TWI404317B - 雙極性雙輸出同步升壓變換器及其操作方法 - Google Patents

雙極性雙輸出同步升壓變換器及其操作方法 Download PDF

Info

Publication number
TWI404317B
TWI404317B TW97130046A TW97130046A TWI404317B TW I404317 B TWI404317 B TW I404317B TW 97130046 A TW97130046 A TW 97130046A TW 97130046 A TW97130046 A TW 97130046A TW I404317 B TWI404317 B TW I404317B
Authority
TW
Taiwan
Prior art keywords
output
inductor
mode
gate
coupled
Prior art date
Application number
TW97130046A
Other languages
English (en)
Other versions
TW200922092A (en
Inventor
Richard K Williams
Original Assignee
Advanced Analogic Tech Inc
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Advanced Analogic Tech Inc filed Critical Advanced Analogic Tech Inc
Publication of TW200922092A publication Critical patent/TW200922092A/zh
Application granted granted Critical
Publication of TWI404317B publication Critical patent/TWI404317B/zh

Links

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/02—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac
    • H02M3/04—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/10—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M3/145—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/155—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/156—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators
    • H02M3/158—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators including plural semiconductor devices as final control devices for a single load
    • H02M3/1588—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators including plural semiconductor devices as final control devices for a single load comprising at least one synchronous rectifier element
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/02—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac
    • H02M3/04—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/10—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M3/145—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/155—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/156—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators
    • H02M3/158—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators including plural semiconductor devices as final control devices for a single load
    • H02M3/1584—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators including plural semiconductor devices as final control devices for a single load with a plurality of power processing stages connected in parallel
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/0067—Converter structures employing plural converter units, other than for parallel operation of the units on a single load
    • H02M1/008—Plural converter units for generating at two or more independent and non-parallel outputs, e.g. systems with plural point of load switching regulators
    • Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
    • Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
    • Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
    • Y02B70/00—Technologies for an efficient end-user side electric power management and consumption
    • Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Dc-Dc Converters (AREA)

