TWI555319B - 採用適應性閘偏壓技術之單一電感多輸出電源轉換器 - Google Patents

Description

採用適應性閘偏壓技術之單一電感多輸出電源轉換器

本發明係關於一單一電感多輸出電源轉換器，尤指一種適用於獵取環境能源，且採用適應性閘偏壓技術的單一電感多輸出電源轉換器。

從環境獵取能源(energy harvesting)，是開發免電池系統或是延長電池使用時間所採用的方法其中之一。有許多的環境綠能來源，譬如說，光能、動能、熱能等，其中，人體所產生的熱能是一個有效且可信賴的能量來源，尤其是適用於穿戴式應用上。但是，從2度K(凱式溫度)的溫差，熱能發電器(thermoelectric generator，TEG)所能輸出的電壓一般是低於100mV。而且，考慮TEG有限的能量輸出能力，整個的負載系統一般是採用操作在近臨界區(near-threshold region)的數位電路。因此，如何有效率地將獵取到的環境能量轉換成近臨界電壓的輸出電源，是非常迫切需要的。然而，基於功率電晶體本身所無可避免之傳導損失(conduction loss，P_CONDUCTION)，要設計一個高效率的低輸入電壓V_IN轉換為低輸出電壓V_OUT的電源轉換器，也是相當具有挑戰性的。

習知技術中，已經出現了許多操作在低輸入電壓V_IN與低能量消耗之熱能獵取電能轉換器。但是，這些習知的熱能獵取電能轉換器的 輸出電壓V_OUT往往高於0.9V。第1圖中顯示了一個兩級式串接架構(cascaded)的轉換器，由一個輔助昇壓轉換器以及一直流對直流之降壓轉換器所構成。第一級的輔助昇壓轉換器當作一個緩衝，而第二級的降壓轉換器將輸出電壓V_OUT穩定在1.8V。可惜的是，因為使用了兩級的轉換，以及輔助昇壓轉換器的高轉換比例，第1圖的架構之轉換效率會相當的不理想。

實施例揭露一種單一電感多輸出電源轉換器，用以轉換一輸入電壓，包含有一電感、一主功率開關、以及一閘偏壓產生電路。該電感可用以從該輸入電壓儲存電能。該主功率開關連接於該電感與一輸出電壓之間，具有一控制端。該輸出電壓係用以供電一輸出負載。該閘偏壓產生電路包含有一輔助功率開關以及一驅動電路。該輔助功率開關連接於該電感與一閘偏壓電壓之間。該驅動電路由該閘偏壓電壓供電，用以驅動該控制端，且該閘偏壓電壓可決定該控制端上之一信號準位。該閘偏壓產生電路控制該主功率開關與該輔助功率開關，以將該電能配送與該輸出電壓與該閘偏壓電壓。

