CN105991029B

CN105991029B - 采用适应性栅极偏压技术的单一电感多输出电源转换器

Info

Publication number: CN105991029B
Application number: CN201510059864.5A
Authority: CN
Inventors: 陈柏宏; 范铭彦
Original assignee: Leadtrend Technology Corp
Current assignee: Leadtrend Technology Corp
Priority date: 2015-02-05
Filing date: 2015-02-05
Publication date: 2018-11-30
Anticipated expiration: 2035-02-05
Also published as: CN105991029A

Abstract

一种采用适应性栅极偏压技术的单一电感多输出电源转换器。该单一电感多输出(SIMO)电源转换器，用以转换一输入电压，包含有一电感、一主功率开关、以及一栅极偏压产生电路。该电感可用以从该输入电压储存电能。该主功率开关连接于该电感与一输出电压之间，具有一控制端。该输出电压用以供电一输出负载。该栅极偏压产生电路包含有一辅助功率开关以及一驱动电路。该辅助功率开关连接于该电感与一栅极偏压电压之间。该驱动电路由该栅极偏压电压供电，用以驱动该控制端，且该栅极偏压电压可决定该控制端上的一信号电位。该栅极偏压产生电路控制该主功率开关与该辅助功率开关，以将该电能配送给该输出电压与该栅极偏压电压。

Description

采用适应性栅极偏压技术的单一电感多输出电源转换器

技术领域

本发明涉及一单一电感多输出(SIMO)电源转换器，尤其涉及一种适用于获取环境能源，且采用适应性栅极偏压技术的单一电感多输出电源转换器。

背景技术

从环境获取能源(energy harvesting)，是开发免电池系统或是延长电池使用时间所采用的方法其中之一。有许多的环境绿能来源，譬如说，光能、动能、热能等，其中，人体所产生的热能是一个有效且可信赖的能量来源，尤其是适用于穿戴式应用上。但是，从2度K(凯式温度)的温差，热能发电器(thermoelectric generator，TEG)所能输出的电压一般是低于100mV。而且，考虑TEG有限的能量输出能力，整个的负载系统一般是采用操作在近阈值区(near-threshold region)的数字电路。因此，如何有效率地将获取到的环境能量转换成近阈值电压的输出电源，是非常迫切需要的。然而，基于功率晶体管本身所无可避免的传导损失(conduction loss，P_CONDUCTION)，要设计一个高效率的低输入电压V_IN转换为低输出电压V_OUT的电源转换器，也是相当具有挑战性的。

公知技术中，已经出现了许多操作在低输入电压V_IN与低能量消耗的热能获取电能转换器。但是，这些公知的热能获取电能转换器的输出电压V_OUT往往高于0.9V。图1中显示了一个两级式级联架构(cascaded)的转换器，由一个辅助升压转换器以及一直流对直流的降压转换器所构成。第一级的辅助升压转换器当作一个缓冲，而第二级的降压转换器将输出电压V_OUT稳定在1.8V。可惜的是，因为使用了两级的转换，以及辅助升压转换器的高转换比例，图1的架构的转换效率会相当的不理想。

发明内容

实施例披露一种单一电感多输出电源转换器，用以转换一输入电压，包含有一电感、一主功率开关、以及一栅极偏压产生电路。该电感可用以从该输入电压储存电能。该主功率开关连接于该电感与一输出电压之间，具有一控制端。该输出电压用以供电一输出负载。该栅极偏压产生电路包含有一辅助功率开关以及一驱动电路。该辅助功率开关连接于该电感与一栅极偏压电压之间。该驱动电路由该栅极偏压电压供电，用以驱动该控制端，且该栅极偏压电压可决定该控制端上的一信号电位。该栅极偏压产生电路控制该主功率开关与该辅助功率开关，以将该电能配送与该输出电压与该栅极偏压电压。