Description

雙極性雙輸出同步升壓變換器及其操作方法
本發明是關於雙極性多輸出直流對直流變換器與電壓調節器。
 發明背景
電壓調節通常需要防止在供應電力給諸如數位IC、半導體記憶體、顯示模組、硬磁碟驅動機、RF電路、微處理器、數位信號處理器及類比IC之各種微電子元件的供應電壓上的變化，尤其在電池提供電力的應用中，像行動電話、筆記型電腦及消費品。
因為一產品的電池或直流輸入電壓時常必須被升壓到一較高直流電壓，或被降壓到一較低直流電壓，所以此類的調節器被稱為直流對直流變換器。降壓變換器在一電池電壓大於想要的負載電壓時被使用。降壓變換器可包含電感切換調節器、電容電荷幫浦、及線性調節器。相反地，升壓變換器(通常被稱為增壓變換器)在一電池的電壓低於提供電力給它的負載所需要的電壓時被需要。升壓變換器可包含電感切換調節器或電容電荷幫浦。
在上述電壓調節器中，該電感切換變換器可在電流、輸入電壓及輸出電壓的最大範圍內達到較好的性能。一直流對直流電感切換變換器的基本原理是基於下面的簡單前提：一電感器(線圈或變壓器)中的電流不能立即被改變，及一電感器將產生一反向電壓來抵抗在它的電流上的任何變 化。
一電感器為基的直流對直流切換變換器的基本原理是將一直流供應切換或“切分”成脈波或脈衝，且利用包含一電感器及電容器的一低通濾波器過濾那些脈衝以產生良好行為的時變電壓，即將直流變成交流。藉由在一高頻處利用一或多個電晶體進行切換以重複地磁化及消磁一電感器，該電感可被用於升高或降低該變換器的輸入，產生不同於它的輸入的一輸出電壓。在利用磁學改變該交流電壓升高或降低以後，該輸出接著被整流回直流，且被過濾以移除任一漣波。
該等電晶體通常利用具有一低導通狀態電阻的MOSFET(通常被稱為“功率MOSFET”)來實施。利用來自該變換器的輸出電壓的回饋來控制開關狀態，一恆定的良好調節的輸出電壓可以被保持，儘管該變換器的輸入電壓或它的輸出電流快速變化。
為了移除由該等電晶體的切換動作產生的任一交流雜訊或漣波，一輸出電容器被設置跨接於該切換調節器電路的輸出。該電感器及該輸出電容器一起形成能移除來自到達負載的大多數的該等電晶體的切換雜訊的一“低通”濾波器。切換頻率(通常1 MHz或更高)與該濾波器的“LC”槽的共振頻率相比必須是“高的”。平均跨接多個切換週期，該切換電感器工作像具有一慢改變的平均電流的一可規劃電流源。
因為平均電感器電流由被偏壓為“導通”或“不導通”開 關的電晶體控制，所以在該等電晶體上的電力消耗理論上是小的，且在80%到90%的範圍中的高變換效率可被實現。特別地，當一功率MOSFET利用一“高”閘極偏壓被偏壓為一導通狀態開關時，它展示具有一低RDS (on)電阻(通常200毫歐姆或更小)的一線性I－V汲極特性。例如，在0.5A，這樣一種裝置將展示僅100mV的一最大電壓降ID ．RDS (on)，儘管它的高汲極電流。在它的導通狀態傳導時間期間，它的電力消耗是ID 2 ．RDS (on)。在所給定的範例中，該電晶體的傳導期間的電力消耗是(0.5A)2 ．(0.2Ω)＝50mW。
在它的不導通狀態中，一功率MOSFET使它的閘極偏壓至它的源極，即，使得VGS ＝0。即使具有等於一變換器的電池輸入電壓Vbatt 的一施加的汲極電壓VDS ，一功率MOSFET的汲極電流IDSS 還是很小，通常適當地在一百萬分之一安培及甚至一般是千萬分之一安培以下。該電流IDSS 主要包含接面漏電流。
所以在一直流對直流變換器中作為一開關被使用的一功率MOSFET是有效的，因為在它的不導通狀態中，它在高電壓處展示低電流，及在它的導通狀態中，它在一低電壓降處展示高電流。除切換暫態之外，該功率MOSFET中的ID ．VDS 乘積保持小的，且開關中的電力消耗保持低的。
功率MOSFET不僅被用於藉由切分輸入供應將交流變換成直流，而且還被用於代替將被合成的交流整流回直流所需要的整流二極體。作為一整流器的該MOSFET的操作 係藉由將該MOSFET與一蕭基(Schottky)二極體並列放置，且在該二極體導通時使該MOSFET導通，即同步於該二極體的導通，來完成。在這樣一種應用中，該MOSFET因而被稱為一同步整流器。
因為該同步整流MOSFET可被調整尺寸為具有一低的導通電阻及比該蕭基二極體低的一電壓降，所以傳導電流被從該二極體轉向MOSFET通道，且在該“整流器”上的總電力消耗被減小。大部分功率MOSFET包括一寄生源極－汲極二極體。在一切換調節器中，此本質P－N二極體的定向必須與該蕭基二極體極性相同，即陰極對陰極，陽極對陽極。因為此矽P－N二極體與該蕭基二極體的並列組合在該同步整流MOSFET導通以前只運載電流作為短暫間隔(被稱為“先斷後連(break－before－make)”)，所以該等二極體中的平均電力消耗是低的，且該蕭基二極體往往完全被消除。
假定電晶體切換結果與振盪週期相比相對是快的，則切換期間的功率損失可在電路分析中被認為是可以忽略的或者可選擇地被看作一固定功率損失。那麼總的來說，一低電壓切換調節器中的功率損失可以藉由考慮傳導損失及閘極驅動損失來評估。然而，在幾百萬赫切換頻率處，切換波形分析變得較重要，且必須藉由分析一裝置的與時間對應的汲極電壓、汲極電流及閘極偏壓電壓被考慮。
基於以上原理，目前，電感器為基的直流對直流切換調節器係利用一大範圍的電路、電感器及變換器拓撲來實 施。概括地，它們被分成兩種主要類型的拓撲，非隔離變換器及隔離變換器。
最常見的隔離變換器包括馳回變換器及正向變換器，且需要一變壓器或耦接的電感器。在較高功率處，全橋變換器也被使用。隔離變換器能夠藉由調整該變壓器的主繞組與次繞組之比來升高或降低它們的輸入電壓。具有多個繞組的變壓器可同時產生多個輸出，包括高於及低於輸入的電壓。變壓器的缺點是，與單一繞組電感器相比，他們是大的，且遭受不需要的雜散電感。
非隔離電源供應包括遞降降壓變換器、遞升升壓變換器、及升降壓式變換器。降壓及升壓變換器尤其效率高且體積小，尤其操作在可使用2.2μH或更小的電感器的百萬赫頻率範圍中。此類拓撲產生每線圈一個單一已調節輸出電壓，且對於每一輸出需要一專屬控制迴路及分離的PWM控制器以持續地調整開關導通時間來調節電壓。
在可攜及電池供電應用中，同步整流通常被使用來提高效率。利用同步整流的一遞降降壓變換器被稱為一同步降壓調節器。利用同步整流的一遞升升壓變換器被稱為一同步升壓調節器。
同步升壓變換器操作：如第1圖中所說明，習知的同步升壓變換器1包括一低端功率MOSFET開關2、連接電池的電感器3、一輸出電容器6、及具有並列的整流二極體5的“浮動”同步整流MOSFET 4。該等MOSFET之閘極由先斷後連電路(未顯示出)驅動且由PWM控制器7根據電壓回饋VFB 控 制，該電壓回饋VFB 來自呈現在濾波電容器6兩端的該變換器的輸出。BBM操作被需要來防止輸出電容器6短路。
可以是N－通道或P－通道的該同步整流MOSFET 4從下面意義上被認為是浮動的：它的源極及汲極不永久地連接到任何供應軌，即，既不接地也不連接Vbatt 。二極體5是於同步整流MOSFET 4內部的一P－N二極體，不管同步整流器是否是一P－通道裝置或者一N－通道裝置。一蕭基二極體可以被包括與MOSFET 4並列但是由於串列電感，操作可能不夠快從正向偏壓的本質二極體5轉移電流。二極體8包含於N－通道低端MOSFET 2內部的一P－N接面二極體，且在正規升壓變換器操作下保持反向偏壓。因為二極體8在正規升壓操作下不導通，所以它被顯示為虛線。