8‧‧‧熱能發電器

10‧‧‧AGB電路

12‧‧‧輸出功率偵測器

14‧‧‧偏壓電源產生器

16‧‧‧準位平移模組

18‧‧‧PWM產生器

20‧‧‧昇壓電源轉換器

22‧‧‧栓鎖比較器

24‧‧‧數位脈波寬度調變器

26‧‧‧ERC單元

28、30‧‧‧準位平移器

32、34‧‧‧驅動器

C₁、C₂‧‧‧電容

C_AUX‧‧‧輔助電容

CK‧‧‧參考時脈信號

CK_PWM‧‧‧PWM信號

C_OUT‧‧‧輸出電容

L_BOOST、L_BUCK‧‧‧電感

M_N1、M_N2‧‧‧N型功率電晶體

M_P1、M_P2‧‧‧P型功率電晶體

PD1、PD2‧‧‧栓鎖比較器

PhaseA‧‧‧第一操作狀態

PhaseB‧‧‧第二操作狀態

PathC‧‧‧第三操作狀態

PathD‧‧‧第四操作狀態

S_KIP1、S_KIP2‧‧‧跳過信號

T‧‧‧開關週期

V_AGB1、V_AGB2‧‧‧閘偏壓電壓

V_AUX‧‧‧輔助電壓

V_DS1,ON、V_DS2,ON‧‧‧導通通道跨壓

V_GN1、V_GN2‧‧‧閘控制信號

V_IN‧‧‧輸入電壓

V_OUT‧‧‧輸出電壓

V_GP1、V_GP2‧‧‧閘控制信號

V_SS‧‧‧端電壓

V_X‧‧‧連接電壓

第1圖中顯示了一個習知兩級式串接架構的轉換器。

第2圖顯示了一依據本發明所實施的單級昇壓電源轉換器。

第3圖以概念方塊圖的方式，顯示依據本發明所實施的AGB技術。

第4A圖顯示了第3圖中之基本昇壓電源轉換器。

第4B圖顯示了AGB技術在輕載還是重載時，都會有效的改善轉換效率。

第5圖顯示一偏壓電源產生器與一昇壓電源轉換器。

第6圖顯示第3圖中的PWM產生器。

第7圖顯示第3圖中的P_OUT偵測器與準位平移模組。

第8A圖與第8B圖舉例栓鎖比較器PD1與PD2。

第9圖顯示了第5圖中的SIMO之四個不同操作狀態。

第10A~10D圖分別顯示在第一~第四操作狀態的電感電流波形。

第11圖顯示了四種電能配送模式。

在本說明書中，有一些相同的符號，其表示具有相同或是類似之結構、功能、原理的元件，且為業界具有一般知識能力者可以依據本說明書之教導而推知。為說明書之簡潔度考量，相同之符號的元件將不再重述。

在本發明的一實施例介紹了一個以輸入電壓V_IN為100mV、輸出電壓V_OUT為0.5V之單一電感多輸出(single-inductor multiple-output，SIMO)電源轉換器，來獵取熱能發電器8所產生的熱電能。第2圖顯示了一依據本發明所實施的單級昇壓電源轉換器，其採用了適應性閘偏壓(adaptive gate biasing，AGB)技術、以及近臨界電壓(near-threshold voltage，near-V_TH)能量配送控制(energy redistribution control，ERC)。為了改善低輸出電壓V_OUT時整體的轉換效率，本發明的實施例提出了兩個技術。(1)AGB技術額外地提供一對跟負載相關的閘偏壓電壓(V_AGB1與V_AGB2)，用來驅動昇壓轉換器中主要的功率電晶體。這個技術藉由降低了傳導損失P_CONDUCTION與切換損失(switching loss，P_SWITCHING)，改善了轉換效率，而且也提了一種可對付V_TH 變動的自我校正機制。(2)近臨界電壓ERC以輸出電壓V_OUT為供電電源，管理了對於輸出電壓V_OUT、輔助電壓V_AGB1、與輔助電壓V_AGB2的電能配送策略。在一實施例中，昇壓轉換器的最高轉換效率為83.4%(發生在輸出功率(P_OUT)為250微瓦(uW))時，而且當P_OUT在150uW到450uW的範圍內，轉換效率都超過80%。除此之外，核心控制器採用了7位元的延遲線型(delay-line based)數位脈波寬度調變技術(digital pulse width modulation，DPWM)。如此，不但靜態功耗(quiescent power)降低到0.48uW，而且也確保了近臨界電壓之輸出電壓V_OUT供電下，數位運作也穩定的執行。

第3圖以概念方塊圖的方式，顯示依據本發明所實施的AGB技術。在作為一閘偏壓產生電路的AGB電路10中，PWM產生器18依據輸出電壓V_OUT，產生PWM信號CK_PWM。P_OUT偵測器(PD)12偵測在功率電晶體M_N1開啟導通時的連接電壓V_X與端電壓V_SS(功率電晶體M_N1的接地端電壓)，也偵測了在功率電晶體M_N2開啟導通時的連接電壓V_X與輸出電壓V_OUT。P_OUT偵測器12以輸出電壓V_OUT作為電源，其輸出則控制了偏壓電源產生器14，以建立閘偏壓電壓V_AGB1與V_AGB2。閘偏壓電壓V_AGB1與V_AGB2受控於P_OUT偵測器12，當作準位平移模組16的電源。準位平移模組16可以視為一驅動電路，驅動N型功率電晶體M_N1與M_N1的兩控制端。準位平移模組16根據PWM信號CK_PWM，以及P_OUT偵測器(PD)12的輸出，產生閘控制信號V_GN1與V_GN2，其信號準位分別受控於閘偏壓電壓V_AGB1與V_AGB2。因此，AGB技術可以適當的調控閘偏壓電壓V_AGB1與V_AGB2，來藉以減少P_CONDUCTION與P_SWITCHING。AGB技術也防止了輸出負載需求與電源轉換器效能，兩者之間的權衡，同時也補償了製程或溫度效應所產生的臨界電壓飄移所產生的影響。稍後將進一 步解釋AGB技術的原理與實施方式。

