CN101223684A - 用于功率转换器中双向开关的升压技术 - Google Patents

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Abstract

用于功率转换器的双向开关包括第一和第二(SW1，SW2)以及与第二晶体管(SW2)相关联的浮动供电电容器(C2)。第一晶体管(SW1)的驱动电路和/或栅极通过第二晶体管(SW2)的浮动供电电容器(C2)充电。充电发生在开关周期内的预定时刻，具体的，发生在开关周期内双向开关上的电压几乎为最小值的时刻。

Description

用于功率转换器中双向开关的升压技术
技术领域
本发明涉及功率转换领域。具体的，但非排他地，本发明用于控制开关型功率转换器中的双向开关。
背景技术
开关型功率转换器广泛应用于电子工业，将一种DC电平电压转换为另一种，以提供给负载。典型的，设置变压器，将初级侧的电压源与其次级侧的负载隔离。通过使用一个或多个功率开关，周期性地开关变压器初级侧的输入DC电压。能量存储在输出电感器中，并通过开关流入输出电感器的电流，将调节后的电压提供给次级侧的负载。次级侧的电路对次级绕组上的开关和隔离后电压进行整流。
图1示出了如共同未决欧洲专利申请No 05 101 931.3中所述的前向DC/DC功率转换器的次级侧。在图1的装置中，次级侧的整流器电路包括连接到次级绕组的第一输出滤波器Cout；以及双向开关，其由第一和第二MOSFET元件SW1、SW2构成，并以共漏型方式反向串联在次级绕组和第一输出滤波器之间。当次级绕组上没有电压或是负电压时，与次级绕组并联连接的续流(freewheeling)二极管SW3使电流传导到负载Rload。双向开关用于阻断次级绕组和第一输出滤波器之间的电流，从而(暂时)将转换器的次级侧和变压器的次级绕组隔离。
使用双向开关的优点在于，可以切断次级侧，或是可以在次级侧独立调整次级侧。如图1所示，当双向开关处于高侧(high side)时，可以从同一次级绕组产生几个独立的输出，使其适用于需要多个不同电压电平的PC应用。典型的，使用能够禁受相对高电压的DMOS晶体管构成双向开关(SW1和SW2)，并且使用垂直DMOS晶体管能够将电路集成在单个芯片中。
图2示出了当双向开关如图1中所示处于次级变压器的高侧时，在功率转换器的常规开关周期内双向开关两侧典型的信号(即，节点X和节点Y处的电压)。
在大约t＝10μs时，晶体管SW1和SW2截止，且晶体管SW3导通。变压器次级侧的电压为负(VN(X)＝-20V)，并且线圈电流Icoil流过晶体管SW3。此后不久，变压器次级绕组上的电压反转(VN(X)＝+20V)。
在大约t＝11.4μs时，晶体管SW2导通，且晶体管SW3截止。线圈电流Icoil将首先流过晶体管SW3的体二极管，因此节点Y变为负的一个二极管电压。由于晶体管SW1仍然截止，节点X被拉升到比节点Y高一个二极管电压，因此节点X的电压降至几乎为零。技术人员将认识到，可以在节点X一旦变正时就导通晶体管SW1，但是，在本示例中，在节点Y变正时导通晶体管SW1，并在节点Y又降为零时截止晶体管SW1。此时，输入电压(在本示例中大约为20V，但是对于12V的输出其可以大于60V)完全在变压器的漏电感上。根据取决于漏电感的大小(本示例中为200nH)的比率，流过次级变压器绕组和双向开关的电流增加，而流过晶体管SW3体二极管的电流减少。
在大约t＝11.6μs时，流过晶体管SW3体二极管的电流降至为零，且二极管阻断。此后，节点X和Y的电压上升，并且晶体管SW1导通。节点X和Y的寄生电容开始与变压器的漏电感谐振。电容器CS和电阻器RS构成的小减振电路提供阻尼。由于同输出电压相比，节点Y此时处于较高的电压，因此线圈电流Icoil开始增加。
