CN101779173B - 时间复用多输出dc/dc转换器和电压调整器 - Google Patents

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Abstract

一种具有多个输出的升压开关转换器包括连接在输入供应(通常为电池)与节点Vx之间的电感器。低位开关连接节点Vx与地。包括两个或更多个输出级。每个输出级包括高位开关和输出电容器。每个输出级被连接为将电流递送到各个负载。控制电路被连接为按重复的序列来驱动低位开关和高位开关。电感器首先被充电并且然后被放电到各个输出级。实际上，提供了一系列不同的开关转换器，每个开关转换器具有不同的输出电压。

Description

时间复用多输出DC/DC转换器和电压调整器
背景技术
通常需要进行电压调整以防止对各种微电子组件供电的电源的变化，尤其是在如蜂窝电话、笔记本电脑和消费产品这类电池供电的应用中需要进行这样的电压调整，各种微电子组件例如是数字IC、半导体存储器、显示模块、硬盘驱动器、RF电路、微处理器、数字信号处理器和模拟IC。
由于产品的电池或DC输入电压通常必须被增高(step-up)至较高的DC电压或者被减低(step-down)至较低的DC电压，因此，将这些调整器称为DC到DC转换器。在电池电压高于所希望的负载电压时，就使用减低转换器。减低转换器可以包括感应式开关调整器、电容式电荷泵以及线性调整器。反之，当电池的电压低于对其负载供电所需的电压时，就需要增高转换器，通常称为升压转换器。增高转换器可以包括感应式开关调整器或者电容式电荷泵。
在前述的电压调整器中，感应式开关调整器可以跨越最宽范围的电流、输入电压和输出电压获得良好的性能。DC/DC感应式开关调整器的基本原理是基于如下简单的假设的：电感器中的电流不能瞬时被改变并且电感器将产生反向电压来抵制其电流的任何改变。
基于电感器的DC/DC开关转换器的基本原理是将DC电源切换或“切削”为脉冲或突发，并且利用包括电感器和电容器的低通滤波器对这些突发滤波，以产生功能良好的时变电压，即，将DC变为AC。通过利用一个或多个晶体管以高频率切换以重复地磁化和去磁化电感器，则可以将电感器用来增高或减低转换器的输入，以产生与其输入不同的输出电压。在利用磁性使AC电压变高或变低之后，然后输出被整流回DC，并且被滤波以移除任何的纹波(ripple)。
晶体管通常是利用具有低的导通态电阻的MOSFET来实现的，通常称为“功率MOSFET”。利用来自转换器的输出电压的反馈来控制开关条件，即使转换器的输入电压或其输出电流的急速改变，也可以维持恒定的经过适当调整的输出电压。
为了移除因晶体管的开关动作生成的任何AC噪声或纹波，输出电容器被置于开关调整器电路的输出的两端。电感器与输出电容器一起形成了能够移除晶体管的大部分开关噪声以防止噪声到达负载的“低通”滤波器。通常为1MHz或更大的开关频率必然比滤波器的“LC”回路的谐振频率“高”。跨越多个开关周期被平均，被开关的电感器表现得就像具有缓变平均电流的可编程电流源。
由于平均电感器电流是由被偏置为“导通”或“截止”开关的晶体管来控制的，因此，晶体管中的功耗理论上较小，并且可以实现在百分之八十到九十范围中的高转换器效率。具体地，当利用“高”栅极偏压将管理MOSFET偏置为导通状态(on-state)的开关时，其表现出具有通常为200毫欧或更小的低RDS(on)电阻的线性I-V漏极特性。例如在0.5A时，这种器件将表现出仅100mV的最大压降ID·RDS(on)而不管其高漏极电流如何。在其导通状态的传导时间期间其功耗为ID 2·RDS(on)。在给出的示例中，在晶体管的传导期间功耗为(0.5A)2·(0.2Ω)＝50mW。
在其截止状态中，功率MOSFET使其栅极被偏置到其源极，即，使得VGS＝0。即使具有等于转换器的电池输入电压Vbatt的所施加漏极电压VDS，功率MOSFET的漏极电流IDSS也很小，通常远低于一微安培并且通常高于毫微安培。电流IDSS主要包括结漏(junction leakage)。
因此，在DC/DC转换器中用作开关的功率MOSFET是高效的，这是因为在其截止状况中，其在高电压时表现出低电流，并且在其导通状态中，其在低压降时表现出高电流。除开关瞬态之外，功率MOSFET中的ID·VDS积保持较小，并且开关中的功耗保持较低。
功率MOSFET不仅用来通过切削输入电源而将AC转换为DC，而且还可以用来取代将合成的AC整流回DC所需的整流器二极管。MOSFET作为整流器的操作通常伴随着将MOSFET与肖特基二极管并联地布置并且只要二极管导电就导通MOSFET，即，与二极管的导电同步。因此，在这种应用中，将MOSFET称为同步整流器。
由于将同步整流器MOSFET制作为具有低导通电阻以及比肖特基二极管低的压降的大小，因此，传导电流从二极管被转移到MOSFET沟道并且“整流器”中的整体功耗被减小。大多数功率MOSFET包括寄生的源漏极二极管(source-to-drain diode)。在开关整流器中，这种固有的P-N二极管的取向必须与肖特基二极管具有相同的极性，即，阳极到阳极、阴极到阴极。由于这种硅P-N二极管和肖特基二极管的并联组合仅在同步整流器MOSFET导通之前的较短间隔内承载电流(称为“先断后通”(break-before-make))，因此，二极管中的平均功耗较低并且肖特基二极管时常完全被除去。
假设与振荡周期相比晶体管开关事件较快，在电路分析中，开关期间的功耗可以被认为忽略不计或者替代地被当作固定的功耗。于是，整体上，可以通过考虑传导损耗和栅极驱动损耗来估计低电压开关调整器中的功耗。然而，在数兆赫的开关频率时，开关波形分析变得更加重要，并且必须通过分析相器件的漏极电压、漏极电流和栅极偏压驱动与时间的关系来进行考虑。
基于上面的原理，现代的基于电感器的DC/DC开关调整器是利用很宽范围的电路、电感器和转换器拓扑来实现的。大体上，它们被分为两种主要类型的拓扑，即非隔离转换器和隔离转换器。
常见的隔离转换器包括反激式和正激式转换器，并且需要变压器或经耦合的电感器。在更高功率时，还使用全桥转换器。隔离转换器能够通过调节变压器的初级绕组与次级绕组比来增高或减低其输入电压。具有多个绕组的变压器可以同时产生多个输出，包括比输入高的电压和比输入低的电压。变压器的缺点是与单绕组电感器相比它们较大并且遭受不希望的杂散电感。
