TWI406484B - 時間多工多輸出直流對直流變換器與電壓調節器 - Google Patents

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Description

時間多工多輸出直流對直流變換器與電壓調節器
本發明是關於一種時間多工多輸出直流對直流變換器與電壓調節器。
 發明背景
電壓調節一般需要被用以阻止對各種微電子元件提供電源的供應電壓之變化，例如數位IC、半導體記憶體、顯示器模組、硬碟驅動器、RF電路、微處理器、數位信號處理器以及類比IC，特別是用於如行動電話、筆記本電腦及消費者產品此類的電池供應應用。
因為一產品之電池或直流(DC)輸入電壓必須被逐步升高到一較高的DC電壓或逐步降低到一較低的DC電壓，所以此等調節器被稱為DC對DC變換器。每當一電池之電壓大於期望的負載電壓時，逐步降低變換器被使用。逐步降低變換器可包含電感切換調節器(inductive switching regulators)、電容電荷泵以及線性調節器。相反地，每當一電池之電壓低於需用以對其負載提供電源的電壓時，逐步升高變換器(一般被稱為升壓變換器)是需要的。逐步升高變換器可包含電感切換調節器或電容電荷泵。
就以上提到的電壓調節器，該電感切換變換器在電流、輸入電壓及輸出電壓之最寬的範圍內可達成優越的效能。一DC/DC電感切換變換器之基本原理是基於簡單的前提：一電感器(線圈或變壓器)內的電流無法被即時改變，且 一電感器將產生一對立的電壓以抵抗其電流內的任何變化。
一基於電感器的DC/DC切換變換器之基本原理是將一DC供應切換或“斬切”為脈衝或叢發，且利用一低通濾波器對該等叢發濾波，該低通濾波器包含一電感器以及電容器以產生一行為良好的時變電壓，即將DC改變為AC。藉由使用一或多個以一高頻率切換的電阻器重複地對一電感器磁化或解磁，該電感器可被用以逐步升高或逐步降低該變換器之輸入，從而產生一與其輸入不同的輸出電壓。在利用磁改變AC電壓升高或降低之後，輸出被整流回為DC，且被濾波以移除任何漣波。
該等電晶體一般利用具有一低接通狀態電阻的MOSFET實施，一般被稱為“功率MOSFET”。利用來自變換器之輸出電壓的回饋控制該等切換條件，一恒定的良好調節的輸出電壓可被維持，儘管該變換器之輸入電壓或其輸出電流具有快速的變化。
為了移除由於該等電晶體之切換動作產生的任何AC雜訊或漣波(ripple)，一輸出電容器被設於該切換調節器電路之輸出端。電感器與輸出電容器一起形成一“低通”濾波器，該“低通”濾波器能夠阻止大多數電晶體之切換雜訊到達負載。該切換頻率(一般是1MHz或更大)相對於濾波器之“LC”池之共振頻率必須是“高的”。對多個切換週期進行平均化，該切換電感器之行為類似一可規劃電流源，具有一慢變化的平均電流。
因為平均電感器電流由被偏壓為“接通”或“截止”切換的電晶體控制，所以該等電晶體內的功率消耗理論上是小的，且高變換器效率(在百分之八十至九十範圍內)可實現。特別地，當一功率MOSFET利用一“高”閘極偏壓被偏壓為一接通狀態切換時，其呈現一線性I－V汲極特性，具有一低的RDS (on)電阻(一般是200毫歐姆或更少)。以0.5A為例，此一裝置將呈現一僅100mV之最大電壓降ID ．RDS (on)，儘管其高的汲極電流。其在其接通狀態傳導期間的功率消耗是ID 2 ．RDS (on)。在給出的例子中，該電晶體之傳導期間的功率消耗是(0.5)2 ．(0.2Ω)＝50mW。
在其截止狀態中，一功率MOSFET具有被偏壓至其源極的閘極，即使得VGS ＝0。即使施加等於一變換器之電池輸入電壓Vbatt 的汲極電壓VDS ，一功率MOSFET之汲極電流IDSS 非常小(一般良好地低於一微安)且較一般為毫微安。該電流IDSS 主要包含接面洩漏。
因此被用作一DC/DC變換器內的一開關之功率MOSFET是有效率的，因為在其截止情形中，其在高電壓時呈現低電流，且在其接通情形中，其在一低電壓降呈現高電流。除了開關暫態之外，該功率MOSFET內的ID ．VDS 乘積是小的，且該開關內的功率消耗是低的。
功率MOSFET不僅被用於藉由斬切該輸入供應而將AC變換到DC，而且也被用於替代需被用以將合成的AC整流回到DC的整流二極體。MOSFET作為一整流器之操作一般藉由將該MOSFET與一肖特基二極體並聯且每當該二極體導 通時接通該MOSFET而實現，即與該二極體之傳導同步。因此在此一應用中，該MOSFET被稱為一同步整流器。
因為同步整流器MOSFET可被調整大小以具有一低接通電阻以及一比肖特基更低的電壓降，所以傳導電流自二極體偏向MOSFET通道且該“整流器”內的整體功率消耗被減少。大部分的功率MOSFET包括一寄生源極對汲極二極體。在一切換調節器中，此本質P－N二極體之方向必須與肖特基二極體之極性相同(即陰極對陰極，陽極對陽極)。因為此矽P－N二極體與肖特基二極體之並行組合只在同步整流器MOSFET接通之前攜載電流短暫的間隔(被稱為“先斷後合(break－before－make)”)，所以該等二極體內的平均功率消耗是低的且有時肖特基一起被去除。
假設電晶體開關事件相較於振盪期間相對較快，開關期間的功率損失在電路分析中可被忽略或者可被視為一固定功率損失。總之，一低電壓切換調節器內損失的功率可藉由考慮接通以及閘極驅動損失而被估計。然而，以多兆赫茲切換頻率，開關波形分析變得較重要且必須藉由分析一裝置之汲極電壓、汲極電流以及閘極偏壓驅動對時間而被分析。
基於以上原則，目前基於電感器的DC/DC切換調節器利用各種電路、電感器以及轉換器架構實施。廣泛而言，它們主要被分為兩類結構，非隔離及隔離變換器。
最一般的隔離變換器包括反馳式(flyback)變換器及向前變換器，且需要一變壓器或耦接電感器。在較高的功率， 全橋變換器也被使用。隔離變換器能夠藉由調整變壓器之主繞組對次繞組比率而逐步升高或逐步降低它們的輸入電壓。具有多個繞組的變壓器可同時產生多個輸出，包括比輸入更高及更低的電壓。變壓器之缺點是它們相較於單繞組的電感器更大且受到不想要的雜散電感。
非隔離電源供應器包括逐步降低降壓變換器、逐步升高升壓變換器以及降壓－升壓變換器。降壓－升壓變換器特別有效率且尺寸小巧，特別在2.2μH或更小的電感器可被使用的兆赫茲頻率範圍內操作。此等架構對每個線圈產生一個單一被調節的輸出電壓，且需要一個專用控制迴路以及個別PWM控制器給每個輸出以恒定地調整開關接通時間以調節電壓。
在可攜式及電池電源應用中，同步整流一般被用以改良效率。一使用同步整流的逐步降低降壓變換器被稱為一同步降壓調節器。一使用同步整流的逐步升高升壓變換器被稱為一同步升壓變換器。
同步升壓變換器操作 ： 如第1圖中所描述，習知的同步升壓變換器1包括一低端功率MOSFET開關9、連接電池的電感器2、一輸出電容器5以及具有並聯的整流器二極體4之“浮動”同步整流器MOSFET 3。該等MOSFET之閘極被先斷後合電路7驅動且由PWM控制器6根據來自存在濾波電容器5上的變換器之輸出的電壓回饋VFB 控制。BBM操作需被用以阻止輸出電容器5短路。
