝導損で達成され、前記第１トランジスタのゲート電圧が前記第２トランジスタのフローティング電源電圧にほぼ等しくなり、ひいては電源電圧又はこれを充電する他の任意の電圧源にほぼ等しくなる。

一実施例では、第１のフローティング電源キャパシタが前記双方向スイッチの第1のトランジスタと関連し、第２のフローティング電源キャパシタが前記双方向スイッチの第２のトランジスタと関連する。前記第１及び第２のフローティングキャパシタの下部極板が互いに接続される度に上部極板を互いに接続することによって、前記第１のフローティング電源キャパシタが前記第２のフローティング電源キャパシタから電荷を取り出すように構成する。

前記下部極板は、前記第１及び第２の両トランジスタがスイッチオンされるとき又は前記第１のトランジスタのボディダイオードが導通し前記第２のトランジスタがオンするときに互いに接続される。

別の実施例では、前記第１及び第２のトランジスタが第１のノードと第２のノードとの間に逆直列に接続され、前記フローティング電源キャパシタがフローティング電源ノードと前記第２のトランジスタに接続された前記第２のモードとの間に接続され、前記フローティング電源キャパシタが前記第１のトランジスタの駆動回路を充電するように接続される。代表的には、前記第１のトランジスタの駆動回路は、前記フローティング電源ノードと前記第１のトランジスタのゲートとの間に直列に接続されたトランジスタとダイオードとを備え、前記フローティング電源キャパシタからの電荷の受け取りに応答して前記第１のトランジスタのゲートを直接駆動する。

他の実施例では、前記第１及び第２のトランジスタが第１のノードと第２のノードとの間に逆直列に接続され、前記第１のフローティング電源キャパシタが第１のフローティング電源ノードと前記第１のトランジスタに接続された前記第１のノードとの間に接続され、前記第２のフローティング電源キャパシタが第２のフローティング電源ノードと前記第２のトランジスタに接続された前記第２のノードとの間に接続され、前記第１及び第２のフローティング電源ノードを互いに結合するためのブーストスイッチが設けられる。代表的には、前記第１のフローティング電源キャパシタと並列に、前記第１のトランジスタのゲートを駆動する駆動回路が接続される。

前記ブーストスイッチは、少なくとも一つはトランジスタである１対の高電圧の構成要素を備える。

本発明の第２の態様によれば、本発明の第１の態様に係る双方向スイッチが変成器の二次側の巻線の一端に接続されたスイッチモード電力変換装置が提供される。

一実施例では、前記双方向スイッチは変成器のハイサイドに接続される。

本発明の他の好ましい特徴及び選択的特徴が以下の記載及び特許請求の範囲の記載から明らかになる。

以下、図面を参照して本発明の種々の実施例を一例として説明する。

図４は、本発明の一実施例によれば、電力変換装置の双方向スイッチの第１のトランジスタＳＷ１のゲートを、変成器と固有のフローティング電源キャパシタなしでどのように駆動できるかを示す。第２のスイッチＳＷ２は公知のブースト原理で駆動される。特に、フローティング電源キャパシタＣ２（「ブースト」キャパシタとしも知られている）はトランジスタＳＷ２の駆動回路のフローティング電源を与える。トランジスタＳＷ２を駆動するバッファは２つの低電圧トランジスタからなり、これらのトランジスタは高電圧トランジスタより小形で高い駆動能力を有する。フローティング電源キャパシタＣ２の値は駆動すべきトランジスタＳＷ２のゲートキャパシタンスの２倍以上にするのが好ましい。

本発明によれば、トランジスタＳＷ２のフローティング電源、即ちフローティングキャパシタＣ２はトランジスタＳＷ１のゲートを充電するために使用することもできる。回路構成は、トランジスタＳＷ２がスイッチオンされ、ノードＸ及びＹが所定の正電圧より上であるとき、トランジスタＳＷ１のゲートがフローティング電源キャパシタＣ２によって高電圧ＰＭＯＳトランジスタＳｂ２及び高電圧ダイオードＤｂを介して充電されるように構成される。特に、トランジスタＳＷ２がスイッチオンされる瞬時に、ノードＸ及びＹ間の電圧がほぼ最小値になる（双方向スイッチ間の電圧がトランジスタＳＷ１のスイッチオン時より１順方向ダイオード電圧だけ低下する）。従って、双方向スイッチ間の電圧がほぼ最小のときにトランジスタＳＷ１のゲート駆動回路が充電される。

