CN103199706A - 双极性多输出同步升压转换器、其操作方法及电压调整器 - Google Patents

Abstract

公开了双极性双输出同步升压转换器及其操作方法。根据本发明一个实施例的双极性双输出同步升压转换器包括：电感器；高侧栅极，耦接在电压源和所述电感器的第一端子之间；低侧栅极，耦接在地和所述电感器的第二端子之间；第一输出节点，耦接到第一输出栅极，所述第一输出栅极耦接到所述电感器的第二端子；第二输出节点，耦接到第二输出栅极，所述第二输出栅极耦接到所述电感器的第一端子；以及控制器，配置为激活或去激活所述高侧栅极、所述低侧栅极、所述第一输出栅极和所述第二输出栅极，所述控制器还配置为提供电路操作的第一模式、第二模式和第三模式。

Description

双极性多输出同步升压转换器、其操作方法及电压调整器

本申请是申请日为2008年8月5日、申请号为200880102314.5（国际申请号为PCT/US2008/072257）、发明名称为“双极性多输出DC/DC转换器以及电压调整器”的发明专利申请的分案申请。

技术领域

本发明涉及双极性多输出同步升压转换器、操作该双极性多输出同步升压转换器的方法以及电压调整器。

背景技术

为了防止给各种微电子组件（诸如数字IC、半导体存储器、显示模块、硬盘驱动器、RF电路、微处理器、数字信号处理器和模拟IC）供电的电源电压的变化，尤其是在类似蜂窝电话、笔记本电脑和消费产品的以电池供电的应用中，通常要求进行电压调整。

因为产品的电池或者DC输入电压常常必须被升高到更高DC电压或者被降低到更低DC电压，所以这样的调整器被称为DC-DC转换器。当电池的电压大于所希望的负载电压时，使用降低型（step-down）转换器。降低型转换器可以包括电感性开关式调整器、电容性电荷泵、以及线性调整器。相反，当电池的电压低于对负载供电所需的电压时，需要升高型（step-up）转换器，升高型转换器通常被称为升压转换器。升高型转换器可以包括电感性开关式调整器或者电容性电荷泵。

在前述电压调整器中，电感性开关式转换器可以实现最广范围的电流、输入电压和输出电压中的优良性能。DC/DC电感性开关式转换器的根本原理是以如下简单前提为基础的：电感器（线圈或变压器）中的电流不立刻改变，并且电感器将产生相反电压以抵抗其电流的任何改变。

基于电感器的DC/DC开关式转换器的基本原理是：将DC电源切换或“突变”成脉冲或突发，并且利用包括电感器和电容器的低通滤波器滤除那些突发来产生表现良好的随时间变化的电压，即将DC改变成AC。通过利用一个或多个晶体管以高频进行开关来对电感器重复磁化和解磁化，电感器可以被用于升高型或降低型转换器的输入，从而产生与其输入不同的输出电压。在利用磁化将AC电压升高或降低改变之后，输出然后被整流回到DC，并且被滤波以去除任何纹波。

晶体管一般是用具有低导通状态阻抗的MOSFET（通常称为“功率MOSFET”）来实现的。利用来自转换器的输出电压的反馈控制开关状况，可以维持恒定的调整良好的输出电压，而无论转换器的输入电压或其输出电流是否迅速改变。

为了去除由晶体管的开关动作而生成的任何AC噪声或纹波，在开关式调整器电路的输出的两端设置了输出电容器。输出电容器与电感器一起形成能够去除晶体管的开关噪声中的大多数以防止它们达到负载的“低通”滤波器。开关频率（一般为1MHz或更大）必须相对于滤波器的“LC”振荡回路（tank）的谐振频率为“高”。对多个开关周期进行平均，被开关的电感器表现得像具有低改变平均电流的可编程电流源。

因为平均电感器电流由被偏置作为“导通（on）”或“关断（off）”开关的晶体管来控制，所以在晶体管中的功耗理论上来说是小的并且可以实现在百分之八十到百分之九十范围内的高转换器效率。具体地，当功率MOSFET被偏置作为利用“高”栅极偏置的导通状态开关时，其展现出具有低R_DS(on)阻抗（一般为200毫欧或更小）的线性I-V漏极特性。例如，在0.5A时，这样的器件将展现出仅仅100mV的最大电压降I_D·R_DS(on)，而不论其漏极电流如何。在其导通状态导电时间期间的功耗为I_D ²·R_DS(on)。在该示例中，给出在晶体管导电期间的功耗为(0.5A)²·(0.2Ω)=50mW。

在其关断状态，功率MOSFET使其栅极偏置到其源极，即，使得V_GS=0。即使施加的漏极电压V_DS等于转换器的电池输入电压V_batt，功率MOSFET的漏极电流I_DSS也是很小的，通常在1微安以下并且更一般为数毫微安。电流I_DSS主要包括结漏（junction leakage）。

所以，用作DC/DC转换器中的开关的功率MOSFET是高效的，因为在其关断状况中，其以高电压展现出低电流，并且在其导通状态中，其以低电压降展现出高电流。在开关瞬变以外，功率MOSFET中的I_D·V_DS乘积保持很小，并且开关中的功耗保持很低。

功率MOSFET不仅用于通过使输入电源突变而使AC转换成DC，而且可以用于替代将合成的AC整流回DC所需的整流二极管。作为整流器的MOSFET的操作常常通过如下方式实现：与肖特基二极管并列地设置MOSFET，并且当二极管导电时使MOSFET导通，即与二极管的导电同步。在这样的应用中，MOSFET因此被称为同步整流器（synchronous rectifier）。

因为同步整流MOSFET的大小可以被设置为具有低导通阻抗和比肖特基（Schottky）更低的电压降，所以导电电流从二极管被转移到MOSFET沟道，从而“整流器”中的总功耗被降低。大多数功率MOSFET包括寄生源-漏二极管。在开关式调整器中，固有的P-N二极管的取向性必须与肖特基二极管的极性相同，即阴极对阴极，阳极对阳极。因为在同步整流MOSFET导通之前，此硅P-N二极管和肖特基二极管的并列组合仅仅承载用于被称为“先断后通”的短暂时间间隔的电流，所以这些二极管中的平均功耗是低的并且肖特基通常被完全去除。