附图说明

图1显示了一个公知两级式级联架构的转换器。

图2显示了一依据本发明所实施的单级升压电源转换器。

图3以概念框图的方式，显示依据本发明所实施的AGB技术。

图4A显示了图3中的基本升压电源转换器。

图4B显示了AGB技术在轻载还是重载时，都会有效的改善转换效率。

图5显示一偏压电源产生器与一升压电源转换器。

图6显示图3中的PWM产生器。

图7显示图3中的POUT检测器与电位平移模块。

图8A与图8B举例锁存比较器PD1与PD2。

图9显示了图5中的SIMO的四个不同操作状态。

图10A～10D分别显示在第一～第四操作状态的电感电流波形。

图11显示了四种电能配送模式。

【附图标记说明】

8 热能发电器

10 AGB电路

12 输出功率检测器

14 偏压电源产生器

16 电位平移模块

18 PWM产生器

20 升压电源转换器

22 锁存比较器

24 数字脉冲宽度调制器

26 ERC单元

28、30 电位平移器

32、34 驱动器

C₁、C₂ 电容

C_AUX 辅助电容

CK 参考时钟信号

CK_PWM PWM信号

C_OUT 输出电容

L_BOOST、L_BUCK 电感

M_N1、M_N2 N型功率晶体管

M_P1、M_P2 P型功率晶体管

PD1、PD2 锁存比较器

PhaseA 第一操作状态

PhaseB 第二操作状态

PathC 第三操作状态

PathD 第四操作状态

S_KIP1、S_KIP2 跳越信号

T 开关周期

V_AGB1、V_AGB2 栅极偏压电压

V_AUX 辅助电压

V_DS1,ON、V_DS2,ON 导通通道跨压

V_GN1、V_GN2 栅极控制信号

V_IN 输入电压

V_OUT 输出电压

V_GP1、V_GP2 栅极控制信号

V_SS VSS端电压

V_X 连接电压

具体实施方式

在本说明书中，有一些相同的符号，其表示具有相同或是类似的结构、功能、原理的元件，且为本领域技术人员可以依据本说明书的教导而推知。为说明书的简洁度考虑，相同的符号的元件将不再重述。

在本发明的一实施例介绍了一个以输入电压V_IN为100mV、输出电压V_OUT为0.5V的单一电感多输出(single-inductor multiple-output，SIMO)电源转换器，来获取热能发电器8所产生的热电能。图2显示了一依据本发明所实施的单级升压电源转换器，其采用了适应性栅极偏压(adaptive gate biasing，AGB)技术、以及近阈值电压(near-thresholdvoltage，near-VTH)能量配送控制(energy redistribution control，ERC)。为了改善低输出电压V_OUT时整体的转换效率，本发明的实施例提出了两个技术。(1)AGB技术额外地提供一对跟负载相关的栅极偏压电压(V_AGB1与V_AGB2)，用来驱动升压转换器中主要的功率晶体管。这个技术藉由降低了传导损失P_CONDUCTION与切换损失(switchingloss，P_SWITCHING)，改善了转换效率，而且也提了一种可对付V_TH变动的自我校正机制。(2)近阈值电压ERC以输出电压V_OUT为供电电源，管理了对于输出电压V_OUT、辅助电压V_AGB1、与辅助电压V_AGB2的电能配送策略。在一实施例中，升压转换器的最高转换效率为83.4％(发生在输出功率(P_OUT)为250微瓦(uW))时，而且当P_OUT在150uW到450uW的范围内，转换效率都超过80％。除此之外，核心控制器采用了7位的延迟线型(delay-line based)数字脉冲宽度调制技术(digital pulse widthmodulation，DPWM)。如此，不但静态功耗(quiescent power)降低到0.48uW，而且也确保了近阈值电压的输出电压V_OUT供电下，数字运作也稳定的执行。