非隔离电源包括减低降压转换器、增高升压转换器以及降压升压转换器(Buck-boost converter)。特别地，降压和升压转换器是高效的并且大小较小，尤其是在兆赫频率范围中操作时，可以使用2.2μH或更小的电感器。这种拓扑在每个线圈中产生单个经调整的输出电压，并且需要专用控制环路和用于每个输出的单独的PWM控制器，以不断地调节开关导通时间从而调整电压。
在便携式和电池供电的应用中，通常采用同步整流来提高效率。采用同步整流的减低降压转换器称为同步降压调整器。采用同步整流的增高升压转换器称为同步升压调整器。
同步升压转换器操作：如图1所示，现有技术的同步升压转换器1包括低位(low-side)功率MOSFET开关9、与电池相连的电感器2、输出电容器5以及与整流器二极管4并联的“浮动的”同步整流器MOSFET 3。MOSFET的栅极由先断后通电路7驱动并且由PWM控制器6响应于来自出现在滤波电容器5两端的转换器的输出的电压反馈VFB进行控制。需要BBM操作来防止输出电容器5短路。
可以是N沟道或P沟道的同步整流器MOSFET 3从其源极和漏极端子永远不连接到任何供电轨(即，既不连到地也不连到Vbatt)的意义上来说，被认为是浮动的。二极管4是同步整流器MOSFET 3固有的P-N二极管，而不管同步整流器是P沟道还是N沟道器件。可以与MOSFET 3并联地包括肖特基二极管，然而，所具有的串联电感使得不能足够快地操作以从正向偏置固有二极管4转移电流。二极管8包括N沟道低位MOSFET 9固有的P-N结型二极管，并且在正常的升压转换器操作下保持被反向偏置。由于二极管8在正常升压操作下不导电，因此被示为虚线。
如果将转换器的占空系数D定义为能量从电池或电源流向DC/DC转换器的时间，即低位MOSFET开关9导通并且电感器2被磁化的时间期间，则升压转换器的输出与输入电压之比与1减去其占空比系数的倒数成比例，即，
V out V in = 1 1 - D = 1 1 - t sw / T
虽然该等式描述了较宽范围的转换比，然而，在没有极快的器件和电路响应时间的情况下，升压转换器不能够平滑地接近单位(unity)传送特性。对于高占空系数和转换比，电感器传导大的尖峰电流并且降低了效率。考虑到这些因素，升压转换器占空系数实际上被限于5％到75％的范围内。
对多个经调整的电压的需要：现在的电子设备需要大量经调整的电压来进行操作。例如，智能电话在单个手持单元中可能使用二十五个以上的单独的经调整电源供应。空间限制妨碍了均具有单独电感器的这么多开关调整器的使用。
不幸的是，多输出非隔离转换器需要多个绕组或抽头线圈(tapped)电感器。虽然比隔离转换器和变压器小，然而，抽头电感器仍然比单绕组电感器大得多并且在高度上更高，并且遭受增加的寄生效应和辐射噪声。结果，在诸如手机和便携式消费电子之类的任何空间敏感的或便携式设备中通常不采用多绕组电感器。
作为折衷的办法，当今的便携式设备仅采用与大量线性调整器相组合的少量开关调整器来产生所需数目的独立供应电压。虽然低压降(low-drop-out)线性调整器或LDO的效率通常比开关调整器差，然而，由于不需要线圈，因此它们要小得多并且成本更低。结果，为了较低成本和较小的大小而损失了效率和电池寿命。
因此，需要能够从单个绕组电感器产生多个输出并且使成本和大小两者都最小化的开关调整器。
发明内容
本发明的实施例包括具有多个输出的升压开关转换器。作为典型的实现方式，电感器连接在输入电源(通常为电池)与节点Vx之间。低位开关连接节点Vx与地。包括两个或更多个输出级。每个输出级包括高位开关和输出电容器。每个输出级被连接为将电流递送到各个负载。
控制电路被连接为以重复序列来驱动低位开关和高位开关。作为典型的实现方式，该序列的第一阶段将电感器连接在输入电源与地之间。这使得电感器以磁场的形式存储电荷。
在第二阶段和后续阶段期间，每个输出级依次被选择。当各级被选择时，其高位开关被增强。这使得电流从电感器流到包括其输出电容器和负载在内的所选输出级。然后序列重复，电感器被再充电。
应当理解，其它序列也可以是同样有效的。这意味着例如电感器可以更经常地(例如在各个输出级激活之间)或更少地被充电。还可以静态地或动态地使一个或多个输出级的激活优先级化。
可以使用各种方法来调整升压开关转换器。通常，这包括脉宽调制，其中，输出级的激活持续时间是变化的。电感器充电时间也可是变化的。还可以使用脉冲频率调制，其中，输出级激活的速率被调制以与负载状况相匹配。
上述转换器作为升压转换器操作。由各个输出级产生的电压超过供应电压。通常，每个输出级将产生不同的输出电压，因此，转换器作为两个或更多个升压转换器系列来操作。还可以利用相关拓扑实现反相转换器。反相转换器的典型实现方式包括连接在地与节点Vx之间的电感器。低位开关连接节点Vx与输入电源(通常为电池)。包括两个或更多个输出级。每个输出级包括高位开关和输出电容器。每个输出级被连接为将电流递送到各个负载。
如前所述，控制电路以重复序列来对电感器充电并激活输出级。这使得每个输出级递送不同的输出电压，所有输出电压具有与电源电压相反的极性。实际上，反相转换器作为反相器系列进行操作，反相器的数目与输出级的数目相对应。
根据本发明的一个方面，提供了一种开关转换器，包括：电感器，该电感器连接在电源电压与节点Vx之间；低位开关，该低位开关连接在所述节点Vx与地之间；第一高位开关，该第一高位开关连接在所述节点Vx与第一负载之间；以及第二高位开关，该第二高位开关连接在所述节点Vx与第二负载之间，控制电路，该控制电路被连接为按重复序列来驱动所述低位开关、所述第一高位开关和所述第二高位开关，所述重复序列包括：第一阶段，其中所述电感器被充电到所述电源电压与地之间；第二阶段，其中所述电感器向所述第一负载提供电流；以及第三阶段，其中所述电感器向所述第二负载提供电流，先断后通(BBM)缓冲器，被配置为断开所述低位开关、断开所述第一高位开关和断开所述第二高位开关，以在所述第一阶段、第二阶段和第三阶段的阶段之间都形成一个BBM时间间隔。
根据本发明的另一个方面，提供了一种开关转换器，包括：电感器，该电感器连接在电源电压与节点Vx之间；低位开关，该低位开关连接在所述节点Vx与地之间；第一高位开关，该第一高位开关连接在所述节点Vx与第一负载之间；以及二极管，该二极管连接在所述节点Vx与第二负载之间，控制电路，该控制电路被连接为按重复序列来驱动所述低位开关和所述第一高位开关，所述重复序列包括：第一阶段，其中所述电感器被充电到所述电源电压与地之间；第二阶段，其中所述电感器向所述第一负载提供电流；以及第三阶段，其中所述电感器向所述第二负载提供电流，先断后通(BBM)缓冲器，被配置为断开所述低位开关和断开所述第一高位开关，以在所述第一阶段、第二阶段和第三阶段的阶段之间都形成一个BBM时间间隔。