假设晶体管开关事件与振荡时段比较而言相对较快，在电路分析中，开关期间的功率损耗可以忽略不计，或者替代地被认为是固定功率损耗。大体说来，然后，可以通过考虑导电和栅极驱动损耗来估计低电压开关式调整器中的功率损耗。然而，当有多种兆赫兹的开关频率时，开关波形分析变得很重要，并且必须通过相对时间分析器件的漏极电压、漏极电流和栅极偏置电压驱动来考虑。

基于上述原理，当今的基于电感器的DC/DC开关式调整器利用广范围的电路、电感器和转换器技术来实现。广义上，它们分为两种主要技术类型，非隔离式转换器和隔离式转换器。

最普通的隔离式转换器包括反激式并且正向转换器，并且要求变压器或者耦合电感器。当功率较高时，还使用全桥转换器。隔离式转换器能够通过调节变压器的初级和次级绕组比来升高或降低它们的输入电压。具有多绕组的变压器可以同时产生多个输出，包括比输入高的电压和比输入低的电压。变压器的缺点在于：与单绕组电感器相比，它们很大并且遭受不希望的杂散电感。

非隔离式电源包括降低型Buck转换器、升高型升压转换器和Buck升压转换器。Buck转换器和升压转换器特别高效并且在尺寸上紧密，尤其是可在可以使用2.2μH或更低的电感器的兆赫兹频率范围中操作。这样的技术对于每个线圈产生单个经过调整的输出电压，并且要求专用控制回路并且将针对各个输出的PWM控制器分离开，以便不断地调节开关导通时间来调整电压。

在便携式并且以电池供电的应用中，通常采用同步整流来提高效率。采用同步整流的降低型Buck转换器被称为同步Buck转换器。采用同步整流的升高型升压（boost）转化器被称为同步升压转换器。

同步升压转换器操作：如图1所示，现有技术同步升压转换器1包括低侧功率MOSFET开关2，连接电池的电感器3的电池、输出电容器6以及与整流二极管5并列的“浮动”同步整流MOSFET4。由先断后通电路（未示出）驱动并且由PWM控制器7响应于来自转换器的输出的电压反馈V_FB控制的MOSFET的栅极跨接滤波电容器6两端。BBM操作被需要用来防止将输出电容器6短路。

在同步整流MOSFET5（其可以是N沟道或者是P沟道的）的源极端子和漏极端子不是永久地被连接到任意供电轨（即，不接地也不接V_batt）的意义上，其被认为是浮动的。二极管5是同步整流MOSFET4固有的P-N二极管，无论同步整流器是P沟道器件还是N沟道器件。可以与MOSFET4并列地包括肖特基二极管，但是串联电感可能不能足够快地操作来转移来自前向偏置的固有二极管5的电流。二极管8包括N沟道低侧MOSFET2固有的P-N结二极管，并且在正常升压转换器操作下保持反向偏置。因为二极管8在正常升压操作下不导电，所以其被示为虚线。

如果将转换器的占空因子D定义为能量从电池或电源流到DC/DC转换器的时间，即，在此时间期间，低侧MOSFET开关2处于导通并且电感器3正被磁化，则升压转换器的输出输入电压比与1减去其占空因子的倒数成正比，即，

$\frac{V_{\mathrm{out}}}{V_{\mathrm{in}}}=\frac{1}{1-D}\≡\frac{1}{1-t_{\mathrm{sw}}/T}.$

虽然此公式描述了广范围的转换比，但是升压转换器在没有极快设备和电路响应时间的情况下不能顺利地达到单一传送特性。对于高占空因子和转换比，电感器传导大电流尖峰信号，并因此降低了效率。考虑到这些因素，升压转换器占空因子在实践中被限制在5%到75%的范围内。

对双极性经过调整的电压的需要：现今的电子器件要求大量经过调整的电压来进行操作，这些电压中的某些电压可以相对地来说是负的。某些智能电话可以在单个手持式主机（handheld）中利用二十五个以上单独调整的电源，包括某些有机发光二极管或LED、显示器所需的负偏置电源。空间局限性妨碍了对如此多的每个具有单独电感器的开关式调整器的利用。

不幸的是，能够生成负电源电压和正电源电压二者的多输出非隔离式转换器要求多绕组或抽头式电感器。虽然比隔离式转换器和变压器小，但是抽头式电感器实质上也比单绕组电感器更大并且在高度上更高，并且遭受增大的寄生作用和辐射噪声。结果，在任何空间敏感或者诸如耳机的便携设备和便携消费电子品中通常不采用多绕组电感器。

作为折中，现今的便携设备仅采用少量的开关式调整器以及大量线性调整器来产生必要数量的独立电源电压。虽然低压差线性调整器（或LDO）的效率通常比开关式调整器更糟，但是因为不需要线圈，所以它们更小并且成本更低。结果，为了更低成本和更小尺寸而牺牲了效率和电池寿命。负电源电压要求专用开关式调整器，其不能与正电压调整器共用。

需要一种能够从单绕组电感器产生正输出和负输出二者（双极性输出）以减小成本和尺寸的开关式调整器实现方式。

发明内容

本公开描述了一种具有创造性的升压转换器，该升压转换器能够从一个单绕组电感器产生两个独立调整的极性相反的输出，即一个正的地电位以上的输出和一个负的地电位以下的输出。双输出双极性电感性升压转换器的代表性实施方式包括电感器；高侧栅极，耦接在电压源和所述电感器的第一端子之间；低侧栅极，耦接在地和所述电感器的第二端子之间；第一输出节点，耦接到第一输出栅极，所述第一输出栅极耦接到所述电感器的第二端子；第二输出节点，耦接到第二输出栅极，所述第二输出栅极耦接到所述电感器的第一端子；以及控制器，配置为激活或去激活所述高侧栅极、所述低侧栅极、所述第一输出栅极和所述第二输出栅极，所述控制器还配置为提供电路操作的第一模式、第二模式和第三模式。

