CN101796708B

CN101796708B - 具有同步续流mosfet的增压和上下开关调节器

Info

Publication number: CN101796708B
Application number: CN200880106163.0A
Authority: CN
Inventors: 理查德·K·威廉斯
Original assignee: Advanced Analog Technology Inc
Current assignee: Advanced Analog Technology Inc; Advanced Analogic Technologies Inc
Priority date: 2007-07-06
Filing date: 2008-04-21
Publication date: 2014-02-05
Anticipated expiration: 2028-04-21
Also published as: TWI375393B; KR101252532B1; EP2165407A1; WO2009008940A1; JP2010532975A; KR20120135443A; US20130027980A1; US8847564B2; EP2165407B1; TW200903966A; KR101324806B1; US20110248691A1; US7977926B2; CN101796708A; KR20100023048A; US8278887B2; EP2165407A4; US20090010035A1; JP5316965B2

Abstract

续流MOSFET与开关DC/DC转换器中的电感器并联连接。当在转换器的切换操作期间导通续流MOSFET时，在低压侧和能量传递MOSFET截止的同时，电感器电流通过续流MOSFET流通或者“续流”。由此，使得转换器的频率独立于磁化和能量传递阶段的长度，这允许操作和转换器中的大得多的灵活性，并且克服与传统DC/DC转换器相关联的许多问题。例如，转换器可以在升压或者降压模式中操作，并且甚至可以在输入电压和期望的输出电压的值变化时从一个模式转变到另一个模式。

Description

具有同步续流MOSFET的增压和上下开关调节器

相关申请的交叉引用

本申请要求2007年7月6日提交的临时申请第60/958,630号的优先权，通过引用将其全部合并于此。

本申请涉及与其同时提交的题为“Step-Down Switching Regulator With Freewheeling Diode”的No.12/148,570申请，通过引用将其全部合并于此。

技术领域

背景技术

一般需要电压调节(volatge regulation)，以防止对诸如数字IC、半导体存储器、显示模块、硬盘驱动器、RF电路、微处理器、数字信号处理器和模拟IC之类的各种微电子组件供电的电源电压的变化，特别是在像手机、笔记本计算机和消费产品那样的电池供电的应用中。

由于产品的电池或DC输入电压常常必须升压到更高的DC电压、或降压到更低的DC电压，因此这样的调节器被称为DC到DC转换器。每当电池的电压大于期望的负载电压时，使用降压转换器。降压转换器可包括电感开关调节器(switching regulator)、电容电荷泵、以及线性调节器。相反，每当电池的电压低于对负载供电所需的电压时，需要增压(step-up)转换器(一般称为升压(boost)转换器)。增压转换器可包括电感开关调节器或电容电荷泵。

在前述电压调节器中，电感开关转换器(switching converter)可实现在最宽范围的电流、输入电压和输出电压上的优越性能。DC/DC电感开关转换器的操作基于以下原理：电感器(线圈或变压器)中的电流不能立即改变，并且电感器将产生反向电压以抵抗其电流的任何改变。

基于电感器的DC/DC开关转换器的基本原理在于将DC电源电压切换或“斩波(chop)”为脉冲或突发(burst)，并使用包括电感器和电容器的低通滤波器来对那些突发进行滤波，以产生良好的(well-behaved)时变电压，即，将DC电压改变为AC电压。通过使用以高频率切换的一个或多个晶体管以对电感器进行反复磁化和消磁，可使用该电感器来对转换器的输入电压进行升压或降压，产生与其输入电压不同的输出电压。在使用磁学将AC电压变高或变低之后，输出电压然后被向回整流为DC电压，并被滤波以去除任何波动(ripples)。

所述晶体管典型地使用具有低导通状态阻抗的MOSFET(一般称为“功率MOSFET”)来实现。使用来自转换器的输出电压的反馈来控制切换条件，可以维持恒定的经过良好调整的输出电压，即使转换器的输入电压或输出电流的快速改变。

为了去除由所述晶体管的切换动作生成的任何AC噪声或波动，将输出电容器放置在开关调节器的输出端两端。电感器和输出电容器一起形成“低通”滤波器，该“低通”滤波器在切换噪声达到负载之前能够去除晶体管的大部分切换噪声。相对于滤波器的“LC”振荡器(tank)的谐振频率，该切换频率(典型地为1MHz或更大)必须为“高”。在多个切换循环之间进行平均，切换的电感器像具有缓慢变化的平均电流的可编程电流源那样运转。

由于由被偏置为“导通(on)”或“截止(off)”切换的晶体管控制平均电感器电流，所以晶体管中的功率耗散理论上较小，并且可以实现在80％到90％范围内的高转换器效率。具体地，当使用“高”栅偏压将功率MOSFET偏置为导通状态切换时，其呈现了具有典型地为200毫欧或更小的低R_DS(on)阻抗的线性I-V漏极特性。在例如0.5A处，这样的器件将呈现仅100mV的最大压降I_D·R_DS(on)，而不管其高漏极电流。其导通状态导电时间期间的其功率耗散是I_D ²·R_DS(on)。在所给出的示例中，当晶体管导通时耗散的功率是(0.5A)²·(0.2Ω)＝50mW。

功率MOSFET在其截止状态下使得其栅极偏置到其源极，即使得V_GS＝0。即使具有等于转换器的电池输入电压V_batt的所施加的漏极电压V_DS，功率MOSFET的漏极电流I_DSS也非常小，一般充分低于一微安并且典型地在毫微安的范围内。电流I_DSS主要包括结漏电(junction leakage)。

由此，在DC/DC转换器中用作开关的功率MOSFET是有效的，因为在其截止条件下，其呈现高电压处的低电流，而在其导通状态下，其呈现低压降处的高电流。除了切换瞬态之外，功率MOSFET中的I_D·V_DS乘积保持较小，并且切换中的功率耗散保持较低。

切换调节中的关键部分是将斩波器(chopper)的合成的AC输出向回转换或“整流”为DC所需的整流器功能。为了确保负载决不经历电压极性的反转，将整流二极管放置在切换电感器和负载的串联路径中，由此阻止来自负载的大AC信号。整流器可在拓扑上位于高压侧路径(high-side path)中，即在功率或电池输入的正极端和输出的正极端之间的某处，或在低压侧(low-side)路径中，即在“地”返回路径中。整流器的另一功能是控制能量流的方向，使得电流仅从转换器流到负载，并不反转方向。

在一类开关调节器中，整流器功能采用P-N结二极管或肖特基二极管。肖特基二极管比P-N结二极管更优选，因为其呈现比P-N结二极管更低的正向压降，典型地为400mV而非700mV，并因此耗散更少的功率。在正向导通期间，P-N二极管按照少数载流子的形式存储电荷。在二极管能够阻止反向偏置的极性的电流之前，自然必须去除(即提取出)或重组这些少数载流子。

由于肖特基二极管使用金属半导体界面、而非P-N结，因此，理想地，其不利用少数载流子来导电，并且因此存储比P-N结二极管更少的电荷。利用更少的所存储的电荷，肖特基二极管能够更迅速地对于其端子两端的电压的极性的改变作出响应，并以更高的频率操作。不幸的是，肖特基二极管具有几个主要缺点，其中之一是其呈现大的(significant)并且多余的截止状态泄漏电流，特别是在高温下。不幸的是，存在肖特基二极管的截止状态泄漏电流及其正向偏置压降之间的固有的折衷。

肖特基二极管在导通期间的压降越低，其在其截止状态下变得越泄漏。此外，此泄漏也呈现电流的正电压系数，使得当泄漏增加时，功率耗散也增加，导致肖特基二极管泄漏更多并且耗散更多功率，这导致甚至更多的发热。利用这样的正反馈，局部发热可导致热点变得更热并“独占(hog)”更多泄漏，直到该点达到使得器件故障的高电流密度为止，这是已知为热散逸(thermal runaway)的处理。

肖特基二极管的另一缺点是难以使用传统晶片制造工艺和生产来将其集成为IC。具有用于形成肖特基二极管的最佳属性的金属在IC工艺中不是通常可用的。通常可用的金属呈现过高的势垒，即，它们产生太高的压降。相反，其它通常可用的金属呈现太低的势垒电位，即，在被使用于肖特基二极管中时，它们产生太多的泄漏。

尽管有这些限制，许多开关调节器如今仍依赖P-N二极管或肖特基二极管来进行整流。作为两端器件，整流器不要求栅极信号来告知其何时导通或者不导通。除了瞬时电荷存储的问题之外，整流器自然地防止反向电流，使得能量不能从输出电容器和电负载向回流入转换器及其电感器中。

为了降低压降和改善导通损耗，有时在开关调节器中使用功率MOSFET代替肖特基整流二极管。作为整流器的MOSFET的操作通常通过将MOSFET与肖特基二极管并联放置并且只要二极管导通就导通MOSFET(即，与二极管的导通同步)而实现。因此，在这样的应用中，MOSFET被称为同步整流器。

因为同步整流器MOSFET可被调整尺寸，以具有低导通阻抗和比肖特基二极管更低的压降，电流从二极管转移(divert)到MOSFET沟道，并且“整流器”中的总功率耗散降低。大多数功率MOSFET包括寄生源极-漏极二极管。在开关调节器中，该固有P-N二极管的定向(orientation)必须是与肖特基二极管相同的极性，即，阴极到阴极，阳极到阳极。由于此硅P-N二极管和肖特基二极管的并联组合仅在短间隔(已知为“先断后通”间隔)中承载电流，所以在同步整流器MOSFET导通之前，二极管中的平均功率耗散低，并且肖特基二极管经常被一起排除。

假设晶体管切换事件与调节器的振荡周期相比相对较快，则切换期间的功率损耗在电路分析中可被认为是可忽略的，或者替代地被认为是固定功率损耗。总地来说，那么，在低压开关调节器中功率损耗可以通过考虑导通和栅极驱动损耗来估计。然而，在多兆赫切换频率处，切换波形分析变得更重要，并且必须通过相对于时间分析器件的漏极电压、漏极电流、以及栅极偏置电压驱动来考虑。

与肖特基或结型二极管不同，同步整流器MOSFET允许电流双向流动，并其栅极信号的定时必须精确以防止反向电流流动，其是降低效率、增加功率耗散和发热并且可以损坏器件的不必要的类型的导通。通过减慢切换速率并增加导通延迟，通常可以用效率换取DC/DC开关调节器中的改善的鲁棒性。

基于以上原理，使用宽范围的电路、电感器和转换器拓扑实现当今基于电感器的DC/DC开关调节器。大体上，它们被分为两种主要类型的拓扑-非隔离和隔离转换器。

最通用的隔离转换器包括回扫(flyback)转换器和顺向型转换器，并需要变压器或耦接的电感器。在更高功率处，也使用全桥转换器。隔离转换器能够取决于变压器的初级与次级绕组比而使得其输入电压升高或降低。具有多个绕组的变压器可同时产生多个输出，包括比输入更高和更低的电压两者。变压器的缺点是它们比单绕组电感器大并经受不必要的杂散(stray)电感。

非隔离电源包括降压Buck转换器、升压boost转换器、以及Buck-boost转换器。Buck(降压)和boost(升压)转换器尤其有效并且尺寸紧凑，特别是当在其中可使用2.2μH或更小的电感器的兆赫频率范围中操作时。这样的拓扑产生每线圈单一的经过调节的输出电压，并且需要专用控制环路和单独PWM控制器用于每一输出，以持续调节导通时间，从而调节电压。

在便携式和电池供电的应用中，通常采用同步整流来改善效率。采用同步整流的升压boost(增压)转换器已知为同步boost转换器。采用同步整流的降压Buck转换器已知为同步Buck调节器。

非同步相对于同步Boost转换器操作:如图1A图示，现有技术boost转换器1包括N沟道功率MOSFET7、电感器4、电容器3、肖特基整流器2、以及脉冲宽度调制(PWM)控制器6。电感器4、MOSFET7和整流器2共享这里被称为“V_x”节点(有时称为L_x节点)的共用节点。二极管5寄生于MOSFET7，并在boost转换器1的常规操作中始终维持反向偏置和截止。转换器1由输入电压V_batt供电。

通过功率MOSFET7的切换动作，V_x节点处的电压V_x在比电源轨线(supply rail)更大的范围上切换，呈现在大约地(在MOSFET7导通并且传导电流I_L(on)时)到稍微高于V_OUT(在MOSFET7截止并且电流I_L(off)流过整流器2时)之间交替的电势。通过图1D的曲线图30中的曲线段31、32、38、34、35、36、以及37图示传统boost转换器的V_x的波形，其中在MOSFET7导通时(段31)，由表达式I·R_DS(on)给出V_x，在MOSFET7截止时(段38)，由V_OUT+V_f给出V_x。输出电压V_OUT大于输入电压V_batt。在没有反馈和闭环控制的情况下，转换器1将把V_OUT驱动到逐渐升高的电平，直到二极管5进入雪崩击穿-不必要的并且潜在有害的状况。

在时刻t₁，在持续时间t_on之后，电感器4将电压V_x驱动为正，并且取决于转换器1的设计和布局，可能产生一些电压过冲(overshoot)以及不必要的振荡或者振铃振荡(ringing)(段32)。在间隔t_off之后，在时刻t₂，MOSFET7导通，并且在从二极管2移除任意存储电荷之后，V_x呈现负跃迁以及振铃振荡 (段35)。整个循环以循环时间T＝(t_on+t_off)重复，所述循环在固定频率PWM转换器中保持恒定，并且在可变频率转换器中可以变化。

在同步boost转换器中，由第二功率MOSFET代替整流器二极管。如图1B所示的同步boost转换器10包括具有本征并联二极管15的浮置同步整流器MOSFET13、电感器12、输出电容器14、以及具有本征并联二极管16的低压侧功率MOSFET11。MOSFET11和13的栅极由先断后通(BBM)电路17驱动，并且由PWM控制器18响应于来自转换器10的输出端的、经由滤波电容器24给出的反馈电压V_FB控制。需要BBM操作，以防止输出电容器14短路。

图1D的曲线图30中图示的同步转换器10的V_x节点处的切换波形除了部分33之外类似于非同步boost转换器1的V_x节点处的切换波形，其中在同步整流器MOSFET13导通期间，电压降低。曲线图30的波形图示在MOSFET11导通时的电压(部分31)由表达式(I·R_DS1(on))给出。

在时刻t₁，在持续时间t_on之后，电感器12将电压V_x驱动为正，并且取决于转换器10的设计和布局，波形可能包括一些电压过冲以及不必要的振荡或者振铃振荡(部分32)，然后固定为电压(V_OUT+V_f)，其中V_f等于二极管15两端的正向压降。在由BBM电路17确定的先断后通时间间隔t_BBM之后，通过导通同步整流器MOSFET13将V_x降低为幅度(V_OUT+I·R_DS2(on))(部分33)，这相对于P-N二极管15中的耗散降低了功率损耗。

在时刻t₂，就在低压侧MOSFET11导通之前，如线段34所示，同步整流器MOSFET13截止，并且V_x回到(V_OUT+V_f)。在间隔t_off之后，MOSFET11导通，并且在二极管从任意存储电荷恢复之后，V_x呈现负跃迁，并且取决于二极管15中的P-N结的二极管恢复，V_x可以呈现过压尖脉冲35。在该尖脉冲以及随后的振铃振荡(部分36)之后，V_x稳定于(I·R_DS1(on))(部分37)。整个循环以循环时间T＝(t_on+t_off)重复，所述循环在固定频率PWM转换器中保持恒定，并且在可变频率转换器中可以变化。

浮置同步整流器MOSFET13可以是N沟道的或者P沟道的，而接地的低压侧功率MOSFET11更适宜使用N沟道器件实现。在转换器10的正常操作期间保持截止和反向偏置的二极管16是低压侧MOSFET11本征的P-N二极管。由于二极管16在正常boost操作下不导通，因此将其用虚线示出。每当低压侧MOSFET11截止时，同步整流器MOSFET13本征的二极管15就变为正向偏置，但仅在同步整流器MOSFET13也截止时，二极管15才承载基本电流。可以包括与MOSFET13并联的肖特基二极管，但是利用串联电感可能不会操作快到足以转移来自正向偏置的本征二极管25的电流。

将DC/DC转换器10的占空比D定义为能量从电池或电源流入转换器10中的时刻，即，低压侧MOSFET开关11导通并且电感器12正被磁化的时刻，则boost转换器10的输出-输入电压比与1减去占空比成反比，即：

\frac{V_{out}}{V_{in}} = \frac{1}{1 - D} &equiv; \frac{1}{1 - \frac{t_{on}}{T}} = \frac{T}{T - t_{on}}

在图1C中通过曲线23图形化地图示了作为占空因子D的函数的此输出-输入电压传递特性。尽管此等式描述了宽范围的转换比，但是boost转换器不能在不需要极快的器件和电路响应时间的情况下平滑地近似单位传递特性。考虑有限的先断后通间隔以及非零的MOSFET上升和下降时间，对于单位传递21的不连续22出现，这是因为在非常低的占空因子的情况下没有足够的时间来反应。代之，转换器从某一最小占空因子跳变到0％，并且失去其调节能力。

此外，在高占空因子和高负载电流的情况下，电感器12可用来将其能量传递给电容器14和负载的时间是有限的，并且MOSFET13必须在短持续时间内承载高电流。这些高电流尖脉冲使性能降级并且降低转换器效率。考虑这些因素，在实践中将boost转换器的占空因子限制为5％到75％的范围。

同步boost转换器的电流依赖：

为了更好地理解由电流并且由占空因子对于boost转换器的转换比和效率施加的限制，必须详细考虑从输入到输出的能量流。如图2A所示，在低压侧MOSFET51导通时，利用电流I_L使电感器52磁化，并且将节点V_x偏置为接近地的电压71，如图2C中所示的曲线图70所图示的。