第4A圖顯示了第3圖中之基本昇壓電源轉換器20，其包含有電感L_BOOST、N型功率電晶體M_N1與M_N2、以及輸出電容C_OUT。昇壓電源轉換器20在第一操作狀態PhaseA時，用來存放電能；而在第二操作狀態PhaseB時，釋放所存放的電能來建立輸出電壓V_OUT。因為輸出電壓V_OUT的目標值是在近臨界區，所以此實施例中，上橋(high-side)功率開關採用了N型功率電晶體M_N2。相較於P型功率電晶體，N型功率電晶體也有較高的載子遷移率(carrier mobility)，能享有較高的晶圓面積使用率。此外，要有效的實現AGB技術，驅動一個N型功率電晶體只需要一個正電壓電源就可以了，但是驅動一個P型功率電晶體就需要一個正電壓電源以及一個負電壓電源。因此，在一實施例中，沒有產生負電壓電源，如此可以降低整個電路設計的複雜度。

為了簡化整個分析的過程，在此假設昇壓電源轉換器20操作於連續導通模式，而且電感電流的波動大致可以忽略。在穩態時，功率電晶體M_N1與M_N2的P_CONDUCTION大致可以表示如下：

其中，I_L是流經電感L_BOOST的平均電感電流，R_DS1,ON與R_DS2,ON是功率電晶體M_N1與M_N2的導通電阻(on-resistance)，T是開關週期(switching cycle)，D是在穩態時給予功率電晶體M_N1之信號的工作週期(duty cycle)。對於一昇壓電源轉換器而言，I_L跟輸出負載電流(I_LOAD)可以表示為

因此，P_CONDUCTION跟I_LOAD彼此的關係可以推導而得知如下：

因此，如果工作週期、操作頻率、製程、以及功率電晶體的元件大小都是已知，那P_CONDUCTION大致就是比例於I_LOAD的平方，且將會隨著I_LOAD的增加，快速的上升，如同公式(3)所推測的。

透過偵測功率電晶體在導通時的跨壓，並據以調整功率電晶體所相對應的閘偏壓電壓，AGB技術大致維持功率電晶體的導通通道跨壓(V_DS1,ON與V_DS2,ON)為常數。

因此，整個的P_CONDUCTION可以透過公式(3)、(4)、(5)推導，如下：

可知，如果V_DS1,ON與V_DS2,ON都是常數，P_CONDUCTION將只會隨著I_LOAD的增加而比例的增加，而不再是跟習知技術一般與I_LOAD有平方的關係。因此，如果採用AGB技術，在重載時，轉換效率將會有效的改善。

在另一方面，在輕載時，隨著平均電感電流I_L的降低，P_CONDUCTION將會降低，而P_SWITCHING將取而代之，主導了整個轉換效率。採 用AGB技術時，當V_DS1,ON與V_DS2,ON降低時，閘偏壓電壓V_AGB1與V_AGB2就會被降低，來維持V_DS1,ON與V_DS2,ON大約為一個常數。而如同以下公式(7)所示，比較低的閘偏壓電壓V_AGB1與V_AGB2，P_SWITCHING就會隨著降低。

其中，f_CK是操作頻率(=1/T)，C_GATE1與C_GATE2分別是功率電晶體M_N1與M_N2的閘電容值。正因為P_SWITCHING是比例於閘偏壓電壓V_AGB1與V_AGB2的平方，所以可以預期的，AGB技術在輕載時可以達到比較高的轉換效率。因此，採用AGB技術，輕載還是重載的轉換效率都會有效的改善，如同第4B圖所示。AGB技術可以依據輸出負載電流I_LOAD調整閘偏壓電壓V_AGB1與V_AGB2，藉以操控導通電阻R_DS1,ON與R_DS2,ON，結果是可以明顯的降低在不同負載下的功耗。