根据本发明的再一个方面，提供了一种开关转换器，包括：低位开关，该低位开关连接在电源电压与节点Vx之间；电感器，该电感器连接在节点Vx与地之间；第一高位开关，该第一高位开关连接在所述节点Vx与第一负载之间；以及第二高位开关，该第二高位开关连接在所述节点Vx与第二负载之间，控制电路，该控制电路被连接为按重复序列来驱动所述低位开关、所述第一高位开关和所述第二高位开关，所述重复序列包括：第一阶段，其中所述电感器被充电到所述电源电压与地之间；第二阶段，其中所述电感器向所述第一负载提供电流；以及第三阶段，其中所述电感器向所述第二负载提供电流，先断后通(BBM)缓冲器，被配置为断开所述低位开关、断开所述第一高位开关和断开所述第二高位开关，以在所述第一阶段、第二阶段和第三阶段的阶段之间都形成一个BBM时间间隔。
附图说明
图1是现有技术的同步升压转换器的框图。
图2是时间复用电感器(TMI)双输出同步升压转换器的示意图。
图3A是示出双输出TMI同步升压转换器在电感器被磁化的阶段期间的操作的示意图。
图3B是示出图3A的双输出TMI同步升压转换器在电荷被传送到VOUT1(C)的阶段期间的操作的示意图。
图3C是示出图3A的双输出TMI同步升压转换器在电荷被传送到VOUT2(C)的阶段期间的操作的示意图。
图4是示出双输出TMI同步升压转换器的算法的流程图。
图5A是示出双输出TMI同步升压转换器的开关波形的曲线图。
图5B是示出强调了双输出TMI同步升压转换器的先断后通行为的开关波形的曲线图。
图6示出了使用具有基体(body)偏压生成器的P沟道MOSFET以消除固有的源漏极二极管的双输出TMI同步升压转换器的实现方式。
图7A示出了使用具有基体偏压生成器的N沟道MOSFET的双输出TMI同步升压转换器的实现方式。
图7B示出了使用基体接地(grounded body)的N沟道MOSFET的双输出TMI同步升压转换器的实现方式。
图8示出了双输出TMI升压和同步升压转换器。
图9A示出了三输出TMI同步升压转换器。
图9B是用于操作图9A的升压转换器的第一算法的流程图。
图9C是用于操作图9A的升压转换器的第二算法的流程图。
图9D是用于操作图9A的升压转换器的第三算法的流程图。
图9E是用于操作图9A的升压转换器的第四算法的流程图。
图10示出了双输出TMI同步升压转换器。
图11示出了数位控制三输出TMI同步升压转换器。
图12示出了经改进的数位控制三输出TMI同步升压转换器。
具体实施方式
如前所述，传统的非隔离开关调整器需要一个单绕组电感器以及用于每个经调整的输出电压的相对应的专用PWM控制器。相反，本公开描述了能够从一个单绕组电感器产生多个经独立调整的输出的创新性升压转换器。
图2示出了两输出的形式，时间复用电感器升压转换器10包括低位N沟道MOSFET 11、电感器12、具有固有的源漏极二极管15的浮动同步整流器14、无源漏极二极管的浮动同步整流器13、分别对输出VOUT1和VOUT2滤波并驱动负载20和19的输出滤波电容器17和16。调整器操作由驱动先断后通缓冲器21(也称为缩写BBM)的PWM控制器22控制，先断后通缓冲器21进而控制MOSFET 11、13和14的导通时间。PWM控制器22可以以固定频率或可变频率进行操作。通过来自VOUT1和VOUT2输出的反馈、利用相对应的反馈信号VFB1和VFB2来实现闭环调整。可以按照需要通过电阻分压器(未示出)来缩放反馈电压。低位MOSFET 11包括用虚线示出的固有的P-N二极管18，其在正常操作时保持被反向偏置并且不导电。
具有时间复用电感器的升压转换器的操作原理是有顺序的，磁化电感器，然后在再次磁化电感器之前逐个地将能量传送到每个输出。图4的流程40针对具有经独立调整的输出VOUT1和VOUT2的双输出转换器图示出了这种算法。
作为示例实现方式，双输出转换器10包括如图3A-3C所示在电池输入Vbatt、第一电压输出VOUT1和第二电压输出VOUT2间的时间复用电感器12。在图3A的电路30中，通过导通低位N沟道MOSFET 11而使电感器12磁化，在此时间期间
Vx＝VDS(on)＝IL·RDSN(on)
其中，IL(t)是取决于时间的电感器电流，并且RDSN(on)是低位N沟道MOSFET 11的导通态电阻，通常在数十到数百毫欧的范围。
图5A图示出了与调整器10的操作相对应的开关波形，包括Vx电压曲线图50、电感器电流曲线图51、输出电压曲线图52和MOSFET电流曲线图53。如图所示，(t1+t2)到T之间的间隔tmag对应于对电感器12的磁化。该磁化阶段还被图示为时刻t0之前的间隔中的初始状况。持续时间t1的t0与t1之间的间隔对应于将能量从电感器传送到VOUT1。类似地，持续时间t2的t1与(t1+t2)之间的间隔对应于将能量从电感器传送到VOUT2。
如曲线图50所示，当IL斜线上升时，Vx维持非常接近于地的电位57，并且二极管15保持反向偏置并且不导电。电感器电流IL(t)在时刻t0或时刻(t1+t2)时的这种操作的第一状态的结束处分别达到其峰值60A或60B。这种持续时间间隔tmag在此被称为转换器的磁化阶段，其是需要被递送到负载的所有能量必须被存储在电感器中的间隔。在此间隔期间，截止的MOSFET 13和14将转换器的输出从电感器12断开连接，在此时间期间，电容器17和16必须对负载20和19供电，如曲线图52的输出电压中的衰减所证实的。
转变到下一阶段包括在导通任一同步整流器MOSFET之前使MOSFET 11截止。需要称为先断后通或BBM间隔的、其间所有三个MOSFET均截止的这种短暂间隔来确保在开关转变期间输出电容器16或17不会不慎被短路。因此，BBM操作避免了称为“贯通电流”的不希望的电流尖峰，这种电流尖峰会降低效率、增加噪声并且可能导致器件损坏。
先断后通间隔tBBM通常取决于诸如升压转换器10中的BBM栅极驱动缓冲器21之类的BBM电路的设计而在数纳秒至数百纳秒的范围内。虽然BBM操作仅在转变期间发生，然而，其并不被认为是转换器“状态”。因此，短的BBM间隔确保电路和杂散电容将减弱Vx节点上的快速转变，防止不希望的电压尖峰。如图5B所示，Vx波形的特写70揭示了：取决于电容，Vx电压可能表现出由曲线71所示的小的瞬间增长，或者跳跃至受前向偏置的二极管15限制的较高电压72。