第一操作模式将电感器充电到等于输入电压的电压。第二操作模式同时向第一输出节点和第二输出节点传送电荷。一旦第一输出节点达到目标电压，第二模式结束。第三操作模式继续对第二输出节点充电，直到它达到其目标电压为止。按照这样的方式，该升压转换器从单个电感器提供了两个稳压输出。

对于第二实施例，使用相同的基本组件。然而，在此情况中，开关网络提供如下的模式：1）第一模式，其中电感器的正电极连接到输入电压并且电感器的负电极连接到地；2）第二模式，其中电感器的正电极连接到输入电压并且电感器的负电极连接到第二输出节点；以及3）第三模式，其中电感器的正电极连接到第一输出节点并且电感器的负电极连接到地。

第一操作模式将电感器充电到等于输入电压的电压。第二操作模式向第一输出节点传送电荷，并且在第一输出节点达到目标电压时结束。第三操作模式对第二输出节点进行充电，并且在第二输出节点达到其目标电压时结束。按照这样的方式，该升压转换器从单个电感器提供了两个稳压输出。

根据本发明的一个实施例，提供了一种用于操作双极性双输出同步升压转换器的方法，所述双极性双输出同步升压转换器包含电感器、耦接在电压源和所述电感器的第一端子之间的高侧栅极、耦接在地和所述电感器的第二端子之间的低侧栅极、耦接到第一输出栅极的第一输出节点、耦接到第二输出栅极的第二输出节点以及控制器，所述第一输出栅极耦接到所述电感器的第二端子，所述第二输出栅极耦接到所述电感器的第一端子，所述控制器配置为激活或去激活所述高侧栅极、所述低侧栅极、所述第一输出栅极和所述第二输出栅极。所述方法包括：配置所述控制器，以使得所述升压转换器以第一模式操作，在所述第一模式中，所述控制器激活所述高侧栅极以将所述电感器的第一端子连接到所述电压源以接收输入电压，并且所述控制器激活所述低侧栅极以将所述电感器的第二端子连接到地；配置所述控制器，以使得所述升压转换器以第二模式操作，在所述第二模式中，所述控制器去激活所述高侧栅极和所述低侧栅极，所述控制器还激活所述第一输出栅极和所述第二输出栅极，以将所述电感器的第一端子连接到所述第一输出节点并且将所述电感器的第二端子连接到所述第二输出节点；以及配置所述控制器，以使得所述升压转换器以第三模式操作，在所述第三模式中，所述控制器激活所述高侧栅极并去激活所述第二输出栅极，以将所述电感器的第一端子连接到所述输入电压，并且所述控制器去激活所述低侧栅极并激活所述第一输出栅极以将所述电感器的第二端子连接到所述第二输出节点。

根据本发明的又一个实施例，提供一种用于操作双极性双输出同步升压转换器的方法，所述双极性双输出同步升压转换器包含电感器、耦接在电压源和所述电感器的第一端子之间的高侧栅极、耦接在地和所述电感器的第二端子之间的低侧栅极、耦接到第一输出栅极的第一输出节点、耦接到第二输出栅极的第二输出节点以及控制器，所述第一输出栅极耦接到所述电感器的第二端子，所述第二输出栅极耦接到所述电感器的第一端子，所述控制器被配置为激活或去激活所述高侧栅极、所述低侧栅极、所述第一输出栅极和所述第二输出栅极。所述方法包括：配置所述控制器，以使得所述升压转换器以第一模式操作，在所述第一模式中，所述控制器激活所述高侧栅极以将所述电感器的第一端子连接到所述电压源以接收输入电压，并且所述控制器激活所述低侧栅极以将所述电感器的第二端子连接到地；配置所述控制器，以使得所述升压转换器以第二模式操作，在所述第二模式中，所述控制器激活所述高侧栅极并去激活所述第一输出栅极以将所述电感器的第一端子连接到所述电压源以接收输入电压，并且所述控制器激活所述第二输出栅极并去激活所述低侧栅极以将所述电感器的第二端子连接到所述第二输出节点；以及配置所述控制器，以使得所述升压转换器以第三模式操作，在所述第三模式中，所述控制器激活所述第一输出栅极并去激活所述高侧栅极，以将所述电感器的第一端子连接到所述第一输出节点，并且所述控制器激活所述低侧栅极并去激活所述第二输出栅极，以将所述电感器的第二端子连接到地。

附图说明

图1是现有技术的单输出同步升压转换器的示意图。

图2是由本发明提供的双极性双输出同步升压转换器的示意图。

图3A到图3C示出图2的升压转换器执行实现被称为同步传送的模式的操作序列。同步传送模式包括如下连续的操作阶段：电感器被磁化（3A），电荷被同步传送给+V_OUT1和-V_OUT2（3B），电荷排他性地被继续传送给+V_OUT1（3C）。

图4是图2的升压转换器以同步传送模式进行操作的开关波形特性的绘图。

图5示出图2的升压转换器排他性地向V_OUT2传送电荷的替代操作阶段。

图6是图2的升压转换器利用同步传送模式的流程图。

图7A到图7C示出图2的升压转换器执行实现被称为时分复用传送的模式的操作序列。时分复用传送模式包括如下连续的操作阶段：电感器被磁化（7A），电荷排他性地被传送给+V_OUT1（7B），电荷排他性地被传送给+V_OUT2（7C）。