簡單的說，第3圖中的AGB電路10實現了AGB技術，提供一負迴授機制，使導通通道跨壓V_DS1,ON與V_DS2,ON大約為常數，不隨負載而變化。

第5圖顯示偏壓電源產生器14與昇壓電源轉換器20，兩者構成了一個SIMO電源轉換器，用來同時產生輸出電壓V_OUT、閘偏壓電壓V_AGB1與V_AGB2。電容C₁與C₂分別用來穩定閘偏壓電壓V_AGB1與V_AGB2。在一開關週期T內，電感L_BOOST、N型功率電晶體M_N1、M_N2、與P型功率電晶體M_P1、M_P2在不同的時槽導通，分別負責來儲存電能與釋放電能。N型功率電晶體M_N1可以視為一儲能功率開關，開啟時，可以使電感L_BOOST儲能。N型功率電晶體M_N2可以視為一個主功率開關，連接於電感L_BOOST與輸出電壓V_OUT之間，具有一控制端來接收閘控制信號V_GN2。P型功率電晶體M_P1、M_P2則可以 視為兩個輔助功率開關，分別用來產生閘偏壓電壓V_AGB1、V_AGB2。電能從輸入電壓V_IN汲取而存放在電感L_BOOST中，然後以分時控制(time-multiplexing control)的方式，分配給三個輸出端，來建立輸出電壓V_OUT、閘偏壓電壓V_AGB1與V_AGB2，以防止三個輸出端彼此的交互干擾(crosstalk)。除了分時控制之外，本發明之一實施例中也使用了跳過調變方法(skipping modulation)，來控制電能的配送，亦可降低交互干擾(crosstalk)。稍後將細部解釋。

第6圖顯示第3圖中的PWM產生器18，也就是一脈波寬度調變器，其包含有一栓鎖比較器22與一7位元的延遲線型數位脈波寬度調變器(DPWM)24。栓鎖比較器22比較輸出電壓V_OUT與一參考電壓V_REF(在此以0.5V為例)，其輸出透過高解析度的DPWM 24，步進地控制PWM信號CK_PWM的工作週期(duty cycle)。舉例來說，當輸出電壓V_OUT低於參考電壓V_REF時，PWM信號CK_PWM的工作週期增加一固定量。為了降低DPWM 24與驅動電路的功率損耗，在此實施例中，採用的時脈頻率為100kHz，如同參考時脈信號CK所示。

第7圖顯示第3圖中的P_OUT偵測器12與準位平移模組16。P_OUT偵測器12包含有栓鎖比較器PD1與PD2、以及ERC單元26。準位平移模組16則包含有準位平移器28與30、以及驅動器32與34。栓鎖比較器PD1與PD2可以視為兩個輸出功率偵測器，分別偵測導通通道跨壓V_DS1,ON、導通通道跨壓V_DS2,ON。

栓鎖比較器PD1比較在功率電晶體M_N1開啟導通時的連接電壓V_X與端電壓V_SS兩者的差，也就是導通通道跨壓V_DS1,ON。依據導通通道跨壓V_DS1,ON是否超過一預設值V_OFFSET1，栓鎖比較器PD1產生跳過信號S_KIP1。 類似的，栓鎖比較器PD2比較在功率電晶體M_N2開啟導通時的連接電壓V_X與輸出電壓V_OUT兩者的差，也就是導通通道跨壓V_DS2,ON。依據導通通道跨壓V_DS2,ON是否超過一預設值V_OFFSET2，栓鎖比較器PD2產生跳過信號S_KIP2。跳過信號S_KIP1為邏輯上的1時，表示導通通道跨壓V_DS1,ON低於預設值V_OFFSET1；反之，導通通道跨壓V_DS1,ON高於預設值V_OFFSET1。類似的，跳過信號S_KIP2為邏輯上的1時，表示導通通道跨壓V_DS2,ON低於預設值V_OFFSET2；反之，導通通道跨壓V_DS2,ON高於預設值V_OFFSET2。栓鎖比較器PD1與PD2分別舉例於第8A圖與第8B圖。栓鎖比較器PD1中的預設值V_OFFSET1是透過不對稱(mismatch)的輸入P型電晶體對來實現，而栓鎖比較器PD2中的預設值V_OFFSET2是透過不對稱的輸入N型電晶體對來實現。在第7圖中，ERC單元26視跳過信號S_KIP1與S_KIP2，決定是否在相對應的時槽，拉低閘控制信號V_GP1與V_GP2。閘控制信號V_GP1與V_GP2，如同第5圖所教導的，可以決定是否配送電能至閘偏壓電壓V_AGB1與V_AGB2。第9圖顯示了第5圖中的SIMO之四個不同操作狀態，包含有第一操作狀態PathA、第二操作狀態PathB、第三操作狀態PathC、與第四操作狀態PathD。第10A~10D圖分別顯示在第一~第四操作狀態的電感電流波形。在第一操作狀態PathA時，功率電晶體M_N1開啟，而電感L_BOOST從輸入電壓V_IN儲存電能，這個狀態的時槽所佔的工作週期(duty cycle)是由7位元的DPWM 24所決定。電感L_BOOST在第一操作狀態PathA所累積的電能，其一部分，可在第四操作狀態PathD，透過導通的功率電晶體M_P2，配送到閘偏壓電壓V_AGB2；閘偏壓電壓V_AGB2是這整個系統中最高的電壓。接著，類似的，電感L_BOOST在第一操作狀態PathA所累積的電能，其一部分，可在第三操作狀態PathC，透過導通的功率電晶體M_P1，配送到閘偏 壓電壓V_AGB1。最後，在第二操作狀態PathB，輸出電壓V_OUT接收剩下的電能，並用來供應給輸出負載。儘管在第10A~10D圖中，操作狀態的先後順序預設為第一操作狀態PathA、第四操作狀態PathD、第三操作狀態PathC、與第二操作狀態PathB，但本發明並不限於此，也可能有其他不同的順序。第三與第四操作狀態(PathC與PathD)對於產生適當的閘偏壓電壓V_AGB1、V_AGB2是必要的，但是這兩個狀態無可避免的會影響到輸出電壓V_OUT的建立與穩定性。為了克服這樣的問題，第三與第四操作狀態(PathC與PathD)，僅導通約100ns，也就是說，P型功率電晶體M_P1、M_P2的脈衝寬度，如果有的話，就是100nS；而且，第三與第四操作狀態(PathC與PathD)，分別在導通通道跨壓V_DS1,ON與V_DS2,ON高於他們對應之預設值V_OFFSET1與V_OFFSET2時，才會出現。

