KR101252532B1 - 동기식 프리휠링 ｍｏｓｆｅｔ를 구비한 부스트 및 업다운 스위칭 레귤레이터 - Google Patents
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Abstract
DC/DC 컨버터의 인덕터에 병렬로 프리휠링 MOSFET가 연결된다. 프리휠링 MOSFET가 컨버터의 스위칭 동작 동안에 턴-온 될 때, 하위측 MOSFET와 에너지 전달 MOSFET가 턴-오프 되는 동안 인덕터 전류는 프리휠링 MOSFET를 순환하거나 "프리휠링(freewheeling)"한다. 이에 의해 컨버터의 주파수는 자화단계와 에너지 전달단계의 길이에 독립적이 되며, 컨버터의 동작에 훨씬 큰 유연성을 허용하고 종래 DC/DC 컨버터와 관련된 다수의 문제들을 극복한다. 예를 들면, 컨버터는 승압 또는 강압 모드에서 동작할 수 있고 입력 전압과 원하는 출력 전압의 값들이 변할 때 한 모드에서 다른 모드로 이행할 수도 있다.
Description
본 출원은 본 출원과 동시에 출원된 출원번호 [12/148,570]의 "Step-Down Switching Regulator With Freewheeling Diode"와 관련되되며, 이것은 참조에 의해 그 전체가 본 명세서에 포함된다.
전압 레귤레이션은 디지털 IC, 반도체 메모리, 디스플레이 모듈, 하드 디스크 드라이브, RF 회로, 마이크로프로세서, 디지털 신호 처리기 및 아날로그 IC와 같은 다양한 마이크로전자 부품에 전력을 공급하는 전원공급장치에서, 특히 배터리에 의해 전력을 공급받는 이동전화기, 노트북 컴퓨터 및 소비자 제품과 같은 응용에서 변동을 방지하기 위해 흔히 요구된다.
제품의 배터리 또는 DC 입력 전압은 종종 더 높은 DC 전압으로 승압(step-up)되거나, 또는 더 낮은 DC 전압으로 강압(step-down)되어야 하므로, 이러한 레귤레이터는 DC-DC 컨버터라고 불린다. 배터리의 전압이 원하는 부하 전압보다 높을 때에는 강압 컨버터가 사용된다. 강압 컨버터는 유도성 스위칭 레귤레이터, 용량성 전하 펌프(charge pump), 및 선형 레귤레이터를 포함할 수 있다. 반대로, 승압 컨버터는 흔히 부스트 컨버터라고 불리는데 배터리의 전압이 부하에 필요한 전압보다 낮을 때 필요하다. 승압 컨버터는 유도성 스위칭 레귤레이터 또는 용량성 전하 펌프를 포함할 수 있다.
전술한 전압 레귤레이터 중에서, 유도성 스위칭 컨버터는 가장 넓은 범위의 전류, 입력 전압 및 출력 전압에 대해 우수한 성능을 달성할 수 있다. DC/DC 유도성 스위칭 컨버터의 동작은 인덕터(코일 또는 트랜스포머)의 전류가 순간적으로 변할 수 없다는 원리와 인덕터는 전류의 어떤 변화에 대해 저항하는 반대의 전압을 생성한다는 원리에 기초한다.
인덕터-기반 DC/DC 스위칭 컨버터의 기본 원리는 DC 공급 전압을 펄스 또는 버스트로 스위칭 또는 "쵸핑(chop)"하고, 저역통과 필터를 사용하여 상기 버스트를 필터링하는 것이며, 여기서 상기 저역통과 필터는 인덕터와 커패시터로 구성되어 시간에 따라 일정하게 변하는 전압을 생성, 즉 DC 전압을 AC 전압으로 변경한다. 고속으로 스위칭하는 하나 이상의 트랜지스터를 사용하여 인덕터를 반복적으로 자화 및 비-자화함으로써, 인덕터는 컨버터의 입력 전압을 승압 또는 강압하여 입력 전압과 상이한 출력 전압을 생성하는데 사용될 수 있다. 자석을 사용하여 AC 전압을 높이거나 낮춘 후, 출력은 다시 DC전압으로 정류되고 리플을 제거하기 위해 필터링된다.
상기 트랜지스터는 보통 낮은 온-상태 저항을 갖는 MOSFET를 사용하여 구현되는데, 흔히 "파워 MOSFET"라고 불린다. 컨버터의 출력전압으로부터 피드백을 사용하여 스위칭 조건을 제어하면, 컨버터의 입력 전압 또는 출력 전류의 급격한 변동에도 불구하고 일정하고 잘 레귤레이션 된 출력 전압이 유지될 수 있다.
트랜지스터의 스위칭 동작에 의해 발생된 AC 노이즈 또는 리플을 제거하기 위해, 스위칭 레귤레이터의 출력 단자에 출력 커패시터가 배치된다. 인덕터와 출력 커패시터는 함께 트랜지스터의 스위칭 노이즈가 부하에 도달하기 전에 거의 대부분을 제거할 수 있는 "저역통과(low-pass)" 필터를 구성한다. 보통 1 MHz 이상의 스위칭 주파수는 필터의 "LC" 탱크의 공진 주파수에 비해 반드시 "높아야(high)" 한다. 복수의 스위칭 사이클에 대해 평균하면, 스위칭 인덕터는 느리게-변하는 평균 전류를 갖는 프로그래머블 전류원처럼 동작한다.
상기 평균 인덕터 전류는 "온(on)" 또는 "오프(off)"로 바이어스된 트랜지스터에 의해 제어되기 때문에, 트랜지스터에서 전력 소모는 이론적으로 작고 80% 내지 90%의 높은 컨버터 효율이 실현될 수 있다. 구체적으로, 파워 MOSFET가 "하이(high)" 게이트 바이어스를 사용하여 온-상태 스위치로 바이어스될 때, 보통 200 mΩ 이하의 낮은 RDS(on) 저항에서 선형 I-V 드레인 특성을 나타낸다. 예를 들어 0.5A에서, 이러한 디바이스는 높은 드레인 전류에도 불구하고 단지 100 mV의 최대 전압 강하(ID 
RDS(on))를 보일 것이다. 온-상태 통전 시간 동안 그 전력 소모는 ID 2 
RDS(on)이다. 주어진 예에서, 트랜지스터가 통전하는 동안 소모된 전력은 (0.5A)2 
(0.2Ω)= 50 mW이다.
오프 상태에서, 파워 MOSFET는 게이트가 그 소스에 바이어스되며, 즉 VGS=0이다. 인가된 드레인 전압(VDS)이 컨버터의 배터리 입력 전압(Vbatt)과 같더라도, 파워 MOSFET의 드레인 전류(IDSS)는 아주 작고, 일반적으로 1 마이크로 암페어보다 훨씬 작으며 보통 나노 암페어의 범위에 있다.
이와 같이 DC/DC 컨버터에서 스위치로 사용된 파워 MOSFET는, 오프 조건에서 높은 전압에서 낮은 전류를 보이고 온 상태에서 낮은 전압 강하에서 높은 전류를 보이기 때문에, 효율적이다. 스위칭 과도기를 제외하고, 파워 MOSFET에서 ID 
VDS 곱은 작게 유지되고, 스위치에서 전력 소모는 낮게 유지된다. 전류(IDSS)는 주로 접합 누설을 포함한다.
스위칭 레귤레이션에서 중요한 요소는 초퍼(chopper)의 합성된 AC 출력을 다시 DC로 변환 또는 "정류하기" 위해 필요한 정류기 기능이다. 부하에서 전압의 극성이 반전되지 않도록 보장하기 위해, 스위칭 인덕터와 부하의 직렬 경로에 정류기 다이오드가 배치되며, 이에 의해 부하로부터 큰 AC 신호를 차단한다. 상기 정류기는 토폴로지상 상위측 경로 즉 파워 또는 배터리 입력의 양의 단자와 출력의 양의 단자 사이 어딘가에, 또는 하위측, 즉 "그라운드(ground)" 반환 경로에 배치될 수 있다. 상기 정류기의 또 다른 기능은 전류가 컨버터에서 부하로 한 방향으로만 흐르도록 에너지 흐름의 방향을 제어하는 것이다.
일 군의 스위칭 레귤레이터에서, 정류기 기능은 P-N 접합 다이오드 또는 쇼트키(Schottky) 다이오드를 사용한다. 쇼트키 다이오드는 P-N 접합 다이오드보다 선호되는데 그 이유는 쇼트키 다이오드가 P-N 접합 다이오드보다 낮은 보통 700 mV가 아니라 400 mV의 순방향 전압 강하를 보이고 따라서 적은 전력을 소모하기 때문이다. 순방향 통전 동안에, P-N 다이오드는 소수 캐리어의 형태로 전하를 저장한다. 이들 소수 캐리어는, 다이오드가 역방향-바이어스 극성에서 전류를 차단할 수 있기 전에, 제거되는, 즉 추출되거나 또는 자연적으로 재결합되어야 한다.
쇼트키 다이오드는 P-N 접합보다는 금속-반도체 인터페이스를 사용하기 때문에, 이상적으로 통전하기 위해 소수 캐리어를 사용하지 않고 따라서 P-N 접합 다이오드보다 적은 전하를 저장한다. 저장된 전하가 적기 때문에, 쇼트키 다이오드는 그 단자의 전압의 극성의 변화에 대해 더 빨리 응답할 수 있고 더 고속으로 동작할 수 있다. 불행히도, 쇼트키 다이오드는 몇 가지 중요한 단점이 있는데, 그 중 하나는 특히 고온에서 심각한 원치않는 오프-상태 누설 전류를 보인다는 것이다. 불행히도, 쇼트키 다이오드의 오프-상태 누설과 그 순방향 바이어스 전압 강하 사이에는 기본적인 트레이드오프(tradeoff)가 존재한다.