如果我們定義變換器的工作因數D作為能量從電池或電源流入該直流對直流變換器的時間，即，在該低端MOSFET開關2是導通的且電感器3正被磁化的時間期間，則一升壓變換器的輸出電壓與輸入電壓之比與1減它的工作因數的倒數是成比例的，即
雖然此方程式描述一大範圍的變換比，但是在不需求極快的裝置及電路回應時間的情況下，該升壓變換器不能平穩地達到一單一轉移特性。由於高的工作因數及變換效率，該電感器傳導大的電流尖波且降低效率。考慮到這些因素，升壓變換器工作因數實際上被限制到5%至75%的範 圍。
雙極性已調節電壓的需要：目前的電子裝置需要大量的已調節電壓以進行操作，其中一些關於地可以是負的。某些智慧手機可在一單一手持端中使用二十五個以上的分離的已調節供應，包括對於某一有機發光二極體，或OLED，顯示器所需要的負偏壓供應。空間限制妨礙使用許多的的切換調節器，每一個都具有分離的電感器。
不幸地，能夠產生正的及負的供應電壓的多輸出非隔離變換器需要多繞組或多頭感應電感。雖然小於隔離變換器及變壓器，但是多頭感應電感還是大於且在高度上高於單一繞組電感器，且遭受增加的寄生效應及輻射雜訊。因此，多繞組電感器通常不被用在諸如手機及家用電子產品之任一空間敏感或可攜式裝置中。
作為妥協，目前的可攜式裝置只使用幾個切換調節器結合一些線性調節器來產生數種需要的獨立供應電壓。雖然低消散(low－drop－out)線性調節器，或LDO的效率常常比該等切換調節器的差，但是它們較小且損失較低，因為沒有線圈被需要。因此，效率及電池壽命因較低成本及較小的大小而犧牲。負供應電壓需要不可被與正電壓調節器共享的一專屬切換調節器。
需要的是一種能夠從一單一繞組電感器產生正輸出及負輸出，即雙極性輸出，且在損失及體積上都最小的切換調節器實施。
 發明概要
本揭露描述一種能夠從一單一繞組電感器產生相反極性的兩個已獨立調節輸出(即，一個正的地以上的輸出及一個負的地以下的輸出)的發明的升壓變換器。該兩輸出雙極性電感升壓變換器的一代表性實施包括一電感器、一第一輸出節點、一第二輸出節點、及一切換網路，該切換網路被組配以提供下面的電路操作模式：1)一第一模式，其中，該電感器的正極被連接到一輸入電壓，且該電感器的負極被連接到地；2)一第二模式，其中，該電感器的正極被連接到該第一輸出節點，且該電感器的負極被連接到該第二輸出節點；及3)一第三模式，其中，該電感器的正極被連接到該輸入電壓，且該電感器的負極被連接到該第二輸出節點。
該第一操作模式將該電感器充電到等於該輸入電壓的一電壓。同時，該第二操作模式轉移電荷到該第一及第二輸出節點。一旦該第一輸出節點達到一目標電壓，則該第二模式結束。該第三操作模式繼續將該第二輸出節點充電直到它達到它的目標電壓。以這種方式，該升壓變換器從一單一電感器提供兩個已調節輸出。
對於一第二實施例，相同的基本元件被使用。然而，在此實例中，該切換網路提供下面的操作模式：1)一第一模式，其中，該電感器的正極被連接到一輸入電壓，且該電感器的負極被連接到地；2)一第二模式，其中，該電感器的正極被連接到該輸入電壓，且該電感器的負極被連接 到該第二輸出節點；及3)一第三模式，其中，該電感器的正極被連接到該第一輸出節點，且該電感器的負極被連接到地。
該第一操作模式將該電感器充電到等於該輸入電壓的一電壓。該第二操作模式轉移電荷到該第一輸出節點，且當第一輸出節點達到一目標電壓時結束。該第三操作模式轉移電荷到該第二輸出節點，且當第二輸出節點達到它的目標電壓時結束。以這種方式，該升壓變換器由一單一電感器提供兩個已調節輸出。
圖式簡單說明
第1圖是一習知的單一輸出同步升壓變換器的一示意圖。
第2圖是如由本發明所提供的一雙極性雙輸出同步升壓變換器的一示意圖。
第3A－3C圖顯示第2圖之該升壓變換器執行一操作序列，該操作序列實施被稱為同步轉移的一模式。同步轉移模式包括以下連續操作階段：電感器被磁化(3A)，電荷被同步轉移到＋VOUT1 及－VOUT2( 3B)，電荷繼續被專門地轉移到＋VOUT1 (3C)。
第4圖是第2圖之該升壓變換器操作在同步轉移模式下的切換波形特性的一繪圖。
第5圖顯示關於第2圖之該升壓變換器專門地轉移電荷到－VOUT2 的一可選擇操作階段。
第6圖是關於第2圖之該升壓變換器利用同步轉移模式 的一流程圖。
第7A－7C圖顯示第2圖之該升壓變換器執行一操作序列，該操作序列實施被稱為時間多工轉移的一模式。時間多工轉移模式包括以下連續操作階段：該電感器被磁化(7A)，電荷被專門地轉移到＋VOUT1 (7B)，電荷繼續被專門地轉移到＋VOUT2 (7C)。
第8圖是顯示第2圖之該升壓變換器操作在時間多工轉移模式下的一操作序列的一流程圖。
第9圖是顯示第2圖之該升壓變換器被修改利用具有多工回饋的數位控制的一方塊圖。
 較佳實施例之詳細說明
如先前所描述，習知的非隔離切換調節器及極性需要一單一繞組電感器及對於每一已調節輸出電壓和極性的相對應的專屬PWM控制器。相反，本揭露描述一種能夠從一單一繞組電感器產生相反極性的兩個已獨立調節輸出(即，一個正的地以上輸出及一個負的地以下輸出)的發明的升壓變換器。
第2圖中所顯示，一兩輸出雙極性電感的升壓變換器10包含低端N－通道MOSFET 11、電感器12、高端P－通道MOSFET 13、具有本質源極－汲極二極體16的浮動正輸出同步整流器14、具有本質源極－汲極二極體17的浮動負輸出同步整流器15、過濾輸出＋VOUT1 及－VOUT2 的輸出濾波電容器18及19。調節器操作被PWM控制器20控制，該PWM控制器20 包括控制MOSFET 11、13、14及15的導通時間的先斷後連閘極緩衝器(未顯示出)。PWM控制器20可操作在固定或可變頻率。
利用相對應的回饋信號VFB1 及VFB1 ，閉迴路操作透過來自該VOUT1 及－VOUT2 輸出的回饋被實現。如果需要的話，該等回饋電壓可以被電阻分壓器(未顯示出)或其他位準移位電路等分。低端MOSFET 11包括由虛線顯示的本質P－N二極體21，該本質P－N二極體21在正規操作下保持反向偏壓且不導通。同樣地，高端MOSFET 13包括由虛線顯示的本質P－N二極體22，該本質P－N二極體22在正規操作下保持反向偏壓且不導通。高端MOSFET 13可利用對閘極驅動電路作適當調整的P－通道或N－通道MOSFET被實施。
不像在習知的升壓變換器中，在雙極性升壓變換器10中，磁化該電感器需要使一高端MOSFET 13及一低端MOSFET 11都導通。因此，電感器12不被硬佈線到Vbatt 或地。作為結果，該電感在節點VX 及Vy 處的端電壓不被永久地固定或限制在任一給定的電壓電位，除了藉由本質P－N二極體21及22的正向偏壓，及藉由所使用的該等裝置的突崩崩潰電壓之外。
特別地，在沒有正向偏壓於P－N二極體22的情況下，節點Vy 不能超過在電池輸入Vbatt 之上的一正向偏壓二極體壓降Vf ，且被鉗位在一電壓(Vbatt ＋Vf )。在該所揭露的變換器10中，電感器12不能驅動該Vy 節點電壓在Vbatt 之上，使得只有切換雜訊可導致二極體22變成正向偏壓。