同样，如图2C的曲线图75所示，在时间t_on期间，电感器电流I_L线性地从点76上升(ramp)到点77，因为电感器52将具有以下大小的能量存储在磁场中：

E_{L} = \frac{1}{2} \cdot L \cdot I_{L}^{2}

在此间隔期间，同步整流器MOSFET53截止，并且二极管54反向偏置，因此没有能量从电池或者电感器流到负载56或者电容器55。代之，电容器55必须为负载56提供必需的电流，因为其电压从79下降到80，如曲线图 78中所示。在同一间隔t_on期间，电容器55损失能量和电荷，该电荷的大小为

ΔQ = C \cdot ΔV = {&Integral;}_{0}^{t_{on}} I_{OUT} \cdot dt

为了维持稳态操作，在MOSFET51截止时，必须在电荷传递循环中补充此电荷。如图2B所示，在时间t_off期间，电压V_x上升(fly up)，这使得二极管54正向偏置并且将电荷和能量传递到电容器55和负载56。此状况在曲线图70中在时刻t₁和T之间图示，其中在同步整流器MOSFET53未导通时，V_x等于(V_OUT+V_f)、即电压73。在同步整流器MOSFET53导通时，由线72所示的Vx等于(V_OUT+I·R_DS(HS))，这使得二极管54中的功率损耗减少并且从电感器52移出的能量的量减少。然而，传递到电容器55的能量仍然不变。

在从t₁到T的此t_off间隔期间，电感器电流从其峰值77向最小值76衰减(decay)，同时输出电压V_OUT从其最小值80向其峰值电压79增大，如分别在曲线图75和78中所图示的。

使用电荷守恒原理

因此，如果在波动中，ΔV保持较小，并且输出被良好地调节，那么时间t_off越短，I_L平均必须越高。换言之，随着持续增高的占空因子，MOSFET54必须承载持续增高的电流。

同步boost转换器频率的电流依赖

在负载电流减小的情况下，在MOSFET51导通时的t_on期间的脉冲宽度减小，并且在某一特定电流的情况下其达到最小脉冲宽度。对于高于此最小脉冲宽度的任何电流下降(decline)，为了维持调节，MOSFET51的截止时间必须通过降低振荡器频率，或者通过跳脉冲(skipping pulse)、即通过不导通同步整流器MOSFET51来增大。

在时间t_off增大的情况下，对于固定导通时间操作，转换器的频率下降。如图2D中的曲线88所示，电感器电流的范围从点89和91处的最小值零到点90处的峰值。具体地，每当同步整流器MOSFET51导通时，电感器电流等于负载电流。不可避免地，如曲线图88所示，I_L的平均值下降到比之前在曲线图75中所示的正常操作中的I_L的平均值低得多的值。

在低压侧和同步整流器MOSFET51和53两者短暂地截止时，除了先断后通间隔之外，在图2C和2D所示的电流的范围内操作的同步boost转换器仅具有两种操作模式-使电感器磁化，或者将能量传递到其输出。这些模式在表1中图示。

表1

如所述的，在传统同步boost转换器中，能量从电池输入流入电感器，或者从电感器流入负载。在对应于轻负载操作的起始的电流的某一阈值之下，boost转换器的操作频率不需要随着负载电流而变化。当此振荡频率对应于接近20kHz或者以下的频率时，出现一个较大的问题。

在这样的状况下，转换器开始在音频范围内振荡，并且可以通过任何声音放大电路、甚至通过聆听印刷电路板本身而可听到。不幸的是，在不能够变化最低频率的情况下，输出电容器将过载，并且其电压将超出输出电压指定的公差范围。

同步boost转换器中的电流反向(current reversal)

除了音频敏感度和可听到的噪声之外，在非常低的电流负载状况下发生其它问题。具体地，在比图2D中描述的电流低的电流的情况下，发生新的并且有问题的状况，如图2E所示。假定t_on已经处于其最小持续时间，电感器电流上升(线117)到点118处的其峰值，然后，如果电流下降(线119)到点120，则其实际上达到零。将同步整流器MOSFET53留在此点之上实际上允许电感器电流反向，从输出电容器55向回流入电感器52中。电流在此状况下是负的，如线段121所示，并且电流可以在再次改变方向之前达到反向峰值122。电流在电感器52中以错误的方向流动浪费能量并且降低整体效率。对应于此电流反向，电压V_x＝(V_OUT+I·R_DS)在点107处或者在I_L为负的任意时刻下降到V_OUT以下，如曲线图100中的虚线段108所示。

为了阻止同步整流器中的反向电流，现有技术同步boost转换器的唯一选择是使同步整流器截止。此动作包含检测电流反向的起始并且在时间t2使同步整流器MOSFET53截止。由于P-N二极管54不能在反向方向上正常导通，因此电感器电流在点120处达到零，并且如线122所示在极性反向的剩余持续时间中、即直到时刻T为止保持在零。这种类型的转换器操作已知为不连续导通，其等同于在轻负载状况下操作的非同步boost转换器的操作。上面表1则被修改以反映转换器在三个状态下操作，如表2所示。

表2

通过使同步整流器MOSFET截止并进入不连续导通，改善了轻负载操作中的转换器效率。不连续导通的起始不是没有问题的。再次参照图2E中的曲线图100，在时刻t₂使同步整流器MOSFET53截止导致在如线110所示V_x最终固定为电压(V_OUT+V_f)之前V_x的不必要的振荡(曲线109)。

此不稳定的原因是在同步整流器MOSFET53截止的时刻在电感器52和正向偏置的P-N二极管54的扩散和结电容中存储的多余能量。在该时刻，I_L在接近零的同时可以稍正或者稍负，这是因为同步整流器MOSFET53不能在其零电流交叉处完全截止。在这些无源元件中存储的能量形成具有输出电容器55和负载56的调谐电路或者RLC振荡电路。此调谐电路的振荡频率及其衰减(damping)因此是取决于负载的。此外，在转换器进入不连续导通时，转换器的整体环路稳定性也改变。取决于转换器的无源元件的选择，可能产生不稳定以及差的动态响应。

在缺乏电流的状况下操作电感器的另一较大的问题是其不能对快速负载瞬时进行反应。由于电感器电流很低，因此对于负载电流中的突然改变的反应需要有限的时间来重新建立电感器中的电流。此时间可以超过若干切换循环，在该时间期间，电容器55必须满足负载56的电流要求。除非故意使电容器55过大以用于阶跃响应状况，接近或者在不连续导通的情况下在轻负载中操作的传统boost转换器将在阶跃负载瞬时期间呈现极差的调节。

不幸的是，在boost或者同步boost转换器中不存在用来在轻负载状况期间维持较高的电感器电流并且限制转换器的操作频率范围的手段。

现有技术同步boost转换器中的P-N整流器施加的限制

现有技术同步boost转换器的操作中的另一组限制源自于同步整流器MOSFET并联的P-N整流器二极管的存在。尽管可能乍一看来此二极管是用作同步整流器的功率MOSFET结构的设计和制造的不可避免的结果，然而其实际上是用于同步boost转换器操作的不可避免的和必需的元件。

再次参照图1B中所示的传统同步boost转换器10，P-N二极管15与同步整流器MOSFET13电气地并联，无论MOSFET13是P沟道器件还是N沟道器件。正输出boost转换器中的二极管15的极性极为重要，该二极管的阴极连接到输出，其阳极连接到V_x节点，使得每当低压侧MOSFET11导通时该二极管保持截止并且反向偏置，Vx接近地，并且电感器12磁化，这是具有图2A的电路50中示出的等效电子电路的状况。如果使该二极管的极性反向，则导通低压侧MOSFET将使该二极管正向偏置并且不期望地下拉输出电压。

图2B图示了：每当低压侧MOSFET51截止时、P-N整流器二极管54被正向偏置，并且因此V_x＞V_OUT，无论同步整流器MOSFET53导通还是截止。MOSFET53可以使电流分流以绕开二极管54，但是每当低压侧MOSFET51截止时MOSFET53被正向偏置。在首次检视时，在MOSFET51和53两者都截止时，此特性看起来是意外的，因为其在先断后通间隔期间将节点V_x的最大电压限制为大小(V_OUT+V_f)。

不幸的是，整流器二极管54的存在将输出限制为大于V_batt的电压，使得每当V_OUT≈V_batt时难以将输出电压调节为接近输入电压。此问题在首先将功率施加到转换器50并且MOSFET51和53两者都暂时截止和不导通的时刻起出现。由于一开始V_OUT接近地并且电容器55放电，因此将功率V_batt施加到转换器的输入立即使二极管54正向偏置并且将V_OUT充电到约等于V_batt的电压。

由于在MOSFET51和53已经开始切换之前V_OUT≈V_batt，因此另外的操作只能进一步增大输出电压。不存在将电容器55充电到升高到中途的电压、即小于输入电压V_batt的电压的无损的手段。相应地，如在图1C中所示，最小(V_OUT/V_IN)传递比为1，如线21所图示的。不连续跳变22表示用于在闭环状况下调节输出电压的最小占空因子，在该最小占空因子之上，转换器50根据曲线23可预见地运转。

可以将不连续22的高度解释为对应于可能的最小脉冲持续时间的能量或者电荷的量。如果该最小持续时间将对应于电流I_L的能量E_L存储在电感器52中，则转储到输出电容器55中的相同的能量利用有限库仑数ΔQ的电荷对电容器55充电，在一个切换循环中造成电压ΔV＝(ΔQ/C)中的有限增量或者阶跃。由于将此电压添加到由首次施加功率时的不可避免的预充电产生的、已经在电容器55上存在的电荷的顶端，因此其遵循V_OUT≥(V_IN+ΔV)，并且因此

\frac{V_{OUT}}{V_{IN}} = \frac{V_{IN} + ΔV}{V_{IN}} = (1 + \frac{ΔV}{V_{IN}}) > 1

换言之，利用传统的同步boost转换器，不可能在(V_IN+ΔV)的量内调节V_OUT，更不用说产生小于输入电压的输出电压。

传统boost或者同步boost转换器的另一较大的问题在启动时发生。再次参照图2B，在功率的施加将电容器55预充电到输入电压之后，其中V_x超过V_batt的最前面的切换循环，二极管54变为正向偏置并且移出在电感器52中存储的较小的能量来对电容器55进行充电。如果在boost电路磁化电感器52之前、负载56消耗了电容器55上的所有电荷，则在下一循环中电感器52再次在不在电容器的预充电状况之上添加电荷的情况下(即，一个循环之后净ΔV＝0)对电容器进行充电。

作为电路荷载的结果，V_OUT保持在V_batt，并且boost电路从不启动。以电负载56为负载的boost转换器陷于不变的状况，不能将输出电压增压到期望的更高的电压。此问题在MOSFET51的电阻变高并且不能在电感器52中建立足够的电流的情况下、当V_batt处于其最小状况时尤其严重。例如，在单芯NiMH或者干电池中，仅有0.9V可用于导通MOSFET并且实现启动。

对于载荷启动问题的一种可能的补救方法看来可以是在启动期间保持MOSFET51导通达更长的持续时间，但是电感器52则可能传导太多的电流，存储太多的能量，并且造成V_OUT过冲。过冲可以导致不稳定、振荡，并且可能损坏负载56。

如果在电感器52中存储了太多的能量，则在传统boost或者同步转换器中不存在补救方法来移除或者吸收多余的能量。如果同步整流器MOSFET53导通，则输出电压V_OUT将继续升高到不必要的值，因为电感器52将其能量传送到了电容器55。如果MOSFET51导通，则甚至更多的能量存储在电感器52中，使该问题变得更坏。即使使MOSFET51和53两者均保持截止，二极管54仍被正向偏置，并且电感器52将继续对电容器55过充电。并且，由于负载56的负载电流未知并且可能变化，因此不存在确保可靠的启动而无过高的输出电压的风险的方式。

由于整流器二极管54是问题的原因，因此一种选择可以是将其除去，如图3A的电路130中所示。在此电路中，同步整流器MOSFET133截止，并且在其两端不存在正向偏置的整流器。代之，包括两个背靠背的二极管136a和136b，以表示在该电路中缺少整流器。如图3B所示，在MOSFET131导通达某一持续时间以将电感器132磁化，并且电流150升高之后，使MOSFET131截止造成较大的问题。

在电感器132中的电流在点151处中断的时刻以及时刻t₁，电压V_x不受限制地跳变。在MOSFET133两端没有正向偏置的整流器的情况下，V_x不再限于(V_OUT+V_f)，并且V_x继续增大，直至二极管137进入雪崩击穿，振荡(曲线156)并且固定为电压BV_DSS(曲线157)，同时电感器132中的电流向回下降(曲线152)。然后，以已知为非箝位电感性切换或者UIS的快速且噪声非常严重的方式从电感器132移出能量。在将能量移出之后，在时刻t₂电压返回V_batt(曲线158)，电路的输入状况。除了由于二极管137中的热量而损失和耗散能量的事实之外，很可能MOSFET131被与UIS瞬态期间同时存在的高电流、电压、以及温度损坏或者破坏。

换言之，尽管同步boost转换器中有由整流器二极管施加的限制，但是没有在不造成与UIS相关的问题以及效率损失的情况下从现有技术电路拓扑中将该整流器二极管移除的简单方式。

传统boost转换器中的问题的总结

现有技术boost和同步boost开关调节器均受到它们的电路拓扑本征的许多限制，其不利地影响效率、噪声、稳定性、瞬态能力以及更多。这些问题包括不期望的可变频率操作、音频噪声、对于电流反向检测电路的需要、在使同步整流器MOSFET截止以阻止电流反向时的不必要的振荡、轻负载操作中的差的瞬态调节、以及不能以低占空因子和单位电压转换比进行调节。

尤其成问题的是以下事实：电感器电流、操作频率、以及转换器稳定性对于由boost转换器供电的负载的负载电流和复等效阻抗特别敏感。由低输入电压实现进入全负载电流的可靠启动很大地限制了现有技术升压电路。对电感器的过度磁化造成了输出上的可能损坏转换器的负载的过压状况的问题。除去整流器二极管以实现降压操作或者通过对电路进行去载(unload)来改进启动造成由于非箝位电感性切换、噪声、效率损失以及潜在的器件损坏的另外的并且甚至更大的问题。

所需要的是这样的替代升压拓扑：其改善或者消除上述这些问题，而不增加过度的复杂程度、成本，或者也不造成得到转换器不稳定性或者不可靠操作的新问题。

这样的改进的转换器和调节器的一个甚至更有抱负的目标是不仅以单位电压转换比或者高于单位电压转换比(即，在V_OUT≥V_batt时)进行调节，还能够降压或者升压输入以由改变的输入源调节期望的输出电压，而不利用复杂和低效率的Buck-boost转换器电路和技术，并且每当V_OUT≈V_batt时无需再改变操作模式。

发明内容

在根据本发明的DC/DC转换器中，电感器以及优选地是MOSFET的低压侧开关在DC输入电压和电路地之间的串联路径中连接。V_x节点位于电感器和低压侧开关之间的串联路径中。优选地是MOSFET的能量传递开关连接在该V_x节点和DC/DC转换器的输出端子之间，典型地，电容器连接在该输出端子和电路地之间。根据本发明，优选地是MOSFET的续流(freewheeling)开关与该电感器并联连接。

续流开关在低压侧和能量传递开关断开时闭合，从而除了传统的磁化和能量传递阶段之外，还提供转换器操作的第三阶段。在此第三阶段期间，电感器电流通过续流开关流通或者“续流”，并且能量不从电池输入传递到电感器，也不从电感器传递到输出端子。这点提供了操作转换器时的大得多的灵活性，因为转换器无需从其输入端子接收能量或者将能量传递到其输出端子。操作周期的总长度(即，转换器的频率)因此不依赖磁化和能量传递阶段的长度。此外，通过适当调节磁化、能量传递以及续流阶段的相对持续时间，本发明的DC/DC转换器可被操作以对输入电压进行升压或者降压，或者从升压操作转变到降压操作，反之亦然。另外，通过续流开关与电感器并联的电流路径的存在允许输出电容器在转换器的切换操作开始之前被预充电，从而克服了在负载吸引电流时启动转换器的问题。在根据本发明的DC/DC转换器中，消除或者改善了以下问题：不期望的可变频率操作、音频噪声、需要电流反向检测电路、在截止同步整流器MOSFET以阻止电流反向时不必要的振荡、轻负载操作中的差的瞬态调节、以及不能以低占空因子和单位电压转换比进行调节。

由于转换器可以在升压或者降压模式中操作，因此优选地除去续流和能量传递MOSFET中的一般的源极-体的短接。这点可以通过控制每个MOSFET的体上的电压以避免任何正向偏置的P-N结、或者通过提供“体偏置生成器”以取决于每个MOSFET中的源极电压和漏极电压之间的关系而自动将体电压与源极或者漏极短接来完成。例如，在N沟道MOSFET(具有P型体)，体偏置生成器将体与具有较低电压的源极/漏极端短接，从而确保体和源极/漏极端中剩下的那个之间的P-N结反向偏置。

如果转换器仅在升压模式中操作，即，作为续流boost转换器，则能量传递开关可以包括具有本征并联二极管的MOSFET，或者可以包括整流器二极管。

为了确保在先断后通间隔期间V_x节点被箝位，开关二极管可以与续流和能量传递开关并且与控制电路并联连接，以确保二极管如所需地连接以阻止低压侧MOSFET的非箝位电感性切换(UIS)以及雪崩。在一些实施例中，此功能通过已经在体偏置生成器中存在的二极管执行，而在其它实施例中，通过与V_x节点连接的单个开关二极管执行用于续流和能量传递MOSFET两者的箝位功能。