통전 동안에 전압 강하가 낮을수록 오프 상태에서 누설은 더 커진다. 또한, 이 누설은 전류의 양의 전압 계수를 나타내고, 따라서 누설이 증가함에 따라, 전력 소모 역시 증가하여 쇼트키 다이오드의 누설을 증가시키고 전력 소모를 증가시켜 한층 더 가열시킨다. 이와 같은 양의 피드백 상황에서, 국지화된 가열은, 디바이스가 고장 나는 높은 전류밀도에 열점이 도달할 때까지 상기 열점을 더욱 가열하고 누설을 "한층 더(hog)" 증가시킬 수 있는데, 이것은 열폭주(thermal runaway) 프로세스로 알려져 있다.
쇼트키 다이오드의 또 다른 단점은 종래의 웨이퍼 조립 공정과 제조기술을 사용하여 IC에 집적하는 어려움이다. 쇼트키 다이오드를 구성하는 최고의 특성을 갖는 금속은 IC 공정에서 흔히 이용 가능하지 않다. 흔히 이용할 수 있는 금속은 과도하게 높은 전압 장벽을 나타내며, 즉 너무 높은 전압 강하를 생성한다. 반대로, 다른 흔히 이용할 수 있는 금속은 너무 낮은 장벽 전위를 나타낸다. 즉 쇼트키 다이오드에 사용될 때 너무 많은 누설을 생성한다.
이들 한계에서 불구하고, 오늘날 많은 스위칭 레귤레이터는 정류를 위해 P-N 다이오드 또는 쇼트키 다이오드에 의존한다. 2-단자 디바이스로서, 정류기는 통전 시기를 알려주는 게이트 신호가 필요 없다. 과도 전하 저장 문제 이외에, 정류기는 당연히 역 전류를 차단하며, 따라서 에너지는 출력 커패시터와 전기 부하로부터 반대로 컨버터와 그 인덕터로 흐를 수 없다.
전압 강하를 줄이고 통전 손실을 개선하기 위해, 파워 MOSFET가 때때로 스위칭 레귤레이터에서 쇼트키 정류기 다이오드를 대체한다. 정류기로서 MOSFET의 동작은, 종종 MOSFET를 쇼트키 다이오드와 병렬로 배치하고 다이오드가 통전할 때마다, 즉 다이오드의 통전에 동기하여 MOSFET를 턴-온 시킴으로써 달성된다. 그러므로 이와 같은 응용에서, MOSFET는 동기식 정류기로 지칭된다.
동기식 정류기 MOSFET는 낮은 온-저항과 쇼트키 다이오드보다 낮은 전압 강하를 갖도록 크기가 조정될 수 있기 때문에, 전류는 다이오드로부터 MOSFET 채널로 전환되고, "정류기"에서의 전체 전력 소모는 감소된다. 대부분의 파워 MOSFET는 기생 소스-드레인 다이오드를 포함한다. 스위칭 레귤레이터에서, 이 내재하는 P-N 다이오드의 방위는 쇼트키 다이오드와 동일한 극성, 즉 음극 대 음극, 양극과 양극을 가져야 한다. 이 실리콘 P-N 다이오드와 쇼트키 다이오드의 병렬 조합은 동기식 정류기 MOSFET가 턴-온 하기 전에 "BBM(break-before-make)" 기간이라고 하는 짧은 기간만 전류를 운반하기 때문에, 다이오드에서 평균 전력 소모는 낮고 쇼트키 다이오드는 종종 완전히 제거된다.
트랜지스터 스위칭 이벤트가 레귤레이터의 발진 주기에 비해 상대적으로 빠르다고 가정하면, 스위칭 동안 전력 손실은 회로 해석에서 무시되거나 대안으로 고정된 전력 손실로서 간주될 수 있다. 그러면 전체적으로 저-전압 스위칭 레귤레이터에서 손실된 전력은 통전과 게이트 구동 손실을 고려하여 예측될 수 있다. 그러나 수 MHz 스위칭 주파수에서, 스위칭 파형 해석은 더욱 중요해지고 디바이스의 드레인 전압, 드레인 전류, 및 시간에 대한 게이트 바이어스 전압 구동을 분석하여 고려되어야 한다.
쇼트키 다이오드나 접합 다이오드와 달리 동기식 정류기 MOSFET는 전류가 양방향으로 흐르게 하며, 게이트 신호의 타이밍은 효율을 낮추고, 전력 소모와 가열을 증가시키고 디바이스를 손상시킬 수 있는 원치 않는 통전 형태인 역방향 전류 흐름을 방지하기 위해 정밀해야 한다. 스위칭 속도를 낮추고 턴-온 지연을 증가시킴으로써, DC/DC 스위칭 레귤레이터에서 로버스트성(robustness)을 개선하기 위해 효율이 희생될 수 있다.
상기 원리에 기초하여, 오늘날의 인덕터-기반 DC/DC 스위칭 레귤레이터는 넓은 범위의 회로, 인덕터, 및 컨버터 토폴로지를 사용하여 구현된다. 그것들은 크게 두 개의 주요 토폴로지 타입으로 분류되는데, 비-절연(non-isolated) 컨버터와 절연(isolated) 컨버터이다.
가장 흔한 분리 컨버터는 플라이백(flyback) 컨버터와 순방향 컨버터를 포함하고, 트랜스포머 또는 결합형(coupled) 인덕터를 요구한다. 더 높은 전력에서, 풀 브리지(full bridge) 컨버터도 사용된다. 절연 컨버터는 트랜스포머의 1차-2차 권선비에 따라서 그 입력 전압을 상승 또는 강하시킬 수 있다. 다수의 권선을 갖는 트랜스포머는 입력보다 높은 전압과 낮은 전압 모두를 포함하는 다수의 출력을 동시에 생성할 수 있다. 트랜스포머의 단점은 그것이 싱글-권선 인덕터에 비해 크고 원치 않는 부유(stray) 인덕턴스를 발생한다는 것이다.
비-분리 전원 공급장치는 강압 버크 컨버터, 승압 부스트 컨버터, 및 버크-부스트 컨버터를 포함한다. 버크 및 부스트 컨버터는, 특히 2.2 μH 이하의 인덕터가 사용될 수 있는 메가헤르츠 주파수 범위에서 동작할 때, 특히 효율적이고 크기가 작다. 이와 같은 토폴로지는 코일 마다 단일의 레귤레이션 출력 전압을 생성하고, 전압을 레귤레이션 하는 스위치 온-시간을 지속적으로 조정하기 위해 각 출력에 대해 전용 제어 루프와 별도의 PWM 컨트롤러를 요구한다.
휴대용 및 배터리-전원 공급식 응용에서, 효율을 개선하기 위해 흔히 동기식 정류가 채용된다. 동기식 정류를 채용하는 승압 부스트 컨버터는 동기식 부스트 컨버터로 알려져 있다. 동기식 정류를 채용하는 강압 버크 컨버터는 동기식 버크 레귤레이터로 알려져 있다.
비-동기식 대 동기식
부스트
컨버터 동작:
도 1A에 도시된 바와 같이, 종래의 부스트 컨버터(1)는 N-채널 파워 MOSFET(7), 인덕터(4), 커패시터(3), 쇼트키 정류기(2), 및 PWM(pulse-width modulation) 컨트롤러(6)를 포함한다. 인덕터(4), MOSFET(7) 및 정류기(2)는 공통 노드(Vx)를 공유하며, 이 노드는 때로는 Lx 노드라고 불린다. 다이오드(5)는 MOSFET(7)에 기생하며 부스트 컨버터(1)의 정상 동작 동안에 역방향-바이어스와 오프 상태로 유지된다. 컨버터(1)는 입력 전압(Vbatt)에 의해 전력이 공급된다.
파워 MOSFET(7)의 스위칭 동작을 통해, Vx 노드에서 전압(Vx)은 공급 단자(supply rail)보다 큰 범위에서 스위칭하며, MOSFET(7)가 온이고 전류(IL(on))를 통전할 때의 대략 그라운드와 MOSFET(7)가 오프이고 전류(IL(off))가 정류기(2)를 통해 흐를 때의 Vout보다 약간 높은 전압 사이를 교대하는 전위를 나타낸다. 종래 부스트 컨버터에 대한 Vx의 파형은 도 1D의 그래프(30)에서 곡선 세그먼트(31, 32, 38, 34-37)에 의해 도시되며 여기서 Vx는 MOSFET(7)가 통전하는 동안(세그먼트 31) I
RDS(on)의 식으로 주어지고 MOSFET(7)가 오프(세그먼트 38)인 동안 Vx는 (VOUT + Vf)로 주어진다. 출력 전압(VOUT)은 입력 전압(Vbatt)보다 더 크다. 피드백과 폐쇄루프 제어가 없는 상황에서, 컨버터(1)는 다이오드(5)가 원치 않는 잠재적 손상 조건인 애버랜치 브레이크다운(avalanche breakdown)에 진입할 때까지 VOUT을 점점 더 높은 레벨까지 구동할 것이다.