由於該同步整流器MOSFET3之源極及汲極端未永久 地連接到任何供應軌(即，地或Vbatt )，該同步整流器MOSFET 3(可以是N－通道或P－通道)被認為是浮動的。二極體4是一對同步整流器MOSFET 3本質的P－N二極體，無論同步整流器是一P－通道還是一N－通道裝置。一肖特基二極體可與MOSFET 3並聯被包括，但是串聯電感可能無法足夠快速地操作以將電流偏離正向偏壓本質二極體4。二極體8包含一對N－通道低端MOSFET 9本質的P－N接面二極體且在正常的升壓變換器操作下被反向偏壓。因為二極體8在正常的升壓操作下沒有接通，所以其被顯示為虛線。
若我們定義變換器之工作因數D為能量從電池或電源流入DC/DC變換器的時間，即在低端MOSFET開關9接通且電感器2被磁化的時間之期間，則一升壓變換器之輸出對輸入電壓比率與1減去其工作因數之倒數成正比，即
雖然此方程式描述了各種變換比率，但是該升壓變換器無法平滑地接近一單位傳輸特性，不需要極快速的裝置及電路回應時間。對於高工作因數以及變換比率，該電感器傳導大的電流尖峰且降低效率。考慮到此等因素，升壓變換器工作因數實際上被限制到5%至75%之範圍。
多個調節電壓之需求： 如今的電子裝置需要許多調節電壓操作。例如，智慧電話在一個單一手持單元內可使用多於二十五個個別調節供應。空間限制排除了使用如此多的各自具有個別電感器的切換調節器。
不幸的是，多輸出非隔離變換器需要多個繞組或抽頭電感器。雖然抽頭電感器比隔離變換器及變壓器更小，但是抽頭電感器實質上比單個繞組的電感器更大且高度更高，且產生增加的寄生效應及輻射雜訊。因此，多繞組電感器一般不被用於任何空間敏感或可攜式裝置，例如手機及可攜式消費者電子。
作為一折衷，如今的可攜式裝置使用與一些線性調節器組合的一些切換調節器以產生所需數目的獨立供應電壓。雖然低遺失率線性調節器或LDO之效率比該等切換調節器更差，但是由於不需要線圈，故它們小很多且成本更低。因此，為了較低的成本及較小的尺寸，效率及電池壽命被犧牲。
需要的是能夠自一個單一繞組電感器產生多個輸出的切換調節器，從而最小化成本及大小。
 發明概要
本發明之一實施例包括一種具有多個輸出的升壓切換變換器。對於一典型實施態樣，一電感器連接在一輸入供應器(一般是一電池)與一節點Vx 之間。一低端開關將該節點Vx 與地連接。兩個或多個輸出級被包括。每個輸出級包括一高端開關以及一輸出電容器。每個輸出級被連接以遞送電流給一個別負載。
一控制電路被連接以一重複序列驅動該低端開關及高端開關。對於一典型實施態樣，此序列之第一階段將該電 感器連接在該輸入供應器與地之間。這使該電感器以一電場之形式儲存電荷。
在第二階段及之後的階段期間，每個輸出級被輪流選擇。當每個級被選擇時，其高端開關被增強。這使電流從電感器流向被選擇的輸出級(包括其輸出電容器及負載)。該序列以電感器被重複充電而重複。
可瞭解的是，其他序列同樣是實際的。這表示(例如)該電感器可被更經常或更不經常被充電(例如在每個輸出級作用之間)。一或多個輸出級之作用也可基於一靜態或動態基準被區分優先權。
各種方法可被用以調節該升壓切換變換器。一般而言，這涉及脈寬調變，其中該等輸出級之作用的期間被改變。電感器充電時間也可被改變。脈衝頻率調變方案也可被使用，其中輸出級作用之速率被調變以匹配負載條件。
剛才描述的變換器以一升壓變換器操作。每個輸出級產生的電壓超過供應電壓。一般而言，每個輸出級將產生一不同的輸出電壓，因此該變換器以兩個或多個升壓變換器之串聯操作。也可能使用一相關架構實施一反相變換器。該反相變換器之一典型實施態樣包括連接在地與一節點Vx 之間的一電感器。一低端開關將該節點Vx 與一輸入供應器(一般是一電池)連接。兩個或多個輸出級被包括。每個輸出級包括一高端開關及一輸出電容器。每個輸出級被連接以遞送電流給一個別負載。
如先前所描述的，一控制電路對該電路充電且以一重 複序列致動該等輸出級。這使每個輸出級遞送一不同的輸出電壓，其中所有輸出電壓與該供應電壓之極性相反。實際上，該反相變換器以一系列反相器操作，其中反相器之數目對應輸出級之數目。
圖式簡單說明
第1圖是一習知的同步升壓變換器之一方塊圖；第2圖是一時間多工電感器(TMI)雙輸出同步升壓變換器之一示意圖；第3A圖是顯示了在電感器被磁化的一階段期間的一雙輸出TMI同步升壓變換器之操作的示意圖；第3B圖是顯示了第3A圖之該雙輸出TMI同步升壓變換器在電荷被傳給VOUT1 (C)的一階段期間之操作的示意圖；第3C圖是顯示了第3A圖之該雙輸出TMI同步升壓變換器在電荷被傳給VOUT2 (C)的一階段期間之操作的示意圖。
第4圖是顯示了該雙輸出TMI同步升壓變換器之演算法的流程圖；第5A圖是顯示了該雙輸出TMI同步升壓變換器之開關波形的圖表；第5B圖是顯示了強調該雙輸出TMI同步升壓變換器之先斷後合行為的開關波形之圖表；第6圖顯示了使用一P－通道MOSFET的雙輸出TMI同步升壓變換器之一實施態樣，該P－通道MOSFET具有本體偏壓產生器以去除本質源極對汲極二極體；第7A圖顯示了使用一具有本體偏壓產生器的N－通道 MOSFET的雙輸出TMI同步升壓變換器之一實施態樣；第7B圖顯示了使用一接地本體N－通道MOSFET的雙輸出TMI同步升壓變換器之一實施態樣；第8圖顯示了一雙輸出TMI升壓及同步升壓變換器；第9A圖顯示了一三輸出TMI同步升壓變換器；第9B圖是用於操作第9A圖之該升壓變換器之一第一演算法的流程圖；第9C圖是用於操作第9A圖之該升壓變換器之一第二演算法的流程圖；第9D圖是用於操作第9A圖之該升壓變換器之一第三演算法的流程圖；第9E圖是用於操作第9A圖之該升壓變換器之一第四演算法的流程圖；第10圖顯示了一雙輸出TMI同步升壓反相器；第11圖顯示了一數位可控三輸出TMI同步升壓變換器；第12圖顯示了一改良的數位可控三輸出TMI同步升壓變換器。
 較佳實施例之詳細說明
如先前所描述的，習知的非隔離切換調節器需要一個單繞組電感器及對應的專用PWM控制器給每個調節輸出電壓。相反，本揭露描述了一種能夠自一個單繞組電感器產生多個獨立調節輸出之創新的升壓變換器。
第2圖顯示的是一二輸出版本、時間多工電感器升壓變換器10，包含低端N－通道MOSFET 11、電感器12、具有本質源極對汲極二極體15的浮動同步整流器14、不具有源極對汲極二極體的浮動同步整流器13、分別對輸出VOUT1 及VOUT2 以及驅動負載20及19濾波的輸出濾波電容器17及16。調節器操作被驅動先斷後合緩衝器21(也被稱為縮寫的BBM)的PWM控制器22控制，該BBM依次控制MOSFET 11、13及14之接通時間。PWM控制器22可以固定或可變頻率操作。閉迴路調節透過來自該等輸出VOUT1 及VOUT2 的回饋達成，使用對應的回饋信號VFB1 及VFB2 。該等回饋電壓可根據需要由分阻器(圖未示)調整比例。低端MOSFET 11包括由虛線顯示的本質P－N二極體18，該本質P－N二極體18在正常操作下保持反向偏壓且未接通。