スイッチングサイクルの残部は次の通りである。ノードＹが所定の正電圧以下に低下すると、トランジスタＳＷ１が低電圧トランジスタＴ１１により再びスイッチオフされる。このトランジスタはトランジスタＴ１及びＴ２によりそれぞれ発生される電流パルスによりスイッチオン及びオフされる。トランジスタＴ９，Ｔ１０及びＴ１１は低電圧トランジスタとすることができ、トランジスタＴ１及びＴ２は高電圧トランジスタである。高電圧ダイオードＤ１及びＤ２は、ノードＸがＶＤＤより高くなるとき非導通になる。当業者であれば、本発明は図４に示すトランジスタ及びダイオードの回路構成に限定されず、多くの等価な回路構成が可能である。

図４に示す構成は、集積高電圧トランジスタＳｂ２とダイオードＤｂを使用する。高電圧トランジスタは、低電圧トランジスタより相対的に大形及び／又は低駆動能力であり、高電圧ダイオードは低電圧ダイオードより高い直列抵抗を有する。図４の構成では、大きな値のＤｂ及びＳｂｓを選択する必要があり、その結果としてコストと貴重なダイ面積の消費の増大を招くことになり、さもなければトランジスタＳＷ１のスイッチング速度が低下する。

従って、本発明のもっと有利な実施例に係る、双方向スイッチの第１のトランジスタＳＷ１のゲートを駆動する回路構成を図５に示す。この構成は高電圧トランジスタ及びダイオードの必要性を低減する。

図５に示すように、双方向スイッチの第１及び第２のスイッチングＳＷ１及びＳＷ２のためのそれぞれのフローティング電源を構成するために第１及び第２の小さい外部キャパシタＣ１及びＣ２を使用する。これらのキャパシタＣ１及びＣ２の値は、駆動するそれぞれのトランジスタＳＷ１，ＳＷ２のゲートキャパシタンス以上にするのが好ましい。ノードＦＳｘはノードＸに対するフローティング電源電圧であり、ノードＦＳｙはノードＹに対するフローティング電源電圧である。第１のトランジスタＳＷ１のゲートをスイッチングする第１のバッファはノードＦＳｘへの電源接続とノードＸへのグラウンド接続を有するため、このバッファは第１のトランジスタのゲートを、第１のトランジスタＳＷ１のソースであるノードＸとこのソースより高い電源電圧であるノードＦＳｘとの間でスイッチする。第２のトランジスタＳＷ２のゲートをスイッチングする第２のバッファはＦＳｙへの電源接続とノードＹへのグラウンド接続を有するため、このバッファは第２のトランジスタのゲートを、第２のトランジスタＳＷ１のソースであるノードＹとこのソースより高い電源電圧であるノードＦＳｙとの間でスイッチする。

第１及び第２のバッファは、低電圧トランジスタで構成され、それぞれ第１及び第２のラッチにより制御される。これらのラッチは第１及び第２のバッファと同一の電源接続及びグラウンド接続を有する。これらのラッチは高電圧トランジスタＴ１〜Ｔ４により生成される短電流パルスでセット及びリセットされる。ノードＸが負になる際、ラッチ入力がグラウンドより低くなるときに高電圧ダイオードＤ１及びＤ２が非導通になる。ダイオードＤ１及びＤ２及びトランジスタＴ１〜Ｔ４のブレークダウン電圧は電力スイッチＳＷ１及びＳＷ２のブレークダウン電圧と同一にする必要がある。