图8是示出图2的升压转换器以时分复用传送模式进行操作的操作序列的流程图。

图9是示出图2的升压转换器改为利用具有复用式反馈的数字控制的框图。

具体实施方式

如前面所述，传统的非隔离式开关调节器对于每个经过调整的输出电压和极性要求一个单绕组电感器和相应的专用PWM控制器。相对地，本公开描述了一种具有创造性的升压转换器，该升压转换器能够从一个单绕组电感器产生两个独立调整的极性相反的输出，即，即一个正的在地电位以上的输出和一个负的在地电位以下的输出。

如图2所示，双输出双极性电感性升压转换器10包括低侧N沟道MOSFET11、电感器12、高侧P沟道MOSFET13、具有固有源-漏二极管16的浮动正输出同步整流器14、具有固有源-漏二极管17的浮动负输出同步整流器15、对输出+V_OUT1和-V_OUT2滤波的输出滤波电容器18和19。调整器操作被PWM控制器20控制，PWM控制器20包括先断后通栅极缓冲器（未示出），其控制MOSFET11、13、14和15的导通时间。PWM控制器20可以以固定频率或者可变频率进行操作。

闭环调整通过来自利用相应的反馈信号V_FB1和V_FB2的V_OUT1和-V_OUT2输出的反馈来实现。按照需要，反馈电压可以通过电阻分压器（未示出）或者其它电平移位（level shift）电路来缩放。低侧MOSFET11包括以虚线示出的固有P-N二极管21，在正常操作下保持反向偏置并且不导电。类似地，高侧MOSFET13包括以虚线示出的固有P-N二极管22，在正常操作下保持反向偏置并且不导电。可以对栅极驱动电路进行适当调整而利用P沟道MOSFET或N沟道MOSFET来实现高侧MOSFET13。

与传统升压转换器不同，在双极性升压转换器10中，磁化电感器要求使高侧MOSFET13和低侧MOSFET11都导通。电感器12因此不硬连线到Y_batt或地。结果，节点V_x和V_y处的电感器的端电压不是永远固定的或者局限于任何给定的电压电势，除非将固有P-N二极管21和22前向偏置以及采用器件的雪崩击穿电压。

具体地，在P-N二极管22没有前向偏置并且被箝位到电压(V_batt+V_f)的情况下，节点V_y不能超过电池输入V_batt一个前向偏置二极管电压降V_f。在所公开的转换器10中，电感器12不能将V_y节点电压驱动到V_batt以上，所以只有开关噪声可以使二极管22变为前向偏置。

然而，在有关器件的指定操作电压范围内，V_y可以以不如V_batt正的电压进行操作，甚至可以以地电位以下的电压进行操作，即，V_y可以以负电势操作。

最负的V_y电势受到高侧MOSFET的BV_DSS1击穿电压，即与固有P-N二极管22的反向偏置雪崩相应的电压的限制。为了避免击穿，MOSFET的击穿电压必须超过V_y（其可以是负的）和V_batt之间的最大差，即BV_DSS1>(V_batt-V_y)。V_y的最大操作电压范围则以该击穿电压和由如下关系给出的二极管22的前向偏置电压为界

(V_batt+V_f)>V_y>(V_batt–BV_DSS1)。

类似地，在P-N二极管21没有前向偏置并且被箝位到电压V_x=-V_f的情况下，节点V_x不能被偏置到地电位以下超过一个前向偏置二极管电压降V_f。但是，在所公开的转换器10中，电感器12不能将V_x节点电压驱动到地电位以下，所以只有开关噪声可以使二极管21变为前向偏置。

然而，在有关器件的指定操作电压范围内，V_x可以以地电位以上的电压进行操作，并且通常以比V_batt更正的电压进行操作。最正的V_x电势受到低侧MOSFET的BV_DSS2击穿电压，即与固有P-N二极管21的反向偏置雪崩相应的电压的限制。为了避免击穿，MOSFET的BV_DSS1击穿电压必须是V_x的最大正电压，其应当超过V_batt，即BV_DSS2>V_x。V_x的最大操作电压范围则以该击穿电压和由如下关系给出的二极管21的前向偏置电压为界

BV_DSS2>V_x>(-V_f)。

由于电感器12的V_y端子能够在地电位以下操作并且电感器12的V_x端子能够在V_batt以上操作，所以所公开的双极性升压转换器10的电路技术与传统升压转换器1大大不同，传统升压转换器1仅可以在地电位以上操作并且使其电感器硬连线到其正输入电压。因为电感器12不被硬连线到任何供电轨，所公开的升压转换器因此能够被认为是“浮动电感器”开关式转换器。传统升压转换器不是浮动电感器技术。

所公开的双极性升压转换器的操作涉及在磁化电感器以及然后在再次磁化电感器之前向输出传送能量之间交替。来自电感器的能量可以如在图6中的算法120中所描述的那样被同时传送给输出，或者通过如在图8中的算法180中所描述的那样被时分复用地传送给输出。然而，无论所采用的算法如何，除了能量被存储在磁场而非电场以外，所公开的双极性升压转换器的操作的第一步是向电感器存储能量，或者在此称为“磁化”电感器，此处理是类似于对电容器充电的处理。

电感器磁化：图3A示出转换器10在磁化电感器12期间的操作25。因为电感器12通过不是一个而是两个串联连接MOSFET被连接到电池输入V_batt，所以低侧MOSFET11和高侧MOSFET13都必须同时导通，以允许电流I_L(t)上升。同时，同步整流MOSFET14和15保持关断并且不导电。对于电感器的电流-电压关系由微分公式给出

$V_L=L\frac{\mathrm{dl}}{\mathrm{dt}}.$

对小时间间隔，该公式可近似为如下的微分公式

$V_L\≅L\frac{\mathrm{\Δl}}{\mathrm{\Δt}}.$

假设导通状态MOSFET11和12的两端为最小电压降，则V_L≈V_batt，并且上述公式可被重置为

$\frac{\mathrm{\ΔI}}{\mathrm{\Δt}}=\frac{V_L}{L}\≅\frac{V_{\mathrm{batt}}}{L}.$

这描述了，对于短磁化时间间隔，电感器12中的电流I_L(t)可以近似为电流随时间线性上升。例如，如在图4的曲线图70中所示，在t₀到t₁的时间间隔期间，电流I_L线性地从时间t₀时的某非零电流向时间t₁（磁化操作阶段的结束）时的峰值71上升。在任意时间t时存储在电感器12中的能量由下式给出