本发明的另一方面是用于将DC输入电压转换为DC输出电压的方法。该方法包括：在将电感器的第二端子耦接到电路地时，将DC输入电压施加到电感器的第一端子，以磁化电感器；将电感器的第二端子与电路地断开；将电感器的第二端子耦接到电容器和输出端子，以在输出端子处提供DC输出电压；将电感器的第二端子与电容器和输出端子断开；并且在将电感器的第二端子与电容器和输出端子断开时，将电感器的第一和第二端子连接在一起。

本发明的又一方面是用于启动DC/DC转换器的方法，包括：将输入电压连接到电感器，以及使电流分流以绕开电感器，以将电容器预充电到预定电压。

在另一实施例中，电感器中的电流上升到大于平均负载电流的值。一旦达到了期望的电感器电流，低压侧MOSFET就截止并且续流开关闭合，使得允许电感器电流续流。每当输出电压下降到预设电压以下时，中断续流以将电荷传递到输出，或者在电感器电流下降到期望的电平以下时磁化电感器。通过将电感器电流维持在大于平均负载电流，有效改进了负载瞬态期间的调节。

附图说明

图1A是传统非同步boost转换器的电路图。

图1B是传统同步boost转换器的电路图。

图1C是示出传统boost转换器的传递特性的曲线图。

图1D是传统boost转换器的切换波形的曲线图。

图2A是磁化阶段中传统同步boost转换器的等效电路图。

图2B是电荷传递阶段中传统同步boost转换器的等效电路图。

图2C示出了在满负载状况中操作的传统boost转换器中的波形的曲线图。

图2D示出了在轻负载状况中操作的传统boost转换器中的波形的曲线图。

图2E示出了在不连续导通状况中操作的传统boost转换器中的波形的曲线图。

图3A是没有整流器二极管的同步boost转换器的等效电路图。

图3B是在非箝位电感性切换(UIS)状况中的同步boost转换器中的波形的曲线图。

图4是根据本发明的非同步续流boost转换器的电路图。

图5A是在其中电感器正被磁化的阶段中非同步续流boost转换器的等效电路图。

图5B是在其中电容器正被充电的阶段中非同步续流boost转换器的等效电路图。

图5C是在续流阶段中非同步续流boost转换器的等效电路图。

图6示出了非同步续流boost转换器中的波形的曲线图。

图7包含图示占空因子改变的非同步续流boost转换器的固定频率操作的曲线图。

图8A是描述非同步续流boost转换器的操作的算法的流程图。

图8B示出了启动期间续流boost转换器的波形。

图8C示出了图示续流boost转换器对于负载电流中的瞬态的响应的波形。

图9是根据本发明的同步续流boost转换器的电路图。

图10A是在磁化阶段中同步续流boost转换器的等效电路图。

图10B是先断后通(BBM)间隔中同步续流boost转换器的等效电路图。

图10C是在其中输出电容器正被充电的阶段中同步续流boost转换器的等效电路图。

图10D是在续流阶段中同步续流boost转换器的等效电路图。

图11A是描述同步续流boost转换器的操作的算法的流程图。

图11B包含示出在同步续流boost转换的操作的阶段中的电压和电流的波形。

图12A是P沟道续流MOSFET的体偏置生成器的电路图。

图12B是用于P沟道同步整流器MOSFET的栅极驱动电路的电路图。

图12C是用于N沟道同步整流器MOSFET的栅极驱动电路的电路图。

图12D是用于N沟道续流MOSFET的体偏置生成器的电路图。

图13是非箝位同步续流上下转换器的电路图。

图14A是包括具有体偏置生成器的P沟道MOSFET的非箝位同步整流器的电路图。

图14B是包括具有体偏置生成器的N沟道MOSFET的非箝位同步整流器的电路图。

图14C是包括具有接地体的N沟道MOSFET的非箝位同步整流器的电路图。

图15包含示出在启动期间在升压和降压操作中非箝位续流上下转换器的波形的曲线图。

图16是自适应箝位的同步续流上下转换器的电路图。

图17A是在降压操作中自适应箝位同步续流上下转换器的等效电路图。

图17B是在升压操作中自适应箝位同步续流上下转换器的等效电路图。

图18A图示在降压操作中操作的自适应箝位同步上下转换器的三个操作状况中V_x的波形。

图18B图示在升压操作中操作的自适应箝位同步上下转换器的三个操作状况中V_x的波形。

图19A是用于续流MOSFET的自适应箝位电路的电路图。

图19B是用于同步整流器MOSFET的自适应箝位电路的电路图。

图19C是带有具有集成自适应箝位的体偏置生成器的续流MOSFET的电路图。

图19D是带有具有集成自适应箝位的体偏置生成器的同步整流器MOSFET的电路图。

图20是替代自适应箝位电路的电路图。

图21是包括自适应箝位电路但不包括续流MOSFET的上下续流转换器的电路图。

图22A是描述用于对自适应箝位同步续流上下转换器进行预充电的算法的流程图。

图22B是描述用于在启动阶段期间操作自适应箝位同步续流上下转换器的算法的流程图。

图23A图示在预充电和启动阶段期间在升压操作中自适应箝位同步续流上下转换器中的电流和电压波形的曲线图。

图23B图示在预充电和启动阶段期间在降压操作中自适应箝位同步续流上下转换器中的电流和电压波形的曲线图。

图24图示同步续流上下转换器的操作的状态图。

图25图示在转换器转变到稳态操作之前其中电感器被过度磁化的同步续流上下转换器中的波形。

具体实施方式

图4图示了根据本发明做出的续流boost转换器和开关电压调节器的实施例。如所示的，续流boost转换器200包括低压侧功率MOSFET201、电感器203、电容器204、整流器二极管202、包括体偏置生成器206的续流功率MOSFET205、先断后通(BBM)栅极缓冲器208、以及脉冲宽度调制(PWM)控制器209。使用来自转换器200的输出的反馈V_FB，PWM控制器209的操作控制MOSFET201和205的导通时间，以调节指定的输出电压V_OUT。将电感器203耦接到输入电压，该输入电压在此情况下是电池电压V_batt，而将低压侧MOSFET201耦接到地。地是可以是实际地或者任何其它电压的电路地；V_batt和地之间的电势差表示输入DC电压。转换器200驱动负载210。

在指定范围的输入电压、负载电流、以及温度上调节此输出。在这点上，转换器200是开关电压调节器。(所有的开关电压调节器也可被视为电压转换器，尽管反过来不一定正确)。将不在开关调节器和开关转换器之间进行区分。

在转换器200中，低压侧MOSFET201典型地包括具有源极-体短接的N沟道器件、以及与MOSFET201的源极漏极端并联的集成二极管207。由于MOSFET201的源极被短接到其体，因此包括N+漏极和P型体的本征P-N结形成与晶体管的漏极端并联的二极管207。在正常操作下，V_x保持正，并且二极管207保持反向偏置和不导通。由于二极管207不导通，将其图示为虚线。

整流器二极管202其阳极硬连线到Vx节点、并且其阴极连接到输出端子。整流器二极管202优选地包括肖特基二极管，并且可以包括与MOSFET201和205分开制造的分立器件。整流器二极管202仅在MOSFET201和205两者均截止时变为正向偏置，否则其在转换器200的其它操作状况期间保持反向偏置和不导通。

续流MOSFET205与电感器203并联连接，并且每当低压侧MOSFET201截止并且电容器204被充电至其目标电压时，续流MOSFET205导通以阻止二极管202的正向偏置。续流MOSFER205可以是P沟道器件、或者具有包括在先断后通电路208内的栅极驱动电路中的适当改变的N沟道器件。在优选实施例中，续流MOSFET205是通过由V_batt供电的CMOS栅极缓冲器驱动的P沟道MOSFET。

作为替换，续流MOSFET205可以包括通过由V_out供电的CMOS栅极缓冲器驱动的N沟道器件。在另一替代实施例中，续流MOSFET205可以包括由自举栅极驱动电路供电的N沟道器件。使用自举栅极驱动用于续流MOSFET205可以对续流MOSFET205的导通持续时间施加特定的限制，具体地是需要周期性地刷新自举电容器的电荷。下面描述用于MOSFET205的栅极驱动电路的详细实施。在较高电流应用中，N沟道MOSFET是有利的，因为对于相同的芯片(die)尺寸和成本，N沟道MOSFET比具有相当的电气规格的P沟道MOSFET具有更低的电阻。

为了续流boost转换器200的适当操作，续流MOSFET205优选地不包括与其源极-漏极端并联的P-N二极管，无论续流MOSFET205是N沟道器件还是P沟道器件。任何极性的并联二极管的存在可以干扰转换器200的操作。例如，如果P-N二极管永久地存在于续流MOSFET205两端，其中该P-N二极管的阴极连接到V_batt，则V_x处的电压被箝位到(V_batt+V_f)的最大正值，并且这可以阻止V_out超出V_batt，即，其可以阻止升压转换。相反地，如果P-N二极管永久地存在于续流MOSFET205两端，其中该P-N二极管的阳极连接到V_batt，则V_x处的电压被箝位到(V_batt-V_f)的最小电压。每当低压侧MOSFET201导通并且阻止电感器203被磁化时，这可以导致高的能量耗散，从而阻止转换器200的操作。

为了消除不必要的二级管导通，体偏置生成器206保证没有与续流MOSFET205的源极-漏极端并联的正向偏置的P-N二极管存在。作为替换，可以将具有接地的体端的N沟道MOSFET用于消除体偏置生成器206的需要。

续流boost转换器200的操作包括交替顺序的(1)磁化电感器203、(2)通过对输出电容器204进行充电来传递能量、以及(3)续流。在续流期间，能量既不从电池传递到电感器203，也不从电感器203传递到输出电容器204。代之，允许电流在电感器203中再流通，而不与负载201或者转换器200的电池或者其它电源相互作用。术语“续流”是从将能量存储在旋转轮(spinning wheel)中并且周期性地将能量传递到旋转轮中或者从旋转轮中传递出能量的机械设备中借来的。

在转换器200的正常操作期间，续流MOSFET205两端的漏极-源极偏置取决于低压侧MOSFET201的导通状况而在两个极性之间交替。在低压侧MOSFET201导通时，V_x被偏置为接近地，使得V_batt＞V_x。在低压侧MOSFET201截止并且不导通时，V_x上升到等于(V_f+V_OUT)的电压。V_f是二极管202两端的正向压降，使得V_x＞V_batt，并且MOSFET205两端的源极-漏极极性反向。在任一极性中，体偏置生成器206阻止续流MOSFET205中的任何P-N结变为正向偏置。续流MOSFET205在一个实施例中在其“导通”状态中具有足够低的导通电阻，使得续流MOSFET205承载电感器203中流动的全部电流，并具有足够低的压降，以避免较大的功率损失。结果，电感器203中的电流可以在延长的持续时间中通过MOSFET205再流通，而不损失较多的能量。

如在传统boost转换器中那样，通过低压侧MOSFET201相对于切换周期的导通时间来控制输出电压V_OUT，由此转换器200遵循之前对于boost转换器描述的相同的电压转换等式，即

\frac{V_{out}}{V_{in}} = \frac{1}{1 - D} &equiv; \frac{1}{1 - \frac{t_{on}}{T}}

其中T是PWM控制器209中的时钟或者斜坡生成器的周期，并且Vin是被标为V_batt的输入，其可以是电池供电的，或者可以通过任何其它电力供应、DC/DC转换器、AD/DC适配器、或者用于实施转换器200的组件的指定的操作电压范围内的电源的输出供电。

由于t_on＜T，因此续流boost转换器200的输出电压必须高于其输入电压，并且转换器200严格是具有限于V_batt之上的正输出的升压转换器。对于PWM控制器209中上至若干兆赫兹的时钟频率，MOSFET切换的速度限制实际上将占空因子限制为5％到95％的范围。在那些频率之上，占空因子范围由于控制环路中的传播延迟变窄。在实践中，在整流器二极管202中传导的电流脉冲的大小可以变得抑制大于75％的占空因子，即，抑制超过4乘以输入电压的上转换比。

PWM控制器209不限于固定频率，而是也可以利用变化的频率、例如利用固定的导通时间和可变的截止时间或者在PWM和可变频率模式之间交替而操作。通过将输出电容器204充电到某一最大电压、然后使其下降到某一最小值、并且重复该循环，PWM控制器209也可以在滞后模式中操作。可变频率或者滞后操作在消耗较少的电流的同时典型地呈现在固定频率操作上的增大的输出电压波纹。可变频率转换器还具有以下缺点：产生导通的和辐射的电噪声的变化的频谱，其不利地影响通信和无线电电路的操作。

非同步续流上变换器操作:如上所述，使用来自转换器200的输出端子的反馈电压V_FB，在二极管202导通以调节指定的输出电压V_OUT时，PWM控制器209控制MOSFET201的导通时间和持续时间。续流导通在电感器203具有足够的电流并且电容器204具有足够的电荷时发生。在表3中总结了转换器200的操作的各阶段。

表3

续流上变换器的操作的原理是利用低压侧MOSFET201的导通时间控制电感器203中的电流，并且通过控制MOSFET201和205两者均截止的时间来控制对输出电容器进行充电的时间。续流MOSFET205的目的是提供二极管202或低压侧MOSFET201都不导通、但是V_x节点上的电压不呈现较大的瞬态或者将反向偏置的二极管207驱动为雪崩的第三状态。图5A到5C中图示了续流上变换器的操作的一个可能的顺序，波形在图6中示出，包括图示V_x的曲线图260、图示V_OUT的曲线图270、以及图示电感器203中的电流I_L和续流MOSFET中的电流I_fw的曲线图280。

以图5A所示的操作220的第一阶段(其中MOSFET201导通并且传导电流I_D(SL)＝I_L)开始，续流MOSFET205截止，并且整流器二极管202反向偏置，使得通过二极管202的电流I_整流器等于0。在低压侧MOSFET201导通时，V_x等于I_L·R_DS1(曲线261)，稍微高于地，如曲线图260中所示。图6的曲线图280中所示的电感器203中的电流I_L以值280开始循环，并且上升到值282(曲线281)。在此时间期间，输出电压V_OUT从值271下降到值273(曲线272)，因为其供应负载210要求的任何电流。在这里第一阶段被称作磁化阶段。

图5B的电路230图示了续流上转换器200的操作的第二阶段。如图6中所示，紧接在时刻t₁时MOSFET201截止之后，V_x立即跳变到输出之上的一个正向偏置的二极管压降V_f的电势(曲线264)，或者(V_out+V_f)，由此V_x比V_batt更正。在此间隔期间，二极管202变为正向偏置，将电容器204从时刻t₁的电压273充电到时刻t₂的最大电压275(曲线274)。在一个实施例中，二极管202保持正向偏置，直到输出电压V_OUT超出目标输出电压V’_OUT为止，或者直到预定的时间间隔到期为止。

在第二阶段期间，电感器203中的电流IL以相应的方式沿曲线283从值282下降，其中I_L＝I_整流器。则每循环传递到输出电容器205的库仑电荷dQ是

dQ_c＝I_L·t_off

并且，由于dV_c＝dQc/C，则由下式给出输出电容器的电压dV_c中的递增量

{dV}_{c} = \frac{I_{L} \cdot t_{off}}{C}

这样，在MOSFET201和205两者均截止的时间t_off＝(t₂-t₁)确定在任一个循环中被传递到负载和输出电容器的电荷的量。第二阶段在这里被称作传递阶段。

在图5C所示的操作的第三阶段中，续流MOSFET205导通并且将流过电感器203的电流从二极管202转移到续流MOSFET205中。如图6的曲线图620中所示，Vx被下拉到等于(V_batt+I_L·R_DS3)的电压(曲线265)。由于I_L·R_DS3非常小，因此V_x≈V_batt。由于在此状况下V_x＜V_OUT，二极管202变为反向偏置并且不导通。如曲线图270中所示，V_OUT在时刻t₃＝T时开始从其峰值275下降到值277(曲线276)。

更详细地，一旦低压侧MOSFET201截止并且续流MOSFET205导通并且承载全电感器电流，则I_L≈I_fw。如曲线图280中所示，续流电流I_fw在时刻t₂和时刻t₃之间的整个周期期间跳变到等于电感器电流的大小(曲线286)。相应地，在此周期期间，电感器203不能强制电压V_out或者V_x改变，即，由于MOSFET205将流过电感器203的电流分流，因此电感器203不能将电流供应给任何其它电路元件，或者强制输出端子或者V_x节点上的电压移动。此续流状况在时刻t₂和t₃之间的预定间隔中持续，或者直到I_L下降到特定值(点284)为止。在续流期间，为转换器的输出供电的整流器二极管202中的电流和从V_batt流入转换器240的电流两者均为零。

此操作状态是传统Buck或Buck-boost转换器中不存在的续流状况。续流状况的时间可以变化或者为固定持续时间。在图7所示的示例中，总周期固定为持续时间T，其包括分别具有相应的持续时间t_on、t_xfer、以及t_fw的磁化、传递和续流操作的某种组合。在一种可能的控制方案中，续流时间填充周期中不由磁化和传递执行的任何部分，即，其中t_fw＝T-(t_on+t_xfer)。

续流操作的另一独特特征是图5C所示的电流路径(3)不像图5A中的磁化电流路径(1)或者图5C中的传递电流路径(2)那样导致电流从电池流到电感器或者流到地。换言之，在续流操作期间流动的唯一较大的地电流是来自暂时为负载210供电的输出电容器205。

在时钟周期的时刻t₃时，续流MOSFET205截止，并且I_fw下降到零(曲线287)。在曲线图260中的区域266所示的短暂转变t_BBM期间，电压V_x将开始上升。如果不存在电容，则V_x电压可以达到大小为V_OUT+V_f的电压(曲线267)，由此二极管202变为正向偏置并且箝位到其值。然而，在实践中，如果t_BBM间隔较短，则在低压侧MOSFET201再次导通之前电压仅具有部分上升的时间。