フローティング電源キャパシタＣ２は慣例のブースト法で充電される。特に、ノードＹがグラウンドに駆動されるたびに、キャパシタＣ２は第２のトランジスタＳＷ２のブーストダイオードＤboostを経てＶDDに充電される。しかし、キャパシタＣ１は本発明によれば安全にかつ高いエネルギー効率で充電される。特に、スイッチングサイクルの所定の瞬時に、キャパシタＣ１は、キャパシタＣ２からの電荷を取り込むことにより充電される。これは、キャパシタＣ１及びＣ２の上部極板をブーストスイッチＳＷboostで互いに接続することにより達成できる。キャパシタＣ１及びＣ２の下部極板は、両トランジスタＳＷ１及びＳＷ２がスイッチオンされるとき又はとＳＷ１のボディダイオードが導通するとともにトランジスタＳＷ２がオンするとき、互いに接続される。従って、図２の信号波形に戻り説明すると、トランジスタＳＷ１はｔ＝11.6μｓからｔ＝15.5μｓまでの時間インターバル中オンであり、トランジスタＳＷ２はｔ＝11.4μｓからｔ＝15.7μｓまでの時間インターバル中オンである。従って、本例では、スイッチＳＷboostを動作させて２つのキャパシタの上部極板を接続する最適時間インターバルは、ｔ＝11.6μｓからｔ＝15.5μｓまでである。或いはまた、２つのキャパシタの上部極板はブーストスイッチＳＷboostをｔ＝11.4μｓとｔ＝15.7μｓとの間の時間インターバルにおいてスイッチングして互いに接続することができる。これらの時間インターバルにおいて、双方向スイッチ間の電圧はほぼ最小である。

図５の実施例では、フローティング電源キャパシタＣ２の充電は、ラッチを制御することによりスイッチングサイクルにおいて遅れて起り得るトランジスタＳＷ１のゲートの駆動と必ずしも同時にする必要はない。しかし、いくつかの実現例では、スイッチＳＷboostを用いてトランジスタのゲートをキャパシタＣ２の充電とほぼ同時に充電するのが望ましい。

スイッチＳＷboostは、電流を双方向に阻止できるとともに、少なくとも一方向に、即ちキャパシタＣ２からキャパシタｃ１１へと電流を通すことができるものとするのが好ましい。スイッチＳＷboostは種々の形態に実現でき、その４つの可能な実施例及びその制御方法を図６−図１２を参照して詳細に説明する。

一般に、これらの４つの可能な実施例は次の通りである。

第１の実施例では、ブーストスイッチは、図６に示すように、ドレインが相互接続された逆直列接続の２つの高電圧ＰＭＯＳトランジスタを具える。

第２の実施例では、ブーストスイッチは、図７に示すように、直列に接続された高電圧ＰＭＯＳトランジスタと高電圧ダイオードとを具える。

第３の実施例では、ブーストスイッチは、図８に示すように、ドレインが相互接続された逆直列接続の２つの高電圧ＮＭＯＳトランジスタを具える。

第４の実施例では、ブーストスイッチは、図９に示すように、直列に接続された高電圧ＮＭＯＳトランジスタと高電圧ダイオードとを具える。

これらの実施例は高電圧デバイスを有利に使用するが、これは本発明に不可欠のことではない点に注意されたい。慣例のトランジスタ及び／又はダイオードデバイスも等しく使用可能である。

図６は、逆直列に接続された１対のＰＭＯＳトランジスタＳｂ１，Ｓｂ２を用いる実施例を示す。トランジスタＳb1及びＳｂ２は、スイッチＳＷ１及びＳＷ２のブレークダウン電圧に等しいブレークダウン電圧を有する高電圧ＰＭＯＳトランジスタである。高電圧トランジスタは上昇する高電圧に耐えるために使用される。トランジスタＳＷ１は、ノードＸ及びＹが正であり且つとＳＷ２が閉じているときにのみ閉じるものとする。この場合には、図６に示すように、トランジスタＳｂ１及びＳｂ２はトランジスタＳＷ１と同時に開閉できる。フローティング電源キャパシタＣ１が零又は極めて低いスタートアップ時では、トランジスタＳＷ１及びＳｂ１はスイッチできず、フローティング電源キャパシタＣ１間の電圧が十分に高い値になるまで、意図的にオフに維持される。キャパシタＣ１は、ＰＭＯＳトランジスタＳｂ２がスイッチオンされるとき、ＰＭＯＳトランジスタＳｂ１のバックゲートを経て充電される。