具有一時間多工電感器的一升壓變換器之操作原則是依序的，從而磁化該電感器，接著在再次磁化電感器之前，將能量逐一傳給每個輸出。此演算法在第4圖之流程40中對一具有獨立調節的輸出VOUT1 及VOUT2 的雙輸出變換器被描述。
作為一示範性實施態樣，雙輸出變換器10包含在電池輸入Vbatt 、一第一電壓輸出VOUT1 與一第二電壓輸出VOUT2 之間的時間多工電感器12，如第3圖中所描述的。在第3A圖之電路30中，電感器12藉由接通低端N－通道MOSFET 11而被磁化，在此期間V x ＝V DS (on ) ＝I L ．R DSN (on ) 。
其中IL 是時間相依電感器電流且R DSN (on ) 是低端N－通道 MOSFET 11之接通狀態電阻(一般在從幾十到幾百毫歐姆之範圍內)。
第5A圖描述了對應調節器10之操作的開關波形，包括Vx 電壓圖50、電感電流圖51、輸出電壓圖52及MOSFET電流圖53。如所示，(t1 ＋t2 )與T之間的間隔tmag 對應磁化電感器12。此磁化階段在時間t0 之前的間隔內被描述為一初始情形。期間t1 之t0 與t1 之間的間隔對應將能量從電感器傳到VOUT1 。類似地，期間t2 之t1 與t1＋2 之間的間隔對應將能量從電感器傳到VOUT2 。
如圖表50中所示，當IL 上升時，Vx 維持一非常接近地端的電位57，且二極體15保持反向偏壓且未接通。電感器電流IL (t)分別在時間t0 或時間t1＋2 的操作之第一狀態結束時到達其峰值60A或60B。此期間tmag 之間隔在此被稱為變換器之磁化階段，當需要被遞送給負載的所有能量必須被儲存在電感器內的一間隔。在此間隔期間，MOSFET 13及14將變換器之輸出與電感器12斷開，電容器17及16在此期間必須供應負載20及19，如圖表52中的輸出電壓之衰減可證明。
轉換到下一階段涉及在接通任一同步整流器MOSFET之前截止MOSFET 11。所有三個MOSFET截止的此短暫間隔(被稱為先斷後合)或者BBM間隔被需要用以確保輸出電容器16或17在開關轉換期間沒有被不小心短路。因此BBM操作避免了一種被稱為“擊穿電流”的一不想要的電流尖峰，該電流尖峰降低效率、增加雜訊且可能引起裝置毀壞。
先斷後合間隔tBBM 一般在奈秒至幾百奈秒之範圍內，取決於BBM電路之設計，例如升壓變換器10內的BBM閘極驅動緩衝器21。因為BBM操作只在轉換期間發生，所以其被認為是一變換器“狀態”。因此，短的BBM間隔確保電路及雜散電容阻滯Vx 節點上的快速轉換，從而阻止不想要的電壓尖峰。如第5B圖中所示，Vx 波形之閉合70表明，取決於電容，該Vx 電壓可能呈現如曲線71所示的一小的暫時增加或跳到由二極體15之正向偏壓限制的一較高的電壓72。
在該先斷後合間隔之後，在第3B圖中的電路31中所描述的第二操作階段中，Vx 的電壓隨著MOSFET 11內的電流中斷而快速上升。在此轉換之後，該等同步整流器中的一者(在此例子中是MOSFET 13)被接通，從而將電感器電流IL 流向該輸出Vout1 、濾波電容器17及負載20。如圖表50所示，在時間t0 及T，該Vx 電壓過度升高，接著恢復在實質上等於Vout1 的一值上。與此事件同步，電感器12內的電流自MOSFET 11重新流向MOSFET 13，如圖53表中所示且其峰值60A上的IL 之後開始衰退。
在期間t1 之後，用以將電容器17充電至一指定電壓63所需的時間透過來自Vout 的回饋控制決定，該變換器呈現另一短的先斷後合間隔，在此期間該Vx 電壓基於電容跳到一較高的電壓(如第5B圖中的暫態73所描述的)，其中由於二極體15之暫時的正向偏壓Vx 電壓被夾至其最大值。如圖表53中所示，該電感器電流IL =I1 自同步整流器MOSFET 13重新指向MOSFET 14以開始對Vout2 之電容器16充電，從而I1 →I2 。此時，Vout1 達到其峰值電壓63，之後開始衰減，同時Vout2 達到其最小電壓61，之後開始充電。
在期間t2 之後(即，在一時間t=(t1 +t2 ))，電容器16達到其峰值目標電壓62。類似地，由於在一期間(t1 +t2 )之間隔上對電容器16及17充電之結果，電感器12內的電流IL 達到其最小電流61，沒有被再新。所有MOSFET都被截止，且如第5B圖中所示，該Vx 電壓暫時增加至(Vout2 +Vf )，其中Vf 是二極體15上的正向偏壓。之後，低端N-通道MOSFET 11接通，當電感器11之電流上升時其被磁化，且該週期再次開始。
以此方式，兩個輸出被調節至兩個不同的電壓Vout1 及Vout2 ，所有都自一個單一電感器被提供電源。因為△Q=C．△V，所以在每個輸出電容器上的其充電期間再新的電荷由以下給出 以及
在閉迴路回饋下，每個週期內的電感器的總能量必須在磁化週期期間被補充。
該時間多工電感器升壓變換器之Vx 節點的最大電壓由最高的輸出電壓Vout2 加該定位二極體上的正向偏壓Vf 決定，即Vx (max)(VoutT2 +Vf )。所有MOSFET需要能夠在其等的截止狀態阻塞Vx (max)。
P－通道同步整流 ： 即使被用以磁化該TMI升壓變換器之電感器的低端MOSFET方便的是N－通道，但該同步整流器MOSFET也可以是P－通道。
如第6圖之電路80所示，最高的電壓輸出VOUT2 可使用一具有一源極－本體短接的習知P－通道MOSFET 83作為一同步整流器。同步整流器MOSFET 83必須被定向，使得其源極對汲極二極體84被定向為其陽極連接到電感器82及MOSFET 81之汲極(即，至該Vx節點)，以及其陰極連接到該輸出VOUT2 及電容器85。因為Vx只在對電容器85充電時超過VOUT2 ，所以在其他操作情形下，二極體84保持反向偏壓。為此目的，因為VOUT1 >Vx ，所以MOSFET 83其截止狀態內只需要單向阻斷。P－通道83之閘極偏壓控制VG2 容易藉由將其閘極拉向地端以接通該MOSFET且將其閘極連接到VOUT2 以關閉其而實施。
連接到VOUT1 的同步整流器MOSFET 87之建構完全不同。當N－通道81接通時，Vx 接近地且Vout1 >V x 。相反，當P－通道83接通時，Vx ＝Vout2 ，使得Vx >VOUT1 之極性與先前情形相反。因此，MOSFET在其截止狀態必須雙向阻斷接通，且可能不包括一並聯的源極對汲極二極體。