然而，在相關裝置的指定操作電壓範圍內，Vy 可操作在不比Vbatt 正的電壓，且甚至可以操作在地以下的電壓，即Vy 可操作在負電位。
最負Vy 電位被該高端MOSFET的BVDSS1 崩潰(對應於本質P－N二極體22的反向偏壓突崩的一電壓)限制。為了避免崩潰，該MOSFET的崩潰必須超過Vy (可以是負的)與Vbatt 之間的最大差，即BVDSS1 >(Vbatt －Vy )。則Vy 的最大操作電壓範圍被該崩潰及二極體22的正向偏壓限制，由以下關係給出 (V batt ＋V f )>V f >(V batt －BV DSS 1 )
同樣地，在沒有正向偏壓於P－N二極體21的情況下，節點Vx 不能被偏壓於地以下的一正向偏壓二極體壓降Vf ，且被鉗位在一電壓Vx ＝－Vf 。然而，在該所揭露的變換器10中，電感器12不能驅動該Vx 節點電壓在地以下，使得只有切換雜訊可導致二極體21變成正向偏壓。
然而，在相關裝置的指定操作電壓範圍內，Vx 可操作在地以上的電壓，且通常操作在比Vbatt 還正的電壓。最正Vx 電位被該低端MOSFET的BVDSS2 崩潰(對應於本質P－N二極體21的反向偏壓突崩的一電壓)限制。為了避免崩潰，該MOSFET的BVDSS2 崩潰必須超過Vx 的最大正電壓，該Vx 應超過Vbatt ，即BVDSS2 >Vx 。則Vx 的最大操作電壓範圍被該崩潰及二極體21的正向偏壓限制，由如下關係給出BV DSS 2 >V x >(－V f )
由於電感器12的該Vy 端能夠操作在地以下的電壓，且電感器12的該Vx 端能夠操作在Vbatt 以上的電壓，所揭露的 雙極性升壓變換器10的電路拓撲明顯地不同於習知的升壓變換器1，其只可操作在地以上的電壓且使其電感器硬佈線到其正輸出電壓。因為電感器12不被硬佈線到任一供應軌，所以該所揭露的雙極性升壓變換器可以被認為是一“浮動電感器”切換變換器。一習知的升壓變換器不是一浮動電感器拓撲。
該所揭露的雙極性升壓變換器的操作包含在磁化該電感器且然後在再一次磁化該電感器之前，轉移能量到輸出之間交替。來自電感器的能量可以同時被轉移到兩個輸出如在第6圖中的演算法120中所描述，或透過時間多工化被轉移到兩個輸出如在第8圖中的演算法180中所說明。然而，不管所使用的演算法，在該所揭露的雙極性升壓變換器的操作中的第一步驟是在電感器中儲存能量，或這裏“磁化”該電感器，與將一電容器充電相似的一處理，除了能量被儲存在一磁場中而不是一電場中之外。
電感器磁化：第3A圖說明在磁化電感器12期間變換器10的操作25。因為電感器12透過不是一個，而是兩個串列連接的MOSFET被連接到電池輸入Vbatt ，所以低端及高端MOSFET 11及13必須同時都被導通以允許電流IL (t)斜波化。同時，同步整流MOSFET 14及15保持截止且不導通。關於一電感器的電流－電壓關係由下面微分方程式給出：
對於小間隔，該微分方程可被近似為：
假設跨接導通狀態的MOSFET 11及13的電壓降最小，則VL Vbatt ，且以上方程式可被重新整理成：
其描述，對於短的磁化間隔，電感器12中的該電流IL (t)可以被近似為隨時間的一線性電流斜坡。例如，如第4圖的圖形70中所顯示，在t0 及t1 之間的間隔期間，該電流IL 從時間t0 處的某一非零電流向磁化操作階段的結束時間t1 處的一峰值71線性斜坡化。在任何時間t儲存在電感器12中的能量由給出。
僅在藉由切斷一個或兩個MOSFET 11及13它的電流被中斷以前，達到它的峰值EL (t1 )。如第4圖的圖形70、80及90中所顯示，在磁化期間，低端MOSFET 11中的電流I1 與高端MOSFET 13中的電流I2 是相等的，且等於該電感電流IL ，使得在t0 到t1 的間隔內，I1 (t)＝I2 (t)＝IL (t)
在電流I2 (t)處，一小的電壓降VDS2(on) 出現在串列連接的低端N－通道MOSFET 11的兩端。操作在它的線性區且運載具有RDS2(on) 的一導通狀態電阻的電流IL (t)，電壓Vx 由V x ＝V DS 2(on ) ＝I L ．R DS2 (on ) 給出， 如由第4圖的圖形50中的線51所顯示。對於通常只有幾百個毫歐姆或更小的低電阻，則VX 近似等於地電位，即VX 0。同樣地，一小的電壓降VDS1(on) 出現在串列連接的高端P－通道MOSFET 13的兩端。在具有RDS1(on) 的一導通狀態電阻的電流IL (t)，操作在它的線性區，電壓Vy 由V y ＝V batt －V DS 1(on ) ＝V batt －I L ．R DS 1(on ) 給出， 如由第4圖的圖形50中的線52所顯示。對於低電阻，則Vy 近似等於該電池電位，即Vy Vbatt 。
假如Vx 0且Vy Vbatt ，則近似VL ＝(Vy －Vx )Vbatt 是一有效假設。因此，圖形70中所顯示的電感電流中的斜坡，如先前所描述,可因此被近似為具有斜率(Vbatt /L)的一直線段。因此，假定跨接電容器18的電壓＋VOUT1 在地以上，且跨接電容器19的電壓－VOUT2 在地以下，則＋VOUT1 >Vx 及Vy >－VOUT2 ，使得P－N二極體16及17都反向偏壓且不導通。
能量同步轉移到雙輸出：在磁化電感器12以後，在同步轉移演算法120中，低端及高端MOSFET同時都被不導通，如在第4圖的圖形50中的時間t1 所顯示。中斷高端MOSFET 13中的該I1 電流及低端MOSFET 11中的該I2 電流導致該電感器的Vx 端飛到大於VOUT1 的一正電壓53，使二極體16正向偏壓，及轉移能量到一第一電壓輸出＋VOUT1 。它還導致該電感器的Vy 端急遽拉下到比VOUT2 還負的一地以下的電壓58，使二極體17正向偏壓，及同時轉移能量到一第二電壓輸出－VOUT2 。
在過渡期間，先斷後連電路防止同步整流MOSFET 14 及15導通且瞬間短路濾波電容器18及19。在沒有MOSFET導通的情況下，二極體16及17運載該電感器電流IL 且展示一正向偏壓的電壓降Vf 。則Vx 上的暫態電壓等於(VOUT1 ＋Vf )。同樣地，Vy 上的暫態電壓等於(－VOUT1 －Vf )。
在當IL 在峰值時的時間t1 ，根據克希荷夫(Kirchoff)電流定律，中斷高端MOSFET 13中的電流I1 導致電流被轉入該同步整流MOSFET及二極體，所以，在節點Vy
這裏，I3 包括二極體17及與不導通的MOSFET 15相關聯的任何接面電容中的電流。參考第4圖中的圖形80，因為電感器電流IL 不能立即改變，所以它的電流從I1 到I3 被改變路徑，如在點81所說明。
在同一暫態，中斷低端MOSFET 11中的電流I2 導致電流被轉入該同步整流二極體及MOSFET，藉以在節點Vx
這裏，I4 包括二極體16及與不導通的MOSFET 14相關聯的任何接面電容中的電流。參考第4圖中的圖形90，因為電感器電流IL 不能立即改變，所以它的電流從I2 到I4 被改變路徑，如在點90處所說明。介於節點Vx 處之I2 和I4 及在節點Vy 處從I1 到I3 之間的電流“不干涉(hand－off)”意味著Vx 及Vy 獨立工作，作為共享一共用能量儲存元件(即電感器12)的不相關電路。換句話說，電感器12實質上解耦在節點VX 及Vy 處的電壓，允許它們在能量被轉移到負載及輸出電容器18及19的時間期間獨立動作。