在一實施例中，給閘偏壓電壓V_AGB1、V_AGB2的輸出功率，是不大於給輸出電壓V_OUT的輸出功率之1%。因此，第7圖中的ERC單元26採用了跳過調變方法(skipping modulation)，來控制電能的配送，以防止閘偏壓電壓V_AGB1、V_AGB2與輸出電壓V_OUT彼此負載之差異而產生的干擾。第11圖顯示了ERC單元26對於不同之跳過信號S_KIP1與S_KIP2所產生的四種電能配送模式。基本上，所有SIMO的輸出端都應該獲得能量，來維持其該有的電壓準位，如同配送模式4所示，其跳過信號S_KIP1與S_KIP2都是邏輯上的0。在配送狀態3時，跳過信號S_KIP1為邏輯上的0，而跳過信號S_KIP2為邏輯上的1，第四操作狀態PathD被跳過，所以閘偏壓電壓V_AGB2沒有接收到電能。類似的，在配送模式2時，跳過信號S_KIP1為邏輯上的1，而跳過信號S_KIP2為邏輯上的0,第三操作狀態PathC被跳過，所以閘偏壓電壓V_AGB1沒有接收到電能。當閘偏壓電壓V_AGB1、V_AGB2都夠高的使導通通道跨壓V_DS1,ON與V_DS2,ON分別低於預設 值V_OFFSET1與V_OFFSET2時，P型功率電晶體M_P1、M_P2一直維持關閉，第三、四操作狀態(PathC與PathD)都被跳過，如同配送模式1所示。當第三或四操作狀態被跳過時，閘偏壓電壓V_AGB1或V_AGB2就會因P_SWITCHING而逐漸下降，導致導通通道跨壓V_DS1,ON或V_DS2,ON逐漸上升。因此，透過適當的電能配送管理，近臨界電壓(near-threshold voltage，near-V_TH)操作之ERC可以有效的將閘偏壓電壓V_AGB1、V_AGB2與輸出電壓V_OUT充分的相隔絕，使他們盡可能不互相干擾，並使他們的電壓準位能維持穩定。

第11圖中的配送模式4顯示了，第四操作狀態PathD預設出現於第一操作狀態PathA後的100nS，而第四操作狀態PathD之後的100nS為第三操作狀態PathC。