图3以概念框图的方式，显示依据本发明所实施的AGB技术。在AGB电路10中，PWM产生器18依据输出电压V_OUT，产生PWM信号CK_PWM。P_OUT检测器(PD)12检测在功率晶体管M_N1开启导通时的连接电压V_X与端电压V_SS(功率晶体管M_N1的接地端电压)，也检测了在功率晶体管M_N2开启导通时的连接电压V_X与输出电压V_OUT。P_OUT检测器12以输出电压V_OUT作为电源，其输出则控制了偏压电源产生器14，以建立栅极偏压电压V_AGB1与V_AGB2。栅极偏压电压V_AGB1与V_AGB2受控于P_OUT检测器12，当作电位平移模块16的电源。电位平移模块16根据PWM信号CK_PWM，以及P_OUT检测器(PD)12的输出，产生栅极控制信号V_GN1与V_GN2，其信号电位分别受控于栅极偏压电压V_AGB1与V_AGB2。因此，AGB技术可以适当的调控栅极偏压电压V_AGB1与V_AGB2，来藉以减少P_CONDUCTION与P_SWITCHING。AGB技术也防止了输出负载需求与电源转换器效能，两者之间的权衡，同时也补偿了制造工艺或温度效应所产生的阈值电压飘移所产生的影响。稍后将进一步解释AGB技术的原理与实施方式。

图4A显示了图3中的基本升压电源转换器20，其包含有电感L_BOOST、N型功率晶体管M_N1与M_N2、以及输出电容C_OUT。升压电源转换器20在第一操作状态PhaseA时，用来存放电能；而在第二操作状态PhaseB时，释放所存放的电能来建立输出电压V_OUT。因为输出电压V_OUT的目标值是在近阈值区，所以此实施例中，上桥(high-side)功率开关采用了N型功率晶体管M-N2。相较于P型功率晶体管，N型功率晶体管也有较高的载流子迁移率(carriermobility)，能享有较高的晶圆面积使用率。此外，要有效的实现AGB技术，驱动一个N型功率晶体管只需要一个正电压电源就可以了，但是驱动一个P型功率晶体管就需要一个正电压电源以及一个负电压电源。因此，在一实施例中，没有产生负电压电源，如此可以降低整个电路设计的复杂度。

为了简化整个分析的过程，在此假设升压电源转换器20操作于连续导通模式，而且电感电流的波动大致可以忽略。在稳态时，功率晶体管M_N1与M_N2的P_CONDUCTION大致可以表示如下：

其中，IL是流经电感L_BOOST的平均电感电流，R_DS1,ON与R_DS2,ON是功率晶体管M_N1与M_N2的导通电阻(on-resistance)，T是开关周期(switching cycle)，D是在稳态时给予功率晶体管M_N1的信号的工作周期(duty cycle)。对于一升压电源转换器而言，I_L跟输出负载电流(I_LOAD)可以表示为

因此，P_CONDUCTION跟I_LOAD彼此的关系可以推导而得知如下：

因此，如果工作周期、操作频率、制造工艺、以及功率晶体管的元件大小都是已知，那P_CONDUCTION大致就是比例于I_LOAD的平方，且将会随着I_LOAD的增加，快速的上升，如同公式(3)所推测的。

通过检测功率晶体管在导通时的跨压，并据以调整功率晶体管所相对应的栅极偏压电压，AGB技术大致维持功率晶体管的导通通道跨压(V_DS1,ON与V_DS2,ON)为常数。

因此，整个的P_CONDUCTION可以通过公式(3)、(4)、(5)推导，如下：

可知，如果V_DS1,ON与V_DS2,ON都是常数，P_CONDUCTION将只会随着I_LOAD的增加而比例的增加，而不再是跟公知技术一般与I_LOAD有平方的关系。因此，如果采用AGB技术，在重载时，转换效率将会有效的改善。

在另一方面，在轻载时，随着平均电感电流I_L的降低，P_CONDUCTION将会降低，而P_SWITCHING将取而代之，主导了整个转换效率。采用AGB技术时，当V_DS1,ON与V_DS2,ON降低时，栅极偏压电压V_AGB1与V_AGB2就会被降低，来维持V_DS1,ON与V_DS2,ON大约为一个常数。而如同以下公式(7)所示，比较低的栅极偏压电压V_AGB1与V_AGB2，P_SWITCHING就会随着降低。