為了阻止二極體接通，P－通道87之本體端沒有短接到源極或汲極端，而是被包含具有交叉耦接閘極的P－通道MOSFET 90A及90B的本體偏壓產生器89偏壓。特別地，P－通道90A之源極及汲極端連接在MOSFET 87之本體與VOUT1 之間，與P－N二極體88A並行。P－通道90B之源極及汲極終 端連接在MOSFET87之本體與Vx 之間，與P－N二極體88B並行。MOSFET 90A及90B之閘極交叉耦接，其中MOSFET 90A之閘極連接到Vx ，且MOSFET 90B之閘極連接到VOUT1 。P－通道MOSFET 87之N型本體連接與MOSFET 90A及90B以及P－N二極體88A及88B之陰極共用。
BBG電路89之操作藉由並聯避免源極對本體本體以及汲極對本體二極體88A及88B之正向偏壓，無論哪一者利用一接通的MOSFET(90A或90B)被正向偏壓，只有其中一者在任何給定時間處於其“接通”狀態。例如，當Vx >VOUT1 ，二極體88B被正向偏壓，但是因為P－通道90B之交叉耦接閘極相對於其源極是負的，所以MOSFET 90B接通，從而使MOSFET 87之本體短接到Vx 終端，且也這樣做使得二極體88B短路。由於P－N二極體88A之陰極比其陽極電位更高，所以其被反向偏壓且沒有傳導電流。類似地，P－通道90A之閘極相對於其源極是正的，所以該MOSFET 90A被截止。
因為BBG電路89相對於源極及汲極是對稱的，所以其以相反的極性偏壓類似地操作。特別地，當VOUT1 >Vx 時，二極體88A被正向偏壓，但是因為P－通道90A之交叉耦接閘極相對於其源極是負的，所以MOSFET 90A接通，從而將MOSFET 87之本體短接到VOUT1 端，且如此做使得二極體88A短路。由於P－N二極體88A之陰極比陽極之電位更高，所以其被反向偏壓且沒有傳導電流。類似地，因為P－通道90B之閘極相對於其源極為正，所以MOSFET 90B截止。
因此，無論哪一終端被偏置較高，對MOSFET 87本質 的P－N二極體88A及88B被反向偏壓且截止。雖然一本體偏壓產生器之概念(有時被稱為一“本體攫取器(body snatcher)”)本身不是新的，但是其在多輸出變換器80中的角色對於阻止Vx箝制至一小於Vout2 的電壓是關鍵的。本體偏壓產生器電路89之實施態樣容易利用共同P－型基材被併入非隔離CMOS晶圓製造，因為MOSFET 87之本體區域包含一N－型井，該N－型井與該共同P－型基材自然隔離。
N－通道同步整流 ： 第6圖描述了一使用多個P－通道同步整流器的TMI升壓變換器；也可能使用N－通道MOSFET執行同步整流器功能。一TMI升壓變換器之一所有N－通道實施態樣100在第7A圖中被描述，包含低端N－通道MOSFET 101、電感器102、一具有本質P－N源極對汲極的並聯二極體105的第一N－通道同步整流器MOSFET 104、一具有本質P－N源極對本體及汲極對本體二極體106A及106B以及本體偏壓產生器電路117的第二N－通道同步整流器MOSFET 103，以及輸出濾波電容器115及116。其餘元件108至114包含執行N－通道同步整流器MOSFET 103及104之閘極驅動的電路。
該雙輸出時間多工升壓變換器100之操作在演算法上與先前描述的變換器10及80相同，涉及以下一序列：接通低端MOSFET 101且磁化電感器102；截止MOSFET 101且接通對輸出電容器116充電且將能量遞送給輸出Vout1 的同步整流器103，截止MOSFET 103且接通對輸出電容器115充電且遞送能量給輸出Vout2 的的同步整流器104，接著重複整個序 列。
與使用P－通道同步整流器的變換器80相同，只有連接到最高輸出電壓Vout2 的同步整流器MOSFET可包括一本質P－N二極體105，該本質P－N二極體105被允許與同步整流器MOSFET 104協作。連接到較低輸出電壓的所有其他同步整流器必須不具有與MOSFET之源極對汲極端並聯的任何正向偏壓二極體。
包含交叉耦接N－通道MOSFET 107A及107B的BBG電路117達成此目的，即阻止二極體106A或106B以正向偏壓傳導電流。儘管本體偏壓產生器電路117之操作利用N－通道MOSFET代替P－通道裝置實施，但是其以先前所描述的BBG電路89之方式類似的方式運作，藉由將任何正向偏壓二極體短路，因此只有一個反向二極體出現在該MOSFET之源極對汲極端上，無論施加哪一極性。
例如，當Vx >Vout1 時，即當電感器102將能量傳給該變換器之輸出中的一者，其閘極上產生的正閘極偏壓接通BBG MOSFET 107A，從而將MOSFET 103之本體連接到Vout1 ，且這樣做使正向偏壓二極體106A短路。由於其陰極被偏壓在Vx 且其陽極連接到較負的Vout1 終端，因此另一二極體106B被反向偏壓且沒有傳導電流。
相反，當Vout1 >Vx 時，例如當電感器102被磁化時，107B之閘極上的正閘極偏壓將其接通，從而將MOSFET 103之本體連接到Vx ，且如此做使得正向偏壓二極體106B短路。由於另一二極體106A之陰極被偏壓在Vout1 且其陽極連接到較 負的Vx 端，因此該二極體106A被反向偏壓且確實呈現不想要的電流傳導。
如所示，N－通道MOSFET 103之P型本體與N－通道BBG MOSFET 107A及107B之P型本體連接以及二極體106A及106B之陰極共用一電氣連接。因此，裝置103、106及107可共用一共同浮動P－型區或井。不幸地是，與P－通道BBG實施態樣89不同，N－通道BBG電路117無法容易地被整合，因為大部分IC製造製程包含具有一接地P型基材的非隔離CMOS。
沒有隔離，任何P型區域不可避免地被接地且無法隨著變化的條件而浮動或被偏壓。這樣，該N－通道BBG電路117只可被整合到提供電氣隔離及“浮動”N－通道MOSFET的IC製程，一般較複雜、較昂貴且不可自商業晶圓廠獲得的製程。
第7B圖描述了此兩難選擇的一補救措施，其中電路119內的N－通道MOSFET 103具有連接到地的本體，因此二極體106A及106B總是被反向偏壓，從而消除了一BBG電路需要浮動N－通道MOSFET以及電氣隔離之需求。將N－通道103之本體接地之問題是由於被稱為本體效應的一現象而產生的臨界值之不想要的增加，其特徵在於由於將電晶體之源極對本體接面反向偏壓而產生的一MOSFET之臨界值之增加。此增加大略地與該接面之反向偏壓的平方根成正比，從而
從此方程式，若Vout1 是3V，同步整流器MOSFET 103之臨界電壓將增加3V之平方根，即VtN 將增加1.7V，從而減少MOSFET之有效閘極驅動(VGS －VtN )且增加該同步整流器功率MOSFET之區域特定接通電阻。在此等情形中，N－通道閘極驅動成為一關鍵考慮。