如第3B圖的電路30中所顯示，在先斷後連時間間隔tBBM 以後，該等同步整流MOSFET 14及15導通且從二極體16及17分流。因為該等MOSFET導通，所以跨接同步整流器及P－N二極體的並列組合的電壓降從該正向偏壓的二極體壓降Vf 過渡到該MOSFET的導通狀態電壓VDS(ON) ＝IL ．RDS(ON) 。此變化被分別顯示在如圖形50中的曲線54及55所顯示的該等電壓Vx 及Vy 處，其中Vx ＝VOUT1 ＋IL ．RDS4(ON) 及Vy ＝－VOUT2 ＋IL ．RDS3(ON)
在此能量轉移階段期間，電感器12中的電流同時將電容器18及19都充電。以此方式，正極性及負極性輸出＋VOUT1 及－VOUT2 同時都被從一單一電感器充電。根據演算法120，示意圖30中所顯示的狀態應該繼續直到該等電容器中的一個進入一指定的容限範圍。目標電壓的容限範圍係由控制器根據該等回饋信號VFB1 及VFB2 來判定。利用類比控制的該PWM控制器20包括一誤差放大器、一斜坡產生器、及用以判定何時切斷同步整流器的一比較器。利用數位控制，根據演算法120，此決定可藉由邏輯或軟體被做出。
能量同步轉移到一個輸出：根據負載狀態，每一輸出可以首先達到它的目標電壓，如由演算法120中的條件邏輯121及122所顯示。一旦每一輸出達到它的指定輸出電壓， 則該變換器被再一次重組配以中斷已充分充電的輸出電容器的充電，但是還沒在它的指定電壓對應的容限範圍目標之內，則繼續充電至輸出電容器。
例如，如果在時間t2 ，該負輸出－VOUT2 在＋VOUT1 之前達到它的目標電壓，則第一動作係用以使同步整流MOSFET 15不導通(這裏被稱為“負同步整流器”)且從在充電期間切斷電容器19。因為△Q＝C．△V，所以在電荷轉移週期期間在每一輸出電容器上被刷新的電荷由給出。
這裏，C2 是負輸出濾波電容器19的電容。
同步整流器被不導通的暫態及對於持續時間tBBM 的整個先斷後連間隔59，P－N二極體17必須運載最高的電感器電流IL 且該電感器節點電壓Vy 返回到(－VOUT2 －Vf )的一電壓。在BBM間隔59被完成以後，在步驟124中高端MOSFET 13被導通，且Vy 跳到由圖形50中的線56所顯示的Vbatt －IL ．RDS1(on) 的一電壓。在時間t2 不干涉期間，電感器電流IL 在由圖形80中的點82所顯示的過渡中被從I3 轉向I1 。然而I4 保持不變。
此狀態被顯示在第3C圖的電路35中，其中IL 的電流路徑透過導通的高端MOSFET 13、電感器12、及導通狀態的正同步整流器14從Vbatt 流出，使得IL ＝I1 ＝I4 。因此，電容器18繼續充電，雖然電容器19的充電已經停止。由於Vy 被加偏壓接近Vbatt 且－VOUT2 在地以下，P－N二極體17保持反向偏 壓且不導通。
根據演算法120，電路35的操作階段被條件邏輯126保持持續直到＋VOUT1 達到它的目標電壓。一旦＋VOUT1 是在它的目標電壓，則正同步整流MOSFET 14被不導通，且在該先斷後連持續時間tBBM 60，二極體16運載該電感器電流。在此間隔期間，Vx 增加到一電壓VOUT1 ＋Vf 。
然而，一旦該BBM間隔60被完成，則低端MOSFET 11被導通，電流被從I4 轉到I2 如在第4圖的圖形90中所顯示，且電感器12開始一新的被磁化週期，返回到電路25中所顯示的狀態。已經完成此週期，總的時間被描述為週期T，該週期T將根據負載電流變化。此週期係由該磁化期間及總是較長的正電荷或負電荷轉移階段來決定。
在從t1 到T的間隔期間，轉移到電容器18的電荷由給出。
這裏，C1 是正輸出濾波電容器18的電容。
第3C圖中給出的範例描述該負輸出－VOUT2 在該正輸出VOUT1 之前達到它的目標電壓這樣一實例。演算法120說明該變換器還考慮到相反的情況，即當該正電壓首先達到它的調節點時。如果條件121的結果是“是”，則正同步整流MOSFET 14首先被不導通，藉以對於一間隔TBBM ，二極體16繼續供應電流給電容器18。在步驟123中，該低端MOSFET被導通，強迫Vx 到接近地的一電位，使二極體16反向偏壓且中斷電容器18的充電。
同時，負同步整流MOSFET 15繼續導通，給－VOUT2 電容器19充電。第5圖的電路110中所說明的此狀態持續直到演算法中的條件125被滿足，在條件125被滿足的情況下，該負同步整流器15被不導通且在一BBM間隔以後，高端MOSFET 13被導通，強迫Vy 接近Vbatt ，使二極體17反向偏壓且中斷電容器19的充電。
雙極性浮動電感調節器的電壓調節：該雙極性升壓變換器的操作需要導通高端及低端MOSFET 13及11來磁化電感器12，且然後關掉這些MOSFET以轉移能量到該變換器的輸出。在同步能量轉移演算法120中，上述兩個高端及低端MOSFET被同時關掉，同時開始從該電感器轉移能量到這兩個輸出。儘管被同步地充電，但是該正輸出及負輸出的獨立調節係藉由能量轉移到每一輸出的持續時間來決定。特別地，藉由透過回饋VFB1 及VFB2 控制該低端及高端MSOFET 11及14的不導通時間，該等正輸出及負輸出電壓＋VOUT1 及－VOUT1 可以由一單一電感器12獨立調節。
同步整流器14及15的導通時間，雖然影響該變換器的效率，但是不決定該等輸出電容器的充電時間。例如，在該正同步整流MOSFET 14被不導通時，二極體16繼續遞送電荷給電容器18直到低端MOSFET 11被導通。導通低端MOSFET 11，不導通同步整流MOSFET 14，中止電容器18的充電，且因而確定它的電壓。同樣地，在負同步調節器MOSFET 14被不導通時，二極體16繼續遞送電荷給電容器18直到低端MOSFET 11被導通。
當二極體導通發生時，即MOSFET不導通時，此變換器中的最大電壓條件發生。例如，當低端及同步整流MOSFET 11及14都不導通時，該Vx 節點的最大電壓出現。在此狀態下，該電壓係藉由該輸出電壓＋VOUT1 加上跨接該鉗位二極體的正向偏壓電壓Vf 來決定，即Vx (max)(VOUT1 ＋Vf )。MOSFET 11需要能夠限制Vx (max)在它的不導通狀態中。
同樣地，當高端及同步整流MOSFET 13及15都不導通時，該Vy 節點的最大負電壓出現。在此狀態下，該電壓係藉由該輸出電壓－VOUT2 減去跨接該鉗位二極體的正向偏壓電壓－Vf 來決定，即Vy >(－VOUT1 －Vf )。MOSFET 13需要能夠限制Vy 在它的不導通狀態中。
該所揭露的變換器10的一個特徵是，因為該電感器是浮動的，即不被永久地連接到一供應軌，所以導通該高端MOSFET 11或低端MOSFET 13之中的任一個而不是兩個，可以在沒有磁化或增加電感器12中的電流的情況下，強迫在Vy 或Vx 處的該電壓。這對於一習知的升壓變換器，像第1圖中的那個，是不可能的，其中在第1圖中的習知升壓變換器中，一單一MOSFET既控制該Vx 電壓，而且還導致電流傳導、磁化該電感器。換句話說，在一習知的變換器中，控制該電感器電壓還引起額外的且有時不需要的能量儲存。在該所揭露的變換器中，在沒有磁化該電感器的情況下，每一Vx 或Vy 可以被強迫至一供應電壓。