시간 t1에서, 기간 ton 후, 인덕터(4)는 전압(Vx)을 양으로 구동하고, 컨버터(1)의 설계와 레이아웃에 따라, 약간의 전압 오버슈트(overshoot)와 원치 않는 발진 또는 링잉(ringing)이 발생할 수 있다(세그먼트 32). 기간 toff 후 시간 t2에서, MOSFET(7)는 턴-온하고, 임의의 저장된 전하가 다이오드(2)에서 제거된 후, Vx는 음의 전환 및 링잉을 나타낸다(세그먼트 35). 전체 사이클은 주기(T=(ton + toff)를 가지고 반복하며, 이 주기는 고정-주파수 PWM 컨버터에서 일정하게 유지되고 가변-주파수 컨버터에서는 변할 수 있다.
동기식 부스트 컨버터에서, 정류기 다이오드는 제 2 파워 MOSFET로 대체된다. 도 1B에 도시된 동기식 부스트 컨버터(10)는 병렬 다이오드(15)가 내재된 부동의 동기식 정류기 MOSFET(13), 인덕터(12), 출력 커패시터(14), 및 병렬 다이오드(16)가 내재된 하위측 파워 MOSFET(11)를 포함한다. MOSFET(11,13)의 게이트는 컨버터(10)의 출력 단자의 필터 커패시터(24)에 걸리는 피드백 전압(VFB)에 응답하여 BBM회로(17)에 의해 구동되고 PWM 컨트롤러(18)에 의해 제어된다. BBM 동작은 출력 커패시터(14)의 단락을 방지하는데 필요하다.
도 1D의 그래프(30)에 도시된 동기식 컨버터(10)의 Vx 노드에서 스위칭 파형은, 부분(33)을 제외하고 비-동기식 부스트 컨버터(1)의 스위칭 파형과 유사하며, 여기서 전압은 동기식 정류기 MOSFET(13)가 통전하는 동안 감소한다. 그래프(30)의 파형은 MOSFET(11)가 통전하는 동안의 전압(부분(31))이 I
RDS(on) 식으로 주어지는 것을 보여준다.
시간 t1에서, 기간 ton 후, 인덕터(12)는 전압(Vx)을 양으로 구동하고, 컨버터(10)의 설계와 레이아웃에 따라, 파형은 약간의 전압 오버슈트와 원치 않는 발진 또는 링잉(ringing)을 포함할 수 있고(부분 32), 그 다음에 전압(VOUT + Vf)에 정착하며, 여기서 Vf는 다이오드(15)에 걸리는 순방향 전압 강하와 같다. BBM 회로(17)에 의해 결정된 BBM 시간(tBBM) 이후, Vx는 동기식 정류기 MOSFET(13)를 크기(VOUT + I
RDS2(on))까지 통전하여 감소되어, P-N 다이오드(15)에서 전력 소모와 비교하여 전력 손실을 감소시킨다.
시간(t2)에 하위측 MOSFET(11)가 턴-온 되기 직전, 동기식 정류기 MOSFET(13)는 선분(34)에 의해 도시된 바와 같이 오프되고, Vx는 (VOUT + Vf)으로 복귀한다. toff 후, MOSFET(11)는 턴-온 하고, 다이오드(15)가 임의의 저장된 전하로부터 복귀한 후, Vx는 음의 전환을 나타내고 다이오드(15)의 P-N 접합의 다이오드-복귀에 따라 초과-전압 스파이크(35)를 나타낼 수 있다. 상기 스파이크와 후속 링잉(부분(36)) 이후, Vx는 I
RDS1 (on)에서 안정된다(부분(37)). 전체 사이클은 주기(T=ton + toff)로 반복하며, 이 주기는 고정 주파수 PWM 컨버터에서 일정하게 유지되고 가변 주파수 컨버터에서 변할 수 있다.
부동의 동기식 정류기 MOSFET(13)는 N-채널 또는 P-채널일 수 있으며, 접지된 하위측 파워 MOSFET(11)는 N-채널 디바이스를 사용하여 더 쉽게 구현된다. 컨버터(10)의 정상 동작 동안에 오프이고 역방향-바이어스로 유지되는 다이오드(16)는 하위측 MOSFET(11)에 내재하는 P-N 다이오드이다. 다이오드(16)는 정상 부스트 동작 동안에 통전하지 않기 때문에, 점선으로 도시된다. 동기식 정류기 MOSFET(13)에 내재하는 다이오드(15)는 하위측 MOSFET(11)가 오프일 때마다 순방향-바이어스가 되지만, 동기식 정류기 MOSFET(13) 역시 오프일 때만 상당한 전류를 운반한다. 쇼트키 다이오드는 MOSFET(13)과 병렬로 포함될 수 있으나 직렬 인덕턴스를 갖고 순방향-바이어스의 내재된 다이오드(15)로부터 전류를 전환하기에 충분히 빠르게 동작하지 않을 수 있다.
DC/DC 컨버터(10)의 듀티 팩터(D)를 에너지가 배터리 또는 전원으로부터 컨버터(10)로 흐르는 시간, 즉 하위측 MOSFET 스위치(11)가 온이고 인덕터(12)가 자화되어 있는 시간으로 정의하면, 부스트 컨버터(10)의 입출력 전압 비율은 1-듀티 팩터(D)에 역비례한다. 즉,
듀티 팩터(D)의 함수로서 이 입출력 전압 전달 특성이 도 1C에서 곡선(23)에 의해 도시되어 있다. 이 식은 넓은 범위의 변환 비율을 설명하지만, 부스트 컨버터는 극히 빠른 디바이스와 회로 응답 시간을 요구하지 않고 유니티(unity) 전달특성에 완만하게 접근할 수 없다. 유한 BBM 기간과 0이 아닌 MOSFET 상승 및 하강 시간을 고려할 때, 반응하기에 아주 낮은 듀티 팩터에서 불충분한 시간이 존재하기 때문에, 유니티 전달(21)의 불연속(22)이 일어난다. 대신에 컨버터는 어떤 최소 듀티 팩터에서 0%까지 점프하고 레귤레이션 능력을 상실한다.
또한, 높은 듀티 팩터와 높은 부하 전류에서, 인덕터(12)가 그 에너지를 커패시터(14)와 부하에 전달하는데 이용 가능한 시간은 제한되고 MOSFET(13)는 짧은 기간 동안 고전류를 운반해야 한다. 이들 고전류 스파이크는 성능을 저하시키고 컨버터 효율을 낮춘다. 이들 팩터를 고려할 때, 부스트 컨버터의 듀티 팩터는 실제에 있어서 5% ~ 75% 범위로 제한된다.
동기식
부스트
컨버터의 전류 종속:
부스트 컨버터의 변환 비율과 효율에 대해 전류 및 듀티 팩터에 의해 부과된 제한을 더욱 잘 이해하기 위해서는, 입력에서 출력으로의 에너지 흐름이 상세히 고려되어야 한다. 도 2A에 도시된 바와 같이, 인덕터(52)는 하위측 MOSFET(51)가 온인 동안 전류(IL)에 의해 자화되고, 노드(Vx)는 도 2C의 그래프(70)에서 도시된 바와 같이 전압(71)에서 거의 그라운드로 바이어스된다.
도 2C에의 그래프(75)에 도시된 바와 같이, 시간(ton) 동안 인덕터 전류(IL)는 포인트(76)에서 포인트(77)로 직선으로 상승하고 이때 인덕터(52)는 다음과 같은 크기를 갖는 자기장에 에너지를 저장한다.
이 기간 동안, 동기식 정류기 MOSFET(53)는 오프이고 다이오드(54)는 역방향 바이어스 상태이며, 따라서 배터리나 인덕터로부터 부하(56) 또는 커패시터(55)로 에너지가 흐르지 않는다. 대신에, 그래프(78)에서와 같이, 커패시터(55)는 포인트(79)에서 포인트(80)로 전압이 떨어질 때 부하(56)에 필요한 전류를 공급해야 한다. 동일한 기간(ton) 동안, 커패시터(55)는 다음과 같은 크기의 전하와 에너지를 상실한다.
정상상태 동작을 유지하기 위해, 이 전하는 MOSFET(51)가 오프일 때 전하 전달 사이클에서 보충되어야 한다. 도 2B에서, 시간(toff) 동안, 전압(Vx)은 상승하여, 다이오드(54)를 순방향 바이어스하고 전하와 에너지를 커패시터(55)와 부하(56)에 전달한다. 이 조건은 그래프(70)에서 시간 t1과 T 사이에 도시되어 있고, 여기서 Vx는 (VOUT + Vf), 즉 전압(73)과 같으며, 이때 동기식 정류기 MOSFET(53)는 통전하지 않는다. 동기식 정류기 MOSFET(53)가 통전 중일 때, 직선(72)에 의해 도시된 Vx는 (VOUT + I
RDS(HS))와 동일하여, 다이오드(54)에서의 전력 손실을 줄이고 인덕터(52)에서 제거되는 에너지의 양을 줄인다. 그러나 커패시터(55)에 전달된 에너지는 동일하게 유지된다.
시간 t1과 T 사이의 toff 기간 동안, 인덕터 전류는 그 정점(77)에서 최소값(76)을 향해 감소하며, 이때 출력 전압(VOUT)은 그 최소값(80)에서 그 정점 전압(79)으로 그래프(75, 78)에서와 같이 증가한다.