在由图3B的电路31所示的第二阶段的操作中的先断后通间隔之后，Vx处的电压响应于MOSFET 11中电流的中断而上升。在该转变之后，同步整流器之一，在此示例中为MOSFET 13被导通，以将电感器电流IL引导至输出VOUT1、滤波电容器17和负载20。如曲线图50所示，在时刻t0和T，Vx电压过冲然后固定到基本上等于VOUT1的值上。与该事件同步地，如曲线图53所示电感器12中的电流从MOSFET 11被重新导向MOSFET 13，并且在其峰值60A处的IL此后开始衰减。
在持续时间t1之后，即在将电容器17充电到通过来自VOUT1的反馈控制确定的指定电压63所需的时间之后，转换器表现出另一短的先断后通间隔，在此间隔期间，取决于电容，Vx电压跳跃至由图5B中的瞬态73所示的较高电压，其中，通过瞬间前向偏置二极管15而使Vx电压被钳位到其最大值。如曲线图53所示，电感电流IL＝I1从同步整流器MOSFET 13被重新导向MOSFET 14以开始对VOUT2的电容器16充电，由此I1→I2。在此瞬间，VOUT1达到其峰值电压63并且此后开始衰减，而VOUT2达到其最小电压61并且此后开始充电。
在持续时间t2之后，即在时刻t＝(t1+t2)，电容器16达到其峰值目标电压62。同样，作为在持续时间间隔(t1+t2)中对两个电容器16和17充电而不进行刷新的结果，电感器12中的电流IL达到其最小电流61。然后所有MOSFET截止，并且如图5B所示，Vx电压瞬间增加至(VOUT2+Vf)，其中，Vf是二极管15两端的前向偏置电压。此后，低位N沟道MOSFET 11导通，电感器11随着其电流斜线上升而被磁化，并且循环再次开始。
以这种方式，两个输出被调整为两个不同的电压VOUT1和VOUT2，它们都是从单个电感器供电的。由于ΔQ＝C·ΔV，因此，在其充电循环期间每个输出电容器上被刷新的电荷由下式给出：
Δ V OUT 1 = ΔQ C 1 = 1 C 1 ∫ t 0 t 1 I L ( t ) · dt
以及
Δ V OUT 2 = ΔQ C 2 = 1 C 2 ∫ t 1 t 1 + t 2 I L ( t ) · dt
每个循环时电感器中的总能量必须在磁化循环期间在闭环反馈下被补足。
时间复用电感器升压转换器的Vx节点的最大电压是由最高输出电压VOUT2加上钳位二极管两端的前向偏置电压Vf来确定的，即，Vx(max)≤(VOUT2+Vf)。所有MOSFET在其截止状态中都需要能够阻断Vx(max)。
P沟道同步整流：虽然用来磁化TMI升压转换器的电感器的低位MOSFET通常为N沟道的，然而，同步整流器MOSFET可以是P沟道。
如图6的电路80所示，最高电压输出可以利用源与基体短接的传统P沟道MOSFET 83作为同步整流器。同步整流器MOSFET 83必须被导向，以使得其源漏极二极管84具有如下取向：阳极连接到电感器82和MOSFET 81的漏极，即连接到Vx节点，并且阴极连接到输出VOUT2和电容器85。由于在对电容器85充电时Vx仅超过VOUT2，因此，在其它操作条件下，二极管84保持被反向偏置。就此而言，由于VOUT1＞Vx，因此，MOSFET 83在其截止状态中仅需要单向阻断。通过将P沟道83的栅极拉向地来导通MOSFET并且将其栅极连接到VOUT2来关断它，从而容易地实现P沟道83的栅极偏置VG2。
连接到VOUT1的同步整流器MOSFET 87的构造完全不同。当N沟道81导电时，Vx接近于地并且VOUT1＞Vx。相反地，当P沟道83导电时，Vx＝VOUT2，以使得极性与先前情况相反Vx＞VOUT1。结果，MOSFET必须在其截止状态中双向地阻断传导，并且不能包括并联的源漏极二极管。
为了防止二极管导电，P沟道87的基体端子不被短接到其源极或漏极端子，而是由基体偏压生成器89来偏置，基体偏压生成器89包括具有交叉耦合的栅极的P沟道MOSFET 90A和90B。具体地，P沟道90A的源极和漏极端子与P-N二极管88A并联地连接在MOSFET 87的基体和VOUT1之间。P沟道90B的源极和漏极端子与P-N二极管88B并联地连接在MOSFET 87的基体和Vx之间。MOSFET 90A和90B的栅极与连接到Vx的MOSFET 90A的栅极以及连接到VOUT1的MOSFET 90B的栅极交叉耦合。P沟道MOSFET 87的N型基体连接被与MOSFET 90A和90B以及P-N二极管88A和88B的阴极共享。
BBG电路89的操作通过分路(shunting)来避免前向偏置源极到基体和漏极到基体二极管88A和88B，利用在任何给定时间仅一个处于其“导通”状态的导电的MOSFET 90A或90B来前向偏置二极管88A和88B中的任一个。例如，当Vx＞VOUT1时，二极管88B被前向偏置，然而由于P沟道90B的交叉耦合的栅极相对于其源极为负，因此MOSFET 90B导通，将MOSFET 87的基体短接到Vx端子，并且由此使得二极管88B短路。由于其阴极具有比其阳极更高的电位，因此P-N二极管88A被反向偏置并且不传导电流。类似地，P沟道90A的栅极比其源极具有更高电位，从而使得MOSFET 90A保持截止。
由于BBG电路89关于源极和漏极对称，因此，其在相反极性偏置时进行类似地操作。具体地，当VOUT1＞Vx时，二极管88A被前向偏置，然而由于P沟道90A的交叉耦合的栅极相对于其源极为负，因此，MOSFET90A导通，将MOSFET 87的基体短接到VOUT1端子，并且由此使得二极管88A短路。由于其阴极具有比其阳极更高的电位，因此P-N二极管88A被反向偏置并且不传导电流。类似地，P沟道90B的栅极比其源极具有更高电位，从而使得MOSFET 90B保持截止。
因此，无论哪个端子被偏置得电位更高，MOSFET 87固有的P-N二极管88A和88B保持被反向偏置并且截止。虽然有时亦称为“基体抢夺器(body snatcher)”的基体偏压生成器的概念本身不是新颖的，然而其在多输出转换器80中的作用是至关重要的，以防止将Vx钳位到低于VOUT2的电压。容易将基体偏压生成器电路89的实现方式集成到使用公共P型衬底的非隔离CMOS晶片制造中，这是因为MOSFET 87的基体区域包括N型阱，该N型阱自然地与公共P型衬底相隔离。
N沟道同步整流：图6图示出了采用多个P沟道同步整流器的TMI升压转换器；替代地，还可以采用N沟道MOSFET来执行同步整流器功能。图7A图示出了TMI升压转换器的全N沟道实现方式100，包括低位N沟道MOSFET 101、电感器102、具有固有的PN源漏极并联二极管105的第一N沟道同步整流器MOSFET 104、具有固有的PN源极到基体和漏极到基体二极管106A和106B并且具有基体偏压生成器电路117的第二N沟道同步整流器MOSFET 103，以及输出滤波电容器115和116。其余组件108至114包括用于执行N沟道同步整流器MOSFET 103和104的栅极驱动的电路。