另一考慮是習知的升壓變換器1的輸出電壓範圍。如果 一P－N二極體5出現在一同步整流MOSFET的兩端，則對於該升壓變換器的輸出的最小輸出電壓必定是Vbatt ，因為電源一被施加給該調節器的輸入端，該二極體就正向偏壓，向上拉該輸出到Vbatt 。在該所揭露的雙輸出變換器中，從Vbatt 到＋VOUT1 該電路包括具有相反極性P－N二極體的兩個開關，允許＋VOUT1 調節小於Vbatt 的一電壓，這是與一習知的升壓變換器拓撲相比的不可能有的一特徵。
所以，雖然升壓變換器只可升高電壓，但是該所揭露的變換器產生可小於、等於或大於該電池電壓的一正輸出電壓，且因此不限於只有Vbatt 以上的操作。對於逐步降低電壓調節，適應一升壓變換器的拓撲是Richard K.Williams標題為“High－Efficiency Up－Down and Related DC/DC Converters”(同此在同一天提出申請的)的一相關專利申請案的主題，且在此以參照形式被包括。
在Richard K.Williams的標題為“Dual－Polarity Multi－Output DC/DC Converters and Voltage Regulators”(同此在同一天提出申請的)的一相關專利申請案中，正輸出及負輸出升壓變換器中的一時間多工電感器的應用被描述，且在此以參照形式被併入本案。
時間多工雙極性浮動電感式調節器：如先前所描述，本發明的較佳實施例是同時將正輸出及負輸出都充電，且中斷在輸出達到該目標調節電壓時的那一個輸出的充電，而繼續將另一個輸出充電。
第7圖說明利用時間多工的一可選擇序列。在第7A圖的 電路140中，低端及高端MOSFET被導通以磁化電感器12。在7B圖中，只有低端MOSFET 11被不導通，導致Vx 急遽拉升且將＋VOUT1 電容器18充電直到VOUT1 達到它的目標值。二極體16和同步整流MOSFET先後地被導通以提高效率。輸出電容器19在此週期中不被充電。
一旦VOUT1 達到它的目標值，則同步整流器14被關掉且低端MOSFET 11被導通，迫使Vx 接地且中斷電容器18的充電。同時，高端MOSFET 13被不導通，允許Vy 急遽至負，使二極體17正向偏壓且將負輸出－VOUT2 電容器19充電。一旦－VOUT2 達到它的已調節電壓目標，則同步整流器15被不導通。然後，高端MOSFET 13被導通，且電感器12被再一次磁化。然後該週期以時間多工序列重複。關於時間多工的演算法被說明在第8圖的流程圖180中。
雖然利用類比電路，此演算法可被實現，但是一可選擇方法是用一數位控制器或微處理器220，如第9圖所顯示。如所顯示，來自該等輸出VFB1 及VFB2 的類比回饋可以用MOSFET 226A及226B被多工化，且利用一單一A/D變換器225被變換到數位格式。地以下電壓需要一位準移位電路227將該電壓變換成正電位。
如所顯示，微處理器220的正輸出可直接驅動MOSFET 213及211，但是需要位準移位電路223及224來驅動浮動同步整流MOSFET 214及215。
10‧‧‧兩輸出雙極性電感升壓變換器
11‧‧‧低端N－通道MOSFET
12‧‧‧電感器
13‧‧‧高端P－通道MOSFET
14‧‧‧浮動正輸出同步整流器/MOSFET
15‧‧‧浮動負輸出同步整流器/MOSFET
16－17‧‧‧源極－汲極二極體
18‧‧‧輸出濾波電容器/＋VOUT1 電容器
19‧‧‧輸出濾波電容器/－VOUT2 電容器
20‧‧‧PWM控制器
21－22‧‧‧P－N二極體
25‧‧‧變換器操作/電路
30‧‧‧電路/示意圖
35‧‧‧電路
51－52‧‧‧線
53‧‧‧正電壓
54－55‧‧‧曲線
56‧‧‧線
58‧‧‧地以下電壓
59‧‧‧BBM間隔
60‧‧‧BBM間隔/先斷後連持續時間
70‧‧‧圖形
71‧‧‧峰值
80‧‧‧圖形
81－82‧‧‧點
90‧‧‧圖形/點
110‧‧‧電路
120‧‧‧演算法
121－122‧‧‧條件邏輯
123－124‧‧‧步驟
125‧‧‧條件
126‧‧‧條件邏輯
140‧‧‧電路
180‧‧‧演算法/流程圖
211、213‧‧‧MOSFET
214－215‧‧‧同步整流MOSFET
220‧‧‧數位控制器或微處理器
223－224‧‧‧位準移位電路
225‧‧‧單一A/D變換器
226A－226B‧‧‧MOSFET
227‧‧‧位準移位電路
MOSFET‧‧‧功率
IDSS ‧‧‧汲極電流
Vbatt ‧‧‧電壓
＋VOUT1 ‧‧‧正極性輸出電荷
－VOUT2 ‧‧‧負極性輸出電荷
VFB1 、VFB2 ‧‧‧回饋信號
VX 、Vy ‧‧‧節點
I1 到I4 ‧‧‧電流
IL (t)‧‧‧電流
t0 、t1 ‧‧‧時間
EL ‧‧‧峰值
VDS2(on) ‧‧‧電壓
IL (t)‧‧‧電流
Vbatt /L‧‧‧斜率
Vy Vbatt ‧‧‧電池電位
(VOUT1 ＋Vf )‧‧‧暫態電壓
(－VOUT1 －Vf )‧‧‧暫態電壓
tBBM ‧‧‧時間間隔
第1圖是一習知的單一輸出同步升壓變換器的一示意 圖。
第2圖是如由本發明所提供的一雙極性雙輸出同步升壓變換器的一示意圖。
第3A－3C圖顯示第2圖之該升壓變換器執行一操作序列，該操作序列實施被稱為同步轉移的一模式。同步轉移模式包括以下連續操作階段：電感器被磁化(3A)，電荷被同步轉移到＋VOUT1 及－VOUT2 (3B)，電荷繼續被專門地轉移到＋VOUT1 (3C)。
第4圖是第2圖之該升壓變換器操作在同步轉移模式下的切換波形特性的一繪圖。
第5圖顯示關於第2圖之該升壓變換器專門地轉移電荷到－VOUT2 的一可選擇操作階段。
第6圖是關於第2圖之該升壓變換器利用同步轉移模式的一流程圖。
第7A－7C圖顯示第2圖之該升壓變換器執行一操作序列，該操作序列實施被稱為時間多工轉移的一模式。時間多工轉移模式包括以下連續操作階段：該電感器被磁化(7A)，電荷被專門地轉移到＋VOUT1 (7B)，電荷繼續被專門地轉移到＋VOUT2 (7C)。
第8圖是顯示第2圖之該升壓變換器操作在時間多工轉移模式下的一操作序列的一流程圖。
第9圖是顯示第2圖之該升壓變換器被修改利用具有多工回饋的數位控制的一方塊圖。
10‧‧‧兩輸出雙極性電感升壓變換器
11‧‧‧低端N－通道MOSFET
12‧‧‧電感器
13‧‧‧高端P－通道MOSFET
14‧‧‧浮動正輸出同步整流器/MOSFET
15‧‧‧浮動負輸出同步整流器/MOSFET
16－17‧‧‧源極－汲極二極體
18‧‧‧輸出濾波電容器/＋VOUT1 電容器
19‧‧‧輸出濾波電容器/－VOUT2 電容器
20‧‧‧PWM控制器
21－22‧‧‧P－N二極體
＋VOUT1 ‧‧‧正極性輸出電荷
－VOUT2 ‧‧‧負極性輸出電荷
VFB1 、VFB2 ‧‧‧回饋信號
VX 、Vy ‧‧‧節點
Vbatt ‧‧‧電壓
I1 到I4 ‧‧‧電流