$E_L\left(t\right)=\frac{L{I}^2\left(t\right)}{2},$

该能量仅在其电流被通过将MOSFET11和13中的一个或者两个关断而被中断之前达到峰值E_L(t₁)。如图4的曲线图70、80和90所示，在磁化期间，低侧MOSFET11中的电流I₁和高侧MOSFET13中的电流I₂相等并且等于电感器电流I_L，使得在时间间隔t₀到t₁期间，

I₁(t)=I₂(t)=I_L(t)。

当电流为I₂(t)时，在串联连接的低侧N沟道MOSFET11两端出现电压降V_DS2(on)。在其线性区域中并以承载电流I_L(t)和导通状态阻抗R_DS2(on)操作时，电压V_x由下式给出

V_x=V_DS2(on)=I_L·R_DS2(on)，

如图4的曲线图50中的线51所示。对于低导通阻抗（通常为数百微欧或更小），V_x被近似等于地电势，即，Vx≈0。类似地，在串联连接的高侧P沟道MOSFET13两端出现电压降V_DS1(on)。在其线性区域中并以承载电流I_L(t)和导通状态阻抗为R_DS2(on)操作时，电压V_y由如下公式给出

V_y=V_batt-V_DS1(on)=V_batt-I_L·R_DS1(on)，

如图4的曲线图50中的线52所示。对于低导通阻抗，V_y被近似等于电池电势，即，V_y≈V_batt。

如果Vx≈0并且V_y≈V_batt，则近似V_L=(V_y-V_x)≈V_batt有效假设。因此，如前面所示，在曲线图70中所示的电感器电流的上升因此近似为斜率为（V_batt/L）的直线段。此外，假设电容器18两端的电压+V_OUT1在地电位以上，并且电容器19两端的电压-V_OUT2在地电位以下，则+V_OUT1>V_x并且V_y>-V_OUT2，从而使得P-N二极管16和17都被反向偏置而不导电。

向双输出的同步能量传送：在磁化了电感器12之后，在同步传送算法120中，低侧MOSFET和高侧MOSFET被同时关断，如图4的曲线图50中的时间t₁所示。中断高侧MOSFET13中的电流I₁和低侧MOSFET11中的电流I₂使得电感器的V_x端子飞升到比V_OUT1大的正电压53，从而使二极管16前向偏置并且向第一电压输出+V_OUT1传送能量。这还使得电感器的V_y端子飞降到比V_OUT2更负的地电位以下的电压54，从而使二极管17前向偏置并且同时向第二电压输出-V_OUT2传送能量。

在过渡期间，先断后通电路防止同步整流MOSFET14和15导通以及使滤波电容器18和19瞬间短路。在MOSFET不导电的情况下，二极管16和17承载电感器电流I_L，并且展现出前向偏置电压降V_f。然后，V_x上的瞬时电压等于(V_OUT1+V_f)。类似地，V_y上的瞬时电压等于(-V_OUT2-V_f)。

根据Kirchoff的电流法则，在I_L为峰值的时间t₁时，中断高侧MOSFET13的电流I₁使得电流改向到同步整流MOSFET和二极管，所以在节点V_y（node V_y）处，

$\underset{\mathrm{node}{V}_y}{\mathrm{\Σ}}I=(I_L+I_1+I_3)$

其中，I₃包括二极管17中的电流以及与关断MOSFET15相关联任何结电容。参考图4的曲线图80，因为电感器电流I_L不能立即改变，所以其电流从I₁被重路由到I₃，如点81所示。

在相同时刻，中断低侧MOSFET11中的电流I₂使得电流改向到同步整流二极管和MOSFET，从而在节点V_x（node V_x）处

$\underset{\mathrm{node}{V}_x}{\mathrm{\Σ}}I=(I_L+I_2+I_4)$

其中，I₄包括二极管16中的电流以及与关断MOSFET14相关联任何结电容。参考图4的曲线图80，因为电感器电流I_L不能立即改变，所以其电流从I₁被重路由到I₃，如点81所示。在节点V_x处电流在I₂和I₄之间“传递”以及在节点V_y处电流从I₁到I₃的“传递”意味着V_x和V_y独立地行为，作为共享公共能量存储元件（即，电感器12）的不相关电路。换句话说，电感器12实质上对节点V_x和V_y处的电压解耦合，以允许它们在能量被传送给负载并进而传送给输出电容器18和19期间独立动作。

如图3B的电路30所示，在先断后通时间间隔t_BBM之后，同步整流MOSFET14和15导通并且使电流转移出二极管16和17。随着MOSFET导通，并列组合的同步整流器和P-N二极管两端的的电压降从前向偏置电压降V_f转变到MOSFET的导通状态电压V_DS(ON)=I_L·R_DS(on)。此改变在曲线图50的曲线54和55中分别所示的电压V_x和V_y中被清楚表示，其中

V_x=V_OUT1+I_L·R_DS4(on)，并且

V_y=-V_OUT2+I_L·R_DS3(on)。

在此能量传送阶段，电感器12中的电流同时将电容器18和19充电。按照这种方式，正极性输出+V_OUT1和负极性输出-V_OUT2同时从单个电感器被充电。根据算法120，在示意图30中所示的状况应当继续，直到其中一个电容器达到指定容限范围（tolerance range）为止。目标电压的容限范围由控制器响应于反馈信号V_FB1和V_FB2来确定。利用模拟控制，PWM控制器20包括误差放大器、斜坡发生器和用于确定何时关闭同步整流器的比较器。利用数字控制，此决定可以根据算法120而由逻辑或软件做出。