其中，f_CK是操作频率(＝1/T)，C_GATE1与C_GATE2分别是功率晶体管M_N1与M_N2的栅极电容值。正因为P_SWITCHING是比例于栅极偏压电压V_AGB1与V_AGB2的平方，所以可以预期的，AGB技术在轻载时可以达到比较高的转换效率。因此，采用AGB技术，轻载还是重载的转换效率都会有效的改善，如同图4B所示。AGB技术可以依据输出负载电流I_LOAD调整栅极偏压电压V_AGB1与V_AGB2，藉以操控导通电阻R_DS1,ON与R_DS2,ON，结果是可以明显的降低在不同负载下的功耗。

简单的说，图3中的AGB电路10实现了AGB技术，提供一负反馈机制，使导通通道跨压V_DS1,ON与V_DS2,ON大约为常数，不随负载而变化。

图5显示偏压电源产生器14与升压电源转换器20，两者构成了一个SIMO电源转换器，用来同时产生输出电压V_OUT、栅极偏压电压V_AGB1与V_AGB2。电容C₁与C₂分别用来稳定栅极偏压电压V_AGB1与V_AGB2。在一开关周期T内，电感L_BOOST、N型功率晶体管M_N1、M_N2、与P型功率晶体管M_P1、M_P2在不同的时隙导通，分别负责来储存电能与释放电能。电能从输入电压V_IN汲取而存放在电感L_BOOST中，然后以分时控制(time-multiplexingcontrol)的方式，分配给三个输出端，来建立输出电压V_OUT、栅极偏压电压V_AGB1与V_AGB2，以防止三个输出端彼此的交互干扰(crosstalk)。除了分时控制之外，本发明的一实施例中也使用了跳越调制方法(skippingmodulation)，来控制电能的配送，亦可降低交互干扰(crosstalk)。稍后将详细解释。

图6显示图3中的PWM产生器18，其包含有一锁存比较器22与一7位的延迟线型数字脉冲宽度调制器(D_PWM)24。锁存比较器22比较输出电压V_OUT与一参考电压V_REF(在此以0.5V为例)，其输出通过高解析度的DPWM24，步进地控制PWM信号CK_PWM的工作周期(duty cycle)。举例来说，当输出电压V_OUT低于参考电压V_REF时，PWM信号CK_PWM的工作周期增加一固定量。为了降低DPWM 24与驱动电路的功率损耗，在此实施例中，采用的时钟频率为100kHz，如同参考时钟信号CK所示。

图7显示图3中的P_OUT检测器12与电位平移模块16。P_OUT检测器12包含有锁存比较器PD1与PD2、以及ERC单元26。电位平移模块16则包含有电位平移器28与30、以及驱动器32与34。

锁存比较器PD1比较在功率晶体管M_N1开启导通时的连接电压V_X与端电压V_SS两者的差，也就是导通通道跨压V_DS1,ON。依据导通通道跨压V_DS1,ON是否超过一预设值V_OFFSET1，锁存比较器PD1产生跳越信号S_KIP1。类似的，锁存比较器PD2比较在功率晶体管M_N2开启导通时的连接电压V_X与输出电压V_OUT两者的差，也就是导通通道跨压V_DS2,ON。依据导通通道跨压V_DS2,ON是否超过一预设值V_OFFSET2，锁存比较器PD2产生跳越信号S_KIP2。跳越信号S_KIP1为逻辑上的1时，表示导通通道跨压V_DS1,ON低于预设值V_OFFSET1；反之，导通通道跨压V_DS1,ON高于预设值V_OFFSET1。类似的，跳越信号S_KIP2为逻辑上的1时，表示导通通道跨压V_DS2,ON低于预设值V_OFFSET2；反之，导通通道跨压V_DS2,ON高于预设值V_OFFSET2。锁存比较器PD1与PD2分别举例于图8A与图8B。锁存比较器PD1中的预设值V_OFFSET1是通过不对称(mismatch)的输入P型晶体管对来实现，而锁存比较器PD2中的预设值V_OFFSET2是通过不对称的输入N型晶体管对来实现。在图7中，ERC单元26视跳越信号S_KIP1与S_KIP2，决定是否在相对应的时隙，拉低栅极控制信号V_GP1与V_GP2。