Claims (25)

  1. 一種雙極性雙輸出同步升壓變換器，其包含：一電感器；耦接介於一電壓源及該電感器之一第一端點間之一高側閘；耦接介於一接地端及該電感器之一第二端點間之一低側閘；耦接於一第一輸出閘之一第一輸出節點，該第一輸出閘也耦接於該電感器之該第一端點；耦接於一第二輸出閘之一第二輸出節點，該第二輸出閘也耦接於該電感器之該第二端點；一控制器，其組配以致動及解除致動該高側閘、該低側閘、該第一輸出閘、及該第二輸出閘，該控制器進一步組配以提供下面的電路操作模式：一第一模式，其中，該控制器致動該高側閘以將該電感器的該第一端點連接到該電壓源以接收一輸入電壓，且該控制器致動該低側閘以將該電感器的該第二端點連接到接地端；一第二模式，其中，該控制器取消致動該高側閘及該低側閘，該控制器進一步致動該第一輸出閘及該第二輸出閘以將該電感器的該第一端點連接到該第一輸出節點，且該電感器的該第二端點連接到該第二輸出節點；及一第三模式，其中，該控制器致動該高側閘及取消 致動該第一輸出閘以將該電感器的該第一端點連接到該電壓源以接收輸入電壓，且該控制器進一步取消致動該低側閘及致動該第二輸出閘以將該電感器的該第二端點連接到該第二輸出節點；一第一電容器及一第二電容器，該第一電容器耦接至接地端及該第一輸出節點，該第二電容器耦接至接地端及該第二輸出節點；以及一先斷後連閘驅動緩衝器，其組配以對於在模式間之一先斷後連時間間隔中開斷該第一輸出閘及該第二輸出閘，以避免於模式轉移間該第一電容器或該第二電容器被短路。
  2. 如申請專利範圍第1項所述之雙極性雙輸出同步升壓變換器，其中該控制器導致該第一、第二及第三模式以一重複序列被選擇。
  3. 如申請專利範圍第2項所述之雙極性雙輸出同步升壓變換器，其中，該重複序列具有下面形式：第一模式、第二模式、第一模式、第三模式。
  4. 如申請專利範圍第2項所述之雙極性雙輸出同步升壓變換器，其中，該重複序列具有下面形式：第一模式、第二模式、第三模式。
  5. 如申請專利範圍第1項所述之雙極性雙輸出同步升壓變換器，其中，該控制器進一步組配以提供一第四模式，在該第四模式中，該控制器取消致動該高側閘及致動該第一輸出閘以將該電感器的該第一端點連接到該第一 輸出節點，且該控制器進一步致動該低側閘及取消致動該第二輸出閘以將該電感器的該第二端點連接到接地端。
  6. 如申請專利範圍第1項所述之雙極性雙輸出同步升壓變換器，其進一步包含一回饋電路，其具有耦接至該第一輸出節點之一第一埠及耦接至該控制器之一第二埠，該控制器組配以利用從該第一埠感測之回授電壓來調變該第二模式的持續時間以控制該第一輸出節點的電壓。
  7. 如申請專利範圍第6項所述之雙極性雙輸出同步升壓變換器，其中該回饋電路進一步包括耦接至該第二輸出節點之一第三埠及耦接至該控制器之一第四埠，該控制器進一步組配以調變該第三模式的持續時間以控制該第二輸出節點的電壓。
  8. 一種雙極性雙輸出同步升壓變換器，其包含：一電感器；耦接介於一電壓源及該電感器之一第一端點間之一高側閘；耦接介於一接地端及該電感器之一第二端點間之一低側閘；耦接於一第一輸出閘之一第一輸出節點，該第一輸出閘也耦接於該電感器之該第一端點；耦接於一第二輸出閘之一第二輸出節點，該第二輸出閘也耦接於該電感器之該第二端點； 一控制器，其組配以致動及解除致動該高側閘、該低側閘、該第一輸出閘、及該第二輸出閘，該控制器進一步組配以提供下面的電路操作模式：一第一模式，其中，該控制器致動該高側閘以將該電感器的該第一端點連接到該電壓源以接收一輸入電壓，且該控制器致動該低側閘以將該電感器的該第二端點連接到接地端；一第二模式，其中，該控制器致動該高側閘及取消致動該第一輸出閘以將該電感器的該第一端點連接到該電壓源以接收輸入電壓，且該控制器致動該第二輸出閘及取消致動該低側閘以將該電感器的該第二端點連接到該第二輸出節點；及一第三模式，其中，該控制器致動該第一輸出閘及取消致動該高側閘以將該電感器的該第一端點連接到該第一輸出節點，且該控制器致動該低側閘及取消致動該第二輸出閘，以將該電感器的該第二端點連接到接地端；一第一電容器及一第二電容器，該第一電容器耦接至接地端及該第一輸出節點，該第二電容器耦接至接地端及該第二輸出節點；以及一先斷後連閘驅動緩衝器，其組配以對於在模式間之一先斷後連時間間隔中開斷該第一輸出閘及該第二輸出閘，以避免於模式轉移間該第一電容器或該第二電容器被短路。
  9. 如申請專利範圍第8項所述之雙極性雙輸出同步升壓變換器，其其中該控制器導致該第一、第二及第三模式以一重複序列被選擇。
  10. 如申請專利範圍第9項所述之雙極性雙輸出同步升壓變換器，其中，該重複序列具有下面形式：第一模式、第二模式、第一模式、第三模式。
  11. 如申請專利範圍第9項所述之雙極性雙輸出同步升壓變換器，其中，該重複序列具有下面形式：第一模式、第二模式、第三模式。
  12. 如申請專利範圍第8項所述之雙極性雙輸出同步升壓變換器，其進一步包含一回饋電路，其具有耦接至該第一輸出節點之一第一埠及耦接至該控制器之一第二埠，該控制器組配以利用從該第一埠感測之回授電壓來調變該第二模式的持續時間以控制該第一輸出節點的電壓。
  13. 如申請專利範圍第8項所述之雙極性雙輸出同步升壓變換器，其進一步包含一回饋電路，其進一步包括耦接至該第二輸出節點之一第三埠及耦接至該控制器之一第四埠，該控制器進一步組配以調變該第三模式的持續時間以控制該第二輸出節點的電壓。
  14. 一種用以操作一雙極性雙輸出同步升壓變換器的方法，其中該同步升壓變換器包括一電感器；耦接介於一電壓源及該電感器之一第一端點間之一高側閘；耦接介於一接地端及該電感器之一第二端點間之一低側閘；耦接於一第一輸出閘之一第一輸出節點，該第一輸出閘也 耦接於該電感器之該第一端點；耦接於一第二輸出閘之一第二輸出節點，該第二輸出閘也耦接於該電感器之該第二端點；一控制器，其組配以致動及解除致動該高側閘、該低側閘、該第一輸出閘、及該第二輸出閘；一第一電容器及一第二電容器，該第一電容器耦接至接地端及該第一輸出節點，該第二電容器耦接至接地端及該第二輸出節點；以及耦接至該控制器之一先斷後連閘驅動緩衝器，該方法包含以下步驟：組配該控制器使得該升壓變換器以一第一模式操作，在該第一模式中，該控制器致動該高側閘以將該電感器的該第一端點連接到該電壓源以接收一輸入電壓，且該控制器致動該低側閘以將該電感器的該第二端點連接到接地端；組配該控制器使得該升壓變換器以一第二模式操作，在該第二模式中，該控制器取消致動該高側閘及該低側閘，該控制器進一步致動該第一輸出閘及該第二輸出閘以將該電感器的該第一端點連接到該第一輸出節點，且該電感器的該第二端點連接到該第二輸出節點；組配該控制器使得該升壓變換器以一第三模式操作，在該第三模式中，該控制器致動該高側閘及取消致動該第一輸出閘以將該電感器的該第一端點連接到該電壓源以接收輸入電壓，且該控制器進一步取消致動該低側閘及致動該第二輸出閘以將該電感器的該第二端點連接到該第二輸出節點；以及 組配該先斷後連閘驅動緩衝器以對於在模式間之一先斷後連時間間隔中，開斷該第一輸出閘及該第二輸出閘。
  15. 如申請專利範圍第14項所述之方法，其中，該第一、第二及第三模式以一重複序列被選擇。
  16. 如申請專利範圍第15項所述之方法，其中，該重複序列具有下面形式：第一模式、第二模式、第一模式、第三模式。
  17. 如申請專利範圍第15項所述之方法，其中，該重複序列具有下面形式：第一模式、第二模式、第三模式。
  18. 如申請專利範圍第14項所述之方法，其進一步包含調變該第二模式的持續時間以控制該第一輸出節點的電壓。
  19. 如申請專利範圍第18項所述之方法，其進一步包含調製該第三模式的持續時間以控制該第二輸出節點的電壓。
  20. 一種用以操作一雙極性雙輸出同步升壓變換器的方法，其中該同步升壓變換器包括一電感器；耦接介於一電壓源及該電感器之一第一端點間之一高側閘；耦接介於一接地端及該電感器之一第二端點間之一低側閘；耦接於一第一輸出閘之一第一輸出節點，該第一輸出閘也耦接於該電感器之該第一端點；耦接於一第二輸出閘之一第二輸出節點，該第二輸出閘也耦接於該電感器之該第二端點；一控制器，其組配以致動及解除致動該高側閘、該低側閘、該第一輸出閘、及該第二輸出閘；一第一電容器及一第二電容器，該第一電容器耦接至接地端 及該第一輸出節點，該第二電容器耦接至接地端及該第二輸出節點；以及耦接至該控制器之一先斷後連閘驅動緩衝器，該方法包含以下步驟：組配該控制器使得該升壓變換器以一第一模式操作，在該第一模式中，該控制器致動該高側閘以將該電感器的該第一端點連接到該電壓源以接收一輸入電壓，且該控制器致動該低側閘以將該電感器的該第二端點連接到接地端；組配該控制器使得該升壓變換器以一第二模式操作，在該第二模式中，該控制器致動該高側閘及取消致動該第一輸出閘以將該電感器的該第一端點連接到該電壓源以接收輸入電壓，且該控制器致動該第二輸出閘及取消致動該低側閘以將該電感器的該第二端點連接到該第二輸出節點；及組配該控制器使得該升壓變換器以一第三模式操作，在該第三模式中，該控制器致動該第一輸出閘及取消致動該高側閘以將該電感器的該第一端點連接到該第一輸出節點，且該控制器致動該低側閘及取消致動該第二輸出閘，以將該電感器的該第二端點連接到接地端；組配該先斷後連閘驅動緩衝器以對於在模式間之一先斷後連時間間隔中，開斷該第一輸出閘及該第二輸出閘。
  21. 如申請專利範圍第20項所述之方法，其中，該第一、第 二及第三模式以一重複序列被選擇。
  22. 如申請專利範圍第21項所述之方法，其中，該重複序列具有下面形式：第一模式、第二模式、第一模式、第三模式。
  23. 如申請專利範圍第21項所述之方法，其中，該重複序列具有下面形式：第一模式、第二模式、第三模式。
  24. 如申請專利範圍第20項所述之方法，其進一步包含調變該第二模式的持續時間以控制該第一輸出節點的電壓。
  25. 如申請專利範圍第20項所述之方法，其進一步包含調變該第三模式的持續時間以控制該第二輸出節點的電壓。
TW97130046A 2007-08-08 2008-08-07 雙極性雙輸出同步升壓變換器及其操作方法 TWI404317B (zh)