전하 보존의 원리를 사용하면,
따라서 만일 리플에서 
V가 작게 유지되고 출력이 잘 레귤레이션 되면, 시간 toff가 짧을수록 ILave는 더 높아야 한다. 다시 말해서, 듀티 팩터가 점점 높아짐에 따라, MOSFET(54)는 점점 더 높은 전류를 운반해야 한다.
동기식
부스트
컨버터 주파수의 전류 종속
부하 전류가 감소하는 경우, MOSFET(51)가 온이 되는 ton 동안 펄스 폭은 감소하고 어떤 특정 전류에서 최소 펄스폭에 도달한다. 이 최소 펄스 폭을 지나서 전류의 감소에 대해, 레귤레이션을 유지하기 위해 MOSFET(51)의 오프-시간은, 오실레이터 주파수를 감소시킴으로써 또는 펄스를 건너뜀으로써, 즉 동기식 정류기 MOSFET(51)를 턴-온 하지 않음으로써 증가해야 한다.
시간(toff)이 증가하는 경우, 고정 온-시간 동작에 대해 컨버터의 주파수는 떨어진다. 도 2D의 그래프(88)에서, 인덕터 전류는 포인트(89,91)에서 최소값 0을 갖고 포인트(90)에서 최대값을 갖는다. 구체적으로, 동기식 정류기 MOSFET(51)가 온일 때마다, 인덕터 전류는 부하 전류와 같다. 부득이, 그래프(88)에서 IL의 평균값은 그래프(75)에서 도시된 정상 동작에서보다 훨씬 더 낮은 값으로 떨어진다.
하위측 및 동기식 정류기 MOSFET(51,53) 모두가 오프인 BBM 기간 동안을 제외하고, 도 2C 및 2D에 의해 도시된 전류의 범위 내에서 동작하는 동기식 부스트 컨버터는 단지 2개의 동작 모드, 즉 인덕터를 자화시키거나 또는 에너지를 그 출력으로 전달하는 동작 모드만 갖는다. 이 모드가 표 1에 도시되어 있다.
| 부스터 컨버터 에너지 흐름(정상) |
하위측 MOSFET |
상위측 MOSFET |
통전모드 | 인덕터 전류 | 출력전압 |
| 인덕터 자화 | 온 | 오프 | 연속 | ILmax > ILmin | 감소 |
| 출력에 전달 | 오프 | 온 | 연속 | ILmin  |
증가 |
전술한 바와 같이, 종래 동기식 부스트 컨버터에서 에너지는 배터리 입력에서 인덕터로 흐르거나 인덕터에서 부하로 흐른다. 경부하 조건의 개시에 대응하는 전류의 어떤 문턱값 아래에서, 부스트 컨버터의 동작 주파수는 부하 전류에 따라 반드시 변한다. 이 발진 주파수가 20 kHz 이하의 주파수에 대응할 때 한 가지 중요한 문제가 발생한다.
이와 같은 조건하에서, 컨버터는 오디오 주파수 범위 내에서 발진하기 시작하고 임의의 사운드 증폭회로를 통해 심지어 인쇄회로기판 자체를 통해 들을 수 있다. 불행하게도, 최저 주파수를 변경할 수 없다면, 출력 커패시터는 과충전할 것이고 그 전압은 출력 전압의 지정된 허용 범위를 초과할 것이다.
동기식
부스트
컨버터에서 전류 역전
오디오 감도(audio susceptibility) 및 가청 노이즈 이외에, 아주 낮은 전류 부하 조건에서 다른 문제들이 발생한다. 구체적으로, 도 2D에 도시된 것보다 낮은 전류에서, 도 2E에 도시된 것과 같은 새롭고 해결하기 어려운 상황들이 발생한다. ton이 이미 그 최소 기간에 있다고 가정하면, 인덕터 전류는 포인트(118)의 그 정점 값으로 상승하고(직선(117)), 그 다음에 전류가 포인트(120)까지 떨어지면(직선(119)), 실제로 0에 도달한다. 이 포인트를 지나서 동기식 정류기 MOSFET(53)를
온 상태로 유지하면 인덕터 전류는 반전하여 출력 커패시터(55)에서 인덕터(52)로 흐른다. 상기 전류는 선분(121)에 의해 도시된 바와 같이 이 조건에서 음이고 다시 방향을 바꾸기 전에 반대의 정점 값(122)에 도달할 것이다. 인덕터(52)에서 잘못된 방향으로 흐르는 전류는 에너지를 낭비하고 전체 효율을 저하시킨다. 이 전류 반전에 대응하여, 전압 Vx = (VOUT + I
RDS)는 그래프(100)의 파선(108)에 의해 도시된 바와 같이 포인트(107)에서 또는 IL이 음인 때에 VOUT 아래로 떨어진다.
동기식 정류기에서 역방향 전류를 방지하기 위해, 종래 동기식 부스트 컨버터에서의 유일한 옵션은 턴-오프시키는 것이다. 이 동작은 전류 반전의 개시를 검출하고 시간 t2에서 동기식 정류기 MOSFET(53)를 오프시키는 것을 포함한다. P-N 다이오드(54)는 역방향으로 정상 통전할 수 없기 때문에, 포인트(120)에서 인덕터 전류는 0에 도달하고 나머지 극성 반전 기간 동안, 즉 시간 T까지 직선(122)에 의해 표시된 바와 같이 0으로 유지된다. 이 타입의 컨버터 동작은 불연속 통전으로 알려져 있으며, 경부하 조건하에서 동작하는 비동기식 부스트 컨버터의 동작과 동일하다. 표 1은 표 2와 같이 컨버터가 3가지 상태에서 동작하는 것을 반영하도록 수정된다.
| 컨버터 에너지 흐름(경부하) |
하위측 MOSFET |
상위측 MOSFET |
통전 모드 | 인덕터 전류 | 출력 전압 |
| 인덕터 자화 | 온 | 오프 | 연속 | ILmax > ILmin | 감소 |
| 출력에 전달 | 오프 | 온 | 연속 | ILmin  |
증가 |
| 전류 반전 | 오프 | 오프 | 불연속 | 0 | 감소 |
동기식 정류기 MOSFET를 오프시키고 불연속 통전으로 진입함으로써, 경부하 조건에서 컨버터의 효율은 향상된다. 불연속 통전의 개시에 문제가 없지는 않다. 도 2E의 그래프(100)을 다시 참조하면, 시간 t2에서 동기식 정류기 MOSFET(53)를 오프시키는 경우 직선(110)에 의해 도시된 바와 같이 Vx가 마침내 전압(VOUT + Vf)에 정착하기 전에 Vx에 원치 않는 발진(곡선 109)이 일어난다.
이런 불안정은 인덕터(52)에 저장된 잔류 에너지와, 동기식 정류기 MOSFET(52)가 오프될 때 순방향 바이어스된 P-N 다이오드(54)의 확산 및 접합 커패시턴스에 저장된 잔류 에너지가 그 원인이다. 그 순간 IL은 0에 가깝지만, 동기식 정류기 MOSFET(53)가 0 전류를 교차할 때 완벽하게 오프될 수 없기 때문에, 약간 양이거나 또는 음이 될 수 있다. 이들 수동 소자들에 저장된 에너지는 출력 커패시터(55) 및 부하(56)와 동조된 회로 또는 RLC 탱크 회로를 구성한다. 따라서 이 동조된 회로의 발진 주파수와 그 댐핑(damping)은 부하에 종속한다. 또한, 컨버터의 전체적인 루프 안정성도 불연속 통전에 진입할 때 역시 변한다. 컨버터의 수동 소자들의 선택에 종속하여, 원치 않는 불안정과 불량한 다이내믹 응답이 얻어질 수 있다.
전류 고갈 조건하에서 인덕터의 동작과 관련된 또 다른 주요 문제는 급속한 부하 변동에 반응 능력이 없는 것이다. 인덕터 전류는 아주 낮기 때문에, 부하 전류의 급격한 변동에 대해 반응하기 위해서는 인덕터에 전류를 재형성할 한정된 시간이 필요하다. 이 시간은 몇 개의 스위칭 사이클을 초과할 수 있으며, 이 기간 동안 커패시터(55)는 부하(56)의 전류 요구를 만족시켜야 한다. 커패시터(55)가 스텝 응답 조건을 위해 의도적으로 과대하게 만들어지지 않으면, 불연속 통전 또는 그에 근접하게 경부하 조건에서 동작하는 종래 부스트 컨버터는 스텝 부하 변동 동안에 아주 불량한 레귤레이션을 보여줄 것이다.
불행하게도 부스트 또는 동기식 부스트 컨버터에는 더 높은 인덕터 전류를 유지하고 경부하 조건하에서 컨버터의 동작 주파수 범위를 제한하는 수단이 전혀 존재하지 않는다.
종래 동기식
부스트
컨버터에서 P-N 정류기에 의해 부과된 제한
종래 동기식 부스트 컨버터의 동작에서 또 다른 제한은 동기식 정류기 MOSFET와 병렬인 P-N 정류기 다이오드의 존재에 기인한다. 첫눈에는 이 다이오드가 동기식 정류기로 사용된 파워 MOSFET 구조의 설계 및 제조의 부득이한 결과인 것으로 보일 수 있지만, 사실 이것은 동기식 부스트 컨버터 동작을 위해 부득이하고 필수적인 요소이다.