變換器100內的閘極驅動電路包括自舉電容器110、浮動閘極驅動緩衝器108以及驅動N－通道同步整流器MOSFET 104的自舉二極體112以及自舉電容器111、浮動閘極驅動緩衝器109以及驅動N－通道同步整流器MOSFET 103的自舉二極體113，由先斷後合電路BBM 114控制以阻止同步整流器MOSFET 103及104同時接通。自舉操作涉及每當Vx 接近地時將自舉電容器110及111充電至一電壓(Vbatt －Vf )，接著使用自舉電容器上的電荷對該浮動閘極緩衝器108及109提供電源。當同步整流器MOSFET 103接通時，Vx VOUT1 ，且對緩衝器109提供電源的電容器111之正終端上的電位開始時具有一對應的電位(VOUT1 ＋Vbatt －Vf )且當其驅動緩衝器109時放電。因為它們都參考一電位Vx ，所以網電壓電源緩衝器109及MOSFET 103是(Vbatt －Vf )。
類似地，當同步整流器MOSFET 104接通時，Vx VOUT2 ，且對緩衝器108提供電源的電容器110之正終端上的電位開始時具有一對應電位(VOUT2 ＋Vbatt －Vf )且當其驅動緩衝器103時放電。因為它們都參考一電位Vx ，所以網電壓電源緩衝器108及MOSFET 104是(Vbatt －Vf )。
混合同步&非同步整流變換器： 第8圖描述了一個簡化 的雙輸出TMI升壓變換器120，包含一個具有肖特基二極體124的單一同步整流器。在變換器120中，PWM控制器131控制MOSFET 121及123之接通時間及輸出電壓VOUT2 及VOUT1 。操作涉及接通MOSET 121、磁化電感器122，接著截止MOSFET 121且接通同步整流器MOSFET 123以對電容器127充電。在此轉換期間，BBM電路130阻止MOSFET 121及123之同時接通。
在將電容器127充電至其調節電壓之後，同步整流器MOSFET 123截止。此時，Vx 被電感器122強迫上升到VOUT2 之上且使對電容器126充電的肖特基124正向偏壓。在VOUT2 達到其調節電壓之後，PWM控制器131接通MOSFET 121，之後此週期重複。低端MOSFET 121及同步整流器MOSFET 123形成一同步升壓變換器。低端MOSFET及肖特基二極體124形成一習知的非同步升壓變換器。時間多工電感器升壓變換器102因此包含一習知的升壓及一同步升壓變換器與電壓調節器之一混合。
多通道TMI升壓變換器： 第9A圖描述了一三輸出TMI升壓變換器140，包含N－通道MOSFET 141、電感器142、三個對應獨立調節輸出VOUT1 、VOUT2 及VOUT3 之同步整流器146、145及143以及電容器149、148及147。對最高的正輸出電壓VOUT3 提供電源的MOSFET 143包括並聯的P－N二極體整流器144。
電感器142之時間多工交替在所有三個輸出之間傳輸能量且磁化電感器142。在第9B圖之演算法150中，4個狀態 是依序的，其中電感器只在將能量傳給所有三個輸出之後被磁化。該演算法包含以下步驟：磁化電感器142、將能量傳給VOUT1 之電容器149、將能量傳給VOUT2 之電容器148、將能量傳給VOUT3 之電容器147，之後以磁化該電感器開始重複整個週期。
該方法在電感器電流中產生最糟糕的漣波，但是以盡可能最高的速率均勻地再新該等輸出電容器。作為用以描述各個演算法的一速記符號，此處我們定義M表示磁化電感器的步驟，且定義一數字表示在再次磁化電感器之前被再新的輸出之特定數目。利用此命名法，該演算法可被稱為M123，即磁化電感器，接著將能量依序地傳給三個不同的輸出，接著重複。
在第9C圖之演算法151中所示的本發明之另一實施例中，電感器在將能量傳給每個輸出之後立即被磁化。該演算法包含以下步驟：磁化電感器142、將能量傳給VOUT1 之電容器149、磁化電感器142、將能量傳給VOUT2 之電容器148、磁化電感器142、將能量傳給VOUT3 之電容器147，之後重複整個週期。此方法在電感器電流中呈現最少的漣波，但是允許輸出電容器電壓在再新之前降低較多，從而增加輸出電壓漣波。為了速記，此演算法形成一M1M2M3之一圖樣。
在第9D圖中顯示的演算法152中，電感器每三個階段被磁化，即在將能量傳給兩個輸出之後。該演算法包含以下步驟：磁化電感器142、將能量傳給VOUT1 之電容器149、將能量傳給VOUT2 之電容器148、磁化電感器142、將能量傳輸 給VOUT3 之電容器147、將能量傳輸給VOUT1 之電容器149、磁化電感器142、將能量傳輸給VOUT2 之電容器148、將能量傳輸給VOUT3 之電容器147，接著重複整個週期。此一方法提供輸出電壓漣波與電感器輸入電流漣波之間的折衷。該演演算法遵循圖樣M12M31M23。
在許多應用中，一特定供應器需要滿足嚴格的電壓調節容限，但是其他供應器不需要，因為它們不是關鍵的或者因為它們較少受到負載暫態。第9E圖描述了此一“較佳輸出”演算法153，其中一特定輸出相較於其他兩個輸出被更經常再新。在此處定義的速記命名法中，較佳輸出演算法遵循一圖樣M1M2M1M3。
如所描述，任何數目的多工演算法可被用以實施一多輸出時間多工電感器升壓變換器。例如，一可選擇的較佳輸出演算法可包含一M1M123圖樣。若兩個輸出是較佳的且只有一個不是重要的，則一“被忽略的輸出”演算法可包含M12M12M3，其中輸出3被賦予僅重複充電1/8個週期之機會。
在所有給出的例子中，該演算法由控制器決定，沒有考慮負載。雖然該電感器連接到任何給定輸出的時間隨著回饋而變化，但是被賦予再新其輸出電容器之機會的頻率取決於控制器執行的演算法。在控制器決定何時“詢問”是否一特定輸出需要連接到電感器且使其電容器被再新的情況下，該方法可被認為是一“輪詢”系統，即當該控制器選擇時輪詢每個負載，才具有再新其降低的電容器電壓之機 會。較大的電容器之電壓較慢地衰減，但是它們的電壓依然隨著時間而衰減。
在使用回饋的另一方法中，PWM控制器可賦予優先權給需要被再新的任何輸出。再次參看第2圖中的變換器10，兩個輸出VOUT1 及VOUT2 被回饋到控制器22內，具有對應的信號VFB1 及VFB2 。如所描述，MOSFET 13及14之接通時間t1 及t2 藉由使用負回饋被決定以達成穩定的閉迴路控制。
然而，此電壓回饋資訊也可被用以動態調整調節器之演算法。例如，若如M1M2此類的對兩個輸出進行偶處理的一時間多工演算法被使用，且若VOUT1 開始開始脫離調節幾個週期，則該轉換器可動態地調節其演算法以幫助更正問題。在VOUT1 經歷暫態且難以維持調節的間隔期間，該控制器可轉換到一“較佳輸出”演算法(例如M1M12)，使得輸出1更受關注。
另一方法是使用回饋資訊產生一中斷，即檢測需要優先權注意的情形且延緩正常操作至該情形被校正。例如，若VOUT1 需降低到目標輸出電壓之下的10%，則立即跳到同步整流器13接通的情形且電容器17被來自電感器12的電流再新。藉由立即回應事件且改變無法被預見或預測的情形，該中斷驅動TMI升壓變換器可比使用輪詢實施態樣較快速地回應動態變化。若多於一個輸出可同時產生優先權中斷，則一中斷優先權列表或階層邏輯必須被包括以解決競爭且決定該調節器應如何反應。