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
US11/835,809 US20090039711A1 (en) 2007-08-08 2007-08-08 Dual-Polarity Multi-Output DC/DC Converters and Voltage Regulators

Publications (2)

Publication Number Publication Date
TW200922092A TW200922092A (en) 2009-05-16
TWI404317B true TWI404317B (zh) 2013-08-01

Family

ID=40341692

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
TW97130046A TWI404317B (zh) 2007-08-08 2008-08-07 雙極性雙輸出同步升壓變換器及其操作方法

Country Status (7)

Country Link
US (1) US20090039711A1 (zh)
EP (1) EP2176726A4 (zh)
JP (1) JP5362721B2 (zh)
KR (1) KR101493117B1 (zh)
CN (2) CN101779174A (zh)
TW (1) TWI404317B (zh)
WO (1) WO2009020985A1 (zh)

Families Citing this family (33)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
TW200952541A (en) * 2008-06-02 2009-12-16 Advanced Analog Technology Inc LED driver circuit
US8212400B2 (en) * 2008-06-04 2012-07-03 Texas Instruments Incorporated Multi-rail power-supply system
NZ590845A (en) 2008-08-09 2012-08-31 Judo Wasseraufbereitung Retrofittable control unit for a softening apparatus which enables partial softening of water on the basis of fully automatic mixing
NZ576387A (en) * 2009-04-20 2011-06-30 Eaton Ind Co PFC booster circuit
TWI422127B (zh) * 2009-09-29 2014-01-01 Richtek Technology Corp 升降壓式電源轉換器的控制電路及方法
US8400778B2 (en) * 2010-02-02 2013-03-19 Monolithic Power Systems, Inc. Layout schemes and apparatus for multi-phase power switch-mode voltage regulator
KR101146989B1 (ko) * 2010-05-06 2012-05-22 삼성모바일디스플레이주식회사 Ｄｃ-ｄｃ 컨버터, 이를 포함하는 유기 전계 발광 표시 장치 및 그 구동 방법
TWI400864B (zh) * 2010-07-26 2013-07-01 Richtek Technology Corp 降低固定導通時間切換式電源調節電路輸出漣波之控制電路及其方法
US8860385B2 (en) * 2011-01-30 2014-10-14 The Boeing Company Voltage controlled current source for voltage regulation
JP2012210063A (ja) * 2011-03-29 2012-10-25 Yamaha Corp 電圧変換回路
CN102752902B (zh) * 2011-04-22 2014-10-15 登丰微电子股份有限公司 发光二极管驱动电路
TWI514738B (zh) * 2011-07-07 2015-12-21 Sitronix Technology Corp Voltage converter
JP5880239B2 (ja) * 2012-04-13 2016-03-08 株式会社ソシオネクスト 電源装置及び電源の制御方法
CN104008737B (zh) * 2013-02-27 2016-04-13 奕力科技股份有限公司 单电感双输出转换器、控制方法及开关控制电路
US20150035839A1 (en) * 2013-08-01 2015-02-05 Qualcomm Mems Technologies, Inc. System and method for providing positive and negative voltages with a single inductor
KR102199331B1 (ko) * 2013-08-22 2021-01-06 엘지이노텍 주식회사 전원 장치
US9310817B2 (en) 2014-02-04 2016-04-12 Synaptics Incorporated Negative voltage feedback generator
CN104158399B (zh) * 2014-08-27 2017-01-18 圣邦微电子（北京）股份有限公司 单电感正负电压输出装置
TWI593222B (zh) * 2015-07-22 2017-07-21 茂達電子股份有限公司 用於磁滯電流控制模式的單電感雙輸出電源轉換器及其控制方法
EP3353883A1 (en) * 2015-09-22 2018-08-01 OSRAM GmbH Electronic converter and related method of operating an electronic converter
CN105099192B (zh) * 2015-09-30 2018-05-08 深圳天珑无线科技有限公司 电源的输出电压调节电路及其控制方法
KR20170056952A (ko) 2015-11-16 2017-05-24 삼성전자주식회사 데이터 출력 회로 및 이를 포함하는 메모리 장치
CN105871201A (zh) * 2016-06-14 2016-08-17 广东锐顶电力技术有限公司 Dc-dc变换器及其控制方法
CN105846673A (zh) * 2016-06-14 2016-08-10 广东锐顶电力技术有限公司 Dc-dc变换器及其控制方法
CN106125814B (zh) * 2016-08-17 2017-11-17 珠海格力节能环保制冷技术研究中心有限公司 信号转换电路、控制电路和直流无刷电机
EP3319215B1 (en) * 2016-11-03 2020-12-23 GN Hearing A/S Hearing instrument comprising switched capacitor dc-dc power converter
TWI630469B (zh) * 2017-03-03 2018-07-21 Faraday Technology Corporation 電壓調整器
US10103620B1 (en) * 2017-10-19 2018-10-16 BravoTek Electronics Co., Ltd. SIBO boost converter and operation method thereof
US10839918B1 (en) * 2019-06-24 2020-11-17 Sandisk Technologies Llc Boost converter in memory chip
KR102481521B1 (ko) 2019-11-26 2022-12-27 한국전자통신연구원 복수의 동작 모드를 제공하는 dc-dc 변환기
CN111865078B (zh) * 2020-07-10 2022-06-07 西安交通大学 一种单输入对称双极性双输出dc-dc变换器
CN111865079B (zh) * 2020-07-10 2022-06-07 西安交通大学 一种单输入对称双极性双输出dc-dc变换器
CN116317584B (zh) * 2023-05-23 2023-08-01 合肥乘翎微电子有限公司 一种直流转换器及pwm控制器的控制方法

Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US7061214B2 (en) * 2003-11-25 2006-06-13 Texas Instruments Incorporated Single inductor dual output buck converter with frequency and time varying offset control
US20070252563A1 (en) * 2006-04-26 2007-11-01 Mitsumi Electric Co. Ltd. Multi-ouput type DC/DC converter
US20070285072A1 (en) * 2006-06-13 2007-12-13 Mitsumi Electric Co., Ltd. Multi-output type dc/dc converter

Family Cites Families (13)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
DE3316251A1 (de) * 1983-05-04 1984-11-08 Robert Bosch Gmbh, 7000 Stuttgart Schaltungsanordnung zur gleichspannungswandlung
JPH06103984B2 (ja) * 1989-08-23 1994-12-14 東洋電機製造株式会社 昇降圧チョッパ装置
US5617015A (en) * 1995-06-07 1997-04-01 Linear Technology Corporation Multiple output regulator with time sequencing
US5847949A (en) * 1997-10-07 1998-12-08 Lucent Technologies Inc. Boost converter having multiple outputs and method of operation thereof
US6002603A (en) * 1999-02-25 1999-12-14 Elliott Energy Systems, Inc. Balanced boost/buck DC to DC converter
JP3888895B2 (ja) * 2001-12-21 2007-03-07 富士通株式会社 正負電源発生装置および半導体装置
JP4432443B2 (ja) * 2003-10-14 2010-03-17 オンキヨー株式会社 スイッチング電源回路
JP4322638B2 (ja) * 2003-11-20 2009-09-02 株式会社日立製作所 ストレージ装置、及びストレージ装置の遮蔽方法
US7256568B2 (en) * 2004-05-11 2007-08-14 The Hong Kong University Of Science And Technology Single inductor multiple-input multiple-output switching converter and method of use
CN101036281A (zh) * 2004-10-19 2007-09-12 罗姆股份有限公司 开关电源装置和使用它的电子设备
TWI293828B (en) * 2005-04-28 2008-02-21 Novatek Microelectronics Corp Charge pump
US7276886B2 (en) * 2005-10-03 2007-10-02 Texas Instruments Incorporated Dual buck-boost converter with single inductor
US8310218B2 (en) * 2007-08-08 2012-11-13 Advanced Analogic Technologies, Inc. Time-multiplexed-capacitor DC/DC converter with multiple outputs

Patent Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US7061214B2 (en) * 2003-11-25 2006-06-13 Texas Instruments Incorporated Single inductor dual output buck converter with frequency and time varying offset control
US20070252563A1 (en) * 2006-04-26 2007-11-01 Mitsumi Electric Co. Ltd. Multi-ouput type DC/DC converter
US20070285072A1 (en) * 2006-06-13 2007-12-13 Mitsumi Electric Co., Ltd. Multi-output type dc/dc converter

Also Published As

Publication number Publication date
EP2176726A1 (en) 2010-04-21
KR20100041871A (ko) 2010-04-22
CN103199706B (zh) 2016-08-24
CN103199706A (zh) 2013-07-10
EP2176726A4 (en) 2011-10-19
WO2009020985A1 (en) 2009-02-12
US20090039711A1 (en) 2009-02-12
TW200922092A (en) 2009-05-16
KR101493117B1 (ko) 2015-02-12
CN101779174A (zh) 2010-07-14
JP2010536320A (ja) 2010-11-25
JP5362721B2 (ja) 2013-12-11

Similar Documents

Publication Publication Date Title
TWI404317B (zh) 雙極性雙輸出同步升壓變換器及其操作方法
TWI406484B (zh) 時間多工多輸出直流對直流變換器與電壓調節器
US8823342B2 (en) Multiple-output dual-polarity DC/DC converters and voltage regulators
EP2165407B1 (en) Boost and up-down switching regulator with synchronous freewheeling mosfet
US8035364B2 (en) Step-down switching regulator with freewheeling diode
US7501715B2 (en) Multi-output DC-DC converter
KR20070065818A (ko) 파워 컨버터에서의 영전압 스위칭（ｚｖｓ）
JP2011217486A (ja) 昇圧コンバータ
Yang et al. Analysis and design consideration of using current sensing transformer in forward converter with synchronous rectification

Legal Events

Date Code Title Description
MM4A Annulment or lapse of patent due to non-payment of fees