向一个输出的同步能量传送：依赖于负载状况，任一输出可能首先达到其目标电压，如算法120中条件逻辑121和122所示。一旦任一输出达到其指定输出电压，转换器就再次重新配置，以停止对充电完全的输出电容器的充电，但是继续对还未在容限范围内的输出电容器进行充电直到其指定电压目标。

例如，如果在时间t₂，负输出-V_OUT2在+V_OUT1之前达到其目标电压，则第一动作是关断同步整流MOSFET15，在此称为“负同步整流器”，并且停止对电容器19充电。因为ΔQ=C·ΔV，所以在电荷传送周期期间在每个输出电容器上刷新的电荷由下式给出

$\mathrm{\Δ}{V}_{\mathrm{OUT}2}=-\frac{\mathrm{\ΔQ}}{C_2}=-\frac{1}{C}{\∫}_{t_1}^{t_2}{I}_L\left(t\right)\·\mathrm{dt},$

其中，C₂是负输出滤波电容器19的电容。

同步整流器被关断的瞬间以及对于t_BBM期间的整个先断后通时间间隔59，P-N二极管17必须承载全部电感器电流I_L并且电感器节点电压V_y返回到值(-V_OUT2-V_f)。在BBM时间间隔59结束之后，在步骤124中高侧MOSFET13被导通并且V_y跳变到电压V_batt-I_L·R_DS1(on)，如曲线图50中的线56所示。在时间t₂的传递期间，电感器电流I_L在曲线图80中的点82所示的过渡中从I₃转向I₁。然而，电流I₄保持不变。

此状况在图3C的电路35中示出，其中，I_L的电流路径从V_batt流过正在导电的高侧MOSFET13、电感器12和导通状态正同步整流器14，从而I_L=I₁=I₄。因此，虽然对电容器19的充电已经停止，但是电容器18继续充电。随着V_y升高到接近V_batt并且-V_OUT2低于地电位，P-N二极管17保持反向偏置并且不导电。

电路35的操作阶段由条件逻辑126根据算法120来维持，这一直继续，直到+V_OUT1达到其目标电压为止。一旦+V_OUT1达到其目标电压，正同步整流MOSFET14就被关断并且对于先断后通期间t_BBM60，二极管16承载电感器电流。在此时间间隔期间，V_x增大到电压V_OUT1+V_f.

然而，一旦BBM时间间隔60结束，低侧MOSFET11就被导通，如图4的曲线图90所示，电流从I₄转向到I₂，并且电感器12开始新的周期，在此周期，电感器12被磁化返回到电路25中所示的状态。此周期结束后，总时间被描述为时间段T，其将依赖于负载电流而不同。此时间段由磁化持续时间以及正或负电荷传送阶段来确定，其甚至更长。

在从t₁到T的时间间隔期间传送到电容器18的电荷由下式给出

$\mathrm{\Δ}{V}_{\mathrm{OUT}1}=\frac{\mathrm{\ΔQ}}{C_1}=\frac{1}{C}{\∫}_{t_1}^T{I}_L\left(t\right)\·\mathrm{dt},$

其中，C₁是正输出滤波电容器18的电容。

在图3C中给出的示例描述了负输出-V_OUT2在正输出+V_OUT1之前达到其目标电压的情况。算法120示出转换器还适合相反情形，即，正电压首先到达其规定点。如果条件121的结果是“是”，则正同步整流MOSFET14首先被关断，从而对于时间间隔T_BBM，二极管16继续向电容器18供应电流。在步骤123，低侧MOSFET被导通，从而将V_x强迫到接近地电势，使得二极管16反向偏置并且停止对电容器18充电。

同时，负同步整流MOSFET15继续对-V_OUT2电容器19传导充电。此情形（在图5的电路110中所示）持续，直到算法中的条件125被满足，在此情况中，负同步整流器12被关断，并且在BBM时间间隔之后，高侧MOSFET13被导通，从而将V_y强迫接近V_batt，使二极管17反向偏置并且停止对电容器19的充电。

双极性浮动电感器调整器的电压调整：双极性升压转换器的操作要求把高侧MOSFET13和低侧MOSFET11都导通以磁化电感器12，然后，关闭这些MOSFET以将能量传送给转换器输出。在此同步能量传送算法120中，前述高侧MOSFET和低侧MOSFET同时都被关闭，从而同时开始从电感器向两个输出传送能量。

不管是否被同时充电，对正输出和负输出的独立调整是由向向各个输出的能量传送的持续时间确定的。具体地，通过经由反馈V_FB1和V_FB2控制低侧MOSFET11和高侧MOSFET14的关断时间，可以从单个电感器12独立地调整正输出压+V_OUT1和负输出电压-V_OUT2。

同步整流器14和15的导通时间虽然影响转换器的效率，但是不决定对输出电容器的充电时间。例如，当正同步调整器MOSFET14被关断时，在低侧MOSFET11被导通之前，二极管16一直向电容器18递送电荷。导通低侧MOSFET11，不关断同步整流MOSFET14，终止了对电容器18充电，并且因此确定了其电压。类似地，当负同步调整器MOSFET14被关断时，在低侧MOSFET11被导通之前，二极管16一直向电容器18递送电荷。

在此转换器中，最大电压情形出现在二极管导电发生时，即，MOSFET都被关断时。例如，V_x节点的最大电压出现在低侧同步整流MOSFET11和高侧同步整流MOSFET14都被关断时。在这样的情形下，此电压由输出电压+V_OUT1加上箝位二极管两端的前向偏置电压V_f来确定，即V_x(max)≤(V_OUT1+V_f)。MOSFET11需要能够在其关断状态时阻止V_x(max)。

类似地，V_y节点的最大负电压出现在低侧同步整流MOSFET13和高侧同步整流MOSFET15都被关断时。在这样的情形下，此电压由输出电压-V_OUT2减去箝位二极管两端的前向偏置电压-V_f来确定，即V_y>(-V_OUT2-V_f)。MOSFET13需要能够在其关断状态时阻止V_y。