도 1B의 종래 동기식 부스트 컨버터(10)를 다시 참조하면, P-N 다이오드(15)는, MOSFET(13)가 P-채널 또는 N-채널 디바이스인지에 관계없이, 동기식 정류기 MOSFET(13)에 전기적으로 병렬이다. 양의 출력 부스트 컨버터의 다이오드(15)의 극성은 아주 중요하고, 그 음극은 출력에 연결되고 그 양극은 Vx 노드에 연결되며, 따라서 하위측 MOSFET(11)가 온일 때 다이오드는 항상 오프와 역방향-바이어스로 유지되며, Vx는 거의 그라운드이고 인덕터(12)는 자화되어, 도 2A의 회로(50)에 도시된 등가의 전기회로의 조건이 된다. 만일 그 극성이 역전되면, 하위측 MOSFET를 턴-온 시켜 다이오드를 순방향 바이어스로 하고 출력 전압을 바람직하지 않게 낮춘다.
도 2B는 동기식 정류기 MOSFET(53)가 온 또는 오프인 것에 관계없이, 하위측 MOSFET(51)가 오프이고 따라서 Vx > VOUT일 때마다, P-N 정류기 다이오드(54)는 순방향 바이어스되는 것을 도시한다. MOSFET(53)는 다이오드(54)의 전류를 분기할 수 있지만, 그럼에도 불구하고 하위측 MOSFET(51)가 오프일 때는 항상 순방향-바이어스된다. 첫눈에는 이 특징이, MOSFET(51,53)가 모두 오프일 때, BBM 기간 동안 노드(Vx)의 최대 전압을 (VOUT + Vf)의 크기로 제한하기 때문에, 행운인 것으로 보인다.
불행하게도, 정류기 다이오드(54)의 존재는 출력을 Vbatt보다 큰 전압으로 제한하여, VOUT 
Vbatt일 때 입력 전압에 근사한 출력 전압을 레귤레이션하는 것을 어렵게 만든다. 이 문제는 컨버터(50)에 처음 파워가 공급되고 MOSFET(51, 53)가 순간적으로 오프이고 비-통전인 순간에 발생한다. 초기에 Vout이 거의 그라운드이고 커패시터(55)는 방전되기 때문에, 컨버터의 입력에 파워(Vbatt)를 공급하면 순식간에 다이오드(54)를 순방향 바이어스하고 VOUT를 대략 Vbatt와 동일한 전압까지 충전한다.
MOSFET(51,53)가 스위칭을 시작하기 전에 VOUT 
Vbatt 이므로, 추가 동작은 출력 전압을 더욱 증가시킬 수 있을 뿐이다. 상승 전압의 중간까지, 즉 입력 전압(Vbatt)보다 낮은 전압까지만 커패시터(55)를 충전하는 무손실 수단은 존재하지 않는다. 따라서, 도 1C에서와 같이, 최소 (VOUT/VIN) 전달 비율은 직선(21)에 의해 도시된 바와 같이 1이다. 불연속 점프(22)는 폐쇄루프 조건하에서 출력 전압을 레귤레이션하기 위한 최소 듀티 팩터를 나타내며, 그 이상에서 컨버터(50)는 곡선(23)에 따라 예측 가능하게 동작한다.
불연속(22)의 높이는 최소 가능 펄스 듀레이션(duration)에 대응하는 에너지 또는 전하의 양으로 해석될 수 있다. 만일 상기 최소 듀레이션이 전류(IL)에 대응하여 에너지(EL)를 인덕터(52)에 저장하면, 출력 커패시터(55)에 저장된 동일한 에너지는 커패시터(55)를 한정된 수의 전하량(
Q)으로 충전하여, 한 스위칭 사이클 동안 한정된 전압 증가(
V = (
Q/C))를 초래한다. 이 전압이 처음 파워가 인가되었을 때 부득이하게 먼저 충전된 커패시터(55)에 이미 존재하는 전하에 추가되기 때문에, VOUT 
(VIN + 
V)이며 따라서,
다시 말해서, 종래 동기식 부스트 컨버터를 가지고 입력 전압보다 낮은 출력 전압을 생성하는 것은 고사하고 (VIN + 
V) 이내에서 VOUT를 레귤레이션하는 것도 불가능하다.
종래 부스트 컨버터 또는 동기식 부스트 컨버터의 또 다른 주요 문제는 기동시 일어난다. 도 2B를 다시 참조하면, 파워의 인가로 인해 커패시터(55)를 입력 전압까지 미리 충전한 후, 최초의 스위칭 사이클에서 Vx는 Vbatt를 초과하고, 다이오드(54)는 순방향-바이어스되고 인덕터(52)에 저장된 작은 에너지를 제거하여 커패시터(55)를 충전한다. 만일 부스트 회로가 인덕터(52)를 자화시키기 전에 부하(56)가 커패시터(55)의 전하를 모두 소비하면, 다음 사이클에서 인덕터(52)는 선행-충전(pre-charge) 조건 이상으로 전하를 추가하지 않고, 즉 한 사이클 이후에 순
V=0으로 커패시터를 다시 충전한다.
이 회로 부하의 결과로서, VOUT은 Vbatt로 유지되고 상기 부스트 회로는 기동하지 않는다. 전기 부하(56)가 걸린 부스트 컨버터는 영구조건에 빠져, 출력 전압을 원하는 더 높은 전압까지 상승시킬 수 없다. 이 문제는 MOSFET(51)의 저항이 인덕터(52)에 적당한 전류를 형성하기에 더 높아 불가능할 때 Vbatt가 그 최소 조건에 있을 때 특히 심각하다. 예를 들면 단일-셀 NiMH 또는 건전지에서, 단지 0.9V만이 MOSFET를 턴-온시켜 기동하는데 가용하다.
부하가 걸린 기동 문제에 대한 한 가지 가능한 방법은 기동하는 동안 더 긴 기간 동안 MOSFET(51)를 온으로 유지하는 것으로 보이지만, 인덕터(52)는 과도한 전류를 전도하고, 과도한 에너지를 저장하며, VOUT을 오버슈트시킬 수 있다. 오버슈트(overshoot)는 불안정과 발진을 초래하고 부하(56)를 손상시킬 수 있다.
과도한 에너지가 인덕터(52)에 저장되는 경우, 여분의 에너지를 제거하는 등의 해결책이 종래 부스트 또는 동기식 컨버터에는 존재하지 않는다. 만일 동기식 정류기 MOSFET(53)가 턴-온 되면, 출력 전압(VOUT)은 인덕터(52)가 그 에너지를 커패시터(55)에 전달함에 따라 원치 않은 값까지 계속해서 상승할 것이다. 만일 MOSFET(51)가 턴-온 되면, 훨씬 더 많은 에너지가 인덕터(52)에 저장되고, 문제를 악화시킬 것이다. MOSFET(51,53) 모두 오프 상태로 유지되더라도, 다이오드(54)는 여전히 순방향-바이어스되며 인덕터(52)는 커패시터(55)를 계속해서 과충전할 것이다. 그리고 부하(56)의 부하 전류는 알 수 없고 변할 수 있기 때문에, 출력 전압이 너무 높아지는 위험을 감수하지 않고 신뢰할 수 있는 기동을 보장할 방법이 없다.
정류기 다이오드(54)가 상기 문제의 원인이므로, 한 가지 선택은 도 3A의 회로(130)에서와 같이 그것을 제거하는 것이다. 이 회로에서 동기식 정류기 MOSFET(133)는 오프이고 순방향-바이어스 된 정류기가 존재하지 않는다. 대신에 2개의 다이오드(136a, 136b)가 대향 배치되어 회로에서 정류기의 결여를 나타낸다. MOSFET(131)가 일정 기간 동안 턴-온 되어 인덕터(132)를 자화시키고 전류(150)가 도 3B에서와 같이 상승한 후 MOSFET(131)를 스위칭 오프시키면 중대한 문제를 초래한다.
인덕터(132)의 전류가 포인트(151)와 시간 t1에서 중단될 때, 전압 Vx는 무한대로 점프한다. MOSFET(133)와 병렬로 순방향-바이어스된 정류기가 없는 경우, Vx는 (VOUT + Vf)에 더 이상 제한되지 않고 Vx는 다이오드(137)가 애벌랜치 브레이크다운에 진입할 때까지 계속 증가하여, 발진(곡선 156)하고 전압 BVDSS(곡선 157)에 정착하며, 이때 인덕터(132)의 전류는 다시 하강한다(곡선 152). 그 다음 에너지는 UIS(Unclamped Inductive Switching)라고 알려진 빠르고 아주 노이즈가 많은 방식으로 제거된다. 에너지가 제거된 후, 시간 t2에서 전압은 상기 회로의 입력 조건인 Vbatt으로 복귀한다(곡선 158). 다이오드(137)에서 에너지와 열로 소모되었다는 사실에 추가하여, MOSFET(131)는 상기 UIS 변동 동안에 동시에 존재하는 높은 전류, 전압 및 온도로부터 손상되거나, 파괴될 수 있다.
즉, 동기식 부스트 컨버터에서 정류기 다이오드에 의해 부과된 한계에도 불구하고, UIS 관련 문제와 효율 손실을 초래하지 않으면서 종래 회로 토폴로지에서 그것을 제거하는 간단한 방법은 없다.