將多輸出TMI升壓變換器反相： 至此，此處所揭露的 TMI電路－架構能夠自一個單一電感器產生多個正輸出電壓。該時間多工電感器在反相升壓變換器或“反相器”內同樣運作良好。第10圖中的示意圖160包括一依據本發明製造的雙輸出TMI反相器。不是使用一低端MOSFET及一電池連接電感器(例如一升壓變換器)，該變換器將兩個元件反相，其中MOSFET 161連接到正電池輸入(即高端)，且電感器162連接到地。一P－通道MOSFET 161被顯示，因為P－通道MOSFET比N－通道更容易被驅動為高端裝置。利用適合的浮動閘極驅動電路，一N－通道可代替MOSFET 161，沒有改變TMI反相器160之操作。
每當高端MOSFET 161接通時，電感器電流IL 上升，同時電感器162被磁化且儲存能量。電感器162與高端MOSFET 161之連接(被標示為Vy )具有一(Vbatt －IL ．RDSP )之最大的正電壓，一電壓近似等於Vbatt 。每當高端MOSFET 161截止時，Vy 上的電壓立即跳到一負值。保持不上升，大的負Vy 電壓將使MOSFET 161進入雪崩擊穿。但是因為二極體164存在－Vout2 與Vy 節點之間，所以Vy 電壓被限制至一(－Vout2 －Vf )之最大的負電位，其中Vf 是P－N接面164上的正向偏壓降。
除了二極體164之外，同步整流器MOSFET 163及165將電感器之Vy 節點分別連接到濾波電容器167及168以及輸出－Vout1 及－Vout2 。該等MOSFET可以是N－通道或P－通道，但是除了MOSFET 163連接到最負的輸出－Vout2 之外，必須被構造沒有任何源極對汲極P－N二極體。對於N－通道或P－通 道，不想要的寄生二極體可利用先前描述給正TMI升壓變換器(包括本體－偏壓－產生器電路方法)的相同技術被刪除。可選擇的方式是，一其本體連接到一較正的供應軌(例如Vbatt )或者甚至地端的N－通道MOSFET可被使用。
雙輸出TMI反相器160之操作需要磁化電感器162，之後關閉高端MOSFET 161、接通同步整流器MOSFET 165且充電168至一由負回饋VFB1 控制的指定電壓。在此間隔期間，Vy ＝－Vout1 。在一時間t1 之後，MOSFET 165被關閉且一第二同步整流器MOSFET 163接通，從而允許電感器電壓Vy 跳到甚至一較負的電壓－VOUT2 且對電容器167充電。當電壓達到由該PWM控制器決定的一指定電壓且回饋信號VFB2 同步整流器MOSFET 163截止時，高端MOSFET 161接通且該週期本身重複。
以此方式，TMI反相器160自一個單一電感器產生多個負的調節輸出電壓。
數位控制演算法TMI變換器： 在先前的例子中，該多工演算法按照硬體實施態樣以及硬線混合信號電路被描述。一TMI升壓變換器之演算法也可利用數位技術、可規劃狀態機、微處理器或微控制器實施。第11圖描述了包含控制依據本發明製造的一三輸出時間多工－電感器變換器及調節器的微處理器210之此實施態樣200。TMI變換器之基本元件，即低端N－通道MOSFET 201、同步整流器MOSFET 206、205及203以及濾波電容器207、208、209分別自一個單一電感器202產生調節輸出VOUT3 、VOUT2 及VOUT1 。
MOSFET 201、203、205及206之閘極控制及時序由執行先前所描述的各種多工演算法之微處理器或數位控制器210內的軟體程式控制。該演算法決定何時依序接通及截止每個MOSFET，且也可根據需求執行任何先斷後合時序。雖然μP 210之VGLSS 輸出可直接驅動N-通道201，但是驅動同步整流器MOSFET 203、205及206的VG3 、VG2 及VG1 信號可能需要位準偏移，如閘極緩衝器215所描述的。
為了調節各個輸出的電壓且控制該等MOSFET之接通時間，該控制器需要來自其等個別輸出的電壓回饋VFB3 、VFB2 及VFB1 。為了能夠使用電壓回饋，該等類比信號必須被數位化，如饋入微處理器210的類比對數位變換器211、212及213所描述的。實際上，該等變換器可被包括在微處理器210內部。如所示，電壓調節器200需要一個A/D變換器給每個輸出電壓。
在第12圖之電路240中所示的一可選擇實施例中，一個單一A/D變換器244可被用以利用MOSFET 241、242、243監測所有三個輸出電壓以將回饋信號VFB3 、VFB2 、VFB1 一次依序地回饋到控制器245內。在本發明之一實施例中，該A/D回饋多工與連接到每個輸出該同步整流器之多工協作發生。
TMI升壓輸出電壓： 在所描述的演算法中，沒有假設哪一輸出電壓高於或低於其他輸出電壓，也沒有假設對各個輸出充電的它們的任何較佳順序。該TMI升壓可被設計以首先對較低的電壓輸出充電，且以最高的電壓輸出結 束，或者反之亦然。其也可首先對最高的的輸出電壓充電、對第二低的輸出電壓充電，且最後是一中間電壓。利用該TMI升壓變換器，任何電壓充電順序是可能的。
一個重要限制是只有一個連接到最高的輸出電壓之同步整流器MOSFET可具有一與其源極-汲極端並聯的P-N二極體。除了最正的輸出之外的所有其他正輸出必須沒有源極-汲極二極體，例如使用本文所揭露的接地本體或BBG電路技術。
理論上，最高的電壓不需要一二極體。然而，若所有MOSFET在磁化電感器之後被截止一延長的時間期間，則Vx 電壓將快速上升而沒有限制，直到某PN接面擊穿。此突崩潰(最可能發生在低端N-通道MOSFET內)將強迫MOSFET吸收儲存在電感器內的所有能量。此情形(被稱為未定位電感開關)表示能量及效率之損失，且對連接到Vx 節點的任何功率MOSFET產生一可能毀壞的情形，特別是滿足最高電位VDS 的N-通道低端MOSFET。
若一P-N二極體存在一同步整流器MOSFET(如第1圖之習知的升壓變換器1內)上，其輸出之最小的輸出電壓必需是Vbatt ，每當電源被施加給該調節器之輸入終端時，該二極體正向偏壓，從而將輸出上升到Vbatt 。然而，在所揭露的TMI升壓變換器內，在其同步整流器上不存在P-N二極體的輸出不限於只在Vbatt 之上操作。將一升壓變換器之架構適應逐步降低電壓調節是名稱為“High-Efficiency Up-Down and Related DC/DC Converters”的一共同申請專 利之主題(與本文同時提出申請)且以參照方式被併入本文。
本揭露描述了在正及負輸出升壓變換器內的一時間多工電感器之應用。在名稱為“Dual－Polarity Multi－Output DC/DC Converters and Voltage Regulators”與本文同時提出申請的一相關專利中，自一個單一電感器同時產生正電壓及負電壓的一變換器被描述且以參照方式被併入本文。
10‧‧‧升壓變換器
11‧‧‧MOSFET
12‧‧‧電感器
13‧‧‧MOSFET
14‧‧‧MOSFET
15‧‧‧二極體
16‧‧‧輸出濾波電容器
17‧‧‧輸出濾波電容器