図７は、図６のＰＭＯＳトランジスタＳｂ１をダイオードＤｂ１と置き換えたＳＷboostの他の実施例を示す。本例は、ダイオードＤｂ１を制御する必要がない点で有利であるが、この構成は大きな電圧降下のために効率が若干低下する。

ブーストスイッチＳＷboostは高電圧ＮＭＯＳトランジスタで実現することもでき、ＮＭＯＳトランジスタを用いる実施理を図８に示す。図８の構成では、ＳＷboostはハイサイドスイッチであるため、ＮＭＯＳトランジスタＳｂ１，Ｓｂ２のゲートはスイッチオンのためにはそれらのソースより十分にブーストする必要がある。フローティング電源キャパシタＣ１は、ＮＭＯＳトランジスタＳｂ１がオンであるときにのみ充電できるが、スタートアップ時のフローティング電源キャパシタＣ１の電圧がきわめて低いとき、ＮＭＯＳトランジスタＳｂ１はスイッチできず、フローティング電源キャパシタＣ１間の電圧が十分に高い値になるまで意図的にオフに維持される。従って、高電圧ダイオードＤ３、高電圧ＮＭＯＳトランジスタＴ７、高オーム抵抗Ｒ１及びツェナーダイオードＤ４を備える追加の充電パスを使用する。この充電パスは、フローティング電源キャパシタＣ１がダイオードＤ４のツェナーダ電圧からトランジスタＴ７のしきい値電圧を差し引いた電圧より低いとともに、ノードＸが零又は負電圧のときにアクティブになる。負電源キャパシタＣ１が適正に充電されると、この追加の充電パスは自動的にカットオフされる。

当業者であれば、この追加の充電パスがノーマル動作中にノーマル充電パスとして使用され、ノードＸの電圧レベルが例えば−60Ｖ及びVDD=12Ｖである場合には、ＳＷ１を駆動するゲート駆動損は、本発明につき上述したようにフローティング電源キャパシタＣ１がキャパシタＣ２から充電されるときに比べて５倍になることが理解される。VDDが例えば５Ｖである場合には、損失は約１２倍以上になる。これは高いスイッチング速度において更に重要となる。

図８に示すように、ＳＷ１がオフのとき、内部ブーストキャパシタＣｂ１がノードＦＳｘからダイオードＤｂ１を経て充電される。同様に、ＳＷ２がオフのとき、内部ブーストキャパシタＣｂ２がノードＦＳｙからダイオードＤｂ２を経て充電される。トランジスタＳＷ１がスイッチオンされると、ＮＭＯＳトランジスタＳｂ１のゲートがフローティング電源キャパシタＣｂ１の電圧だけノードＦＳｘより上に押し上げられ、トランジスタＳＷ２がスイッチオンされると、ＮＭＯＳトランジスタＳｂ２のゲートがフローティング電源キャパシタＣｂ２の電圧だけノードＦＳｘより上に押し上げられる。追加のトランジスタＴｂ１はＮＭＯＳトランジスタＳｂ１のゲートの低レベル電圧の信頼できる決定を与えるのみで、フローティング電源キャパシタＣｂ１が上昇するとスイッチオフされる。電流源Ｉ１及びＩ２は極めて小さくすることができる。追加のトランジスタＴｂ２はＮＭＯＳトランジスタＳｂ２のゲート電圧に対して同じ作用をなし、フローティング電源キャパシタＣｂ２が上昇すると、スイッチオフされる。スイッチＳｂ２は図９に示すようにダイオードＤｂと置き換えることができる。

以上述べたように、上述の実施例では、双方向電力スイッチは二次変成器巻線のハイサイドに配置されている。これはいくつかの独立の出力を同一の暗示二次変成器巻線から取り出すことを可能にする。これは図１０に示されている。外部バーチカルＤＭＯＳ電力トランジスタＳＷ１，ＳＷ２及びＳＷ４は一つのチップに集積できる。