双输出时间复用升压转换器100的操作在算法上与先前描述的转换器10和80相同，包括序列：导通低位MOSFET 101并且磁化电感器102；使MOSFET 101截止并且导通同步整流器103以对输出电容器116充电并且将能量递送到输出VOUT1，使MOSFET 103截止并且导通同步整流器104以对输出电容器115充电并且将能量递送到输出VOUT2，然后，重复整个序列。
与使用P沟道同步整流器的转换器80类似，仅连接到最高输出电压VOUT2的同步整流器MOSFET可以包括允许与同步整流器MOSFET 10协同导电的固有PN二极管105。连接到较低输出电压的所有其它同步整流器必须没有与MOSFET的源漏极端子并联的任何前向偏置的二极管。
包括交叉耦合的N沟道MOSFET 107A和107B的BBG电路117实现了这样的目的，即，防止二极管106A或106B在前向偏置时传导电流。尽管是利用N沟道MOSFET取代P沟道器件实现的，然而，基体偏压生成器电路117的操作以与先前描述的BBG电路89类似地方式进行，即，短接任何前向偏置的二极管，以使得仅反向偏置的二极管出现在MOSFET的源漏极端子两端，无不管所施加的极性如何。
例如，当Vx＞VOUT1时，即，当电感器102正将能量传送到转换器的输出之一时，在其栅极上得到的正向栅极偏压导通了将MOSFET 103的基体连接到VOUT1的BBG MOSFET 107A，并且由此使得前向偏置的二极管106A短路。由于其阴极以Vx偏置并且其阳极连接到电位更低的VOUT1端子，因此，另一二极管106B被反向偏置并且不传导电流。
反之，当VOUT1＞Vx时，例如，当电感器102正被磁化时，107B的栅极上的正栅极偏压导通了将MOSFET 103的基体连接到Vx的107B，并且于此使得前向偏置的二极管106B短路。由于其阴极以VOUT1偏置并且其阳极连接到电位更低的Vx端子，因此，另一二极管106A被反向偏置并且不会出现不希望的电流传导。
如图所示，N沟道MOSFET 103的P型基体与N沟道BBG MOSFET107A和107B的P型基体以及二极管106A和106B的阳极共享电连接。结果，器件103、106和107可以共享公共浮动P型区域或阱。不幸的是，与P沟道BBG实现方式89不同，N沟道BBG电路117不能被容易地集成，这是因为大多数的IC制备工艺包括具有接地的P型衬底的非隔离CMOS。
无隔离，任何P型区域将不可避免地被接地并且不能浮动或者响应于变化的条件而被偏置。这样，N沟道BBG电路117只能被集成到提供电隔离和“浮动”N沟道MOSFET的IC工艺中，这些工艺往往更复杂、更昂贵并且不能从商业晶圆代工厂商获得。
图7B图示出了对这种困难处境的一种补救方法，其中，电路119中的N沟道MOSFET 103使其基体连接到地，从而使得二极管106A和106B总是保持被反向偏置，这消除了对需要浮动N沟道MOSFET和电隔离的BBG电路的需要。使N沟道103的基体接地的问题在于由称为体效应的现象引起的不希望的阈值增加，体效应的特征为由于反向偏置晶体管的源极到基体结而使得MOSFET的阈值增加。该增加大致与结的反向偏置的平方根成比例，从而
V tN ≈ V t 0 N + V SBN = V t 0 N + V OUT 1
由此等式，如果VOUT1为3V，则同步整流器MOSFET 103的阈值电压将增加3V的平方根，即VtN将增加1.7V，并且由此减小了MOSFET的有效栅极驱动(VGS-VtN)并且增加了同步整流器功率MOSFET的特定于区域的导通电阻。在此情况中，N沟道栅极驱动变为关键的考虑因素。
转换器100中的栅极驱动电路包括驱动N沟道同步整流器MOSFET104的自举电容器110、浮动栅极驱动缓冲器108以及自举二极管112，以及驱动N沟道同步整流器MOSFET 103的自举电容器111、浮动栅极驱动缓冲器109和自举二极管113，它们由先断后通电路BBM 114控制，以防止同步整流器MOSFET 103和104同时导电。自举操作包括每当Vx接近地时就将自举电容器110和111充电至电压(Vbatt-Vf)，然后利用自举电容器上的电荷来对浮动栅极缓冲器108和109供电。当同步整流器MOSFET103导电时，Vx≈VOUT1，并且对缓冲器109供电的电容器111的正极端子上的电位最初具有相对应的电位(VOUT1+Vbatt-Vf)并且在其驱动缓冲器109时放电。由于它们都参考电位Vx，因此，对缓冲器109和MOSFET 103供电的净电压为(Vbatt-Vf)。
类似地，当同步整流器MOSFET 104导电时，Vx≈VOUT2，并且对缓冲器108供电的电容器110的正极端子上的电位最初具有相对应的电位(VOUT2+Vbatt-Vf)并且在其驱动缓冲器108时放电。由于它们都参考电位Vx，因此，对缓冲器108和MOSFET 104供电的净电压为(Vbatt-Vf)。
混合同步和异步整流器转换器：图8图示出了包含具有肖特基二极管124的单个同步整流器123的简化双输出TMI升压转换器120。在转换器120中，PWM控制器131控制MOSFET 121和123的导通时间并且输出电压VOUT2和VOUT1。操作包括导通MOSFET 121、磁化电感器122，然后使MOSFET 121截止并且导通同步整流器MOSFET 123以对电容器127充电。在此转变期间，BBM电路130防止MOSFET 121和123同时导电。
当把电容器127充电到其调整后的电压之后，同步整流器MOSFET123截止。此时，由电感器122施压Vx的上升到VOUT2之上，并且前向偏置肖特基124，对电容器126进行充电。当VOUT2到达其调整后的电压时，PWM控制器131导通MOSFET 121并且此后该循环重复。低位MOSFET 121和同步整流器MOSFET 123形成同步升压转换器。低位MOSFET和肖特基二极管124形成传统的非同步升压转换器。因此，时间复用电感器升压转换120包括传统的升压转换器和同步升压转换器以及电压调整器的混合。
多通道TMI升压转换器：图9A图示出了三输出TMI升压转换器140，包括N沟道MOSFET 141、电感器142、三个同步整流器146、145和143以及与经独立调整后的输出VOUT3、VOUT2和VOUT1相对应的电容器147、148和149。对最高的正输出电压VOUT3供电的MOSFET 143包括并联的PN二极管整流器144。