在大约t＝15.5μs时，输入电压反转，且节点X和Y放电至零。晶体管SW1截止，电流将流过其体二极管。由于同输出电压相比，节点Y的电压变为负数，因此线圈电流Icoil再次减少。此时，负的输入电压完全在变压器的漏电感上。根据取决于漏电感的比率，流过次级变压器绕组和双向开关的电流减少，而流过晶体管SW3体二极管的电流增加。当电流仍流过晶体管SW1的体二极管时，节点X被钳住为零。该时间间隔被称之为换向时间(commutation time)，其提供了截止晶体管SW1的时间。
在大约t＝15.7μs时，流过晶体管SW1体二极管的电流降至为零，且二极管阻断。此后，节点X放电，并且变为负数(VN(X)＝-20V)。晶体管SW2截止，晶体管SW3导通。技术人员将认识到，如果换向时间非常短，并且在该时段结束时晶体管SW1还没有截止，那么将出现小时间间隔的短路。节点X保持钳住在零，并且在负的方向上出现快速增加的电流尖峰。为避免该现象，应通过增加漏电感或是通过增加额外的串联电感，增加换向时间。可选的，较好的解决方法是，稍早一些截止晶体管SW1。这可以通过结合使用延迟和锁定在节点Y下降沿的锁相环(PLL)来实现。
图3示出了通常是如何控制晶体管SW1的。具体的，使用额外的变压器直接控制晶体管SW1的栅极。这种技术的缺点是额外的变压器成本，其相当昂贵，以及变压器在电路板上占据空间。本发明的目的在于，以不使用变压器的有效方式，来控制晶体管SW1的栅极。
本发明涉及用于双向开关控制的改进技术。具体的，相对于其源极来切换晶体管的栅极。特别是，在高正电压和高负电压之间切换次级绕组侧的第一晶体管的源极。本发明提供了一种用于相对于其源极切换该第一晶体管的栅极的技术。
发明内容
根据第一方面，本发明提供了一种双向开关，具有第一和第二晶体管以及与第二晶体管相关联的浮动供电(floating supply)电容器，其中在开关周期中的预定时刻，通过浮动供电电容器对第一晶体管的栅极和/或其栅极驱动电路的电源充电。
在一个实施例中，所述预定时刻是双向开关上的电压最小的时刻。
这样，以精确、安全并且有效的方式对第一晶体管的栅极充电，而不需要变压器。其可以以最小可能的传导损耗实现，并且第一晶体管的栅极电压几乎等于第二晶体管的浮动供电电压，第二晶体管的浮动供电电压又几乎等于电源电压或是任意其他对其充电的电压源。
在一个实施例中，第一浮动供电电容器与双向开关的第一晶体管相关联，并且第二浮动供电电容器与双向开关的第二晶体管相关联。设置第一浮动供电电容器，使得每当底部极板连接在一起时，通过将浮动电容器的顶部极板通过开关连接在一起，从而从第二浮动供电电容器器对第一浮动供电电容器充电。
当第一和第二晶体管都导通时，或是当第一晶体管的体二极管连通，且第二晶体管导通时，底部极板连接在一起。
在另一实施例中，双向开关的第一和第二晶体管在第一节点和第二节点之间反向串联在一起，并且浮动供电电容器连接在浮动供电节点和与第二晶体管相连的第二节点之间，其中连接浮动供电电容器以对第一晶体管的驱动电路充电。典型的，第一晶体管的驱动电路包括串联在浮动供电节点和第一晶体管栅极之间的晶体管和二极管，且响应从浮动供电电容器接收电荷，直接驱动第一晶体管的栅极。
在另一实施例中，双向开关的第一和第二晶体管在第一节点和第二节点之间反向串联在一起，且第一浮动供电电容器连接在第一浮动供电节点和与第一晶体管连接的第一节点之间，第二浮动供电电容器连接在第二浮动供电节点和与第二晶体管连接的第二节点之间，其中提供开关用于将第一和第二浮动供电节点连接在一起。典型的，驱动电路与第一浮动供电电容器并联连接，以驱动第一晶体管的栅极。
升压开关可以包括一对高电压元件，所述高电压元件至少包括一个晶体管，且第一晶体管的驱动电路可以包括锁存器和缓冲器。
根据第二方面，本发明提供了一种包括根据本发明第一方面的双向开关的开关型功率转换器，该开关连接到功率转换器的变压器次级侧的绕组的一端。
在一个实施例中，双向开关连接到开关型功率转换器的变压器的高侧。