18‧‧‧P－N二極體
19‧‧‧負載
20‧‧‧負載
21‧‧‧先斷後合緩衝器
22‧‧‧PWM控制器
30‧‧‧電路
31‧‧‧電路
32‧‧‧電路
40‧‧‧流程
50‧‧‧Vx 電壓圖
51‧‧‧電感電流圖
52‧‧‧輸出電壓圖
53‧‧‧MOSFET電流圖
57‧‧‧電位
60A‧‧‧峰值
60B‧‧‧峰值
61‧‧‧電壓
62‧‧‧電壓
63‧‧‧電壓
71‧‧‧曲線
72‧‧‧電壓
73‧‧‧暫態
80‧‧‧電路
81‧‧‧MOSFET
82‧‧‧電感器
83‧‧‧MOSFET
84‧‧‧二極體
85‧‧‧電容器
87‧‧‧MOSFET
88A‧‧‧P－N二極體
88B‧‧‧P－N二極體
89‧‧‧BBG電路
90A‧‧‧MOSFET
90B‧‧‧MOSFET
100‧‧‧TMI升壓變換器
101‧‧‧低端N－通道MOSFET
102‧‧‧電感器
103‧‧‧MOSFET
104‧‧‧MOSFET
105‧‧‧二極體
106A‧‧‧二極體
106B‧‧‧二極體
107A‧‧‧MOSFET
107B‧‧‧MOSFET
108‧‧‧動閘極驅動緩衝器
110‧‧‧自舉電容器
112‧‧‧自舉二極體
113‧‧‧自舉二極體
114‧‧‧BBM
115‧‧‧輸出濾波電容器
116‧‧‧輸出濾波電容器
117‧‧‧本體偏壓產生器電路
119‧‧‧電路
120‧‧‧雙輸出TMI升壓變換器
121‧‧‧MOSFET
122‧‧‧電感器
123‧‧‧MOSFET
124‧‧‧肖特基二極體
126‧‧‧電容器
127‧‧‧電容器
130‧‧‧BBM電路
131‧‧‧PWM控制器
140‧‧‧三輸出TMI升壓變換器
141‧‧‧MOSFET
142‧‧‧電感器
143‧‧‧同步整流器
144‧‧‧二極體
145‧‧‧同步整流器
146‧‧‧同步整流器
147‧‧‧電容器
148‧‧‧電容器
149‧‧‧電容器
150‧‧‧演算法
151‧‧‧演算法
152‧‧‧演算法
153‧‧‧演算法
161‧‧‧MOSFET
162‧‧‧電感器
163‧‧‧同步整流器MOSFET
164‧‧‧二極體
165‧‧‧同步整流器MOSFET
167‧‧‧濾波電容器
168‧‧‧濾波電容器
200‧‧‧實施態樣
201‧‧‧低端N－通道MOSFET
202‧‧‧電感器
203‧‧‧同步整流器MOSFET
205‧‧‧同步整流器MOSFET
206‧‧‧同步整流器MOSFET
207‧‧‧濾波電容器
208‧‧‧濾波電容器
209‧‧‧濾波電容器
210‧‧‧微處理器
211‧‧‧類比對數位變換器
212‧‧‧類比對數位變換器
213‧‧‧類比對數位變換器
215‧‧‧閘極緩衝器
240‧‧‧電路
241‧‧‧MOSFET
242‧‧‧MOSFET
243‧‧‧MOSFET
244‧‧‧A/D變換器
245‧‧‧控制器
第1圖是一習知的同步升壓變換器之一方塊圖；第2圖是一時間多工電感器(TMI)雙輸出同步升壓變換器之一示意圖；第3A圖是顯示了在電感器被磁化的一階段期間的一雙輸出TMI同步升壓變換器之操作的示意圖；第3B圖是顯示了第3A圖之該雙輸出TMI同步升壓變換器在電荷被傳給VOUT1 (C)的一階段期間之操作的示意圖；第3C圖是顯示了第3A圖之該雙輸出TMI同步升壓變換器在電荷被傳給VOUT2 (C)的一階段期間之操作的示意圖。
第4圖是顯示了該雙輸出TMI同步升壓變換器之演算法的流程圖；第5A圖是顯示了該雙輸出TMI同步升壓變換器之開關波形的圖表；第5B圖是顯示了強調該雙輸出TMI同步升壓變換器之先斷後合行為的開關波形之圖表；第6圖顯示了使用一P－通道MOSFET的雙輸出TMI同步升壓變換器之一實施態樣，該P－通道MOSFET具有本體偏壓 產生器以去除本質源極對汲極二極體；第7A圖顯示了使用一具有本體偏壓產生器的N－通道MOSFET的雙輸出TMI同步升壓變換器之一實施態樣；第7B圖顯示了使用一接地本體N－通道MOSFET的雙輸出TMI同步升壓變換器之一實施態樣；第8圖顯示了一雙輸出TMI升壓及同步升壓變換器；第9A圖顯示了一三輸出TMI同步升壓變換器；第9B圖是用於操作第9A圖之該升壓變換器之一第一演算法的流程圖；第9C圖是用於操作第9A圖之該升壓變換器之一第二演算法的流程圖；第9D圖是用於操作第9A圖之該升壓變換器之一第三演算法的流程圖；第9E圖是用於操作第9A圖之該升壓變換器之一第四演算法的流程圖；第10圖顯示了一雙輸出TMI同步升壓反相器；第11圖顯示了一數位可控三輸出TMI同步升壓變換器；第12圖顯示了一改良的數位可控三輸出TMI同步升壓變換器。
10‧‧‧升壓變換器
11‧‧‧MOSFET
12‧‧‧電感器
13‧‧‧MOSFET
14‧‧‧MOSFET
15‧‧‧二極體
16‧‧‧輸出濾波電容器
17‧‧‧輸出濾波電容器
18‧‧‧P－N二極體
19‧‧‧負載
20‧‧‧負載
21‧‧‧先斷後合緩衝器
22‧‧‧PWM控制器

Claims (39)

  1. 一種切換變換器，其包含：一電感器，其耦合至一供應電壓與一節點Vx ；一低端開關，其耦合至該節點Vx 與一接地端；一第一高端開關，其耦合至該節點Vx 與一第一負載；一第二高端開關，其耦合至該節點Vx 與一第二負載；一控制電路，其耦合而以不同之組合來驅動該低端開關、該第一高端開關、及該第二高端開關；以及一先斷後合電路，其耦合而在該等不同之組合間開斷該低端開關、該第一高端開關、及該第二高端開關。
  2. 如申請專利範圍第1項所述之切換變換器，其進一步包含一與該第一負載並聯耦合的第一輸出電容器，以及一與該第二負載並聯耦合的第二輸出電容器。
  3. 如申請專利範圍第1項所述之切換變換器，其中該等不同之組合包括：一第一階段，其中該電感器在該供應電壓與該接地端之間被充電；一第二階段，其中該電感器提供電流給該第一負載；以及一第三階段，其中該電感器提供電流給該第二負載。
  4. 如申請專利範圍第3項所述之切換變換器，其中該等不 同之組合係依據以下形式之重複序列被變更：第一階段、第二階段、第三階段、第一階段、第二階段、第三階段。
  5. 如申請專利範圍第3項所述之切換變換器，其中該等不同之組合係依據以下形式之重複序列被變更：第一階段、第二階段、第一階段、第三階段、第一階段、第二階段、第一階段、第三階段。
  6. 如申請專利範圍第3項所述之切換變換器，其進一步包含一回饋電路，該回饋電路被組配以產生一回饋信號，該回饋信號是被提供給該等負載中的至少一者之電壓或電流的一函數，以及其中該控制電路被組配以響應於該回饋信號來改變該等不同之組合中的至少一者之期間。
  7. 如申請專利範圍第3項所述之切換變換器，其進一步包含一回饋電路，該回饋電路被組配以產生一回饋信號，該回饋信號是被提供給該等負載中的至少一者之電壓或電流的一函數，以及其中該控制電路被組配以響應於該回饋信號改變該等不同之組合之重複的頻率。