종래
부스트
컨버터의 문제 요약
종래 부스트 및 동기식 부스트 스위칭 레귤레이터 모두는 효율, 노이즈, 안정성, 전환 능력 등에 나쁘게 영향을 미치는 그것들의 회로 토폴로지에 내재하는 다수의 제한을 갖는다. 이 문제들은 바람직하지 않은 가변 주파수 동작, 오디오 노이즈, 전류 반전 검출회로의 필요, 전류 반전을 방지하기 위해 동기식 정류기 MOSFET를 턴-오프 시킬 때의 원치 않는 발진, 경부하에서 불량한 전환 레귤레이션, 및 낮은 듀티 팩터와 유니티(1) 전압 변환 비율에서 레귤레이션이 불가함을 포함한다.
인덕터 전류, 동작 주파수, 및 컨버터 안정성은 특별히 부스트 컨버터에 의해 전력이 공급되는 상기 부하의 복소 등가 임피던스와 부하 전류에 민감하다는 사실이 특히 문제가 된다. 낮은 입력 전압에서 전 부하 전류로 신뢰할 만한 기동을 달성하는 것은 종래 승압 컨버터를 크게 제한한다. 인덕터의 과도-자화는 출력에 과전압 조건을 생성할 수 있으며, 이것은 컨버터의 부하를 손상시킬 수 있다. 강압 동작을 달성하기 위해 또는 회로의 부하를 제거하여 기동을 개선하기 위해 정류기 다이오드를 제거하는 것은 UIS, 노이즈, 효율 손실 및 잠재적 디바이스 손상으로 인한 추가의 훨씬 심각한 문제를 초래한다.
필요한 것은 과도한 복잡성, 비용을 추가하거나, 또는 컨버터 안정성 또는 신뢰할만한 동작을 달성하는데 새로운 문제를 초래하지 않으면서 전술한 문제들을 개선하거나 제거하는 대안의 승압 토폴로지이다.
그와 같은 개선된 컨버터 또는 레귤레이터의 한층 야심적인 목표는 1 이상의 전압 변환 비율, 즉 VOUT 
Vbatt일 때 레귤레이션 하는 것뿐만 아니라, 복잡하고 비효율적인 버크-부스트 컨버터 회로와 기법을 이용하지 않고 또한 VOUT 
Vbatt일 때마다 동작 모드를 변경할 필요 없이 입력원을 변경하여 원하는 출력 전압을 레귤레이션하기 위해 승압 또는 강압할 수 있는 것이다.
본 발명에 의한 DC/DC 컨버터에서 인덕터와 하위측 스위치(바람직하게는 MOSFET)는 DC 입력 전압과 회로 그라운드 사이의 직렬 경로에 연결된다. 인덕터와 하위측 스위칭 사이의 직렬 경로에는 Vx 노드가 배치된다. 에너지 전달 스위치(바람직하게는 MOSFET)는 Vx 노드와 DC/DC 컨버터의 출력 단자 사이에 연결되고, 보통 출력 단자와 회로 그라운드 사이에 커패시터가 연결된다. 본 발명에 있어서, 상기 인덕터와 병렬로 프리휠링 스위치(바람직하게는 MOSFET)가 연결된다.
프리휠링 스위치는 하위측 에너지 전달 스위치가 개방 상태일 때 닫히며, 이에 의해 종래 자화 및 에너지 전달 단계에 추가하여 컨버터의 동작에 제 3 단계를 제공한다. 제 3 단계 동안에, 인덕터 전류는 프리휠링 스위치를 순환 또는 "자유회전(freewheel)"을 하고, 배터리 입력에서 인덕터로 또는 인덕터에서 출력 단자로 에너지는 전달되지 않는다. 이것은 컨버터를 동작하는데 있어서 훨씬 큰 유연성을 제공하는데, 그 이유는 컨버터가 입력 단자로부터 에너지를 수신하거나 또는 에너지를 그 출력 단자로 전달할 필요가 있기 때문이다. 그러므로 동작 사이클(즉 컨버터의 주파수)의 전체적인 길이는 상기 자화 및 에너지 전달 단계의 길이에 대한 종속으로부터 해제된다. 또한, 상기 자화, 에너지 전달 및 프리휠링 단계의 상대적인 길이를 적절히 조정함으로써, 본 발명의 DC/DC 컨버터는 입력 전압을 승압 또는 강압하거나 또는 승압 동작과 강압 동작 사이의 전환하도록 동작시킬 수 있다. 추가로, 상기 프리휠링 스위치를 통과하는 인덕터와 병렬인 전류 경로의 존재는 컨버터의 스위칭 동작이 시작하기 전에 출력 커패시터가 미리 충전되도록 허용하며, 이에의해, 부하에 전류가 흐르는 동안 컨버터를 기동하는 문제를 극복한다. 바람직하지 않은 가변 주파수 동작, 오디오 노이즈, 전류 반전 검출회로의 필요, 전류 반전을 방지하기 위해 동기식 정류기 MOSFET를 턴-오프 시킬 때의 원치 않는 발진, 경부하에서 불량한 일시 레귤레이션, 및 낮은 듀티 팩터와 유니티(1) 전압 변환 비율에서 레귤레이션 불가의 문제들이 본 발명에 의한 DC/DC 컨버터에서는 제거되거나 개선된다.
컨버터는 승압 또는 강압 모드로 동작될 수 있기 때문에, 프리휠링 및 에너지 전달 MOSFET에서 정상적인 소스-바디 단락은 제거되는 것이 바람직하다. 이것은 순방향-바이어스된 P-N 접합을 피하기 위해 각 MOSFET의 바디의 전압을 제어하거나, 또는 각 MOSFET에서 소스와 드레인 전압 사이의 관계에 종속하여, 바디 전압을 소스 또는 드레인에 자동으로 단락시키기 위해 "바디 바이어스 발생기"를 제공함으로써 달성될 수 있을 것이다. 예를 들면, (P형 바디를 갖는) N-채널 MOSFET에서, 상기 바디 바이어스 발생기는 바디를 더 낮은 전압을 갖는 소스/드레인 단자에 단락시키며, 이에 의해 상기 바디와 나머지 소스/드레인 단자 사이의 P-N 접합이 역방향-바이어스되도록 보장한다.
만일 컨버터가 승압 모드로만, 즉 프리휠링 부스트 컨버터로 동작하면, 에너지 전달 스위치는 병렬 다이오드가 내재된 MOSFET를 포함하거나, 또는 정류기 다이오드를 포함할 수 있다.
Vx 노드가 BBM 기간 동안 클램프되도록 확실히 하기 위해, 스위칭 다이오드는 제어 회로를 갖는 프리휠링 및 에너지 전달 스위치와 병렬로 연결되고, 그리하여 상기 다이오드가 UIS와 상기 하위측 MOSFET의 애벌랜치를 방지할 수 있도록 연결되는 것을 확실히 한다. 일부 실시예에서, 이 기능은 바디 바이어스 발생기에 이미 존재하는 다이오드에 의해 수행되며, 다른 실시예에서는 프리휠링 및 에너지 전달 MOSFET 모두를 위한 클램핑 기능은 Vx 노드에 연결된 싱글 스위칭된 다이오드에 의해 수행된다.
본 발명의 또 다른 측면은 DC 입력 전압을 DC 출력 전압으로 변환하는 방법이다. 이 방법은 인덕터의 제 1 단자에 DC 입력 전압을 인가하고 동시에 인덕터의 제 2 단자를 회로 그라운드에 커플링하여 상기 인덕터를 자화시키는 단계; 상기 인덕터의 제 2 단자를 커패시터와 출력 단자에 커플링하여 상기 출력 단자에 DC 출력 전압을 제공하는 단계; 상기 인덕터의 제 2 단자를 상기 커패시터와 출력 단자로부터 연결 해제하는 단계; 및 상기 인덕터의 제 1 및 제 2 단자를 서로 연결하고 동시에 상기 인덕터의 제 2 단자는 상기 커패시터와 출력 단자로부터 연결 해제되는 단계를 포함하는 것이다.
본 발명의 또 다른 측면은 입력 전압을 상기 인덕터에 연결하고 인덕터의 전류를 분기하여 상기 커패시터를 소정의 전압까지 미리 충전하는 단계를 포함하는 DC/DC 컨버터를 기동하는 방법이다.
또 다른 실시예에서 상기 인덕터의 전류는 평균 부하 전류보다 높은 전압으로 상승된다. 일단 원하는 인덕터 전류가 달성되면, 하위측 MOSFET는 턴-오프되고 상기 프리휠링 스위치는 닫히며, 인덕터 전류의 프리휠링을 허용한다. 출력 전압이 미리 설정된 전압 아래로 하락할 때마다 전하를 출력으로 전달하거나, 인덕터 전류가 원하는 레벨 아래로 떨어질 때 인덕터를 자화시키기 위해 프리휠링이 중단된다. 평균 부하 전류보다 크게 인덕터 전류를 유지함으로써, 부하 변동 동안의 레귤레이션이 크게 향상된다.
이에 의해 컨버터의 주파수는 자화단계와 에너지 전달단계의 길이에 독립적이 되며, 컨버터의 동작에 훨씬 큰 유연성을 허용하고 종래 DC/DC 컨버터와 관련된 다수의 문제들을 극복한다. 예를 들면, 컨버터는 승압 또는 강압 모드에서 동작할 수 있고 입력 전압과 원하는 출력 전압의 값들이 변할 때 한 모드에서 다른 모드로 이행할 수도 있다.