所公开的转换器10的一个特征是：因为电感器是浮动的，即，不是永久地连接到供电轨，所以将高侧和低侧MOSFET11和13中的任一个导通而不全部导通可以强迫V_y或V_x处的电压不磁化电感器12或增大电感器12中的电流。对于类似图1中的转换器那样的传统升压转换器，不可能单个MOSFET既控制V_x电压又引起电流导电进而磁化电感器。换句话说，在传统转换器中，控制电感器电压还引起另外的（或者有时为不希望的）能量存储。在所公开的转换器中，V_x和V_y中的任一个可以在不磁化电感器的情况下被强迫供应电压。

另一考虑是传统转换器1的输出电压范围。如果P-N二极管5跨接在同步整流MOSFET的两端，则对于此升压转换器的输出，最小输出电压必须是V_batt，因为在功率施加给调整器的输入端时，二极管马上前向偏置，从而将输出推升到V_batt。在所公开的双输出转换器中，从V_batt到+V_OUT1的电路包括具有相反极性P-N二极管的两个开关，以允许使+V_OUT1调整到比V_batt小的电压，这是传统升压转换器技术不能实现的特征。

因此，虽然升压电路只能够升高电压，但是所公开的转换器产生了可以比电池电压小、可以等于电池电压或者可以大于电池电压的正输出电压，因此不会限制到仅仅高于V_batt的操作。将升压转换器的技术应用于降压调整是Richard K.Williams的名称为“High-Efficiency Up-Down and Related DC/DCConverters”的相关专利申请（与本申请同日提交）的一个目的，并且该申请通过引用被包括在此。

在Richard K.Williams的名称为“Dual-Polarity Multi-Output DC/DCConverters and Voltage Regulators”的相关专利申请（与本申请同日提交）中，描述了时分复用电感器在正输出升压转换器和负输出升压转换器中的应用，并且该申请通过引用被包括在此。

时分复用双极性浮动电感调整器：如前面描述的，本发明的优选实施例同时对正输出和输出进行充电，并且在停止对其输出达到目标调整电压的输出充电的同时继续对另一输出进行充电。

图7示出替代的利用时分复用的序列。在图7A的电路140中，低侧MOSFET和高侧MOSFET被导通以磁化电感器12。在图7B中，仅仅低侧MOSFET11被关断，以使V_x飞升并对+V_OUT1电容器18充电，直到V_OUT1达到其目标值为止。同步整流MOSFET随着二极管16导电而被导通，以提高效率。在此周期中，输出电容器q9不被充电。

一旦V_OUT1达到其目标电压，同步整流器14被关闭并且低侧MOSFET11被导通，从而将V_x强迫到地电位并且停止对电容器18的充电。同时，高侧MOSFET13被关断，以允许V_y将正偏置二极管17飞变到负，并且对负输出-V_OUT2电容器19充电。同步整流MOSFET15被导通，以提高效率。一旦-V_OUT2达到其规定电压目标，同步整流器15就被关断。高侧MOSFET13然后被导通，并且电感器12再次被磁化。此周期然后以时分复用的顺序被重复。用于时分复用的算法在图8的流程图180中被示出。

虽然此算法可以利用模拟电路来实现，但是替代方法利用如图200中数字控制器或微处理器220。如所示出的，来自输出的模拟反馈V_FB1和V_FB2可以被MOSFET226A和226B复用并被利用单个A/D转换器225而成数字格式。地电位以下的电压需要电平移位电路227将电压转换成正电势。

如所示出的，微控制器220的正输出可以直接驱动MOSFET211和213，但是需要电平移位电路223和224来驱动浮动同步整流MOSFET214和215。

Claims (25)

1.一种双极性双输出同步升压转换器，包括：

电感器；

高侧栅极，耦接在电压源和所述电感器的第一端子之间；

低侧栅极，耦接在地和所述电感器的第二端子之间；

第一输出节点，耦接到第一输出栅极，所述第一输出栅极耦接到所述电感器的第二端子；

第二输出节点，耦接到第二输出栅极，所述第二输出栅极耦接到所述电感器的第一端子；以及

控制器，配置为激活或去激活所述高侧栅极、所述低侧栅极、所述第一输出栅极和所述第二输出栅极，所述控制器还配置为提供电路操作的第一模式、第二模式和第三模式。

2.如权利要求1所述的转换器，其中对于所述第一模式，所述控制器激活所述高侧栅极以将所述电感器的第一端子连接到所述电压源以接收输入电压，并且所述控制器激活所述低侧栅极以将所述电感器的第二端子连接到地。

3.如权利要求1所述的转换器，其中对于所述第二模式，所述控制器去激活所述高侧栅极和所述低侧栅极，所述控制器还激活所述第一输出栅极和所述第二输出栅极以将所述电感器的第一端子连接到所述第一输出节点并且将所述电感器的第二端子连接到所述第二输出节点。

4.如权利要求1所述的转换器，其中对于所述第二模式，所述控制器激活所述高侧栅极并去激活所述第一输出栅极，以将所述电感器的第一端子连接到所述电压源以接收输入电压，并且所述控制器激活所述第二输出栅极并去激活所述低侧栅极，以将所述电感器的第二端子连接到所述第二输出节点。

5.如权利要求1所述的转换器，其中对于所述第三模式，所述控制器激活所述高侧栅极并去激活所述第二输出栅极，以将所述电感器的第一端子连接到所述电压源以接收输入电压，并且所述控制器还被实现为去激活所述低侧栅极并激活所述第一输出栅极，以将所述电感器的第二端子连接到所述第二输出节点。

6.如权利要求1所述的转换器，其中对于所述第三模式，所述控制器激活所述第一输出栅极并去激活所述高侧栅极，以将所述电感器的第一端子连接到所述第一输出节点，并且所述控制器激活所述低侧栅极并去激活所述第二输出栅极，以将所述电感器的第二端子连接到地。