其后，在低压侧MOSFET201导通的情况下，循环自身重复，电压V_x从～V_batt下降到接近地，并且电感器203两端的极性返回到正值，如图6的曲线图260中所示。

尽管以磁化、传递、以及续流的特定顺序描述了续流升压转换器200的操作，任何其它的顺序也是可以的。例如，一个可能的顺序是磁化、续流、然后传递。

续流转换器也可以在操作模式中的两个花费延长的持续时间，并且仅在第三状态中偶尔操作。例如，转换器可以在传递和续流状态之间重复交替并且仅不频繁地磁化电感器，或者在磁化和传递状态之间重复地交替并且仅在续流状态中不频繁地操作。

非同步续流boost调节器的好处：

将续流上变换器的操作与传统非同步或同步boost转换器的操作比较，一些显著的区别是清楚的。在传统boost转换器中，除了先断后通操作之外，仅存在两个状态-将能量放入电感器以及将该能量传递给负载和输出电容器。为了维持恒定的输出电压并且避免电感器饱和，被放入电感器的能量必须在每个循环被全部移出，即，转换器必须在能量平衡下操作。如果在每个循环之后仅剩下小的剩余电流，则平均电流将逐渐增大，直到电感器饱和为止。在电感器饱和时，其电感和其AC阻抗下降，使得其不再控制电流。饱和电感器实质上表现为导致过度的电流并且对功率MOSFET过度加热的“连线”。

为了避免平均电感器电流渐渐上升，在传统转换器中，必须调整导通时间和传递时间的定时以平衡流入和流出转换器的能量。在传统转换器中，一个循环的总周期是在电感器正被磁化时低压侧MOSFET的导通时间t_on与整流器或者同步整流器将能量传递给输出电容器的时间t_xfer的和，即，T＝t_on+t_xfer。对于固定频率操作和恒定的周期T，通过t_xfer中的对应的改变补偿t_on中任何改变。然而，如果t_on或者t_xfer达到最小持续时间(即，脉冲宽度)，则保持恒定的周期导致改变的输出电压。此限制必须强制传统boost转换器在轻负载状况下在可变频率模式中操作。此外，平均电感器电流必须遵循负载的电流要求，否则将造成错误的输出电压。低电感器电流使得转换器难以响应于负载电流中的阶跃函数增量而适当地调节其输出。

在所公开的具有三个操作的状态或者阶段(即，磁化、传递、以及续流状态)的续流转换器中，续流状态允许转换器以固定的时钟频率操作，而不饱和电感器或者驱动输出电压到超出范围。这个好处通过比较图7的曲线图300和320中所示的续流上变换器的两个不同的Vx波形而例示。如曲线图300中所示的，正常负载电流状况例示MOSFET201的导通时间t_on(段302)以及二极管的导通时间t_off(段304)未处于最小宽度。续流MOSFET在某一持续时间上操作(段307)，直到时刻T时钟脉冲重复为止。在续流阶段期间，即时间t_fw，电感器电流持续维持，并且不与负载相互作用，使得避免了关于电感器电流中的极性反向以及负载中的噪声的问题。

如曲线图320中所示，t_on脉冲宽度(段321)为等于(t₁-t₀)的最小宽度-比曲线图300中所示的持续时间短的持续时间。为了维持恒定的输出，间隔toff相应地调整为也短于曲线图300中所示的持续时间的持续时间(t₂-t₁)。为了实现稳定频率的操作，续流时间t_fw增大到(T-t₂)-比曲线图300中所示的持续时间长的持续时间。在正常操作下将t_on、t_off、t_fw持续时间标识为段302、304、307，在轻负载操作期间将t_on、t_off、t_fw持续时间标识为段321、323、326，则恒定频率的操作具有固定周期T

T＝t_on(302)+t_off(304)+t_fw(307)＝t_on(321)+t_off(323)+t_fw(326)

因此，续流阶段(段326)补偿t_on和t_off中的任何改变，使得T可以保持恒定。以此方式，可以在宽得多的范围的应用中使用固定时钟循环，并且可以更好地控制切换频率和噪声谱。

作为替换，转换器也可以用于可变频率应用中，但其中对其产生的噪声谱进行更大的控制。例如，可以先验地选择周期T，以避免诸如落入重要的通信波段或者可能干扰射频电路的那些频率之类的特定频率和不期望的谐波。

利用续流MOSFET控制电感器电流：

续流boost转换器提供比常规boost转换器对于电感器电流的更大程度的控制。在常规boost转换器中，电感器连接到转换器的输入或者输出，即，存储能量或者将其传递给负载。在常规boost转换器中，没有将电感器与输入电路和输出电路断开、而不造成如图3B中描述的非箝位电感性切换尖脉冲的手段。保持电感器连接到输入长于所需存储过多的能量在电感器中，其是在不影响输出调节的情况下随后必须以某种方式移出的能量。保持电感器连接到输出太长时间从电感器中移出过多的能量，但是对输出电容器过充电，并且不利地影响输出调节。在任一方式中，传统boost转换器中的能量流可以造成在改变的负载和输入状况下的差的调节。

续流boost转换器通过引入第三个状态或者状况、即续流来消除此问题，在该续流中，电感器电流可以再流通，而不将更多的能量传递到输出或者从输入吸收更多的能量。此概念在图8A的算法330中图形化地图示。如所示的，在将功率施加到转换器的输入端子之后，作为正向偏置的整流器二极管202的不可避免的结果，输出端子充电到大约等于输入电压的电压，V_OUT→V_batt。在续流转换器200中，此预充电状况发生，无论续流MOSFET导通与否。在MOSFET205截止的情况下，预充电电流流过电感器203。在MOSFET205导通的情况下，预充电电流可以通过导通MOSFET205而绕开电感器203流动。在预充电期间转移电流以绕开电感器的优点是：可以更快地对输出电容器充电，并且电感器不需要在转换器操作开始之前重置为零电流，使得转换器的启动加速。在任一情况下，在预充电结束时，电容器204两端的电压V_OUT约等于电压V_batt。

开始切换操作时，在阶段1，低压侧MOSFET201导通并且利用电流磁化电感器203(步骤131)。可以通过许多手段控制阶段1的持续时间，包括利用被馈送到误差放大器并且与斜坡生成器进行比较的模拟反馈信号-这是传统boost转换器中常见的方法。作为替换，可以根据电感器电流和输出电压的特定的目标值数字地控制阶段1导通时间的持续时间。在另一算法途径中，低压侧MOSFET201的导通时间可以以最小脉冲宽度开始，并且其后每当阶段1重复时增加，直到达到稳态状况为止。作为替换，可以利用时间上的某一最大值，并且然后如所需的在随后的切换循环中将其缩短或者跳过。

无论如何控制阶段1的持续时间，在阶段2开始时，低压侧MOSFET201 都截止，并且续流MOSFET205保持截止(步骤332)。整流器二极管202立即变为正向偏置，使得利用电流对输出电容器204充电并且将输出电压增大到其预充电值之上。阶段2的持续时间可以是固定的或者作为其它电路变量的函数而变化。作为替换，可以为阶段1和2的组合分配固定的时间或者时钟持续时间(t_on+t_off)。如果磁化阶段(1)占据较长的时间，则能量传递到输出端子时的阶段2可用的时间较少。

在阶段2中的某一最小持续时间之后，步骤334中所示的状况测试将实际输出电压V_OUT与目标输出电压V’_OUT进行比较，并且如果V_OUT不大于V’_OUT，例如，如果V_OUT小于或者等于V’_OUT，则阶段1(框331)重复。如果满足电压状况，即，如果V_OUT>V’_OUT，则重复磁化电感器203并且将能量传递到电容器204(阶段1和阶段2)的循环终止，并且转换器200开始阶段(3)中的续流，如步骤335中所示。

在续流状况(阶段3)中，续流MOSFET205导通并且传导电感器203中的容许负载电流(carrying current)，而低压侧MOSFET201保持截止，并且二极管202保持反向偏置和不导通。可以以许多方式确定转换器200保持在阶段3中的持续时间。在一个实施例中，续流阶段3维持固定时钟循环周期T的剩余时间，即，维持持续时间t_fw＝(T-t_on-t_off)。作为替换，可以施加这样的状况：凭借该状况，转换器200继续续流，直到流过电感器203的电流下降到特定值为止，或者只要输出电压V_OUT保持在V’_OUT之上，转换器200就继续续流，或者其参数和定时准则的任意组合。在阶段3(步骤335)结束时，如算法330中所示，转换器200返回阶段1(框331)。

如所示的算法以与常规boost转换器操作类似的方式维持电感器电流和输出电压。如所例示的，仅在输出电压超过指定的目标电压V’_OUT时，转换器200才进入续流状态。此行为在图8B的启动波形336中图示，其中预充电到电压V_batt(段337)的续流boost转换器200在时刻t₁开始操作，并且输出电压在传递期间增大，直到时刻t₂为止(段338)，此时电感器被再次磁化并且输出电压下降(段339)。

从时刻t₃到时刻t₄，到输出端子的传递再一次发生，使得对输出端子充电，但不使其高于目标值V’_OUT。相应地，从时刻t₄到时刻t₆，另一磁化和传递循环发生。然而，在点340处，输出电压最终经过目标值V’_OUT，并且在下一时钟循环上，在时刻t₆，转换器200进入续流操作。在时刻t₇，转换器再次磁化其电感器，并且实现稳态操作。作为替换，转换器200可以在续流操作(阶段3)和电荷传递操作(阶段2)之间交替，直到电感器203中的电流下降到某一最小值以下为止。

注意：无论电感器203正被磁化(阶段1)，还是转换器200正被续流(阶段3)，输出电压都以相同的速率下降。在续流和磁化阶段期间输出电压的下降仅取决于负载电流和输出电容器204的大小。

续流boost转换器的算法灵活性是平均电感器电流不需要设置输出电压的结果。这意味着：不像传统boost转换器那样，续流boost转换器提供转换器的两个状态变量(即输出电压V_OUT和电感器电流I_L)的半独立的控制。此事实在图8C的曲线图341中清楚地图示，其中即使以预先指定的大小和容限调节输出电压时，电感器电流I_L也维持远高于负载电流I_OUT。

作为一个示例，在负载电流处于由段342表示的大小、例如处于300mA时，电感器电流I_L上升并且下降到由段345和346表示的大小，其高于负载电流I_OUT。电流上升部分(段345)对应于磁化阶段t_on(阶段1)，而电流下降(段346)对应于电荷传递时间t_off(阶段2)和续流时间t_fw(阶段3)两者。对应于续流的下降时间段(段346)的部分在I_OUT的较高值处较短，而在I_OUT的较低值处较长。

在时刻t＝2T，曲线341图示了从由段342表示的大小到由段343表示的较低的电流、例如从300mA到50mA的负载电流的阶跃下降。立即，电流上升时间(段347)缩短，而下降(段349)增加相应的量。时钟频率保持不变。此外，由于负载吸引较少的电流，因此将能量传递到输出花费非常少(如果有的话)的时间。代之，大多数电感器电流下降是由于续流期间的功率损失，而不是由于将能量传递到输出。在这样的情况下，为了阻止输出的过充电，调整时间，使得t_off接近零并且t_fw接近T-t_on。如果不需要传递能量到输出，转换器在磁化和续流之间交替，并且可以在另一传递循环发生之前跳过许多循环。在这样的状况下，t_off等于零，并且T＝t_on+t_fw。

续流boost转换器的独特属性是其即使在负载电流显著变化时也维持较高的电感器电流的能力。在时刻t＝4T时，负载电流向上跳变到由段344表示的新的更高的值，其甚至高于初始电流(段342)。由于I_L的大小仍高于负载，因此转换器瞬时反应，并且调节没有损失。

反之，常规boost转换器将呈现差得多的阶跃响应，因为在时刻2T和4T 之间的时间段中，平均电感器电流将下降到等于负载电流的大小(段343)并且不能对于负载电流的要求的突然的改变(即，增大)做出反应。将造成差的瞬时调节。续流boost转换器完全避免了此问题。

同步续流boost转换器

图4的续流boost转换器的一个可能的缺点是其使用V_x节点和其输出之间的整流器二极管202。由于从电感器203流到电容器204和负载210的所有能量必须流过此整流器二极管，因此该整流器中的功率损失不可忽略。在传递阶段期间，二极管中的功率损失是I_L·V_f。

尽管此功率损失可能是对于低负载电流和较高输出电压的状况的总的损失中较小的百分比，但是在较高的电流的情况下功率损失可以造成相当大的发热，并且在较低的输出电压的情况下，功率效率也可能受损失。肖特基二极管的使用降低了这些传导损失，但是没有消除它们。

为了降低续流boost转换器中的整流器损失，可以由MOSFET代替二极管。作为结果的同步续流boost转换器在图9中图示。像非同步续流boost转换器200那样，同步续流转换器350包括低压侧N沟道MOSFET351、电感器359、具有体偏置生成器358的续流MOSFET357、输出电容器356、以及PWM控制器362。电感器359耦接到输入电压、在此情况下是电池电压Vbatt，而低压侧MOSFET351耦接到地。地是可以是实际地或者任何其它电压的电路地；V_batt和地之间的电势差表示输入DC电压。

同步整流器353包括整流器二极管352以及由栅极缓冲器355驱动的MOSFET354。MOSFET354可以是具有对于栅极缓冲器355和信号范围或者对于栅极信号V_G3的适当调整的P沟道MOSFET或者N沟道MOSFET。二极管352可以包括MOSFET354本征的P-N结，或者可以包括肖特基二极管，或者可以包括它们的并联组合。定时MOSFET354以在二极管352正向偏置时导通某一时间部分。同步整流器MOSFET354具有足够大的宽度以呈现比承载相同的电流的二极管352两端的电压更低的其导通状态中的压降。

续流MOSFET357可以是N沟道的或者P沟道的，但是P沟道MOSFET更适宜实施栅极驱动电路以供应栅极信号V_G2。体偏置生成器358除去续流MOSFET357的源极到漏极端两端的任何正向偏置的P-N二极管，即，没有任一极性的正向偏置的二极管可以存在于V_x和V_batt之间。先断后通缓冲器361控制对于低压侧MOSFET351、同步整流器MOSFET354、以及续流 MOSFET357的栅极信号，以阻止重叠的导通。在任一次仅可以导通三个功率MOSFET中的一个。截止一个MOSFET与导通另一个MOSFET之间的转变、即先断后通时间优选地应当发生在可能的最短时间中，而没有重叠的导通。

与非同步续流boost转换器200类似，转换器350在分别对应于图9的电流箭头(1)、(2)、和(3)的三个状态磁化、传递、续流中操作。同步续流转换器独特的是，同步整流器MOSFET354在二极管352正向偏置时的某一时间部分中导通并且分流电流以绕开二极管整流器352，从而降低了由电流箭头(2)表示的传递阶段期间的功率耗散。同步续流boost转换器的操作分别在图10A-10D、后面的图11A的算法420、以及图11B的曲线图430和440中示出的对应的V_x和I波形中图示。

在图10A的步骤421中示意性地示出的阶段1中，低压侧MOSFET351导通，并且MOSFET352和357截止。由箭头(1)表示的电流在由PWM控制器362控制的某一持续时间t_on中磁化电感器359。由于如图11B的曲线图430中所示，V_x被偏置到接近地的大小为I_L·R_DS(LS)的电压(段431)，因此整流器352被反向偏置并且不导通，使得曲线图440中示出的I_整流器为零(段444)。在没有整流器电流流动的情况下，电容器356必须为负载401供应其需要的电流I_OUT，使得输出电压V_OUT在此“磁化”操作阶段期间下降。同时，I_L在t_on的整个持续时间中上升(段441)，直到转换器350进入其第二操作阶段的时刻t₁为止。

第二阶段或者操作状态开始于图11B中的时刻t₁(点422)，此时低压侧MOSFET351截止。如图10B所示，在MOSFET351截止时，电感器359立即强制Vx上升并且正向偏置二极管352，使得利用电流(箭头(2))对电容器356充电。紧接在时刻t₁之前(时刻t₁-)，处于其峰值(点442)的电感器电流I_L全部由低压侧MOSFET351承载，即，I_L(t₁-)＝I_D(LS)。紧接在时刻t₁之后(时刻t₁+)，电感器电流I_L全部由整流器二极管352承载，使得I_L(t₁+)＝I_整流器，如曲线图440中的虚线445所示。由于电感器电流不能是不连续的，即，I_L(t₁-)≈I_L(t₁+)，则整流器二极管352必须在截止低压侧MOSFET351的时刻承载全电感器电流。在电流I_L的情况下，二极管352呈现大小为V_f的压降。作为结果，电压V_x跳变到值V_x＝(V_OUT+V_f)(段432)。尽管在如所示的包括组件的电路中电压立即跳变，但是在现实中，在MOSFET中存在的寄生电容使转变变慢。某些电流因此由寄生电容承载，而不是由如所示的理想元件承载。

在如由BBM电路361控制的先断后通间隔t_BBM之后，同步整流器MOSFET354导“通”，对应于算法420中的箭头423。如图10C中所示，电感器电流I_L(箭头(2))分为两个部分，使得I_L＝I_整流器+I_D(SR)，如由I_整流器电流中下降所图示的(图11B的曲线图440中的段446)。在较低的电流的情况下，二级管电压V_f下降到约等于同步整流器功率MOSFET354两端的压降I_L·R_DS(SR)的值。电压V_x下降到大小为V_x＝(V_OUT+I_L·R_DS(SR))的值433(图11B的曲线图430中的段433)，并且功率耗散降低。