根据如下的描述和所附权利要求，本发明更多优选的和可选的特征将在将是显而易见的。
附图说明
现参考附图，以示例的方式描述本发明的实施例，其中：
图1是示出了如共同未决欧洲专利申请No 05 101 931.3中所述的前向转换器次级侧的电路图；
图2是示出了在图1的电路工作期间，开关周期中所产生的典型信号波形的图；
图3是示出了用于控制图1的电路的已知装置的电路图；
图4是示出了根据本发明的实施例使用单个升压(浮动供电)电容器控制图1的电路的技术的电路图；
图5是示出了根据本发明的优选实施例使用两个浮动供电电容器控制图1的电路的技术的示意性电路图；
图6是示出了图5中装置的第一实施方式的电路图；
图7是示出了图5中装置的第二实施方式的电路图；
图8是示出了图5中装置的第三实施方式的电路图；
图9是示出了图5中装置的第四实施方式的电路图；
图10是与图1相似，示出了从前向转换器的同一次级绕组获得两个独立输出的装置的电路图；
图11是示出了本发明的另一实施例的电路图；以及
图12是示出了在图11的电路工作期间，开关周期中所产生的典型信号波形的图。
具体实施方式
图4示出了根据本发明的实施例，在没有变压器和没有其自身的浮动供电(floating supply)电容器的情况下，如何驱动功率转换器的双向开关的第一晶体管SW1的栅极。根据众所周知的升压原理，驱动第二晶体管SW2。具体的，浮动供电电容器C2(也称为“升压”电容器)为晶体管SW2的驱动电路提供了浮动电源。驱动晶体管SW2的缓冲器由低电压晶体管组成，同高电压晶体管相比，低电压晶体管比较小，且具有更大的驱动能力。优选的，浮动供电电容器C2的值至少应比要驱动的晶体管SW2的栅电容大一个数量级。
根据本发明，晶体管SW2的浮动电源，即浮动供电电容器C2，也用于对晶体管SW1的栅极充电。设置电路的配置，使得在晶体管SW2导通，并且节点X和Y为某一正电压之上的时刻，浮动供电电容器C2通过高电压PMOS晶体管Sb2和高电压二极管Db对晶体管SW1的栅极充电。具体的，在晶体管SW2导通的时刻，节点X和Y间的电压几乎减少到最小值(当晶体管SW1导通时，双向开关上的电压再降低一个正向二极管电压)。因而，当双向开关上的电压几乎是最小值时，用于晶体管SW1栅极的驱动电路充电。
开关周期的余下部分如下进行。当节点Y下降到某一正电压之下时，低电压晶体管T11再次截止晶体管SW1。该晶体管可以由晶体管T2和T1分别产生的电流脉冲来导通和截止。晶体管T9、T10和T11可以是低电压晶体管，T1和T2是高电压晶体管。当节点X处于VDD之上时，高电压二极管D1和D2阻断。技术人员将认识到，本发明并不限于图4中所示的晶体管和二极管的电路设置。可能有很多等效电路设置。
图4中所示的设置使用了集成高电压晶体管Sb2和二极管Db。高电压晶体管相对较大，和/或具有比低电压晶体管小的驱动能力，并且高电压二极管具有比低电压二极管高的串联电阻。在图4的设置中，必须为Db和SB2选择大值，导致高成本和占用昂贵的管芯面积，否则将减慢晶体管SW1的开关速度。
因此，图5中示出了根据本发明的更为有利的实施例，用于驱动双向开关的第一晶体管SW1的栅极的装置。
如图5中所示，第一和第二小型外部电容器C2和C1用于为双向开关的第一和第二晶体管SW1和SW2构成各自的浮动电源。优选的，这些电容器C1、C2的值至少应比其驱动的相应晶体管SW1、SW2的栅电容大一个数量级。节点FSx是相对于节点X的浮动供电电压，节点FSy是相对于节点Y的浮动供电电压。用于切换第一晶体管SW1的栅极的第一缓冲器，其电源连接到节点FSx，其地连接到节点X，使得其可以在节点X和节点FSx之间切换第一晶体管SW1的栅极，其中节点X是第一晶体管SW1的源极，节点FSx比该源极高出约供电电压。用于切换第二晶体管SW2的栅极的第二缓冲器，其电源连接到节点FSy，其地连接到节点Y，使得其可以在节点Y和节点FSy之间切换第二晶体管SW2的栅极，其中节点Y是第二晶体管SW2的源极，节点FSx比该源极高出约供电电压。