도 1A는 종래 비-동기식 부스트 컨버터의 회로도이고,
도 1B는 종래 동기식 부스트 컨버터의 회로도이고,
도 1C는 종래 부스트 컨버터의 전달특성을 보여주는 그래프이고,
도 1D는 종래 부스트 컨버터의 스위칭 파형의 그래프이고,
도 2A는 자화단계에서 종래 동기식 부스트 컨버터의 등가회로도이고,
도 2B는 전하 전달 단계에서 종래 동기식 부스트 컨버터의 등가회로도이고,
도 2C는 전부하 조건에서 동작하는 종래 부스트 컨터버의 파형 그래프이고,
도 2D는 경부하 조건에서 동작하는 종래 부스트 컨버터의 파형 그래프이고,
도 2E는 불연속 통전 조건에서 동작하는 종래 부스트 컨버터의 파형 그래프이고,
도 3A는 정류기 다이오드가 없는 동기식 부스트 컨버터의 등가회로도이고,
도 3B는 UIS 조건에서 동기식 부스트 컨버터의 파형 그래프이고,
도 4는 본 발명에 의한 비동기식 프리휠링 부스트 컨버터의 회로도이고,
도 5A는 인덕터가 자화되는 단계에서 비동기식 프리휠링 부스트 컨버터의 등가 회로도이고,
도 5B는 커패시터가 충전되는 단계에서 비동기식 프리휠링 부스트 컨버터의 등가 회로도이고,
도 5C는 프리휠링 단계에서 비동기식 프리휠링 부스트 컨버터의 등가 회로도이고,
도 6은 비동기식 프리휠링 부스트 컨버터의 파형 그래프이고,
도 7은 듀티 팩터의 변화에 따른 비동기식 프리휠링 부스트 컨버터의 고정 주파수 동작을 도시하는 그래프이고,
도 8A는 비동기식 프리휠링 부스트 컨버터의 동작을 설명하는 알고리즘의 흐름도이고,
도 8B는 기동 시 프리휠링 부스트 컨버터의 파형을 도시하고,
도 8C는 부하 전류의 변동에 대한 프리휠링 부스트 컨버터의 응답을 도시하는 파형도이고,
도 9는 본 발명에 의한 동기식 프리휠링 부스트 컨버터의 회로도이고,
도 10A는 자화 단계에서 동기식 프리휠링 부스트 컨버터의 등가 회로도이고,
도 10B는 BBM 기간에서 동기식 프리휠링 부스트 컨버터의 등가 회로도이고,
도 10C는 출력 커패시터가 충전되는 단계에서 동기식 프리휠링 부스트 컨버터의 등가 회로도이고,
도 10D는 프리휠링 단계에서 동기식 프리휠링 부스트 컨버터의 등가 회로도이고,
도 11A는 동기식 프리휠링 부스트 컨버터의 동작을 설명하는 알고리즘의 흐름도이고,
도 11B는 동기식 프리휠링 부스트 컨버터의 동작 단계에서 전압 및 전류를 보여주는 파형도이고,
도 12A는 P-채널 프리휠링 MOSFET에 대한 바디-바이어스 발생기의 회로도이고,
도 12B는 P-채널 동기식 정류기 MOSFET에 대한 게이트 구동회로의 회로도이고,
도 12C는 N-채널 동기식 정류기 MOSFET에 대한 게이트 구동회로의 회로도이고,
도 12D는 N-채널 프리휠링 MOSFET에 대한 바디-바이어스 발생기의 회로도이고,
도 13은 언클램프(unclamped) 동기식 프리휠링 업-다운 컨버터의 회로도이고,
도 14A는 바디-바이어스 발생기를 갖는 P-채널 MOSFET를 포함하는 언클램프 동기식 정류기의 회로도이고,
도 14B는 바디-바이어스 발생기를 갖는 N-채널 MOSFET를 포함하는 언클램프 동기식 정류기의 회로도이고,
도 14C는 바디가 접지된 N-채널 MOSFET를 포함하는 언클램프 동기식 정류기의 회로도이고,
도 15는 기동 시 승압 및 강압 동작에서 언클램프 플리휠링 업-다운 컨버터의 파형을 도시하는 그래프이고,
도 16은 적응-클램프 동기식 프리휠링 업-다운 컨버터의 회로도이고,
도 17A는 강압 동작에서 적응 클램프 동기식 프리휠링 업-다운 컨버터의 등가 회로도이고,
도 17B는 승압 동작에서 적응 클램프 동기식 프리휠링 업-다운 컨버터의 등가 회로도이고,
도 18A는 강압 동작에서 동작하는 적응 클램프 동기식 업-다운 컨버터의 3개의 동작 조건에서 Vx의 파형을 도시하고,
도 18B는 승압 동작에서 동작하는 적응 클램프 동기식 업-다운 컨버터의 3개의 동작 조건에서 Vx의 파형을 도시하고,
도 19A는 프리휠링 MOSFET를 위한 적응형 클램핑회로의 회로도이고,
도 19B는 동기식 정류기 MOSFET를 위한 적응형 클램핑회로의 회로도이고,
도 19C는 적응형 클램핑이 통합된 바디 바이어스 발생기를 갖는 프리휠링 MOSFET의 회로도이고,
도 19D는 적응형 클램핑이 통합된 바디 바이어스 발생기를 갖는 동기식 정류기 MOSFET의 회로도이고,
도 20은 대안 적응형 클램핑 회로의 회로도이고,
도 21은 적응형 클램핑 회로를 포함하고 프리휠링 MOSFET를 포함하지 않는 업-다운 프리휠링 컨버터의 회로도이고,
도 22A는 적응-클램프 동기식 프리휠링 업-다운 컨버터를 미리 충전하는 알고리즘을 설명하는 흐름도이고,
도 22B는 기동 단계 동안 적응-클램프 동기식 프리휠링 업-다운 컨버터를 동작하는 알고리즘을 설명하는 흐름도이고,
도 23A는 프리차지(pre-charge) 및 기동 단계 동안의 승압 동작에서 적응-클램프 동기식 프리휠링 업다운 컨버터의 전류 및 전압 파형의 그래프이고,
도 23B는 프리차지(pre-charge) 및 기동 단계 동안의 강압 동작에서 적응-클램프 동기식 프리휠링 업다운 컨버터의 전류 및 전압 파형의 그래프이고,
도 24는 동기식 프리휠링 업-다운 컨버터의 동작 상태도이고,
도 25는 동기식 프리휠링 업다운 컨버터의 파형을 도시하며, 여기서 인덕터는 컨버터가 정상 상태 동작으로 전환하기 전에 과도-자화된다.
도 1B는 종래 동기식 부스트 컨버터의 회로도이고,
도 1C는 종래 부스트 컨버터의 전달특성을 보여주는 그래프이고,
도 1D는 종래 부스트 컨버터의 스위칭 파형의 그래프이고,
도 2A는 자화단계에서 종래 동기식 부스트 컨버터의 등가회로도이고,
도 2B는 전하 전달 단계에서 종래 동기식 부스트 컨버터의 등가회로도이고,
도 2C는 전부하 조건에서 동작하는 종래 부스트 컨터버의 파형 그래프이고,
도 2D는 경부하 조건에서 동작하는 종래 부스트 컨버터의 파형 그래프이고,
도 2E는 불연속 통전 조건에서 동작하는 종래 부스트 컨버터의 파형 그래프이고,
도 3A는 정류기 다이오드가 없는 동기식 부스트 컨버터의 등가회로도이고,
도 3B는 UIS 조건에서 동기식 부스트 컨버터의 파형 그래프이고,
도 4는 본 발명에 의한 비동기식 프리휠링 부스트 컨버터의 회로도이고,
도 5A는 인덕터가 자화되는 단계에서 비동기식 프리휠링 부스트 컨버터의 등가 회로도이고,
도 5B는 커패시터가 충전되는 단계에서 비동기식 프리휠링 부스트 컨버터의 등가 회로도이고,
도 5C는 프리휠링 단계에서 비동기식 프리휠링 부스트 컨버터의 등가 회로도이고,
도 6은 비동기식 프리휠링 부스트 컨버터의 파형 그래프이고,
도 7은 듀티 팩터의 변화에 따른 비동기식 프리휠링 부스트 컨버터의 고정 주파수 동작을 도시하는 그래프이고,
도 8A는 비동기식 프리휠링 부스트 컨버터의 동작을 설명하는 알고리즘의 흐름도이고,
도 8B는 기동 시 프리휠링 부스트 컨버터의 파형을 도시하고,
도 8C는 부하 전류의 변동에 대한 프리휠링 부스트 컨버터의 응답을 도시하는 파형도이고,
도 9는 본 발명에 의한 동기식 프리휠링 부스트 컨버터의 회로도이고,
도 10A는 자화 단계에서 동기식 프리휠링 부스트 컨버터의 등가 회로도이고,
도 10B는 BBM 기간에서 동기식 프리휠링 부스트 컨버터의 등가 회로도이고,
도 10C는 출력 커패시터가 충전되는 단계에서 동기식 프리휠링 부스트 컨버터의 등가 회로도이고,
도 10D는 프리휠링 단계에서 동기식 프리휠링 부스트 컨버터의 등가 회로도이고,
도 11A는 동기식 프리휠링 부스트 컨버터의 동작을 설명하는 알고리즘의 흐름도이고,
도 11B는 동기식 프리휠링 부스트 컨버터의 동작 단계에서 전압 및 전류를 보여주는 파형도이고,
도 12A는 P-채널 프리휠링 MOSFET에 대한 바디-바이어스 발생기의 회로도이고,
도 12B는 P-채널 동기식 정류기 MOSFET에 대한 게이트 구동회로의 회로도이고,