在下一阶段的操作之前，同步整流器MOSFET354在持续时间t_BBM中再次截止，二极管352必须承载全负载电流(段447)，并且V_x＝(V_OUT+V_f)，如段434所示。阶段2的持续时间t_xfer因此包括三个子阶段：图10B中图示的先断后通间隔、图10C中图示的同步整流器导通、以及也在图10B中图示的第二个先断后通间隔。在整个阶段2期间，电感器电流(图10B和10C中的箭头(2))为负载401供电，并且为输出电容器336充电，而电感器359中的电流在从由图11B的曲线图440中的点442表示的值到由点447表示的较低的大小的此传递阶段期间下降。只要与同步整流器MOSFET导通间隔433相比先断后通间隔432和434较短，在将能量传递到输出期间耗散的平均功率降低，并且提高了转换器效率。

下一操作阶段由图11A中的步骤424表示，并且在图10D的等效电路中示出。续流MOSFET357导通，并且承载全部电感器电流(箭头(3))，即，I_L＝I_FW，其中初始值由点447表示，并且在时刻t＝T时下降到由点443表示的值。节点V_x处的电压435下降到V_x＝(V_batt+I_L·R_DS(FW))-小于V_OUT、但大于V_batt的值。相应地，二极管352变为反向偏置并且不导通，如曲线图440中的虚线448所示的。此操作状态是在传统Buck或者Buck-boost转换器中不存在的续流状况。续流状况的时间可以变化，或者是固定的持续时间。在图11B所示的示例中，总周期固定为持续时间T，其包括分别对应于持续时间t_on、t_xfer、t_fw的磁化、传递、续流操作的某一组合。在一种可能的控制方案中，续流时间填充周期中不由磁化和传递执行的任何部分，即，其中t_fw＝T-(t_on+t_xfer)。

续流操作的独特特征是图10D所示的电流路径(3)不如图10A中的磁化电流路径(1)或者图10C中的传递电流路径(2)那样导致电流从电池流到电感器或者流到地。换言之，在续流操作期间流动的唯一较大的地电流是来自暂时为负载401供电的输出电容器356。

在重复算法420中所示的循环之前，续流MOSFET必须在持续时间t_BBM中截止(步骤425)。由于所有MOSFET暂时截止，因此状况返回到图10B中所示的那样，其中电流(由曲线图440中的点449表示)正向偏置二极管352，并且其中V_x增大回到曲线图430中的波形437所示的电压。如果转变足够短，或者续流MOSFET357的截止变慢，则此转变期间的电压V_x的峰值可以降低到由曲线436图示的较小的值，或者降低到取决于寄生电容大小的某一中间电流。

续流boost转换器中的功率MOSFET体和栅极偏置

图4和图9的非同步和同步续流boost转换器两者中的重要组件是与电感器并联的控制续流MOSFET的体端的体偏置生成器。如果任一极性的与续流MOSFET的沟道并联的正向偏置的二极管存在，则电路将不操作。在升压操作中，无论V_batt的值如何，节点V_x必须自由地从接近地切换到V_OUT以上。因此，续流MOSFET必须以其中没有P-N二极管可以变为正向偏置并且将其电压摆动限制在第一象限或者第三象限的方式制造。换言之，续流MOSFET必须是能够在其截止时阻挡任一方向的电流的双向开关。

一种这样的避免任何P-N二极管的正向偏置的方式是使用其体接地的N沟道功率MOSFET来实施续流MOSFET。在这样的情况下，源极到体的二极管以及漏极到体的二极管两者始终保持反向偏置。具有接地的、即连接衬底的体端的N沟道MOSFET在非绝缘CMOS工艺中是常见可用的。

替代途径是利用具有体偏置生成器的P沟道或者N沟道功率MOSFET作为续流MOSFET。

体偏置生成器的目的是阻止任何源极到体的二极管或者漏极到体的二极管的正向偏置，无论源极到漏极电压和极性如何。图12A中所示的电路450例示了在根据本发明的续流boost转换器中的与V_x和V_batt电路节点之间的电感器454并联连接的续流P沟道MOSFET451。作为连接电池的“高压侧”器件，可以使用从V_batt供电的CMOS反相器455制造P沟道451的栅极驱动。将MOSFET451的栅极拉到地利用栅极偏置V_GS＝-V_batt将器件完全导通为增强型MOSFET。

二极管452A和452B表示功率MOSFET451本征的源极到体的二极管或者漏极到体的二极管。与这些二极管并联的P沟道MOSFET453A和453B操作以使变为正向偏置的任何二极管旁路、即短接，使得确保MOSFET453A和453B中的另一个保持反向偏置并且阻挡电流。这样的MOSFET有时被称作体偏置或者“体抢夺者(body snatcher)”器件，因为它们控制功率MOSFET的体或者后栅极端“B”上的偏置。体偏置MOSFET的栅极交叉耦合，这意味着：MOSFET453A的栅极连接到MOSFET453B的源极，并且反之，MOSFET453B的栅极连接到MOSFET453A的源极。如所示的，器件450其构造对称，使得源极和漏极元件的命名是任意的。

在操作中，每当V_batt＞V_x时，P沟道MOSFET453B的V_GS为正，因此MOSFET453B截止。在这样的状况下，P沟道MOSFET453A的V_GS为负，使得MOSFET453A导通，二极管452A短接，并且将功率MOSFET451的体端B偏置为电势V_batt。在二极管452B的阴极偏置为V_batt并且其阳极偏置为更负的电势V_x的情况下，二极管452B保持反向偏置并且不导通。在低压侧MOSFET导通并且V_x被下拉到接近地的电势时，这样的状况在续流boost转换器中发生。

反之，每当V_x＞V_batt时，P沟道MOSFET453A的V_GS为正，因此MOSFET453A截止。在这样的状况下，P沟道MOSFET453B的V_GS为负，使得MOSFET453B导通，二极管452B短接，并且将功率MOSFET451的体端B偏置为V_x节点。在二极管452A的阴极偏置为V_x并且其阳极偏置为更负的电势V_batt的情况下，二极管452A保持反向偏置并且不导通。在操作的续流阶段期间或者在操作的传递阶段期间，在低压侧MOSFET截止并且V_x上升到V_batt之上的电势时，这样的状况在续流boost转换器中发生。

图12D图示了续流MOSFET的N沟道实施。电路480包括与电感器484并联的N沟道续流MOSFET481。MOSFET481包括本征体P-N二极管482A和482B，它们的阳极电气地连接到MOSFET481的P型体端B，它们的阴极分别电气地连接到V_batt和V_x。与二极管482A和482B并联的N沟道MOSFET483A和483B操作以使变为正向偏置的任何二极管旁路、即短接，使得确保MOSFET483A和483B中的另一个保持反向偏置并且阻挡电流。这样的MOSFET有时被称作体偏置或者“体抢夺者”器件，因为它们控制功率MOSFET的体或者后栅极端“B”上的偏置。体偏置MOSFET483A和483B 的栅极交叉耦合，这意味着：MOSFET483A的栅极连接到MOSFET483B的源极，并且反之，MOSFET483B的栅极连接到MOSFET483A的源极。如所示的，电路480其构造对称，使得源极和漏极元件的命名是任意的。

在操作中，每当V_batt＞V_x时，N沟道MOSFET483B的V_GS为正，因此MOSFET483B导通，使得二极管482B短接，并且将功率MOSFET481的体端B偏置为电势V_x。在这样的情况下，N沟道MOSFET483A的V_GS为负，使得MOSFET483A截止。在二极管482A的阴极偏置为V_batt并且其阳极偏置为更负的电势V_x的情况下，二极管482A保持反向偏置并且不导通。在低压侧MOSFET导通并且V_x被下拉到接近地的电势时，这样的状况在续流boost转换器中发生。

反之，每当V_x＞V_batt时，N沟道MOSFET483B的V_GS为负，因此MOSFET483B截止。在这样的状况下，N沟道MOSFET483A的V_GS为正，使得MOSFET483A导通，二极管482A短接，并且将功率MOSFET481的体端B偏置为V_batt。在二极管482B的阳极偏置为V_batt并且其阴极偏置为更正的电势V_x的情况下，二极管482B保持反向偏置并且不导通。在boost操作的续流阶段期间或者在boost操作的传递阶段期间，在低压侧MOSFET截止并且V_x上升到Vbatt之上的电势时，这样的状况在续流boost转换器中发生。以此方式，体偏置生成器电路480以与图12A中的电路450阻止P沟道MOSFET451中的正向偏置的二极管导通的方式类似的方式阻止N沟道续流MOSFET481中的任何P-N二极管的正向偏置。

由于续流MOSFET481是N沟道MOSFET，因此即使在V_batt和V_x为近似相同的电势时，将续流MOSFET481偏置为导通状况也需要栅极驱动具有大于V_x几伏特的电势。这意味着必须由大于电池输入电压V_batt的电势对栅极缓冲器485进行供电。一种实现这样的浮动的供电的方法是利用自举二极管486和自举电容器487，如在电路480中例示的。每当V_x节点偏置为接近地时，自举二极管486导通并且将自举电容器487充电为约等于V_batt的电压V_电容器。

在MOSFET481导通并且V_x上升时，电容器487的正端随着V_x上升，使得利用约等于V_电容器+V_x的电压对栅极缓冲器485供电，无论V_x的值是多少。这样的自举栅极驱动需要恒定的切换操作来阻止电容器487上的电压下降。可以将诸如本领域技术人员众所周知的电荷泵或者开关电容器电路之类的替代栅极驱动电路用于对缓冲器485供电。

除了驱动N沟道续流MOSFET481的栅极时的增加的电路复杂程度之外，P沟道续流MOSFET451具有另一优点。在实施体偏置电路450和480时，续流MOSFET的体必须与地电气地断开，并且必须被允许浮动到各个电势。在传统CMOS工艺中，以N型材料形成P沟道器件的体，并且对于周围的P型衬底材料自然地形成反向偏置的结。不需要特殊的工艺步骤来将其体端电气地绝缘。

反之，传统CMOS工艺不利用绝缘技术，因此所有的N沟道MOSFET共享通用的连接地的P型衬底。为了形成实施N沟道续流MOSFET所需的绝缘器件，需要额外的处理步骤，使得对于晶片制造增加了成本和复杂程度。另一方面，N沟道MOSFET具有以下优势：它们典型地比相同导通电阻的P沟道MOSFET小两到三倍。

在Williams等人的美国专利第5,689,209号中也描述了体偏置电路，其整体结合于此。

尽管体偏置生成器电路是已知的，但是其偏置续流转换器中的续流MOSFET的功能是新颖的。体偏置生成器表示这样一种手段：通过该手段便利续流boost转换器中的续流MOSFET操作，而无不必要的二极管导通。在未消除续流MOSFET中的正向偏置的二极管导通的情况下，续流转换器中的V_x的最大值将被限制为V_batt加上一个正向偏置二极管压降V_f的电压，使得导致调节器不能作为boost转换器操作。

与必须避免其源极和漏极之间的正向偏置二极管导通的续流MOSFET相比，续流boost转换器中的同步整流器MOSFET包括并联的源极到漏极的二极管，其被允许在电路操作的某些阶段期间导通。相应地，可以将具有源极-体短接的任何功率MOSFET用作续流boost转换器中的同步整流器器件，而不需要体偏置生成器电路。图12B和12C图示了两个这样的实施。

在图12B中，电路460包括具有源极-体短接的P沟道MOSFET461以及并联的二极管462。二极管462的阳极连接到V_x节点，而其阴极连接到输出端子。P沟道同步整流器MOSFET461的栅极由栅极缓冲器463驱动，该栅极缓冲器463可以包括CMOS反相器或者功能上相似的器件。将V_G3偏置为地将导通同步整流器MOSFET461，使得每当二极管462正向偏置时分流电流以绕开二极管462。通过将MOSFET461的栅极连接到最正的电压(在 boost转换器的情况下是V_OUT)来使MOSFET461截止。作为P沟道器件，同步整流器MOSFET461可以在延长的持续时间中保持导通，并且不需要恒定的切换。

在图12C中，电路470包括具有源极-体短接的N沟道MOSFET471以及并联的二极管472。二极管472的阳极连接到V_x节点，而其阴极连接到输出管脚V_OUT。N沟道同步整流器MOSFET471的栅极由栅极缓冲器473驱动，该栅极缓冲器473可以包括由浮置自举电容器474供电的CMOS反相器或者功能上相似的器件。将V_G3偏置到电容器474的正端将导通同步整流器MOSFET471，从而每当二极管472正向偏置时分流电流以绕开二极管472。通过将MOSFET471的栅极连接到地来使MOSFET471截止。

必须将自举电容器474周期性地充电以维持对于功率同步整流器MOSFET471的足够的栅极驱动。具体地，每当V_x偏置为接近地的电势时，即，在转换器的低压侧MOSFET导通时，自举二极管475导通并且将电容器474充电到电压V_自举→(V_batt-V_f)。每当低压侧MOSFET截止并且V_x高于V_batt时，二极管475反向偏置。然后，将电容器474上的电荷用于驱动同步整流器MOSFET471的栅极。在其中V_x≈V_batt的其导通状态中，则V_G3＝(V_x+V_自举)。N沟道MOSFET471上的栅极到源极偏置则在导通的开始时等于V_自举，其后由于泄漏电流逐渐降低。由此，不像P沟道同步整流器461那样，N沟道同步整流器471需要重复的切换，并且不能在延长的持续时间中维持导通。

非箝位的同步续流上下转换器

在图1A和1B的现有技术boost转换器中，并且在图4和图9的所公开的续流boost转换器中，整流器二极管连接在V_x节点和转换器的输出端子之间。每当能量被传递到负载时，此整流器二极管变为正向偏置，否则保持反向偏置和不导通。

由于此连接输出的整流器二极管，一将功率施加到转换器的输入，输出电压就预充电到V_batt。作为结果，不能将boost转换器用于将输入电压降压到较低的电压。Boost转换器的可能的最低的电压输出因此等于其输入，即使接近0％的占空因子也是这样。

整流器二极管执行另一重要角色-将最大电压箝位在V_x节点上。当在任何情况下存在二极管时，V_x的最大值是输出电压加上一个二极管压降的电压，即，V_x≤(V_OUT+V_f)。

如相对于图3所描述的，除去输出整流器使得允许V_x不受限制地上升，直到低压侧MOSFET131两端的二极管137进入雪崩击穿为止。在图1A中的boost转换器1中，去除肖特基二极管2将造成二极管5每当低压侧MOSFET7截止时雪崩。在图1B的同步boost转换器10中，除去P-N二极管15将造成二极管16每当低压侧MOSFET11和同步整流器MOSFET13两者均截止时雪崩。

不幸的是，为了使用高压侧连接的电感器将输入电压降压到较低的输出电压，即，修改boost转换器以用于降压操作，在不造成非箝位电感性切换的情况下，每当输出达到其目标输出电压时，需要将电感器与输出断开。当今，没有现有的转换器拓扑满足该标准-保持电感器不被磁化、并且输出电容器不被充电、而且非箝位电感性切换不发生的状况的能力。

如之前所述，并且与常规boost转换器相比，图4和图9中所示的所公开的续流boost转换器200和350在三个稳定状态中操作，即磁化、能量传递以及续流。常规boost转换器不包括续流状态，并且因此不能保持不包含将能量移出来源或者移入负载的任意状况。

通过适当地修改图9的续流转换器350，可以实施能够使用单个电路显著并且持续地升压或者降压电压输入的上下转换器和调节器。具体地，通过除去同步整流器MOSFET354中的整流器二极管352和源极-体短接，转换器能够在任意时刻将输出与V_x节点断开，所述任意时刻包括输出电容器356仅部分充电并且V_OUT＜V_batt时、即降压操作期间的状况。为了除去源极-体短接，可以使用体偏置生成器来偏置同步整流器MOSFET354的体。可以将之前在图12A和图12D中描述的用于续流MOSFET的体偏置生成器用于同一目的。

作为结果的同步续流上下转换器500在图13中图示。像图9中示出的同步续流boost转换器350那样，同步续流上下转换器500包括低压侧N沟道MOSFET501、电感器508、具有体偏置生成器507的续流MOSFET506、输出电容器510、PWM控制器512、以及先断后通缓冲器511。

上下转换器500独特的是，同步整流器502包括具有体偏置生成器504的MOSFET503以及用于驱动MOSFET503的栅极的栅极缓冲器505。在同步整流器502中不存在整流器二极管。同步整流器MOSFET503可以是具有对于栅极缓冲器505和信号范围V_G3的适当调整的P沟道MOSFET或者N沟道MOSFET。

例如，在一个实施例中，同步整流器502可以包括不具有使用图14A中所示的电路520实施的源极-体短接的P沟道功率MOSFET。对于P沟道同步整流器栅极驱动来说，可以利用图12B的电路460来产生栅极信号V_G3。如所示的，在V_x和V_OUT节点之间连接的功率MOSFET521包括源极到体的二极管522A和漏极到体的二极管522B，并且通过分别与二极管522A和522B并联的交叉耦接的P沟道MOSFET523A和523B使其体偏置。

在操作中，每当V_x＞V_OUT时，MOSFET523A导通并且使二极管522A短接，而MOSFET523B保持截止和不导通。在MOSFET523A导通的情况下，体偏置V_B＝V_x，并且二极管522B反向偏置并且不导通。反之，如果V_x＜V_OUT，则MOSFET523B导通并且使二极管522B短接，而MOSFET523A保持截止和不导通。在MOSFET523B导通的情况下，体偏置V_B＝V_OUT，并且二极管522A反向偏置并且不导通。因此，无论施加到MOSFET521的源极到漏极电势的极性如何，都没有与同步整流器MOSFET521的沟道并联的二极管导通发生。