図１１に示すように、双方向電力スイッチを二次変成器巻線のリウサイドに配置する場合にも、本発明の技術を殆ど同一に適用できる。ロウサイド双方向電力スイッチを用いる際のノードＸ及びＹの電圧は図１２に示されている。

スイッチＳＷboostは、ノードＸがグラウンドレベルにあるとき、又はノードＹが所定の正電圧以上であるときにスイッチオンできる。スイッチＳＷ２は、ノードＸが大きな負電圧にあるときにスイッチオンする必要があるため、そのラッチが高電圧ＰＭＯＳＴ１及びＴ２でセットされる。高電圧ダイオードＤ１及びＤ２は、ノードＸが正になる際にラッチ入力がＶＤＤより高くなるときに阻止になる。スイッチＳＷboostはハイサイド双方向電力スイッチについて述べた方法とほぼ同一の不法で実現できる。

従って、本発明は、絶縁スイッチモード電力変換装置のハイサイドに位置する双方向スイッチの制御手段を提供する。双方向スイッチは電力変換装置の二次巻電に接続され、このノードは大きな正電圧と大きな負電圧との間で切り替わる。問題は、双方向スイッチをこれらの状態の下でスイッチングオン及びオフする方法にある。本発明は、フローティング電源キャパシタがスイッチングサイクルの所定の瞬時にこのノードに接続された第１のトランジスタのゲートを充電する構成を設けることによって、追加の変成器を必要とすることなく、この問題を解決する解決手段を提供する。一実施例では、２つの独立のフローティング電源を双方向スイッチのそれぞれの部分に対して使用する。これらのフローティング電源を給電するために特別のブースト技術を使用し、特に二次変成器巻線側の電源を、双方向スイッチが閉じる瞬時に他のフローティング電源から充電し、両フローティング電源を大きな正電圧にする。実施例では、充電は、双方向スイッチ(第１及び第２のトランジスタ)間の電圧がほぼ最小のときに行う。従って、双方向スイッチがハイサイドに接続されている実施例(図６−９)では、これはノードＸ及びＹ間の電圧がほぼ最小である瞬時であり、双方向スイッチがロウサイドに接されている実施例(図１１)では、これはグラウンドに対するノードＸの電圧がほぼ最小である瞬時である。

当業者であれば、上述した実施例に種々の変更や変形を加えることが可能である。例えば、上述の実施例は本発明をフォワード型コンバータの形態に実施しているが、他の種類のパワーコンバータに実現することも等しく可能で可能である。本発明はこれらの変形例にまで及び、これらの変形例は添付の特許請求の範囲に特定された本発明の範囲に含まれる。

添付の特許請求の範囲は特定の特徴の組合せについて記載しているが、ここに明示的に又は暗示的に開示したいかなる新規な特徴又は特徴の如何なる組合せも、それが何れかの請求項に記載された発明と同一であるか否かにかかわらず、本発明が解決する技術的課題と同じ課題の一部又は前部を解決するか否かにかかわらず、本発明の開示の範囲に含まれるものと解されるべきである。

別々の実施例に関連して記載された特徴は単一の実施例に組み合わせて設けもよい。逆に、単一の実施例に関連して略して記載された種々の特徴は個別に又は任意の組合せで設けてもよい。本出願人は、ここに、この出願又はこの出願から継続された出願が手続に継続中に、前記の特徴及び／又は前記の特徴の組合せについて新しい請求項を提出することがあり得ることを明記する。

同時継続ＥＰ出願第０５１０１９３１．３号に記載されているフォワードコンバータの二次巻線側を示す回路図である。図１の回路の動作時にスイッチングサイクルにおいて発生する模範的な信号波形を示すグラフである。図１の回路を制御する既知の構成を示す回路図である。本発明の一実施例に従って、単一のブースト（フローティング電源）キャパシタを用いる、図１の回路を制御する技術を示す回路図である。本発明の好適実施例に従って、２つのフローティング電源キャパシタを用いる、図１の回路を制御する技術を示す回路図である。図５の構成の第１の実施例を示す回路図である。図５の構成の第２の実施例を示す回路図である。図５の構成の第３の実施例を示す回路図である。図５の構成の第４の実施例を示す回路図である。フォワードコンバータの同じ二次巻線から２つの独立の出力を取り出す構成を示す図１に類似の回路図である。本発明の他の実施例を示す回路図である。図１１５の回路の動作時にスイッチングサイクルにおいて発生する模範的な信号波形を示すグラフである。