图9显示了图5中的SIMO的四个不同操作状态，包含有第一操作状态PathA、第二操作状态PathB、第三操作状态PathC、与第四操作状态PathD。第10A～10D图分别显示在第一～第四操作状态的电感电流波形。在第一操作状态PathA时，功率晶体管M_N1开启，而电感L_-BOOST从输入电压V_IN储存电能，这个状态的时隙所占的工作周期(duty cycle)是由7位的DPWM 24所决定。电感L_BOOST在第一操作状态PathA所累积的电能，其一部分，可在第四操作状态PathD，通过导通的功率晶体管M_P2，配送到栅极偏压电压V_AGB2；栅极偏压电压V_AGB2是这整个系统中最高的电压。接着，类似的，电感L_BOOST在第一操作状态PathA所累积的电能，其一部分，可在第三操作状态PathC，通过导通的功率晶体管M_P1，配送到栅极偏压电压V_AGB1。最后，在第二操作状态PathB，输出电压V_OUT接收剩下的电能，并用来供应给输出负载。尽管在图10A～10D中，操作状态的先后顺序预设为第一操作状态PathA、第四操作状态PathD、第三操作状态PathC、与第二操作状态PathB，但本发明并不限于此，也可能有其他不同的顺序。第三与第四操作状态(PathC与PathD)对于产生适当的栅极偏压电压V_AGB1、V_AGB2是必要的，但是这两个状态无可避免的会影响到输出电压V_OUT的建立与稳定性。为了克服这样的问题，第三与第四操作状态(PathC与PathD)，仅导通约100ns，也就是说，P型功率晶体管M_P1、M_P2的脉冲宽度，如果有的话，就是100nS；而且，第三与第四操作状态(PathC与PathD)，分别在导通通道跨压V_DS1,ON与V_DS2,ON高于他们对应的预设值V_OFFSET1与V_OFFSET2时，才会出现。

在一实施例中，给栅极偏压电压V_AGB1、V_AGB2的输出功率，是不大于给输出电压V_OUT的输出功率的1％。因此，图7中的ERC单元26采用了跳越调制方法(skipping modulation)，来控制电能的配送，以防止栅极偏压电压V_AGB1、V_AGB2与输出电压V_OUT彼此负载的差异而产生的干扰。图11显示了ERC单元26对于不同的跳越信号S_KIP1与S_KIP2所产生的四种电能配送模式。基本上，所有SIMO的输出端都应该获得能量，来维持其该有的电压电位，如同配送模式4所示，其跳越信号S_KIP1与S_KIP2都是逻辑上的0。在配送状态3时，跳越信号S_KIP1为逻辑上的0，而跳越信号S_KIP2为逻辑上的1，第四操作状态PathD被跳越，所以栅极偏压电压V_AGB2没有接收到电能。类似的，在配送模式2时，跳越信号S_KIP1为逻辑上的1，而跳越信号S_KIP2为逻辑上的0，第三操作状态PathC被跳越，所以栅极偏压电压V_AGB1没有接收到电能。当栅极偏压电压V_AGB1、V_AGB2都够高的使导通通道跨压V_DS1,ON与V_DS2,ON分别低于预设值V_OFFSET1与V_OFFSET2时，P型功率晶体管M_P1、M_P2一直维持关闭，第三、四操作状态(PathC与PathD)都被跳越，如同配送模式1所示。当第三或四操作状态被跳越时，栅极偏压电压V_AGB1或V_AGB2就会因P_SWITCHING而逐渐下降，导致导通通道跨压V_DS1,ON或V_DS2,ON逐渐上升。因此，通过适当的电能配送管理，近阈值电压(near-threshold voltage，near-VTH)操作的ERC可以有效的将栅极偏压电压V_AGB1、V_AGB2与输出电压V_OUT充分的相隔绝，使他们尽可能不互相干扰，并使他们的电压电位能维持稳定。