对电感器142的时间复用交替地进行向所有三个输出传送能量和磁化电感器142。在图9B的算法150中，四种状态是这样的顺序：电感器仅当能量被传送到所有三个输出之后被磁化。该算法包括：磁化电感器142，向VOUT1的电容器149传送能量，向VOUT2的电容器148传送能量，向VOUT3的电容器147传送能量，并且此后重复从磁化电感器起的整个循环。
该方法遭受了电感器电流中的最严重纹波，但是以可能的最高速率来均一地刷新输出电容器。作为描述各个算法的简化符号，这里，将M定义为指代磁化电感器的步骤并且定义表示在电感器被再次磁化之前被刷新的输出的具体编号的数字。利用这种命名法，则该算法可以称为M123，即磁化电感器，然后相继向三个不同输出传送能量，然后重复。
在图9C的算法151所示的本发明另一实施例中，在向每个输出传送能量之后立即磁化电感器。该算法包括：磁化电感器142，向VOUT1的电容器149传送能量，磁化电感器142，向VOUT2的电容器148传送能量，磁化电感器142，向VOUT3的电容器147传送能量，并且此后重复整个循环。该方法在电感器电流中表现出最小纹波，但是允许输出电容器电压在被刷新之前下陷较多，从而增加了输出电压纹波。作为速记，该算法遵循M1M2M3的模式。
在图9D所示的算法152中，每当第三个阶段时即在向两个输出传输能量之后电感器被磁化。该算法包括：磁化电感器142，向VOUT1的电容器149传送能量，向VOUT2的电容器148传送能量，磁化电感器142，向VOUT3的电容器147传送能量，向VOUT1的电容器149传送能量，磁化电感器142，向VOUT2的电容器148传送能量，向VOUT3的电容器147传送能量，然后重复整个循环。这种方法获得了输出电压纹波与电感器输入电流纹波之间的折衷。该算法遵循模式M12M31M23。
在许多应用中，一个特定电源需要满足严格的电压调整容限而其它的不需要，这或许是因为它们不重要或许是因为它们很少经受负载瞬变(load transient)。图9E图示出了这种“优选输出”算法153，其中，一个特定的输出比其它两个输出更频繁地被刷新。在这里定义的速记命名法中，该优先输出算法遵循模式M1M2M1M3。
如图所示，可以将任意数目的复用算法用来实现多输出时间复用电感器升压转换器。例如，替代的优选输出算法可以包括M1M123模式。如果两个输出被优选而仅一个输出不重要，则“被忽视输出”算法可以包括M12M12M3，其中，输出3被给予仅在1/8的循环时间中进行再充电的机会。
在给出的所有示例中，算法是由控制器决定的而未考虑负载。虽然连接到任何给定输出的电感器的停留时间响应于反馈而变化，然而，用来给予刷新其输出电感器的机会的频率取决于控制器所执行的算法。控制器判断何时“询问”特定输出是否需要被连接到电感器并且使其电容器被刷新的这种方法可以被当作“轮询”(“polled”)系统，即，控制器轮询每个负载，并且仅当负载被选择后才有机会刷新其下陷的电容器电压。越大电容器的电压衰减得越慢，然而它们的电压仍然随着时间而衰减。
在使用反馈的另一方法中，PWM控制器可以给予需要刷新的任何输出以优先级。再次参考图2中的转换器10，两个输出VOUT1和VOUT2通过相对应信号VFB1和VFB2被反馈回控制器22。如上所述，MOSFET 13和14的导通时间t1和t2是利用负反馈来确定的，以获得稳定的闭环控制。
然而，该电压反馈信息还可以用来动态地调节调整器的算法。例如，如果使用诸如给予两个输出平等对待的M1M2之类的时间复用算法，并且如果VOUT1开始失去调整达数个循环，则转换器可以动态地调节其算法以帮助纠正问题。在VOUT1正经历瞬变并且难以维持调整的间隔期间，控制器可以切换到诸如M1M12之类的“优选输出”算法，以使得输出1得到更多关注。
另一方法是使用反馈信息生成中断，即，检测需要优先关注的状况并且暂停正常操作直到状况被补救为止。例如，如果VOUT1将下降到目标输出电压以下10％，则立即跳至使同步整流器13导通并且通过来自电感器12的电流刷新电容器17的状况。通过立即对事件作出响应并且改变不能预见或预测的状况，中断驱动的TMI升压转换器可以比使用轮询的实现方式更快地对动态改变作出响应。如果多于一个的输出可以同时生成优先中断，则必须包括中断优先列表或层次化逻辑，以解决冲突并且确定调整器应当如何起作用。
反向多输出TMI升压转换器：到此为止，这里公开的TMI电路拓扑能够从单个电感器生成多个正向输出电压。时间复用电感器在反向升压转换器或“反相器”中同样有效。图10的示意图160图示出了根据本发明作出的双输出TMI反相器。与采用低位MOSFET以及与电池相连接的电感器类的升压转换器不同，反相器将这两个组件倒置，即MOSFET 161连接到正向电池输入，即在高位上，而电感器162连接到地。示出了P沟道MOSFET 161，这是因为P沟道MOSFET比N沟道MOSFET更易被驱动为高位器件。通过适当的浮动栅极驱动电路，N沟道MOSFET可以取代MOSFET 161，而不用改变TMI反相器160的操作。
每当高位MOSFET 161导电时，电感器电流IL斜线上升，并且电感器162被磁化并存储能量。这里被标为Vy的电感器162与高位MOSFET 161的连接具有最大正向电压(Vbatt-IL·RDSP)，即近似等于Vbatt的电压。每当高位MOSFET 161截止时，Vy处的电压立即跳为负值。余下的欠阻尼的较大负电压Vy将导致MOSFET 161进入雪崩击穿。但是由于二极管164出现在VOUT2与Vy节点之间，因此，Vy电压被限制为最大负电位(-VOUT2-Vf)，其中，Vf是PN结164两端的前向偏置压降。
除了二极管164以外，同步整流器MOSFET 163和165将电感器的Vy节点分别连接到滤波电容器167和168并且输出-VOUT2和-VOUT1。这些MOSFET可以是N沟道的或P沟道的，然而例外地，连接到最大负输出-VOUT2的MOSFET 163必须被构造为没有任何源漏极PN二极管。对于N沟道或P沟道，可以利用与先前描述的包括基体偏压生成器电路的正向TMI升压转换器方法相同的技术来消除不希望的寄生二极管。替代地，可以使用其基体连接到电位更高的供电轨(例如Vbatt)或者甚至连接到地的N沟道MOSFET。