第一和第二缓冲器由低电压晶体管构成，并且分别受第一和第二锁存器的控制，第一和第二锁存器具有与第一和第二缓冲器相同的电源和接地连接。锁存器可以由高电压晶体管T1到T4产生的短电流脉冲置位和复位。在节点X为负值时，当锁存器输入低于地时，高电压二极管D1和D2阻断。二极管D1、D2和晶体管T1到T4的击穿电压应与功率开关SW1和SW2的击穿电压相同。
根据常规的升压方案，对浮动供电电容器C2充电。具体的，每当节点Y被驱动为地时，通过第二晶体管SW2的升压二极管Dboost将电容器C2充电到近乎VDD。然而，根据本发明，以安全并且节能的方式对电容器C1充电。具体的，在开关周期中的预定时刻，通过从电容器C2获取电荷，来对电容器C1充电。这可以通过将电容器C1和C2的顶部极板与升压开关SWboost连接在一起而实现。当晶体管SW1和晶体管SW2都导通时，或是当晶体管SW1的体二极管连通，且晶体管SW2导通时，将电容器C1和C2的底部极板连接在一起。因而，返回参考图2的信号波形，在t＝11.6μs到t＝15.5μs的时间间隔内，晶体管SW1导通，在t＝11.4μs到t＝15.7μs的时间间隔内，晶体管SW2导通。因此，在该示例中，通过操作开关SWboost将两个电容器顶部极板连接的最好的时间间隔是从t＝11.6μs到t＝15.5μs。可选的，可以在t＝11.4μs到t＝15.7μs的时间间隔内，通过开关升压开关SWboost将两个电容器顶部极板连接在一起。在这两个时间间隔内，双向开关上的电压都几乎是最小值。
应注意的是，在图5的实施例中，浮动供电电容C2的充电可以不必与驱动晶体管SW1的栅极同时进行，通过控制锁存器，其可以在开关周期中稍后发生。然而，在一些实施方式中，可能希望使用开关SWboost几乎同时对晶体管的栅极充电和对电容器C2充电。
优选的，开关SWboost应该能够双向阻断电流，并且能够至少单向通过电流，即从电容器C2到电容器C1。SWboost可以采用不同形式来实现，下面参考图7到12，详细描述该开关的四种可能实施方式及其控制方法。
通常，这四种可能的实施方式如下。
如图6所示，在第一实施方式中，升压开关包括两个反向串联连接的高电压PMOS晶体管，其漏极连接在一起。
如图7所示，在第二实施方式中，升压开关包括串联连接的高电压PMOS晶体管和高电压二极管。
如图8所示，在第三实施方式中，升压开关包括两个反向串联连接的高电压NMOS晶体管，其漏极连接在一起。
如图9所示，在第四实施方式中，升压开关包括串联连接的高电压NMOS晶体管和高电压二极管。
应注意的是，虽然这些实施方式有利地使用了高电压元件，这不是本发明的实质。同样可以使用常规的晶体管和/或二极管元件。
图6示出了一对反向串联的PMOS晶体管Sb1和Sb2的实施方式。晶体管Sb1和Sb2是高电压PMOS晶体管，其击穿电压几乎等于功率开关SW1和SW2的击穿电压。高电压晶体管用于耐受产生的高电压。假使仅当节点X和Y是正值，且晶体管SW2闭合时，晶体管SW1闭合。那么，如图6所示，晶体管Sb1和Sb2可以和晶体管SW1同时打开和闭合。在浮动供电电容器C1上的电压为零或非常低的启动阶段，晶体管SW1和Sb1不能开关，甚至应故意保持截止，直至浮动供电电容器C1上的电压具有足够大的值。然后，当PMOS晶体管Sb2导通时，电容器C1通过PMOS晶体管Sb1的背栅极充电。
图7示出了另一种实现SWboost的方法，其中用二极管Db1取代了图6的PMOS晶体管Sb1。其优点在于，不必控制二极管Db1，但是由于较大的电压降，该装置的效率较低。