7.根据权利要求1所述的转换器，其中所述控制电路使得所述第一模式、第二模式以及第三模式以重复的顺序被选择。

8.根据权利要求7所述的转换器，其中所述重复顺序是第一模式、第二模式、第一模式、第三模式。

9.根据权利要求7所述的转换器，其中所述重复顺序是第一模式、第二模式、第三模式。

10.根据权利要求1所述的转换器，其中，所述控制器还被配置为提供第四模式，其中所述控制器去激活所述高侧栅极并激活所述第二输出栅极以将所述电感器的第一端子连接到所述第一输出节点，并且所述控制器激活所述低侧栅极并去激活所述第一输出栅极以将所述电感器的第二端子连接到地。

11.根据权利要求1所述的转换器，还包括反馈电路，所述反馈电路具有耦接到所述第一输出节点的第一端口和耦合到所述控制器的第二端口，所述控制器配置为利用从所述第一端口感测的电压反馈来对所述第二模式的持续时间进行调整，以控制所述第一输出节点的电压。

12.根据权利要求11所述的转换器，其中所述反馈电路包含耦接到所述第二输出节点的第三端口和耦接到所述控制器的第四端口，所述控制器配置为对所述第三模式的持续时间进行调整以控制所述第二输出节点的电压。

13.根据权利要求1所述的转换器，还包括反馈电路，所述反馈电路包含耦接到所述第二输出节点的第三端口和耦合到所述控制器的第四端口，所述控制器还配置为对所述第三模式的持续时间进行调整以控制所述第二输出节点的电压。

14.一种用于操作双极性双输出同步升压转换器的方法，所述双极性双输出同步升压转换器包含电感器、耦接在电压源和所述电感器的第一端子之间的高侧栅极、耦接在地和所述电感器的第二端子之间的低侧栅极、耦接到第一输出栅极的第一输出节点、耦接到第二输出栅极的第二输出节点以及控制器，所述第一输出栅极耦接到所述电感器的第二端子，所述第二输出栅极耦接到所述电感器的第一端子，所述控制器配置为激活或去激活所述高侧栅极、所述低侧栅极、所述第一输出栅极和所述第二输出栅极，所述方法包括：

配置所述控制器，以使得所述升压转换器以第一模式操作，在所述第一模式中，所述控制器激活所述高侧栅极以将所述电感器的第一端子连接到所述电压源以接收输入电压，并且所述控制器激活所述低侧栅极以将所述电感器的第二端子连接到地；

配置所述控制器，以使得所述升压转换器以第二模式操作，在所述第二模式中，所述控制器去激活所述高侧栅极和所述低侧栅极，所述控制器还激活所述第一输出栅极和所述第二输出栅极，以将所述电感器的第一端子连接到所述第一输出节点并且将所述电感器的第二端子连接到所述第二输出节点；以及

配置所述控制器，以使得所述升压转换器以第三模式操作，在所述第三模式中，所述控制器激活所述高侧栅极并去激活所述第二输出栅极，以将所述电感器的第一端子连接到所述输入电压，并且所述控制器去激活所述低侧栅极并激活所述第一输出栅极以将所述电感器的第二端子连接到所述第二输出节点。

15.根据权利要求14所述的方法，其中所述第一模式、第二模式以及第三模式以重复顺序被选择。

16.根据权利要求15所述的方法，其中所述重复顺序是第一模式、第二模式、第一模式、第三模式。

17.根据权利要求15所述的方法，其中所述重复顺序是第一模式、第二模式、第三模式。

18.根据权利要求14所述的方法，还包括对所述第二模式的持续时间进行调整，以控制所述第一输出节点的电压。

19.根据权利要求18所述的方法，还包括对所述第三模式的持续时间进行调整，以控制所述第二输出节点的电压。

20.一种用于操作双极性双输出同步升压转换器的方法，所述双极性双输出同步升压转换器包含电感器、耦接在电压源和所述电感器的第一端子之间的高侧栅极、耦接在地和所述电感器的第二端子之间的低侧栅极、耦接到第一输出栅极的第一输出节点、耦接到第二输出栅极的第二输出节点以及控制器，所述第一输出栅极耦接到所述电感器的第二端子，所述第二输出栅极耦接到所述电感器的第一端子，所述控制器被配置为激活或去激活所述高侧栅极、所述低侧栅极、所述第一输出栅极和所述第二输出栅极，所述方法包括：

配置所述控制器，以使得所述升压转换器以第一模式操作，在所述第一模式中，所述控制器激活所述高侧栅极以将所述电感器的第一端子连接到所述电压源以接收输入电压，并且所述控制器激活所述低侧栅极以将所述电感器的第二端子连接到地；

配置所述控制器，以使得所述升压转换器以第二模式操作，在所述第二模式中，所述控制器激活所述高侧栅极并去激活所述第一输出栅极以将所述电感器的第一端子连接到所述电压源以接收输入电压，并且所述控制器激活所述第二输出栅极并去激活所述低侧栅极以将所述电感器的第二端子连接到所述第二输出节点；以及

配置所述控制器，以使得所述升压转换器以第三模式操作，在所述第三模式中，所述控制器激活所述第一输出栅极并去激活所述高侧栅极，以将所述电感器的第一端子连接到所述第一输出节点，并且所述控制器激活所述低侧栅极并去激活所述第二输出栅极，以将所述电感器的第二端子连接到地。

21.根据权利要求20所述的方法，其中所述第一模式、第二模式以及第三模式以重复顺序被选择。

22.根据权利要求21所述的方法，其中所述重复顺序是第一模式、第二模式、第一模式、第三模式。

23.根据权利要求21所述的方法，其中所述重复顺序是第一模式、第二模式、第三模式。

24.根据权利要求20所述的方法，还包括对所述第二模式的持续时间进行调整，以控制所述第一输出节点的电压。

25.根据权利要求20所述的方法，还包括对所述第三模式的持续时间进行调整，以控制所述第二输出节点的电压。

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