双输出TMI反相器160的操作需要磁化电感器162、然后在使高位MOSFET 161截止后，导通同步整流器MOSFET 165并且将168充电到受负反馈VFB1控制的指定电压。在此间隔期间，Vy＝-VOUT1。在时间t1之后，MOSFET 165截止并且第二同步整流器MOSFET 163导通，以允许电感器电压Vy跳到甚至更负的电压-VOUT2并且对电容器167充电。当电压到达由PWM控制器和反馈信号VFB1确定的指定电压时，同步整流器MOSFET 163截止，高位MOSFET 161导通，并且该循环自己重复。
以这种方式，TMI反相器161从单个电感器产生多个负的经调整的输出电压。
数位控制算法的TMI转换器：在先前的示例中，复用算法是根据硬件实现方式和硬连线混合信号电路来描述的。TMI升压转换器的算法还可以利用数字技术、可编程状态机、微处理器或微控制器来实现。图11图示出了这种实现方式200，该实现方式200包括控制根据本发明作出的三输出时间复用电感器转换器和调整器的微处理器210。TMI转换器的基本元件，即低位N沟道MOSFET 201、同步整流器MOSFET 206、205和203以及滤波电容器207、208、209从单个电感器202分别生成经调整的输出VOUT3、VOUT2和VOUT1。
MOSFET 201、203、205和206的栅极控制和定时由执行前面描述的各种复用算法的微处理器或数字控制器210内的软件程序控制。算法决定何时使各个MOSFET依次导通和截止，并且还按需执行任何先断后通定时。虽然μP 210的VGLSS输出可以直接驱动接地的N沟道201，然而驱动同步整流器MOSFET 203、205和206的VG3、VG2和VG1可能需要如栅极缓冲器215所示的电平移动。
为了调整各个输出的电压并且控制MOSFET的导通时间，控制需要来自其各个输出的电压反馈VFB3、VFB2和VFB1。为了能够使用电压反馈，模拟信号必须被数字化，如馈给微处理器210的模数转换器211、212和123所示的。实际上，这些转换器可以包括在微处理器210内部。如图所示，电压调整器200针对每个输出电压需要一个A/D转换器。
在图12的电路240所示的替代实施例中，单个A/D转换器244可以用来利用MOSFET 241、242、243监视所有的三个输出电压，以按照顺序将反馈信号VFB3、VFB2、VFB1一次一个地复用到控制器245中。在本发明的一个实施例中，A/D反馈复用与连接到每个输出的同步整流器的复用协同地发生。
TMI升压输出电压：在所描述的算法中，未假设哪些输出电压高于或低于其它输出电压，也未假设对各个输出充电的任何优选顺序。TMI升压转换器可以被设计为首先对较低电压的输出充电，并且以最高电压的输出结束，或者反之亦然。也可以首先对最高输出电压充电，接着对最低输出电压充电，并且最后对中间大小的电压充电。任何电压充电顺序对于本TMI升压转换器来说都是可以的。
一个重要的约束在于仅连接到最高输出电压的同步整流器MOSFET可以具有与其源极-漏极端子并联的PN二极管。例如，使用这里公开的接地基体或BBG电路技术，使得除最高的正电压输出之外的所有其它正电压输出都必须没有源漏极二极管。
理论上，最高电压也不需要二极管。然而，如果所有MOSFET在磁化电感器之后的延长的持续时间中截止，则Vx电压将毫无限制地上升直到某个PN结击穿为止。最有可能发生在低位N沟道MOSFET中的这种雪崩击穿将强使MOSFET吸收存储在电感器中的所有能量。称为欠阻尼感应开关的这种状况表明了能量和效率的损耗，并且形成了针对连接到Vx节点的任何功率MOSFET、尤其是针对看到最高VDS电位的N沟道低位MOSFET的潜在破坏性状况。
如果如在图1的传统升压转换器1中那样PN二极管出现在同步整流器MOSFET两端，则其输出的最小输出电压必须是Vbatt，这是因为只要将电能施加到调整器的输入端子，二极管前向偏置就将输出拉至Vbatt。然而，在所公开的TMI升压转换器中，PN二极管未出现在其同步整流器两端的输出不被局限于仅高于Vbatt的操作。修改用于减低电压调整的升压转换器的拓扑是题为“High-Efficiency Up-Down and Related DC/DCConverters”(与此同时提交)的共同未决专利的主题，并且通过引用将该专利包括于此。
本公开描述了时间复用电感器在正输出和负输出升压转换器中的应用。在与此同时提交的题为“Dual-Polarity Multi-Output DC/DC Convertersand Voltage Regulators”的相关专利中，描述了能够从单个电感器同时产生正电压和负电压的转换器，并且通过引用将此专利结合于此。

Claims (36)

1.一种开关转换器，包括：
电感器，该电感器连接在电源电压与节点Vx之间；
低位开关，该低位开关连接在所述节点Vx与地之间；
第一高位开关，该第一高位开关连接在所述节点Vx与第一负载之间；以及
第二高位开关，该第二高位开关连接在所述节点Vx与第二负载之间，
控制电路，该控制电路被连接为按重复序列来驱动所述低位开关、所述第一高位开关和所述第二高位开关，所述重复序列包括：
第一阶段，其中所述电感器被充电到所述电源电压与地之间；
第二阶段，其中所述电感器向所述第一负载提供电流；以及
第三阶段，其中所述电感器向所述第二负载提供电流，
先断后通(BBM)缓冲器，被配置为断开所述低位开关、断开所述第一高位开关和断开所述第二高位开关，以在所述第一阶段、第二阶段和第三阶段的阶段之间都形成一个BBM时间间隔。
2.如权利要求1所述的开关转换器，还包括：与所述第一负载并联连接的第一输出电容器以及与所述第二负载并联连接的第二输出电容器。
3.如权利要求1所述的开关转换器，其中，所述重复序列具有如下形式：第一阶段、第二阶段、第三阶段、第一阶段、第二阶段、第三阶段。
4.如权利要求1所述的开关转换器，其中，所述重复序列具有如下形式：第一阶段、第二阶段、第一阶段、第三阶段、第一阶段、第二阶段、第一阶段、第三阶段。
5.如权利要求1所述的开关转换器，还包括：反馈电路，该反馈电路被配置为生成作为提供到负载中的至少一个负载的电压或电流的函数的反馈信号，并且其中所述控制电路被配置为响应于所述反馈信号而改变所述第一阶段、第二阶段或第三阶段中的至少一个阶段的持续时间。
6.如权利要求1所述的开关转换器，还包括：反馈电路，该反馈电路 被配置为生成作为提供到负载中的至少一个负载的电压或电流的函数的反馈信号，并且其中所述控制电路被配置为响应于所述反馈信号而改变所述第一阶段、第二阶段和第三阶段的重复频率。