以上所述僅為本發明之較佳實施例，凡依本發明申請專利範圍所做之均等變化與修飾，皆應屬本發明之涵蓋範圍。

8‧‧‧熱能發電器

10‧‧‧AGB電路

12‧‧‧輸出功率偵測器

14‧‧‧偏壓電源產生器

16‧‧‧準位平移模組

18‧‧‧PWM產生器

CK_PWM‧‧‧PWM信號

C_OUT‧‧‧輸出電容

L_BOOST‧‧‧電感

M_N1、M_N2‧‧‧N型功率電晶體

V_AGB1、V_AGB2‧‧‧閘偏壓電壓

V_GN1、V_GN2‧‧‧閘控制信號

V_IN‧‧‧輸入電壓

V_OUT‧‧‧輸出電壓

V_GP1、V_GP2‧‧‧閘控制信號

V_SS‧‧‧端電壓

V_X‧‧‧連接電壓

Claims (12)

1. 一種單一電感多輸出(SIMO)電源轉換器，用以轉換一輸入電壓，包含有：一電感，可用以從該輸入電壓儲存電能；一主功率開關，連接於該電感與一輸出電壓之間，具有一控制端，該輸出電壓係用以供電一輸出負載；以及一閘偏壓產生電路，包含有：一輔助功率開關，連接於該電感與一閘偏壓電壓之間；以及一驅動電路，由該閘偏壓電壓供電，用以驅動該控制端，且該閘偏壓電壓可決定該控制端上之一信號準位(signallevel)；其中，該閘偏壓產生電路控制該主功率開關與該輔助功率開關，以將該電能配送與該輸出電壓與該閘偏壓電壓。
2. 如申請專利範圍第1項之該SIMO電源轉換器，其中，該閘偏壓產生電路依據該主功率開關之一導通通道跨壓，來配送該電能，以控制該信號準位。
3. 如申請專利範圍第2項之該SIMO電源轉換器，其中，該閘偏壓產生電路提供一負迴授機制，使該導通通道跨壓趨向一預設值。
4. 如申請專利範圍第3項之該SIMO電源轉換器，其中，當該導通通道跨壓超過該預設值時，該閘偏壓產生電路停止配送該電能給予該閘偏壓電壓。
5. 如申請專利範圍第3項之該SIMO電源轉換器，其中，當該導通通道跨壓低於該預設值時，該閘偏壓產生電路於一開關週期中之一預設時槽(time slot)，開啟該輔助功率開關。
6. 如申請專利範圍第1項之該SIMO電源轉換器，具有一昇壓架構，由該輸入電壓所供電，其中，該輸出電壓以及該閘偏壓電壓都大於該輸入電壓。
7. 如申請專利範圍第6項之該SIMO電源轉換器，其中，該主功率開關係為一N型電晶體，該輔助功率開關係為一P型電晶體。
8. 如申請專利範圍第6項之該SIMO電源轉換器，其中，該輔助功率開關為一第二輔助功率開關，該閘偏壓電壓為一第二閘偏壓電壓，該驅動電路包含有一第二驅動器，該SIMO電源轉換器另包含有：一儲能功率開關，開啟時，可使該電感儲能；以及一第一輔助功率開關，連接於該電感與一第一閘偏壓電壓之間；其中，該閘偏壓產生電路，控制該主功率開關、該第一與第二輔助功率開關，以將該電能配送與該輸出電壓與該第一與第二閘偏壓電壓，該驅動電路另包含有一第一驅動器，由該第一閘偏壓電壓供電，用以驅動該儲能功率開關之一控制端，且該第一閘偏壓電壓可決定該儲能功率開關之該控制端上之一信號準位。
9. 如申請專利範圍第8項之該SIMO電源轉換器，其中，該閘偏壓產生電路依據該儲能功率開關之一導通通道跨壓，來配送該電能，以使該導通通道跨壓趨向一預設值。
10. 如申請專利範圍第8項之該SIMO電源轉換器，另包含有一脈波寬度調變器，依據該輸出電壓以及一參考電壓，來決定該儲能功率開關之一工作週期。
11. 如申請專利範圍第10項之該SIMO電源轉換器，其中，該脈波寬度調變器包含有： 一栓鎖比較器(latch comparator)用以比較該主輸出電壓與該參考電壓；以及一數位脈波寬度調變器，依據該栓鎖比較器之一輸出，調整該開啟時間。
12. 如申請專利範圍第8項之該SIMO電源轉換器，其中，該閘偏壓產生電路包含有第一與第二輸出功率偵測器，該電感、該主功率開關與該儲能功率開關均連接於一連接端，該第二輸出功率偵測器依據該主輸出電源電壓以及該連接端之一連接電壓，來配送該電能與該第二閘偏壓電壓，且該第一輸出功率偵測器依據一接地端以及該連接電壓，來配送該電能與該第一閘偏壓電壓。