应意识到，升压开关SWboost也可以用高电压NMOS晶体管实现，图8中示出了NMOS晶体管的实施方式。在图8的装置中，由于SWboost是高侧开关，NMOS晶体管Sb1、Sb2的栅极应充分升压到其源极之上，以便导通。只有当NMOS晶体管Sb1导通时，才对浮动供电电容器C1充电，但是启动时浮动供电电容器C1上的电压非常低，其不能开关，甚至应故意保持截止，直至浮动供电电容器C1上的电压具有足够大的值。因而，使用包括高电压二极管D3、高电压NMOS晶体管T7、高阻抗电阻器R1和齐纳二极管D4的额外充电路径。当浮动供电电容器C1上的电压低于二极管4的齐纳电压减去晶体管T7的阈值电压时，以及当节点X为零或是为负电压时，激活该充电路径。当浮动供电电容器C1适当充电时，自动切断该额外充电路径。
技术人员将认识到，如根据本发明如上所述，如果在正常操作期间，使用该附加的充电路径作为正常的充电路径，并且节点X的负电压电平例如为-60V，以及VDD＝12V，那么驱动SW1的栅极驱动损耗将是从电容器C2对浮动供电电容器C1充电时的损耗的5倍。例如，如果VDD是5V，损耗将大约是12倍之多。在更高的开关频率时，这将更为严重。
如图8中所示，当SW1截止时，内部的升压电容器Cb1通过二极管Db1从节点FSx充电。类似的，当SW2截止时，内部的升压电容器Cb2通过二极管Db2从节点FSy充电。当晶体管SW1导通时，通过浮动供电电容器Cb1将NMOS晶体管Sb1的栅极推到节点FSx之上，并且当晶体管SW2导通时，通过浮动供电电容器Cb2将NMOS晶体管Sb2的栅极推到节点FSy之上。附加的晶体管Tb1仅提供对于NMOS晶体管Sb1的栅极的低电平电压的可靠确定，并且当浮动供电电容器Cb1升高时截止。电流源I1和I2可以非常小。附加的晶体管Tb2对NMOS晶体管Sb2的栅极电压进行相同的操作，并且当浮动供电电容器Cb2升高时截止。如图9中所示，可以用二极管Db替换开关SB2。
如前所述，在上述的实施方式中，双向功率开关处于次级变压器绕组的高侧。这可以从同一次级变压器绕组获得多个独立的输出。如图10中所示。外部的垂直DMOS功率晶体管SW1、SW2和SW4可以集成在一个芯片中。
如图11中所示，当双向功率开关处于次级变压器绕组的低侧时，几乎可以用相同的方法应用本发明的技术。使用低侧双向功率开关时节点X和Y的电压如图12中所示。
当节点X处于地电平或是当节点Y高于某一正电压时，可以导通开关SWboost。当节点X处于大的负电压时，必须导通SW2，因此，通过高电压PMOS晶体管T1和T2来置位其锁存器。在节点X为正时，当锁存器输入高于VDD时，高电压二极管D1和D2阻断。可以用针对高侧双向功率开关描述的相同的多种方法来实现开关SWboost。
因此，本发明提供了对隔离的开关型功率转换器的次级侧的双向开关进行控制的装置。在功率转换器的变压器的次级绕组，连接了双向开关，并且该节点在大的正电压和大的负电压之间切换。问题是，如何在这些条件下导通和截止双向开关。本发明在不需要附加变压器的情况下，通过提供其中浮动供电电容器在开关周期中恰当的时刻对连接到该节点的第一晶体管的栅极充电的设置，提供了该问题的解决方案。在一个实施例中，对双向开关的各部分使用两个独立的浮动电源。专门的升压技术用于向这些浮动电源馈电，并且具体的，在双向开关闭合，且两个浮动电源都处于大的正电压时，次级变压器绕组侧的电源从另一个浮动电源充电。在实施例中，在双向开关(第一和第二晶体管)上的电压几乎是最小值时，进行充电。因而，在双向开关连接在高侧(例如，图6-9)的实施例中，该时刻是节点X和Y间的电压几乎是最小值的时候，而在双向开关连接在低侧(例如，图11)的实施例中，该时刻是节点X相对于地的电压几乎是最小值的时候。
技术人员将认识到，可以对所述的实施例做出各种修改和改变。例如，虽然所述的实施例以前向转换器的形式实现本发明，其同样可以用其他种类的功率转换器来实现。本发明延伸到落入所附权利要求所限定的本发明范围内的所有这些变化。