在另一实施例中，同步整流器502可以包括不具有使用图14B中所示的电路540实施的源极-体短接的N沟道功率MOSFET541。对于N沟道MOSFET541的栅极驱动来说，可以利用图12C的自举电路470来产生栅极信号V_G3。如所示的，在V_x和V_OUT节点之间连接的功率MOSFET541包括源极到体的二极管542A和漏极到体的二极管542B，并且通过分别与二极管542A和542B并联的交叉耦接的N沟道MOSFET543A和543B使其体偏置。

在操作中，每当V_x＞V_OUT时，MOSFET534B导通并且使二极管542B短接，而MOSFET543A保持截止和不导通。在MOSFET534B导通的情况下，体偏置V_B＝V_OUT，并且二极管542A反向偏置并且不导通。反之，如果V_x＜V_OUT，则MOSFET543A导通并且使二极管542A短接，而MOSFET543B保持截止和不导通。在MOSFET543A导通的情况下，体偏置V_B＝V_x，并且二极管542B反向偏置并且不导通。因此，无论施加到MOSFET541的源极到漏极电势的极性如何，都没有与同步整流器MOSFET541的沟道并联的二极管导通发生。

在又一实施例中，同步整流器502可以包括不具有使用图14C中所示的接地体电路560实施的源极-体短接的N沟道功率MOSFET561。对于N沟道MOSFET561的栅极驱动来说，可以利用图12C的自举电路470来产生栅极信号V_G3。如所示的，在V_x和V_OUT节点之间连接的功率MOSFET561包括源极到体的二极管562A和漏极到体的二极管562B，二极管562A和562B具有接地的阳极。由于V_x＞0并且V_OUT＞0，因此这些二极管保持始终保持反向偏置。然而，在操作中，由于源极未电气地连接到体，因此将发生不期望地将MOSFET的阈电势增大与体偏置电压的平方根成比例的量的体效应，即其中

V_{t} = V_{to} + {ΔV}_{t} \approx V_{to} + γ \sqrt{V_{SB}} = V_{to} + γ \sqrt{V_{OUT}}

需要较高的栅极偏置来抵消阈电势中的此增大，否则同步整流器MOSFET561的导通电阻将高于使用如图14B的电路540所示的体偏置生成器技术的尺寸相当的N沟道MOSFET541。

再次返回图13，续流MOSFET506可以是N沟道或者P沟道MOSFET，但是P沟道MOSFET更适宜实施栅极驱动电路以供应栅极信号V_G2。体偏置生成器507除去续流MOSFET506的源极到漏极端两端的任何正向偏置的P-N二极管，即，没有任一极性的正向偏置的二极管可以存在于V_x和V_batt之间。先断后通缓冲器511控制对于低压侧MOSFET501、同步整流器MOSFET505、以及续流MOSFET506的栅极信号，以阻止重叠的导通。在任一次仅可以导通三个功率MOSFET中的一个。

与图9中所示的同步续流boost转换器350的操作类似，转换器500包括分别对应于电流箭头(1)、(2)、(3)的三个状态：磁化、能量传递、续流。同步续流上下转换器500独特的是，简单地通过控制电容器510充电的时间t_xfr,同步整流器MOSFET502能够将电容器510部分地充电到高于或者低于V_batt输入的任意电压，使得允许转换器500在升压模式或者降压模式中的任一个中操作。如果假定I_L在任意短持续时间中恒定，则每当MOSFET503导通时，电感器508对电容器510充电，使得

Δ V_{OUT} = \frac{ΔQ}{C_{OUT}} = \frac{I_{L} \cdot t_{xfr}}{C_{OUT}}

以零开始，可以简单地通过控制充电时间t_xfr来将输出电容器510两端的电压V_OUT充电到高于或者低于V_batt的任意电压。例如，如图15的曲线图580中所示，在时刻t₁(间隔(1))利用电流磁化电感器508之后，低压侧MOSFET501截止，并且同步整流器MOSFET503导通，使得输出电压从点581的地在电流流入电容器510的时刻t₂(间隔(2))上升到某一目标V’_OUT电压(点582)。由点582表示的电压小于V_batt。在时刻t₂截止同步整流器MOSFET503 使得在其目标电压处停止电容器510的充电。由于V_batt超过V’_OUT，因此此模式中转换器500的操作是降压转换器的操作。

忽略先断后通切换的短暂间隔，续流MOSFET506在MOSFET503截止的同时导通，使得允许在不将节点V_x驱动到非箝位电感性切换的情况下电感器电流续流(间隔(3))。转换器500的基本组件-续流MOSFET506的导通使得阻止每当低压侧和同步整流器MOSFET501和503两者同时截止时的UIS感应雪崩。

输出电压能够在不定的时间段中保持在目标值583，直到时刻t₃为止，在时刻t₃，PWM控制器512可以通过截止续流MOSFET506并且导通同步整流器MOSFET503来刷新输出电容器510上的电荷，或者如曲线图580所示，通过截止续流MOSFET506并且导通低压侧MOSFET501来刷新电感器508中的电流(间隔(1))。因此，可以通过以任意顺序反复施加磁化、传递以及续流电流(间隔(1)、(2)、(3))不定地保持目标电压V’_OUT(段585)。由于V_OUT＜V_batt，因此转换器500在降压模式中操作。

作为替换，在图15的曲线图590中，在时刻t₁(间隔(1))利用电流磁化电感器508之后，低压侧MOSFET501截止，并且同步整流器MOSFET503导通，使得输出电压从点591的地在电流流入电容器510的时刻t₂(间隔(2))上升到某一目标V’_OUT电压(点592)。曲线图590中的时刻t₂晚于曲线图580中的时刻t₂出现，并且因此输出电压上升到高于由曲线图580中的点582表示的值的值(点592)。由点592表示的电压也大于V_batt。在时刻t₂截止同步整流器MOSFET503使得在其目标电压处停止电容器510的充电。由于V’_OUT超过V_batt，因此此模式中转换器500的操作是升压转换器的操作。

忽略先断后通切换的短暂间隔，续流MOSFET506在MOSFET503截止的同时导通，使得允许在不将节点V_x驱动到非箝位电感性切换的情况下电感器508中的电流续流(间隔(3))。此转换器的基本组件-续流MOSFET506的导通阻止每当低压侧和同步整流器MOSFET501和503两者同时截止时的UIS感应雪崩。

此状况对于续流转换器来说是独特的，因为没有电流从电池流入转换器，并且没有能量从电感器流到地或者流到负载，而且能量在某一延长的时间中仍然维持在电感器中，所述时间取决于续流MOSFET的电阻。

输出电压能够在不定的时间段中保持在目标值593，直到时刻t₃为止，在时刻t₃，PWM控制器512可以通过截止续流MOSFET506并且导通同步整流器MOSFET503来刷新输出电容器510上的电荷，或者如曲线图580所示，通过截止续流MOSFET506并且导通低压侧MOSFET501来刷新电感器508中的电流。因此，可以通过以任意顺序反复施加磁化、传递以及续流电流(间隔(1)、(2)、(3))不定地保持595目标电压V’_OUT。

因此，续流转换器500的升压和降压操作本质上相同-主要区别是电感器508对电容器510充电的持续时间t_xfer。对于较短的传递间隔，输出电压上升较小的量，并且实现降压操作。对于较长的间隔，输出电压上升较大的量，并且实现升压操作。在某一中间持续时间中，输出电压将等于输入电压，即，单位转换比。无论是升压、降压、还是单位转换，在这里公开的续流转换器的操作模式中不存在本质区别。

传统的所谓的Buck-boost转换器在电池输入下降时必须进行从Buck到单位转换并且再次到boost操作的电路和操作模式的切换，而续流上下转换器对于所有的转换比仅具有一个操作模式。更高的效率和更稳定的操作源自其简单的控制。

如所述的，同步续流上下转换器500通过每当续流MOSFET之外的另两个MOSFET截止时导通续流MOSFET而避免非箝位电感性切换。在先断后通操作期间，三个MOSFET全部截止。除非BBM间隔极短，否则Vx电压将不受限制地上升，并且可以进入非箝位电感性切换感应雪崩。如果间隔足够短，则与功率MOSFET相关联的寄生电容可以过滤并且暂时减慢非箝位状况中的Vx的另外的快速的上升。

换言之，在先断后通操作期间不箝位同步续流上下转换器。为了在BBM操作期间箝位电压，需要暂时正向偏置的二极管来限制V_x电压摆动。不幸的是，除了在BBM操作期间，硬连线的正向偏置的二极管的存在对于续流上下转换器的正常操作是成问题的。如之前所描述的，与同步整流器并联的二级管的存在干扰降压操作。反之，与续流MOSFET并联的二极管干扰升压操作。

自适应地箝位的同步续流上下转换器

为了阻止非箝位的电感切换瞬态，在先断后通间隔期间必须存在正向偏置的二极管。由于boost或者升压转换所需的二极管连接不同于降压转换所需的二极管连接，因此没有单个硬连线的二极管电路能够在整个偏置状况范围中阻止UIS瞬态，而不干扰正常的上下转换器操作。

作为本发明的一个实施例，自适应二极管箝位电路阻止所公开的同步续流上下转换器中的非箝位电感性切换，而不影响上下转换器操作。自适应箝位的原理是将取决于偏置状况提供箝位、而不干扰正常操作的二极管连接到电路中。

如图16所示，箝位的同步续流上下转换器600包括转换器500的电路，其具有添加的元件-分别具有相关联的开关615和607的二极管614和606。像转换器500那样，电路600包括低压侧N沟道MOSFET601、电感器610、具有体偏置生成器613的续流MOSFET612、包括具有体偏置生成器605的MOSFET604以及栅极缓冲器608的同步整流器603、输出电容器609、PWM控制器617、以及先断后通缓冲器616。同步整流器MOSFET604和续流MOSFET612可以是具有对于栅极驱动的适当调整的P沟道MOSFET或者N沟道MOSFET。

典型地使用MOSFET器件实施的开关615和607表示连接或者断开它们对应的二极管的部件。为了便利自适应箝位，在取决于V_batt和V_OUT电压的相对大小的任意给定时间仅连接二极管中的一个。在优选实施例中，比较器比较这些大小，并且根据真值表4导通适当的开关：

表4

表4中的星号*指示可以连接任一二极管的任意状况。由于在电池应用中，电池开始完全充电(需要降压操作)并且放电是常见的，因此二极管初始地以该配置连接并且保持如此，直到需要升压操作为止。图17A和17B中图示了使用自适应箝位的电路600的电等效电路。

在图17A中，等效电路620例示其中V_batt＞V_OUT并且开关615闭合、即导通的降压状况。作为结果，续流二极管614与续流MOSFET612和电感器610并联连接。这样，V_x可以不受阻碍地从地变化到(V_batt+V_f)，并被用于每当同步整流器MOSFET604导通时将功率传递到V_OUT。在同步整流器MOSFET604截止并且不导通时，体偏置生成器605阻止V_OUT与V_x之间的任何导通，使得在降压操作期间V_x的电压范围不受V_OUT的值的限制。注意：尽管转换器620正在执行降压操作，其不等效于现有技术Buck转换器的电路并且因此不被称作Buck转换器。

图18A图示在降压模式中操作的自适应箝位同步上下转换器600的三个操作状况的V_x波形630。如所示的，在时刻t₀和t₁之间，电压V_x(段631)表示对应于图16中的电流箭头(1)的导通状态低压侧MOSFET601两端的压降，其大小为I_L·R_DS(LS)。

在时刻t₁和t₂之间，除了先断后通间隔t_BBM之外，(段637中)电压V_x等于输出电压V_OUT加上同步整流器MOSFET604(段633)两端的任何压降，使得V_x＝V_OUT+I_L·R_DS(SR)，其对应于图16中的电流箭头(2)。在t_BBM期间，在全部三个功率MOSFET均截止并且不导通时，V_x上升到高于V_OUT+I_L·R_DS(SR)，但是其不超过电压V_batt+V_f(FW)(如虚线632所示)，而不变为被箝位二极管613的正向偏置箝位。包括电容的电压瞬态(如段637所示)可以远低于V_batt+V_f(FW)。

在时刻t₂和T之间，除了先断后通间隔(段634和636)之外，续流MOSFET612将V_x的最大电压箝位在对应于图16的电流箭头(3)的值_Vbatt+I_L·R_DS(FW)(段635)。在两个先断后通间隔t_BBM期间，在全部三个功率MOSFET均截止并且不导通时，紧接在时刻t₂之后或者就在时刻T之前，V_x上升到高于V_batt+I_L·R_DS(FW)，但是其不能超过电压(V_batt+V_f(FW))(如段634和636所示)，而不变为被箝位二极管614的正向偏置箝位。

以此方式，在降压模式中操作的转换器600根据等效电路620运转，该等效电路620具有三个功率MOSFET之一导通时三个稳定电压状态(由段631、633、635表示)之一中的V_x，然而V_x节点在全部三个MOSFET均暂时截止时的先断后通操作期间保持箝位到最大电压V_x≤(V_batt+V_f(FW))。

在图17B中，等效电路625图示升压状况，其中V_batt＜V_OUT，并且开关607闭合、即导通。作为结果，整流器二极管606与同步整流器MOSFET604 并联连接。这样，V_x可以不受阻碍地从地变化到(V_OUT+V_f)，并被用于每当低压侧MOSFET601和续流MOSFET612两者均截止并且不导通时将功率传递到V_OUT。在这样的状况期间，体偏置生成器613阻止V_batt与V_x之间的任何导通，使得在升压操作期间V_x的电压范围不受V_batt电势的限制。

图18B图示在升压或者boost模式中操作的自适应箝位同步上下转换器的三个操作状况中V_x波形640。如所示的，在时刻t₀和t₁之间，电压V_x(段641)表示对应于图16中的电流箭头(1)的导通状态低压侧MOSFET601两端的压降，其大小为I_L·R_DS(LS)。如图18A和图18B中所示，时刻t₁和t₂之间的转换器600的操作在升压或者降压模式中相同。

在时刻t₁和t₂之间，除了先断后通间隔(段642和644中)之外，V_x等于输出电压V_OUT加上同步整流器MOSFET604两端的任何压降，使得V_x＝V_OUT+I_L·R_DS(SR)，其对应于图16中的电流箭头(2)。在此升压情况下，V_OUT＞V_batt。在先断后通间隔t_BBM期间，在全部三个功率MOSFET均截止并且不导通时，紧接在时刻t₁之后或者就在时刻t₂之前，V_x上升到高于V_OUT+I_L·R_DS(SR)(段642和644)，但是其不能超过电压(V_OUT+V_f(SR))，而不变为被箝位二极管606的正向偏置箝位。

在时刻t₂和T之间，除了先断后通间隔之外，续流MOSFET612将V_x的最大电压箝位在对应于图16的电流箭头(3)的值645V_batt+I_L·R_DS(FW)(段645)。在先断后通间隔t_BBM期间，在全部三个功率MOSFET均截止并且不导通时，V_x上升到高于Vb_att+I_L·R_DS(FW)，但是其不能超过电压(V_OUT+V_f(SR))(如虚线647所示)，而不变为被箝位二极管606的正向偏置箝位。包括电容的电压瞬态(段646)可以远低于V_OUT+V_f(SR)。

以此方式，在升压模式中操作的转换器600根据等效电路625运转，该等效电路625具有三个功率MOSFET之一导通时三个稳定电压状态(由段61、643、645表示)之一中的V_x，然而节点V_x在全部三个MOSFET均暂时截止时的先断后通操作期间保持箝位到最大电压V_x≤(V_OUT+V_f(SR))。

总之，自适应箝位允许单个转换器中的升压和降压转换，而不使其组件经受非箝位电感性切换瞬态或者雪崩击穿。由此，最大V_x电压被限制为(V_batt+V_f(FW))或者(V_OUT+V_f(SR))中较高的一个，而不阻止升压和降压操作。此操作在表5中总结。

导通MOSFET	电流	V_x(降压模式)	V_x(升压模式)
				低压侧	(1)	I_L·R_DS(LS)	I_L·R_DS(LS)
同步整流器	(2)	V_OUT+I_L·R_DS(SR)＜V_batt	V_OUT+I_L·R_DS(SR)＞V_batt
				续流	(3)	V_batt+I_L·R_DS(FW)＞VOUT	V_batt+I_L·R_DS(FW)＜V_OUT
无	BBM	(V_batt+V_f(FW))＞V_OUT	(V_OUT+V_f(SR))＞V_batt

表5

代数上，同步续流上下转换器中的V_x的值在降压和升压模式两者中相等。在磁化阶段期间，V_x等于I_L·R_DS(LS)。在能量传递阶段期间，在同步整流器MOSFET导通时，V_x等于V_OUT+I_L·R_DS(SR)。在续流阶段期间，V_x等于Vbatt+I_L·R_DS(FW)。在升压和降压模式中，V_batt和V_OUT的实际相对大小不同，但是对于V_x的相同的等式适用于这两种状况。

Vx的最大值因此在全部三个功率MOSFET均截止时、即先断后通间隔期间发生。在降压模式中，通过(Vb_att+V_f(FW))给出此电压，而在升压模式中，电压等于(V_OUT+V_f(SR))。对于所有的实际目的，续流和整流器二极管箝位的正向电压都相同，即，V_f≈V_f(SR)≈V_f(FW)。

最高电压发生在升压模式中(其中V_x≤(V_OUT+V_f)，确定低压侧MOSFET的电压定额的状况如表6中所示。在最低处，低压侧MOSFET的击穿电压BV_DSS(LS)必须超出此电压，即，BV_DSS(LS)＞(V_OUT+V_f)。可能需要更高的击穿作为所需的安全带来实现足够的MOSFET热载流寿命。