Claims

電力変換装置用の双方向スイッチであって、該双方向スイッチは第１及び第２のトランジスタと、前記第２のトランジスタと関連するフローティング電源キャパシタとを備え、前記第1のトランジスタの駆動回路及び／又はゲートが前記双方向スイッチのスイッチングサイクルにおける所定の瞬時に前記フローティングキャパシタにより充電されるように構成されていることを特徴とする双方向スイッチ。
前記スイッチングサイクルにおける前記所定の瞬時は、前記双方向スイッチ間の電圧が最小になる時であることを特徴とする請求項１記載の双方向スイッチ。
第１のフローティング電源キャパシタが前記双方向スイッチの前記第1のトランジスタと関連し、第２のフローティング電源キャパシタが前記双方向スイッチの前記第２のトランジスタと関連することを特徴とする請求項１又は２記載の双方向スイッチ。
前記第１のフローティング電源キャパシタと前記第２のフローティング電源キャパシタのそれぞれの第１の極板の間に接続されたブーストスイッチを更に備え、前記ブーストスイッチが前記第１及び第２のフローティング電源キャパシタのそれぞれの第１の極板を電気的に接続して前記第１のフローティング電源キャパシタが前記第２の電源キャパシタから電荷を取り出すように動作することを特徴とする請求項３記載の双方向スイッチ。
前記第１及び第２のフローティング電源キャパシタのそれぞれの第２の極板が互いに接続されるとき、前記ブーストスイッチが動作することを特徴とする請求項４記載の双方向スイッチ。
前記第１及び第２のトランジスタが第１のノードと第２のノードとの間に逆直列に接続され、前記フローティング電源キャパシタがフローティング電源ノードと前記第２のトランジスタに接続された前記第２のモードとの間に接続され、前記フローティング電源キャパシタが前記第１のトランジスタの駆動回路を充電するように接続されていることを特徴とする請求項１又は２記載の双方向スイッチ。
前記第１のトランジスタの駆動回路が、前記フローティング電源ノードと前記第１のトランジスタのゲートとの間に直列に接続されたトランジスタとダイオードとを備えることを特徴とする請求項６記載の双方向スイッチ。
前記駆動回路は前記フローティング電源キャパシタからの電荷の受け取りに応答して前記第１のトランジスタのゲートを直接駆動することを特徴とする請求項７記載の双方向スイッチ。
前記第１及び第２のトランジスタが第１のノードと第２のノードとの間に逆直列に接続され、前記第１のフローティング電源キャパシタが第１のフローティング電源ノードと前記第１のトランジスタに接続された前記第１のノードとの間に接続され、前記第２のフローティング電源キャパシタが第２のフローティング電源ノードと前記第２のトランジスタに接続された前記第２のノードとの間に接続され、前記第１及び第２のフローティング電源ノードを互いに結合するためのブーストスイッチが設けられていることを特徴とする請求項７記載の双方向スイッチ。
前記第１のフローティング電源キャパシタと並列に、前記第１のトランジスタのゲートを駆動する駆動回路が接続されていることを特徴とする請求項９記載の双方向スイッチ。
前記ブーストスイッチは１対の高電圧構成要素を備え、少なくとも一つはトランジスタであることを特徴とすることを特徴とする請求項９又は１０記載の双方向スイッチ。
前記第１のトランジスタの駆動回路はラッチとバッファを含むことを特徴とする請求項９,１０又は１１記載の双方向スイッチ。
請求項１−１２の何れかに記載の双方向スイッチを備え、該双方向スイッチが変成器の二次側の巻線の一端に接続されていることを特徴とするスイッチモード電力変換装置。
前記双方向スイッチが変成器のハイサイドに接続されていることを特徴とする請求項１３記載のスイッチモード電力変換装置。