7.如权利要求1所述的开关转换器，还包括：反馈电路，该反馈电路被配置为生成作为提供到负载中的至少一个负载的电压或电流的函数的反馈信号，并且其中所述控制电路被配置为响应于所述反馈信号而跳过所述第一阶段、第二阶段或第三阶段。
8.如权利要求1所述的开关转换器，其中，所述低位开关是N沟道MOSFET器件。
9.如权利要求1所述的开关转换器，其中，所述第一高位开关和所述第二高位开关中的至少一个是P沟道MOSFET器件。
10.如权利要求9所述的开关转换器，还包括：基体偏压生成器，该基体偏压生成器被连接为向所述P沟道MOSFET器件提供偏置电压。
11.如权利要求1所述的开关转换器，其中，所述第一高位开关和所述第二高位开关中的至少一个是N沟道MOSFET器件。
12.如权利要求11所述的开关转换器，还包括：自举电路，该自举电路被连接为升高提供给所述N沟道MOSFET器件的栅极的电压。
13.一种开关转换器，包括：
电感器，该电感器连接在电源电压与节点Vx之间；
低位开关，该低位开关连接在所述节点Vx与地之间；
第一高位开关，该第一高位开关连接在所述节点Vx与第一负载之间；以及
二极管，该二极管连接在所述节点Vx与第二负载之间，
控制电路，该控制电路被连接为按重复序列来驱动所述低位开关和所述第一高位开关，所述重复序列包括：
第一阶段，其中所述电感器被充电到所述电源电压与地之间；
第二阶段，其中所述电感器向所述第一负载提供电流；以及
第三阶段，其中所述电感器向所述第二负载提供电流，
先断后通(BBM)缓冲器，被配置为断开所述低位开关和断开所述第 一高位开关，以在所述第一阶段、第二阶段和第三阶段的阶段之间都形成一个BBM时间间隔。
14.如权利要求13所述的开关转换器，还包括：与所述第一负载并联连接的第一输出电容器以及与所述第二负载并联连接的第二输出电容器。
15.如权利要求13所述的开关转换器，其中，所述重复序列具有如下形式：第一阶段、第二阶段、第三阶段、第一阶段、第二阶段、第三阶段。
16.如权利要求13所述的开关转换器，其中，所述重复序列具有如下形式：第一阶段、第二阶段、第一阶段、第三阶段、第一阶段、第二阶段、第一阶段、第三阶段。
17.如权利要求13所述的开关转换器，还包括：反馈电路，该反馈电路被配置为生成作为提供到负载中的至少一个负载的电压或电流的函数的反馈信号，并且其中所述控制电路被配置为响应于所述反馈信号而改变所述第一阶段、第二阶段或第三阶段中的至少一个阶段的持续时间。
18.如权利要求13所述的开关转换器，还包括：反馈电路，该反馈电路被配置为生成作为提供到负载中的至少一个负载的电压或电流的函数的反馈信号，并且其中所述控制电路被配置为响应于所述反馈信号而改变所述第一阶段、第二阶段和第三阶段的重复频率。
19.如权利要求13所述的开关转换器，还包括：反馈电路，该反馈电路被配置为生成作为提供到负载中的至少一个负载的电压或电流的函数的反馈信号，并且其中所述控制电路被配置为响应于所述反馈信号而跳过所述第一阶段、第二阶段或第三阶段。
20.如权利要求13所述的开关转换器，其中，所述低位开关是N沟道MOSFET器件。
21.如权利要求13所述的开关转换器，其中，所述第一高位开关是P沟道MOSFET器件。
22.如权利要求21所述的开关转换器，还包括：基体偏压生成器，该基体偏压生成器被连接为向所述P沟道MOSFET器件提供偏置电压。
23.如权利要求13所述的开关转换器，其中，所述第一高位开关是N 沟道MOSFET器件。
24.如权利要求23所述的开关转换器，还包括：自举电路，该自举电路被连接为升高提供给所述N沟道MOSFET器件的栅极的电压。
25.一种开关转换器，包括：
低位开关，该低位开关连接在电源电压与节点Vx之间；
电感器，该电感器连接在节点Vx与地之间；
第一高位开关，该第一高位开关连接在所述节点Vx与第一负载之间；以及
第二高位开关，该第二高位开关连接在所述节点Vx与第二负载之间，
控制电路，该控制电路被连接为按重复序列来驱动所述低位开关、所述第一高位开关和所述第二高位开关，所述重复序列包括：
第一阶段，其中所述电感器被充电到所述电源电压与地之间；
第二阶段，其中所述电感器向所述第一负载提供电流；以及
第三阶段，其中所述电感器向所述第二负载提供电流，
先断后通(BBM)缓冲器，被配置为断开所述低位开关、断开所述第一高位开关和断开所述第二高位开关，以在所述第一阶段、第二阶段和第三阶段的阶段之间都形成一个BBM时间间隔。
26.如权利要求25所述的开关转换器，还包括：与所述第一负载并联连接的第一输出电容器以及与所述第二负载并联连接的第二输出电容器。
27.如权利要求25所述的开关转换器，其中，所述重复序列具有如下形式：第一阶段、第二阶段、第三阶段、第一阶段、第二阶段、第三阶段。
28.如权利要求25所述的开关转换器，还包括：其中，所述重复序列具有如下形式：第一阶段、第二阶段、第一阶段、第三阶段、第一阶段、第二阶段、第一阶段、第三阶段。
29.如权利要求25所述的开关转换器，还包括：反馈电路，该反馈电路被配置为生成作为提供到负载中的至少一个负载的电压或电流的函数的反馈信号，并且其中所述控制电路被配置为响应于所述反馈信号而改变所 述第一阶段、第二阶段或第三阶段中的至少一个阶段的持续时间。
30.如权利要求25所述的开关转换器，还包括：反馈电路，该反馈电路被配置为生成作为提供到负载中的至少一个负载的电压或电流的函数的反馈信号，并且其中所述控制电路被配置为响应于所述反馈信号而改变所述第一阶段、第二阶段和第三阶段的重复频率。
31.如权利要求25所述的开关转换器，还包括：反馈电路，该反馈电路被配置为生成作为提供到负载中的至少一个负载的电压或电流的函数的反馈信号，并且其中所述控制电路被配置为响应于所述反馈信号而跳过所述第一阶段、第二阶段或第三阶段。
32.如权利要求25所述的开关转换器，其中，所述低位开关是N沟道MOSFET器件。
33.如权利要求25所述的开关转换器，其中，所述第一高位开关和所述第二高位开关中的至少一个是P沟道MOSFET器件。
34.如权利要求33所述的开关转换器，还包括：基体偏压生成器，该基体偏压生成器被连接为向所述P沟道MOSFET器件提供偏置电压。
35.如权利要求25所述的开关转换器，其中所述第一高位开关和所述第二高位开关中的至少一个是N沟道MOSFET器件。
36.如权利要求35所述的开关转换器，还包括：自举电路，该自举电路被连接为升高提供给所述N沟道MOSFET器件的栅极的电压。 
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