图11中的配送模式4显示了，第四操作状态PathD预设出现于第一操作状态PathA后的100nS，而第四操作状态PathD之后的100nS为第三操作状态PathC。

以上所述仅为本发明的优选实施例，凡依本发明权利要求书所做的等同变化与修饰，皆应属本发明的范围。

Claims

1.一种单一电感多输出电源转换器，用以转换一输入电压，包含有：

一电感，可用以从该输入电压储存电能；

一主功率开关，连接于该电感与一输出电压之间，具有一控制端，该输出电压用以供电一输出负载；以及

一栅极偏压产生电路，包含有：

一辅助功率开关，连接于该电感与一栅极偏压电压之间；以及

一驱动电路，由该栅极偏压电压供电，用以驱动该控制端，且该栅极偏压电压可决定该控制端上的一信号电位；

其中，该栅极偏压产生电路控制该主功率开关与该辅助功率开关，以将该电能配送给该输出电压与该栅极偏压电压。

2.如权利要求1所述的单一电感多输出电源转换器，其中，该栅极偏压产生电路依据该主功率开关的一导通通道跨压，来配送该电能，以控制该信号电位。

3.如权利要求2所述的单一电感多输出电源转换器，其中，该栅极偏压产生电路提供一负反馈机制，使该导通通道跨压趋向一预设值。

4.如权利要求3所述的单一电感多输出电源转换器，其中，当该导通通道跨压超过该预设值时，该栅极偏压产生电路停止配送该电能给予该栅极偏压电压。

5.如权利要求3所述的单一电感多输出电源转换器，其中，当该导通通道跨压低于该预设值时，该栅极偏压产生电路于一开关周期中的一预设时隙，开启该辅助功率开关。

6.如权利要求1所述的单一电感多输出电源转换器，具有一升压架构，由该输入电压所供电，其中，该输出电压以及该栅极偏压电压都大于该输入电压。

7.如权利要求6所述的单一电感多输出电源转换器，其中，该主功率开关为一N型晶体管，该辅助功率开关为一P型晶体管。

8.如权利要求6所述的单一电感多输出电源转换器，其中，该辅助功率开关为一第二辅助功率开关，该栅极偏压电压为一第二栅极偏压电压，该驱动电路为一第二驱动电路，该单一电感多输出电源转换器还包含有：

一储能功率开关，开启时，可使该电感储能；以及

一第一辅助功率开关，连接于该电感与一第一栅极偏压电压之间；

其中，该栅极偏压产生电路，控制该主功率开关、该第一与第二辅助功率开关，以将该电能配送与该输出电压与该第一与第二栅极偏压电压，该栅极偏压产生电路包含有一第一驱动电路，由该第一栅极偏压电压供电，用以驱动该储能功率开关的一控制端，且该第一栅极偏压电压可决定该储能功率开关的该控制端上的一信号电位。

9.如权利要求8所述的单一电感多输出电源转换器，其中，该栅极偏压产生电路依据该储能功率开关的一导通通道跨压，来配送该电能，以使该导通通道跨压趋向一预设值。

10.如权利要求8所述的单一电感多输出电源转换器，另包含有一脉冲宽度调制器，依据该输出电压以及一参考电压，来决定该储能功率开关的一工作周期。

11.如权利要求10所述的单一电感多输出电源转换器，其中，该脉冲宽度调制器包含有：

一锁存比较器用以比较该输出电压与该参考电压；以及

一数字脉冲宽度调制器，依据该锁存比较器的一输出，调整该开启时间。

12.如权利要求8所述的单一电感多输出电源转换器，其中，该栅极偏压产生电路包含有第一与第二输出功率检测器，该电感、该主功率开关与该储能功率开关均连接于一连接端，该第二输出功率检测器依据该输出电压以及该连接端的一连接电压，来配送该电能与该第二栅极偏压电压，且该第一输出功率检测器依据一接地端以及该连接电压，来配送该电能与该第一栅极偏压电压。