尽管所附权利要求针对特征的特定组合，但是应理解的是，本发明公开的范围还包括于此或是明确或是隐含地公开的任何新颖特征或特征的任何新颖组合，或其任何归纳，不管其是否涉及如在任意权利要求中当前所要求保护的相同发明，以及不管其是否解决了任意或全部本发明所解决的相同技术问题。
在分开的实施例中所描述的特征也可以在单个实施例中组合使用。相反，为简短起见在单独的实施例中所描述的各种特征，也可以单独使用或是以任意适当的子组合使用。申请人于此提请注意，在本申请或源自本申请的任何其他申请的申请过程期间，可以对这些特征和/这些特征的组合，限定新的权利要求。

Claims (14)

1.一种用于功率转换器的双向开关，包括第一和第二晶体管(SW1、SW2)以及与第二晶体管(SW2)相关联的浮动供电电容器(C2)，其中，在双向开关的开关周期中的预定时刻，通过浮动供电电容器(C2)对第一晶体管(SW1)的驱动电路和/或栅极充电。
2.根据权利要求1中所述的双向开关，其中，所述开关周期中的预定时刻是双向开关上的电压实质上是最小值的时候。
3.根据权利要求1或权利要求2中所述的双向开关，其中，第一浮动供电电容器(C1)与双向开关的第一晶体管(SW1)相关联，且第二浮动供电电容器(C2)与双向开关的第二晶体管(SW2)相关联。
4.根据权利要求3中所述的双向开关，其中，还包括连接在第一浮动供电电容器(C1)和第二浮动供电电容器(C2)各自的第一极板之间的开关(SWboost)，从而所述开关(SWboost)可操作用于电连接电容器(C1、C2)各自的第一极板，使得从第二浮动供电电容器(C2)对第一浮动供电电容器(C1)充电。
5.根据权利要求4中所述的双向开关，其中，在第一和第二浮动供电电容器(C1、C2)各自的第二极板连接在一起时，操作开关(SWboost)。
6.根据权利要求1或权利要求2中所述的双向开关，其中，第一和第二晶体管(SW1、SW2)在第一节点(X)和第二节点(Y)之间反向串联在一起，且浮动供电电容器(C2)连接在浮动供电节点(FSy)和与第二晶体管(SW2)连接的第二节点之间，其中连接浮动供电电容器(C2)以对第一晶体管(SW1)的驱动电路(Sb2、Db)充电。
7.根据权利要求6中所述的双向开关，其中，第一晶体管(SW1)的驱动电路包括串联在浮动供电节点(FSy)和第一晶体管(SW1)栅极之间的晶体管(Sb2)和二极管(Db1)。
8.根据权利要求7中所述的双向开关，其中，驱动电路响应从浮动供电电容器(C2)接收电荷，直接驱动第一晶体管(SW1)的栅极。
9.根据权利要求3、4或5中所述的双向开关，其中，第一和第二晶体管(SW1、SW2)在第一节点(X)和第二节点(Y)之间反向串联在一起，第一浮动供电电容器(C1)连接在第一浮动供电节点(FSx)和与第一晶体管(SW1)连接的第一节点(X)之间，第二浮动供电电容器(C2)连接在第二浮动供电节点(FSy)和与第二晶体管(SW2)连接的第二节点(Y)之间，其中提供开关(SWboost)用于将第一和第二浮动供电节点(FSx、FSy)连接在一起。
10.根据权利要求9中所述的双向开关，其中，驱动电路(B1、锁存器)与第一浮动供电电容器(C1)并联连接，以驱动第一晶体管(SW1)的栅极。
11.根据权利要求9或权利要求10中所述的双向开关，其中开关(SWboost)包括一对高电压元件，所述高电压元件至少包括一个晶体管。
12.根据权利要求9、10或11中所述的双向开关，其中，第一晶体管(SW1)的驱动电路包括锁存器和缓冲器。
13.一种开关型功率转换器，包括如前述任一权利要求中所述的双向开关，所述双向开关连接到所述功率转换器的变压器次级侧的绕组的一端。
14.根据权利要求13中所述的开关型功率转换器，其中，双向开关连接到变压器的高侧。
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