表6

同步整流器的boost操作期间最高的V_DS状况发生在V_x接近地从而 BV_DSS(FW)＞V_OUT时。续流MOSFET所需的最大额定电压取决于转换器自身的操作范围。如果(V_OUT(最大)-V_batt)＞V_batt，则最差状况发生在V_x＝(V_OUT+V_f)时，则大约BV_DSS(FW)＞(V_OUT+V_f-V_batt)。如果不大于，则BV_DSS(FW)＞V_batt。为求简单，可以在估计必须的器件等级时假定V_f为1V。

例如，在5V到12V的boost转换器中，BV_DSS(LS)＞13V，BV_DSS(SR)＞12V，并且BV_DSS(FW)＞8V。另一方面，在9V到12V的boost转换器中，BV_DSS(LS)＞13V，BV_DSS(SR)＞12V，并且BV_DSS(FW)＞9V。

实施自适应箝位

如上所述，为了实施图16中的转换器600中的自适应箝位，续流二极管614的导通由开关615控制，并且整流器二极管606的导通由开关607控制。开关607和615的闭合和断开是有条件的，其取决于V_batt和V_OUT电压的相对大小。在优选实施例中，在任何给定时间仅有一个开关闭合-控制整流器二极管606的开关607或者控制续流二极管614的开关615。

在实践中，每当低压侧MOSFET导通并且V_x接近地时，二极管606和615可以连接，而不干扰转换器操作，因为两个二极管均反向偏置。类似的情况每当V_OUT≈V_batt时、更具体地是每当|V_OUT-V_batt|＜V_f时发生，因为没有二极管在电压正向偏置在低于其正向压降Vf时承载大电流。在这样的状况中，只要二极管606和614中仅有一个、正确的一个在先断后通操作期间保持导通，二极管606和614两者就可以连接。

图19A到图19D中图示了自适应箝位的各种实施。在图19A中，自适应箝位连接在V_batt和V_x之间的电路660使用以下器件实施：具有体偏置生成器662的P沟道续流MOSFET661、箝位二极管663和与其串联连接的P沟道自适应箝位MOSFET664，其具有源极-体短接和本征并联二极管665。自适应箝位MOSFET664的栅极由栅极缓冲器666控制，该栅极缓冲器666可以包括在V_OUT和地之间供电的CMOS反相器。栅极缓冲器666的输入由比较V_batt和V_OUT的大小的模拟滞后比较器667供电。

自适应箝位操作包含：在比较器667中比较V_batt和V_OUT的大小，然后使用比较器667的输出来确定二极管663是否与续流MOSFET并联连接。在V_batt＜V_OUT时，转换器600处于升压转换模式中，并且没有并联二极管连接在MOSFET664的两端。在此状况中，MOSFET664偏置截止，其中其栅极优选地连接到最正的电势(在升压模式中是V_OUT)。由于二极管665和663背靠背连接，因此不可能发生任一源极-漏极方向的通过续流MOSFET661的二极管导通。同样，由于体偏置生成器662的操作，续流MOSFET661的源极到体的二极管以及漏极到体的二极管也保持反向偏置和不导通。可以使用图12A所示的体偏置生成器和栅极缓冲器电路455实施体偏置生成器662和MOSFET661的栅极驱动。

反之，在V_batt＞V_OUT时，转换器600处于降压转换模式中，并且续流二极管663与续流MOSFET661并联连接。在此状况中，MOSFET664偏置导通，其中其栅极理想地连接到最负的电势(即，地)。在MOSFET664导通并且箝位二极管663与续流MOSFET661并联连接的情况下，最大V_x电压被限制为(V_batt+V_f)。然而，在降压模式中，在续流上下转换器600中，这样的状况仅在所有的晶体管：低压侧MOSFET601、同步整流器MOSFET604、以及续流MOSFET612均截止并且不导通时的先断后通操作期间发生。

在图19B中，自适应箝位连接在V_x和V_OUT之间的电路680使用以下器件实施：具有体偏置生成器682的P沟道MOSFET681、箝位二极管663和与其串联连接的P沟道自适应箝位MOSFET684，其具有源极-体短接和本征并联二极管685。自适应箝位MOSFET684的栅极由栅极缓冲器686控制，该栅极缓冲器686可以包括在V_batt和地之间供电的CMOS反相器。栅极缓冲器686的输入由比较V_batt和V_OUT的大小的模拟滞后比较器687供电。自适应箝位操作包含：在比较器687中比较V_batt和V_OUT的大小，然后使用比较器687的输出来确定二极管683是否与同步整流器MOSFET681并联连接。

在V_batt＞V_OUT时，转换器处于降压转换模式中，并且没有并联二极管连接在同步整流器MOSFET681的两端。这样，MOSFET684偏置截止，其中其栅极优选地连接到最正的电势(在降压模式中是V_batt)。由于二极管685和683背靠背连接，因此不可能发生任一源极-漏极极性的跨MOSFET684的二极管导通。同样，由于BBG682的操作，同步整流器MOSFET681的源极到体的二极管以及漏极到体的二极管也保持反向偏置和不导通。可以使用图14A所示的体偏置生成器电路520实施BBG682。

反之，在V_batt＜V_OUT时，转换器600处于升压转换模式中，并且整流器二极管683与同步整流器MOSFET681并联连接。在此状况中，MOSFET684偏置导通，其中其栅极理想地连接到最负的电势(即，地)。在MOSFET684导通并且箝位二极管683与同步整流器MOSFET681并联连接的情况下，最大V_x电压被限制为(V_OUT+V_f)。然而，在升压模式中，在续流上下转换器600中，这样的状况仅在所有的晶体管：低压侧MOSFET601、同步整流器MOSFET604、以及续流MOSFET612均截止并且不导通时的先断后通操作期间发生。

使用图19A和图19B中图示的技术实施主动箝位同步续流上下转换器600需要用于续流箝位的以及用于整流器箝位的另一组相同元件的额外的二极管、MOSFET、反相器、以及比较器。所描述的主动箝位电路相对于BBG电路662和682独立地操作。比较V_OUT和V_batt的比较器功能可以被整流器和续流自适应箝位电路两者共享。

在对图12A和图14A中所示的体偏置生成器进行更近的检查时，以下变得明显：所需的箝位二极管和MOSFET已经存在于体偏置生成器自身内，但是在此容量中所需的箝位二极管和MOSFET以不便利自适应箝位的方式操作，仅仅消除通过并联的二极管的导通。通过修改体偏置生成器的设计，可以使用已经在体偏置生成器内包括的器件来实施自适应箝位，从而除去额外的组件并且节省芯片面积。图19C中对于续流MOSFET图示了这样的途径，图19D中对于同步整流器MOSFET图示了这样的途径。

作为示例，图19C图示了具有集成体偏置生成器的自适应箝位的续流电路700。使用P沟道续流MOSFET701实施连接在V_batt和V_x之间的续流电路700，该P沟道续流MOSFET701具有自适应箝位703，其包括箝位二极管702A以及与其串联连接的具有源极-体短接的P沟道MOSFET704B。MOSFET704B包括本征并联二极管702B。与二极管702B和自适应箝位703一起，MOSFET704A使体偏置生成器电路完整。

代替如在图12A中所示的体偏置生成器中那样被交叉耦接到续流MOSFET的V_x端子，自适应箝位MOSFET704B的栅极由栅极缓冲器705控制，该栅极缓冲器705操作为在V_x和地之间选择的模拟开关。也可以使用适当地电平移位的数字电路实现等效的功能，但是等效的功能使用其中V_x电压取决于低压侧MOSFET、同步整流器MOSFET、以及续流MOSFET的状态的模拟开关更容易解释。通过比较V_batt和V_OUT的大小的模拟滞后比较器706对栅极缓冲器705的输入供电。体偏置生成器MOSFET704A的栅极交叉耦接到V_batt。

电路700在两个截然不同的模式中操作-降压模式和升压模式。在其降压模式中，MOSFET704B总是导通，使得将P沟道MOSFET701的体短接到V_batt并且旁路体二极管702B，无论低压侧MOSFET、同步整流器MOSFET以及续流MOSFET的状况如何，如下面的表7中所示。

在降压模式中V_B固定到V_batt并且二极管702B旁路的情况下，自适应箝位二极管702A的导通状况取决于转换器的操作状态。例如，在磁化和传递状态两者中，二极管702保持反向偏置，因为V_x＜V_batt。作为结果，续流电流I_FW-续流MOSFET701和续流二极管702A中的电流的和为零。

反之，在续流状态中，续流MOSFET701导通并且实质上短接V_x和V_batt端子，使得保持具有最低的功率损失的电感器电流I_L(假设续流MOSFET701的电阻充分的低)。V_x节点处的电压则由表达式(V_batt+I_L·R_DS(FW))给出，其可以由电压V_batt近似。严格来说，由于在续流期间V_x比V_batt略微更为正，因此二极管702A正向偏置，但是由于导通MOSFET701使得旁路二极管702A的导通，因此在续流状态期间在正向偏置的二极管702A中很少有电流。

然而，在先断后通间隔中，没有功率MOSFET导通来控制V_x节点上的电压。在这样的状况中，V_x上升到V_batt以上，使得正向偏置二极管702A，二极管702A将V_x的最大值箝位到(V_batt+V_f)。在此t_BBM持续时间期间，除了作为例外的任何电容移位电流，包括二极管702A以及与其串联的MOSFET704B的自适应箝位703必须承载全电感器电流I_L，但是由于其短持续时间，实际平均功率耗散是可忽略的。因此，在实质上，在降压模式中，所公开的自适应箝位703除了在先断后通间隔期间之外不承载大的二极管电流。

表7

在表7中，应用以下缩写：Mag-磁化阶段；Xfer-能量传递阶段；FW-续流阶段(或者MOSFET)；BBM-先断后通间隔；LS-低压侧MOSFET；SR-同步整流器MOSFET；V_B-(续流MOSFET701的)体电压；BBG-体偏置生成器；702B-二极管702B；702A-二极管702A；IFW＝续流MOSFET中的电流；FB-正向偏置；RB-反向偏置。

在升压操作中，缓冲器705将MOSFET704B的栅极连接到V_x节点，这与在其交叉耦接的配置中相同。作为结果，电路700好像在续流MOSFET701两端不存在并联二极管那样操作。在此状况中唯一的I_FW电流在续流MOSFET701导通并且不包含任何P-N结二极管的正向偏置时发生。因此，在转换器600的升压模式中，电路700和自适应箝位703不提供箝位动作，并且因此不限制Vx节点上的电压摆动。

总之，电路700实施作为以下开关运转的续流MOSFET，该开关除了先断后通间隔期间以及仅仅之后的降压操作期间之外没有导通的并联二极管，在该降压操作期间，二极管702A导通并且将V_x箝位到最大电压(V_batt+V_f)。在升压操作期间，无论如何，在续流MOSFET701两端不存在正向偏置的二极管，并且不发生箝位。

类似地，图19D图示了具有集成体偏置生成器的自适应箝位的同步整流器电路720。如所示的，使用P沟道同步整流器MOSFET721实施连接在VOUT和V_x之间的同步整流器电路720，该P沟道同步整流器MOSFET721具有自适应箝位723，其包括箝位二极管722A以及与其串联连接的具有源极-体短接的P沟道自适应箝位MOSFET724B。MOSFET724B包括本征并联二极管722B。与二极管722B和自适应箝位723一起，MOSFET724A使得体偏置生成器电路完整。

代替如在图14A中所示的体偏置生成器中那样被交叉耦接到MOSFET721的V_x端子，自适应箝位MOSFET724B的栅极由栅极缓冲器725控制，该栅极缓冲器725操作为在V_x和地之间选择的模拟开关。也可以使用适当地电平移位的数字电路实现等效的功能，但是等效的功能使用其中V_x电压取决于低压侧MOSFET、同步整流器MOSFET、以及续流MOSFET的状态的模拟开关更容易解释。通过比较V_batt和V_OUT的大小的模拟滞后比较器726对栅极缓冲器725的输入供电。体偏置生成器MOSFET724A的栅极交叉耦接到 V_OUT。

具有自适应箝位电路720的同步整流器MOSFET721在两个截然不同的模式中操作。在升压模式中，MOSFET724B总是导通，使得将MOSFET721的体短接到V_OUT并且旁路体二极管722B，无论低压侧MOSFET、同步整流器MOSFET以及续流MOSFET的状况如何，如下面的表8中所示。

在V_B固定到V_OUT并且二极管722B旁路的情况下，在升压模式中自适应箝位二极管722A的导通状况取决于转换器的操作状态。例如，在磁化和续流状态两者中，二极管722A保持反向偏置，因为V_x＜V_batt。作为结果，同步整流器电流I_xfr-同步整流器MOSFET721和整流器二极管722A中的电流的和为零。

反之，在传递状态中，同步整流器MOSFET721导通并且实质上短接V_x和V_OUT端子，使得具有最小的功率损失地将电感器的电流I_L传递给负载和输出电容器(假设同步整流器MOSFET721的电阻充分的低)。在此状况中，V_x节点处的电压则由表达式(V_OUT+I_L·R_DS(SR))给出，其可以由电压V_OUT近似。严格来说，由于在传递和同步整流期间V_x比V_OUT略微更为正，因此二极管722A正向偏置，但是由于导通MOSFET721使得旁路二极管722A的导通，因此在续流状态期间在正向偏置的二极管722A中很少有电流。

然而，在先断后通间隔中，没有功率MOSFET导通来控制V_x节点上的电压。在这样的状况中，V_x上升到V_OUT以上，使得正向偏置二极管722A并且将V_x的最大值箝位到(V_OUT+V_f)。在此t_BBM持续时间期间，除了作为例外的任何电容移位电流，包括二极管722A以及与其串联的MOSFET724B的自适应箝位723必须承载全电感器电流I_L，但是由于其短持续时间，实际平均功率耗散是可忽略的。因此，在实质上，在升压模式中，所公开的自适应箝位723除了在先断后通间隔期间的瞬态电流之外不承载大的二极管电流。

表8

在降压操作中，缓冲器725将MOSFET724B的栅极连接到Vx节点，这与在其交叉耦接的配置中相同。作为结果，电路720好像在同步整流器MOSFET721两端不存在并联二极管那样操作。在此状况中唯一的I_xfr电流在同步整流器MOSFET721导通并且不包含任何P-N结二极管的正向偏置时发生。因此，在其降压模式中，电路720和自适应箝位723不提供箝位动作，并且因此不限制V_x节点上的电压摆动。

总之，电路720实施作为以下开关运转的同步整流器MOSFET，该开关除了先断后通间隔期间以及仅仅之后的升压操作期间之外没有导通的并联二极管，在该升压操作期间，二极管722A导通并且将V_x箝位到最大电压(V_OUT+V_f)。在降压操作期间，无论如何，在续流MOSFET721两端不存在正向偏置的二极管，并且不发生箝位。

利用自适应箝位的续流MOSFET701以及自适应箝位的同步整流器MOSFET721，除了电压V_x在先断后通状况期间被箝位之外、同步续流上下转换器与图13的非箝位转换器500相同地操作。具体地，V_x在降压操作期间通过二极管702A被箝位到最大电压(V_batt+V_f)，并且在升压操作期间通过二极管722A被箝位到最大电压(V_OUT+V_f)。除了二极管702A和722A之外，在任意正常操作状况下没有其它二极管变为正向偏置。

在自适应箝位的另一实施例中，图20例示可以将单个二极管用于通过多路复用执行自适应箝位。如所示的，取决于转换器内的相对电压电势，二极管808被连接到V_OUT或者V_batt。同步续流上下转换器800包括低压侧MOSFET801、电感器806、具有体偏置生成器803的续流MOSFET802、具有体偏置生成器805的同步整流器MOSFET804、以及输出电容器807。自适应箝位电路811包括二极管808、模拟多路复用器809、以及比较器810。可以使用模拟开关或者具有适当的栅极驱动和逻辑控制的两个大栅极宽度的MOSFET实施多路复用器809。利用可以包括图12A、14A以及14B中所公开的电路的体偏置生成器803和805，MOSFET802和804不具有并联二极管，并且因此在先断后通操作期间不提供电压箝位。

在自适应箝位811中，箝位二极管808的阳极硬连线到V_x节点，而其阴极取决于比较器810的状态通过多路复用器809有选择地连接到V_batt或者V_OUT。在V_OUT＜V_batt时，转换器操作在降压模式中，并且多路复用器809将二极管808的阴极连接到V_batt，从而形成与图17A的电路的电等效电路。在V_OUT＞V_batt时，转换器800操作在升压模式中，并且多路复用器809将二极管808的阴极连接到V_OUT，从而形成图17B的电路的电等效电路。

在较低功率的应用中，自适应箝位可以消除对于同步续流上下转换器中的续流MOSFET的需要。在这样的情况下，自适应箝位二极管阻止非箝位电感性切换并且还便利续流操作。如图21所示，上下转换器820包括低压侧MOSFET821、电感器822、同步整流器MOSFET823、体偏置生成器824、以及自适应箝位电路825。转换器820不包含续流MOSFET。如所示的，自适应箝位电路825包括箝位二极管826、多路复用器827、以及比较器828。

在操作中，比较器828比较V_OUT和V_batt的大小，并且将箝位二极管826的阴极连接到V_batt或者V_OUT。在V_OUT＜V_batt时，转换器操作在降压模式中，并且多路复用器828将二极管826的阴极连接到V_batt，从而形成图17A的电路的电等效电路。在V_OUT＞V_batt时，转换器820操作在升压模式中，并且多路复用器828将二极管826的阴极连接到V_OUT，从而形成图17B的电路的电等效电路。

然而，不像图16中的续流上下转换器600那样，转换器820不在升压模式中维持所保持的续流，因为其中二极管826与电感器822并联的唯一状况每当V_OUT＜V_batt时、即在降压操作期间发生。