  8. 如申請專利範圍第3項所述之切換變換器，其進一步包含一回饋電路，該回饋電路被組配以產生一回饋信號，該回饋信號是被提供給該等負載中的至少一者之電壓或電流的一函數，以及其中該控制電路被組配以響應於該回饋信號跳過該等不同之組合中之一者。
  9. 如申請專利範圍第1項所述之切換變換器，其中該低端 開關是一N-通道金屬氧半導體場效應電晶體(MOSFET)裝置。
  10. 如申請專利範圍第1項所述之切換變換器，其中該第一及第二高端開關中的至少一者是一P-通道MOSFET裝置。
  11. 如申請專利範圍第10項所述之切換變換器，其進一步包含一本體-偏壓產生器，該本體-偏壓產生器被連接以提供一偏電壓給該P-通道MOSFET裝置。
  12. 如申請專利範圍第1項所述之切換變換器，其中該第一及第二高端開關中的至少一者是一N-通道MOSFET裝置。
  13. 如申請專利範圍第12項所述之切換變換器，其進一步包含一自舉電路，該自舉電路被連接以升高提供給該N-通道MOSFET裝置之閘極的電壓。
  14. 一種切換變換器，其包含：一電感器，其耦合至一供應電壓與一節點Vx ；一低端開關，其耦合至該節點Vx 與一接地端；一第一高端開關，其耦合至該節點Vx 與一第一負載；以及一二極體，其耦合至該節點Vx 與一第二負載；一控制電路，其耦合而以不同之組合來驅動該低端開關、該第一高端開關、及第二高端開關；以及一先斷後合電路，其耦合而在該等不同之組合間開斷該低端開關、該第一高端開關、及該第二高端開關。
  15. 如申請專利範圍第14項所述之切換變換器，其進一步包含一與該第一負載並聯耦合的第一輸出電容器，以及一與該第二負載並聯耦合的第二輸出電容器。
  16. 如申請專利範圍第14項所述之切換變換器，其中該等不同之組合包括：一第一階段，其中該電感器在該供應電壓與接地端之間被充電；一第二階段，其中該電感器提供電流給該第一負載；以及一第三階段，其中該電感器提供電流給該第二負載。
  17. 如申請專利範圍第16項所述之切換變換器，其中該等不同之組合係依據以下形式之重複序列被變更：第一階段、第二階段、第三階段、第一階段、第二階段、第三階段。
  18. 如申請專利範圍第16項所述之切換變換器，其中該等不同之組合係依據以下形式之重複序列被變更：第一階段、第二階段、第一階段、第三階段、第一階段、第二階段、第一階段、第三階段。
  19. 如申請專利範圍第16項所述之切換變換器，其進一步包含一回饋電路，該回饋電路被組配以產生一回饋信號，該回饋信號是被提供給該等負載中的至少一者之電壓或電流的一函數，以及其中該控制電路被組配以響應於該回饋信號而改變該等不同之組合中之至少一者之期 間。
  20. 如申請專利範圍第16項所述之切換變換器，其進一步包含一回饋電路，該回饋電路被組配以產生一回饋信號，該回饋信號是被提供給該等負載中的至少一者之電壓或電流的一函數，以及其中該控制電路被組配以響應於該回饋信號改變該等不同之組合中之一者之重複的頻率。
  21. 如申請專利範圍第16項所述之切換變換器，其進一步包含一回饋電路，該回饋電路被組配以產生一回饋信號，該回饋信號是被提供給該等負載中的至少一者之電壓或電流的一函數，以及其中該控制電路被組配以響應於該回饋信號跳過該等不同之組合中之一者。
  22. 如申請專利範圍第14項所述之切換變換器，其中該低端開關是一N-通道MOSFET裝置。
  23. 如申請專利範圍第14項所述之切換變換器，其中該第一高端開關是一P-通道MOSFET裝置。
  24. 如申請專利範圍第23項所述之切換變換器，其進一步包含一本體-偏壓產生器，該本體-偏壓產生器被連接以提供一偏電壓給該P-通道MOSFET裝置。
  25. 如申請專利範圍第1項所述之切換變換器，其中該第一高端開關是一N-通道MOSFET裝置。
  26. 如申請專利範圍第25項所述之切換變換器，其進一步包含一自舉電路，該自舉電路被連接以升高提供給該N-通道MOSFET裝置之閘極的電壓。
  27. 一種切換變換器，包含：一低端開關，其耦合至一供應電壓與一節點Vx ；一電感器，其耦合至該節點Vx 與一接地端；一第一高端開關，其耦合至該節點Vx 與一第一負載；以及一第二高端開關，其耦合至該節點Vx 與一第二負載。
  28. 如申請專利範圍第27項所述之切換變換器，其進一步包含一與該第一負載並聯耦合的第一輸出電容器，以及一與該第二負載並聯耦合的第二輸出電容器。
  29. 如申請專利範圍第27項所述之切換變換器，其中該等不同之組合包括：一第一階段，其中該電感器在該供應電壓與接地端之間被充電；一第二階段，其中該電感器提供電流給該第一負載；以及一第三階段，其中該電感器提供電流給該第二負載。
  30. 如申請專利範圍第29項所述之切換變換器，其中該等不同之組合係依據以下形式之重複序列被變更：第一階段、第二階段、第三階段、第一階段、第二階段、第三階段。
  31. 如申請專利範圍第29項所述之切換變換器，其中該等不同之組合係依據以下形式之重複序列被變更：第一階 段、第二階段、第一階段、第三階段、第一階段、第二階段、第一階段、第三階段。
  32. 如申請專利範圍第29項所述之切換變換器，其進一步包含一回饋電路，該回饋電路被組配以產生一回饋信號，該回饋信號是被提供給該等負載中的至少一者之電壓或電流的一函數，以及其中該控制電路被組配以響應於該回饋信號改變該等不同之組合中之至少一者之期間。
  33. 如申請專利範圍第29項所述之切換變換器，其進一步包含一回饋電路，該回饋電路被組配以產生一回饋信號，該回饋信號是被提供給該等負載中的至少一者之電壓或電流的一函數，以及其中該控制電路被組配以響應於該回饋信號改變該等不同之組合中之一者之重複的頻率。
  34. 如申請專利範圍第29項所述之切換變換器，其進一步包含一回饋電路，該回饋電路被組配以產生一回饋信號，該回饋信號是被提供給該等負載中的至少一者之電壓或電流的一函數，以及其中該控制電路被組配以響應於該回饋信號跳過該等不同之組合中之一者。
  35. 如申請專利範圍第27項所述之切換變換器，其中該低端開關是一N-通道MOSFET裝置。
  36. 如申請專利範圍第27項所述之切換變換器，其中該第一及第二高端開中的至少一者是一P-通道MOSFET裝置。
  37. 如申請專利範圍第36項所述之切換變換器，其進一步包含一本體-偏壓產生器，該本體-偏壓產生器被連接以提 供一偏電壓給該P-通道MOSFET裝置。
  38. 如申請專利範圍第27項所述之切換變換器，其中該第一及第二高端開關中的至少一者是一N-通道MOSFET裝置。
  39. 如申請專利範圍第38項所述之切換變換器，其進一步包含一自舉電路，該自舉電路被連接以升高被提供給該N-通道MOSFET裝置之閘極的電壓。
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