续流转换器启动

除了其仅对电压进行升压的能力之外，诸如图1A和1B中所示的那些传统boost转换器之类的传统boost转换器的一个主要限制是：在转换器试图启动的同时，每当输出端子有负载时、即每当负载被连接并且吸引电流时，不能可靠地启动。如果负载太大，则电路从不在电感器中产生足够的电流来达到稳定状态状况。

这在其中PWM和栅极缓冲器电路由转换器的输出供电的boost转换器中尤其成问题。如果输出有负载，则输出电压从不上升到足以为控制电路供电，这造成低压侧功率MOSFET经受不充足的栅极驱动以及低偏置电压，使得产生高电阻和低电感器电流。

在boost转换器中的启动问题是一直存在的硬连线的二极管将其V_x节点连接到其输出端子的结果。例如，在图1A的传统非同步boost转换器中，二极管2将负载连接到电池和电感器4。无法将它们彼此断开。在图1B的同步boost转换器中，同步整流器MOSFET13本征的二极管15施加相同的限制和约束。任何“过度磁化”电感器、即在启动期间在电感器中建立过度的电流的尝试造成对输出电容器过充电并且产生高于所指定的目标的输出电压的风险，使得无法进行调节并且潜在地损坏电压敏感负载。

由于根据本发明做出的续流上下转换器利用不具有硬连线的源极到漏极并联二极管的同步整流器，因此可以在没有负载或者在受控的负载的情况下完成启动序列。此外，由于续流的能力，可以修改启动序列以建立比负载所需的电感器电流更高的电感器电流，而不施加任何对输出电容器过充电的风险。此外，使用转换器拓扑，在开始转换器切换之前，更高等级的控制可用。此预充电阶段允许转换器的输出电容器被部分充电，即，充电到小于目标电压高于零的电压。预充电减少在开始切换操作之后转换器达到其目标电压所需的时间。

图22A和图22B中的流程图850和870在算法上图示了启动续流转换器时可用的各种选择。具体地，流程图850图示预充电的操作顺序。预充电行为在图23A的升压切换波形中的时刻t₁和t₃之间图示，同样，在图23B中所示的降压切换波形中图示。

再次参照算法850，通过导通同步整流器MOSFET和续流MOSFET两者来开始预充电，使得允许电流从电池直接流到转换器的输出电容器，而不磁化电感器(步骤851)。充电顺序是有条件的，其基于需要升压还是降压操作来达到目标输出电压V’_OUT，如由条件步骤852例示的。如果V_batt＜V_OUT，则转换器将在随后操作在升压模式中，并且输出被预充电到Vb_att(步骤855)。如在图23A中所示的，在时刻t₁，对转换器的输出电容器充电的电流跳变到输出电流曲线902所示的Vb_att/(R_DS(FW)+R_DS(SR))，并且V_x取决于续流MOSFET和同步整流器MOSFET的相对电阻跳变到接近V_batt的值(线921)。

逐渐地，在电容器电压充电到V_batt时(曲线935)，输出电流指数地下降(曲线904)。如果在此间隔期间电气负载吸引任何电流，则最终的电流将下降到该电流，而不是下降到零。到时刻t₃为止，预充电完成，并且输出充电到V_batt，等待操作开始。由于某些预充电电流可能流过电感器，而不是流过开关，因此在通过截止同步整流器MOSFET和续流MOSFET来断开负载(步骤857)之前将自适应箝位二极管连接在同步整流器MOSFET两端(步骤856)是谨慎的。

再次参照算法850，用于降压操作的预充电是不同的，因为将输出充电到V_batt使得超出目标输出电压V’_OUT，如条件步骤852所例示的。代之，如果V_batt＞V_OUT，则转换器随后将在降压模式中操作，并且输出被预充电到小于V_batt的预充电电压V_PC(步骤853)。如图23B所示，在时刻t₁，对转换器的输出电容器充电的电流跳变到Vb_att/(R_DS(FW)+R_DS(SR))(曲线942)，并且Vx取决于续流MOSFET和同步整流器MOSFET的相对电阻跳变到目标启动值V’_OUT(SU)(线961)。

逐渐地，在电容器电压充电到V’_OUT(SU)时(曲线975)，输出电流指数地下降(曲线944)。如果在此间隔期间电气负载吸引任何电流，则该电流包括电容以及负载电流两者。在时刻t₂，V_OUT达到目标启动电压V’_OUT(SU)，其小于或者等于转换器操作期间的实际目标输出电压V’_OUT。由于某些预充电电流可能流过电感器，而不是流过开关，因此在通过截止同步整流器MOSFET和续流MOSFET来断开负载(步骤857)之前在步骤854中将自适应箝位二极管连接在续流MOSFET两端是谨慎的。如在时刻t₂所示，MOSFET断开，并且输出电流从非零值下降到零(曲线945)，在此之后，输出电压保持恒定在V’_OUT(SU)，直到切换在时刻t₃开始为止。

此顺序结束了算法850中描述的预充电阶段。所公开的续流上下转换器的独特之处在于：简单地通过截止无体二极管的同步整流器而断开负载，该续流上下转换器可以预充电到小于其输入V_batt的值，这是图1A和1B的传统boost转换器不能执行的功能，因为它们的整流器二极管硬连线到它们的输出端子。

在预充电之后，转换器然后继续以开始根据图22B中的算法870的切换操作。这里同样，所公开的续流转换器提供在现有技术转换器中无法得到的独特特性，即过度磁化电感器、而不过充电输出电容器的能力。具体地，可以在启动期间将电感器电流I_L驱动到某一任意值I_L(峰值)，其大于负载所要求的电流，并且如果该电感器电流证明是过度的话，其在稍后被调整。

以步骤871开始，低压侧MOSFET导通，使得电感器电流I_L上升到某一值I_L(峰值)。在图23A的升压波形中，在时刻t₃和t₄之间，电感器电流上升(曲线906)到峰值907。在此时间期间，V_x下降(曲线923)到大小为I_L·R_DS(LS)的值924，而V_OUT保持在其预充电电压V_batt。类似地，在图23B的降压波形中，在时刻t₃和t₄之间，电感器电流上升(曲线947)到峰值948。在此时间期间，V_x下降(曲线963)到大小为I_L·R_DS(LS)的值964，而V_OUT保持在其预充电电压V’_OUT(SU)。

代数上，取决于V_batt是否大于V_OUT(步骤872)，适当地与续流MOSFET并联地应用自适应箝位，以用于降压操作，并且适当地与同步整流器并联地应用自适应箝位，以用于升压操作。接下来，在时刻t₄，在导通同步整流器MOSFET(步骤874)之前，对于t_BBM截止低压侧MOSFET(步骤873)。在此BBM间隔期间，在升压模式中V_x电压跳变(曲线925)到高于V’_OUT一个正向偏置二极管压降V_f的电压(线926)，直到在电荷传递期间(线922)固定回到大小为(V_OUT+I_L·R_DS(SR))的电压为止。

参照图23A和23B，在降压模式中，V_x电压跳变(曲线965)到高于V’_OUT一个正向偏置二极管压降V_f的电压(线966)，直到在电荷传递期间(线967)固定回到大小为(V_OUT+I_L·R_DS(SR))的电压为止。

在能量传递阶段期间，电感器电流(曲线908或者949)下降到某一较低值(点909或者950)，而对输出电容器和负载供电的转换器的输出电流相应地上升(曲线912或者953)。同时，在时刻t5，输出电压V_OUT从其预充电电压上升到其目标值V’_OUT。在升压模式中，此上升开始于V_batt，并且上升到V’_OUT(曲线937)，其是大于V_batt的电压。在此降压模式中，此上升开始于V’_OUT(SU)，并且上升到V’_OUT(曲线977)，其是小于V_batt的电压(点978)。

当在时刻t₅V_OUT→V’_OUT时，同步整流器MOSFET截止并且传递终止。在升压模式中，在BBM间隔期间，V_x电压向上跳变回到高于V’_OUT一个V_f的电压(曲线928)，其是大于V_batt的电压。在降压模式中，在BBM间隔期间，V_x电压向上跳变回到高于V’_OUT一个V_f的电压(曲线968)，但此电压小于V_batt。在时刻t₅，再次导通低压侧MOSFET，并且电感器电流开始围绕目标值I’_L的稳态操作，其中上升直到时刻t₆为止(曲线910或者951)，在时刻t₆之后，该循环重复。然后，启动完成，并且实现了稳态操作。

续流上下转换器的稳态操作

如图24的状态图1000中所示，同步续流上下转换器的稳态操作包括三个稳定状态：磁化(圈1001)、能量传递(圈1002)、以及续流(圈1003)。可以将任意状态转变为任意另一状态，只要该转变包括其中不导通功率MOSFET的先断后通(BBM)间隔转变状态(框1004、1005、或者1006)即可。在这样的BBM间隔期间，自适应箝位(框1009)将二极管插入电路以阻止非箝位电感性切换，而不限制用于所需的升压或者降压转换的Vx的正常操作范围。

磁化状态(圈1001)中的时间在一个实施例中通过控制实际电感器电流I_L以满足目标值I’_L(如状态控制器(框1007)所图示的)来确定。续流转换器中的电感器电流可以匹配或者超过实际负载电流，并且不需要逐循环地保持平衡。在能量传递状态(圈1002)和续流状态(圈1003)中花费的时间由其主要功能是要维持实际V_OUT于目标值V’_OUT处或者接近目标值V’_OUT处的状态控制(框1008)控制。

磁化状态(圈1001)包含通过导通低压侧MOSFET并且在时间ton中导通来在电感器中建立电流。由于V_L＝L·dI/dt，则对于短间隔，可以存储电感器电流(假定恒定斜率的三角电流波形)，其中

Δ I_{L} = \frac{V \cdot t_{on}}{L}

其中分式的分子的单位为伏特·秒，并且L确定斜率。在电感器中存储的能量因此由导通时间t_on控制，或者作为总时钟周期的百分数而控制，或者作为这里定义为以下的占空因子而控制：

D_{on} = \frac{t_{on}}{t_{on} + t_{xfer} + t_{fw}}

然而，如果I_L达到其目标值I’_L，则不需要总是导通低压侧MOSFET，在某一时间段不需要导通低压侧MOSFET。此行为在图25中图示，其中当V_OUT被调节在其目标值V’_OUT附近的同时(如曲线图1040中所示，其包括由曲线1041、1043、1044、1045和1046所示的波动)，I_L(峰值)在续流和传递的反复的循环上下降1021到其目标I’_L值1022。在此时间期间，V_x从接近Vb_att(线1047)变化到～V_OUT(线1049)，并且在低压侧MOSFET导通(线1053)并且电感器电流开始再次增大之前，Vx变化回到接近V_batt(线1051)。为求清楚，在图25中未示出所需的先断后通间隔。

如果可以在比输出电流(线1025)更高的电平上(线1022、1023、和1024)维持平均电感器电流，由于不是逐循环地需要能量平衡，因此传递时间与时间t_on无关。传递时间t_xfer具有不由磁化时间t_on确定的对应的“占空因子”D_xfr。

D_{xfr} = \frac{t_{xft}}{t_{on} + t_{xfer} + t_{fw}}

假定低损失续流MOSFET，如果D_xfr超过转换器的占空因子D_on,则平均电感器电流I_L将建立，而如果D_on超过D_xfr，则电感器的平均电流将下降。以此方式，平均电流的控制不限制转换器响应快速负载瞬态的能力。

虽然这里已经描述了本发明的特定实施例，但是这些实施例应当被视为本发明的宽泛的原理中的示例性的和例示性的、而非限制性的实施例。

Claims

1.一种DC/DC转换器，包括：

在第一电源电压和第二电源电压之间的串联传导路径中连接的电感器和低压侧开关，电感器耦接到第一电源电压，并且低压侧开关耦接到第二电源电压，V_x节点位于电感器和低压侧开关之间的串联传导路径中；

能量传递开关，其连接在V_x节点和转换器的输出端子之间；以及

与电感器并联连接的续流开关，该续流开关包括体偏置生成器，体偏置生成器耦接到续流MOSFET的源极、漏极、以及体中的每一个，体偏置生成器被适配为响应于分别存在于续流MOSFET的源极和漏极处的电压之间的关系，将续流MOSFET的体与源极和漏极之一短接，以阻止续流MOSFET中的任何P-N结变为正向偏置。

2.如权利要求1所述的DC/DC转换器，其中所述能量传递开关包括二极管。

3.如权利要求1所述的DC/DC转换器，其中体偏置生成器包括耦接在续流MOSFET的体和漏极之间的第一体偏置MOSFET、以及耦接在续流MOSFET的体和源极之间的第二体偏置MOSFET，第一体偏置MOSFET的栅极耦接到续流MOSFET的源极，以及第二体偏置MOSFET的栅极耦接到续流MOSFET的漏极。

4.如权利要求1所述的DC/DC转换器，其包括与续流MOSFET并联连接的电压箝位电路，电压箝位电路包括与箝位开关串联连接的箝位二极管。

5.如权利要求4所述的DC/DC转换器，其中电压箝位电路包括与箝位二极管串联连接并且与箝位开关并联连接的阻塞二极管，将阻塞二极管和箝位二极管定向，以阻止电流在包括阻塞二极管和箝位二极管的串联路径中任一方向的流动。

6.如权利要求5所述的DC/DC转换器，其中箝位开关包括箝位MOSFET，并且还包括耦接到箝位MOSFET的栅极的栅极驱动电路，栅极驱动电路被适配以响应于第一电源电压和输出端子处的电压之间的关系来控制箝位MOSFET的栅极。

7.一种DC/DC转换器，包括：

与电感器并联连接的续流开关，包括续流MOSFET，

其中能量传递开关包括能量传递MOSFET和体偏置生成器，体偏置生成器耦接到能量传递MOSFET的源极、漏极、以及体中的每一个，体偏置生成器被适配为响应于分别存在于能量传递MOSFET的源极和漏极处的电压之间的关系，将能量传递MOSFET的体与源极和漏极之一短接，以阻止能量传递MOSFET中的任何P-N结变为正向偏置。

8.如权利要求7所述的DC/DC转换器，其中体偏置生成器包括耦接在能量传递MOSFET的体和漏极之间的第一体偏置MOSFET、以及耦接在能量传递MOSFET的体和源极之间的第二体偏置MOSFET，第一体偏置MOSFET的栅极耦接到能量传递MOSFET的源极，以及第二体偏置MOSFET的栅极耦接到能量传递MOSFET的漏极。

9.如权利要求8所述的DC/DC转换器，其包括与能量传递MOSFET并联连接的电压箝位电路，电压箝位电路包括与箝位开关串联连接的箝位二极管。

10.如权利要求9所述的DC/DC转换器，其中电压箝位电路包括与箝位二极管串联连接并且与箝位开关并联连接的阻塞二极管，将阻塞二极管和箝位二极管定向，以阻止电流在包括阻塞二极管和箝位二极管的串联路径中任一方向的流动。

11.如权利要求10所述的DC/DC转换器，其中箝位开关包括箝位MOSFET，并且还包括耦接到箝位MOSFET的栅极的栅极驱动电路，栅极驱动电路被适配以响应于第一电源电压和输出端子处的电压之间的关系来控制箝位MOSFET的栅极。

12.如权利要求7所述的DC/DC转换器，其中能量传递MOSFET的体连接到体偏置电压，使得能量传递MOSFET中的源极/体结或者漏极/体结在转换器的正常操作期间不正向偏置。

13.如权利要求12所述的DC/DC转换器，其中体偏置电压等于第二电源电压。

14.一种DC/DC转换器，包括：

能量传递开关，其连接在V_x节点和转换器的输出端子之间；

与电感器并联连接的续流开关；以及连接在V_x节点和自适应箝位电路之间的箝位二极管，自适应箝位电路被适配为取决于第一电源电压和输出端子处的电压之间的关系将二极管连接到第一电源电压或者输出端子处的电压。

15.一种将DC输入电压转换为DC输出电压的方法，其包括：

在将电感器的第二端子耦接到电路地时，将DC输入电压施加到电感器的第一端子，以磁化电感器；

将电感器的第二端子与电路地断开；

将电感器的第二端子耦接到电容器和输出端子，以在输出端子处提供DC输出电压；

将电感器的第二端子与电容器和输出端子断开；

在将电感器的第二端子与电容器和输出端子断开时，将电感器的第一和第二端子连接在一起；

在电感器的第一和第二端子连接在一起时，检测经过电感器的降低电流的值，以及

在经过电感器的电流的检测值降到预定电平之下时，断开电感器的第一和第二端子。

16.如权利要求15所述的方法，其包括：

在将电感器的第二端子与电路地断开以及将电感器的第二端子耦接到电容器和输出端子之间提供第一先断后通间隔；并且

在第一先断后通间隔期间限制电感器的第二端子处的电压的升高。

17.如权利要求16所述的方法，其包括：

在将电感器的第二端子与电容器和输出端子断开以及将电感器的第一和第二端子连接在一起之间提供第二先断后通间隔；并且

在第二先断后通间隔期间限制电感器的第二端子处的电压的升高。

18.如权利要求15所述的方法，其中DC输出电压高于DC输入电压。

19.如权利要求15所述的方法，其中DC输出电压低于DC输入电压。

20.如权利要求15所述的方法，其中将电感器的第一和第二端子连接在一起包括：

将续流MOSFET连接在电感器的第一和第二端子之间；并且

导通续流MOSFET。

21.如权利要求20所述的方法，其包括控制续流MOSFET的体电压，以便阻止续流MOSFET中的任何P-N结变为正向偏置。

22.如权利要求15所述的方法，其中将电感器的第二端子耦接到电容器和输出端子包括：

将能量传递MOSFET连接在电感器的第二端子与电容器和输出端子之间；并且

导通能量传递MOSFET。

23.如权利要求22所述的方法，其包括控制能量传递MOSFET的体电压，以便阻止能量传递MOSFET中的任何P-N结变为正向偏置。