도 12C는 N-채널 동기식 정류기 MOSFET에 대한 게이트 구동회로의 회로도이고,
도 12D는 N-채널 프리휠링 MOSFET에 대한 바디-바이어스 발생기의 회로도이고,
도 13은 언클램프(unclamped) 동기식 프리휠링 업-다운 컨버터의 회로도이고,
도 14A는 바디-바이어스 발생기를 갖는 P-채널 MOSFET를 포함하는 언클램프 동기식 정류기의 회로도이고,
도 14B는 바디-바이어스 발생기를 갖는 N-채널 MOSFET를 포함하는 언클램프 동기식 정류기의 회로도이고,
도 14C는 바디가 접지된 N-채널 MOSFET를 포함하는 언클램프 동기식 정류기의 회로도이고,
도 15는 기동 시 승압 및 강압 동작에서 언클램프 플리휠링 업-다운 컨버터의 파형을 도시하는 그래프이고,
도 16은 적응-클램프 동기식 프리휠링 업-다운 컨버터의 회로도이고,
도 17A는 강압 동작에서 적응 클램프 동기식 프리휠링 업-다운 컨버터의 등가 회로도이고,
도 17B는 승압 동작에서 적응 클램프 동기식 프리휠링 업-다운 컨버터의 등가 회로도이고,
도 18A는 강압 동작에서 동작하는 적응 클램프 동기식 업-다운 컨버터의 3개의 동작 조건에서 Vx의 파형을 도시하고,
도 18B는 승압 동작에서 동작하는 적응 클램프 동기식 업-다운 컨버터의 3개의 동작 조건에서 Vx의 파형을 도시하고,
도 19A는 프리휠링 MOSFET를 위한 적응형 클램핑회로의 회로도이고,
도 19B는 동기식 정류기 MOSFET를 위한 적응형 클램핑회로의 회로도이고,
도 19C는 적응형 클램핑이 통합된 바디 바이어스 발생기를 갖는 프리휠링 MOSFET의 회로도이고,
도 19D는 적응형 클램핑이 통합된 바디 바이어스 발생기를 갖는 동기식 정류기 MOSFET의 회로도이고,
도 20은 대안 적응형 클램핑 회로의 회로도이고,
도 21은 적응형 클램핑 회로를 포함하고 프리휠링 MOSFET를 포함하지 않는 업-다운 프리휠링 컨버터의 회로도이고,
도 22A는 적응-클램프 동기식 프리휠링 업-다운 컨버터를 미리 충전하는 알고리즘을 설명하는 흐름도이고,
도 22B는 기동 단계 동안 적응-클램프 동기식 프리휠링 업-다운 컨버터를 동작하는 알고리즘을 설명하는 흐름도이고,
도 23A는 프리차지(pre-charge) 및 기동 단계 동안의 승압 동작에서 적응-클램프 동기식 프리휠링 업다운 컨버터의 전류 및 전압 파형의 그래프이고,
도 23B는 프리차지(pre-charge) 및 기동 단계 동안의 강압 동작에서 적응-클램프 동기식 프리휠링 업다운 컨버터의 전류 및 전압 파형의 그래프이고,
도 24는 동기식 프리휠링 업-다운 컨버터의 동작 상태도이고,
도 25는 동기식 프리휠링 업다운 컨버터의 파형을 도시하며, 여기서 인덕터는 컨버터가 정상 상태 동작으로 전환하기 전에 과도-자화된다.
도 4는 본 발명에 의해 만들어진 프리휠링 부스트 컨버터 및 스위칭 전압 레귤레이터의 실시예를 도시한다. 도면에서, 프리휠링 부스트 컨버터(200)는 하위측 파워 MOSFET(201), 인덕터(203), 커패시터(204), 정류기 다이오드(202), 바디-바이어스 발생기(206)를 포함하는 프리휠링 파워 MOSFET(205), BBM 게이트 버퍼(208) 및 PWM 컨트롤러(209)를 포함한다. 컨버터(200)의 출력으로부터 피드백(VFB)을 사용하여, PWM 컨트롤러(209)의 동작은 특정 출력 전압(VOUT)을 레귤레이션하기 위해 MOSFET(201, 205)의 온-시간을 제어한다. 인덕터(203)는 입력 전압, 이 경우에는 배터리 전압(Vbatt)에 커플링되고, 하위측 MOSFET(201)는 그라운드에 연결된다. 그라운드는 실제 그라운드이거나 또는 어떤 다른 전압일 수 있는 회로 그라운드이며; Vbatt와 회로 그라운드 사이의 전위 차이는 입력 DC 전압을 나타낸다. 컨버터(200)는 부하(210)를 구동한다.
이 출력은 특정 범위의 입력 전압, 부하 전류, 및 온도에 대해 레귤레이션 된다. 이런 점에서, 컨버터(200)는 스위칭 전압 레귤레이터이다. (모든 스위칭 전압 레귤레이터는 전압 컨버터라고 볼 수 있으나, 그 반대의 경우는 반드시 참은 아니다.) 스위칭 레귤레이터와 스위칭 컨버터를 구별하기 위한 노력은 하지 않을 것이다.
컨버터(200)에서, 하위측 MOSFET(201)는 보통 소스-바디가 단락되고 그 소스 드레인 단자에 병렬로 필수 다이오드(207)를 갖는 N-채널 디바이스로 구성된다. MOSFET(201)의 소스가 그 바디에 단락되므로, N+ 드레인과 P형 바디를 포함하는 진성 P-N 접합은 트랜지스터의 드레인 단자와 병렬로 다이오드(207)를 구성한다. 정상 동작하에서, Vx는 양으로 유지되고, 다이오드(207)는 역방향-바이어스로 유지되어 비-통전 상태가 된다. 다이오드(207)는 통전하지 않기 때문에, 점선으로 도시되어 있다.
정류기 다이오드(202)는 그 양극이 Vx 노드에 연결되고 그 음극은 출력 단자에 연결된다. 정류기 다이오드(202)는 바람직하게는 쇼트키 다이오드를 포함하고 MOSFET(201, 205)와 별도로 제조된 개별 디바이스를 포함할 수 있다. 정류기 다이오드(202)는 MOSFET(201, 205)가 모두 오프일 때만 순방향-바이어스가 되고, 그렇지 않으면 역방향-바이어스로 유지되어 컨버터(200)의 다른 동작 조건 동안에는 비-통전 상태가 된다.
프리휠링 MOSFET(205)는 인덕터(203)에 병렬로 연결되어 하위측 MOSFET(201)가 오프이고 커패시터(204)가 그 목표 전압까지 충전될 때 다이오드(202)의 순방향-바이어스를 방지하기 위해 턴-온 된다. 프리휠링 MOSFET(205)는 BBM 회로(208) 내에 포함된 게이트 구동회로를 적절히 변경하면 P-채널 또는 N-채널 디바이스가 될 수 있다. 바람직한 실시예에서, 프리휠링 MOSFET(205)는 Vbatt에 의해 전력을 공급받는 CMOS 게이트 버퍼에 의해 구동되는 P-채널 MOSFET이다.
대안으로, 프리휠링 MOSFET(205)는 Vout에 의해 전력을 공급받는 CMOS게이트 버퍼에 의해 구동되는 N-채널 디바이스로 구성될 수 있다. 또 다른 대안 실시예에서, 프리휠링 MOSFET(205)는 부트스트랩(bootstrap) 게이트 구동회로에 의해 전력을 공급받는 N-채널 디바이스로 구성될 수 있다. 프리휠링 MOSFET(205)에 대해 부트스트랩 게이트 구동회로를 사용하는 것은 그 통전의 듀레이션에 대한 어떤 제한, 특히 부트스트랩 커패시터의 전하를 주기적으로 리프레쉬할 필요를 부과한다. MOSFET(205)를 위한 게이트 구동회로의 구체적인 구현은 이하에서 설명된다. N-채널 MOSFET는 고전류 응용에서 더 유리한데, 그 이유는 동일한 크기와 비용에 대해, N-채널 MOSFET는 비교 가능한 전기 규격을 갖는 P-채널 MOSFET보다 더 낮은 저항을 갖는다.
프리휠링 부스트 컨버터(200)의 적절한 동작을 위해, 프리휠링 MOSFET(205)가 N-채널이든 또는 P-채널 디바이스이든 관계없이, 프리휠링 MOSFET(205)는 바람직하게는 그 소스-드레인 단자에 병렬로 P-N 다이오드를 포함하지 않는다. 임의 극성의 병렬 다이오드의 존재는 컨버터(200)의 동작을 간섭할 수 있다. 예를 들면, 만일 P-N 다이오드가 음극이 Vbatt에 연결되어 프리휠링 MOSFET(205)에 영구적으로 존재한다면, Vx의 전압은 (Vbatt + Vf)의 최대 양의 값에 클램프되고 이것은 Vout이 Vbatt을 초과하는 것을 방지한다. 즉 승압 변환을 방지한다. 반대로, 만일 P-N 다이오드가 그 양극이 Vbatt에 연결되어 프리휠링 MOSFET(205)에 영구적으로 존재한다면, Vx의 전압은 (Vbatt - Vf)의 최소 전압에 클램프된다. 이것은 하위측 MOSFET(201)가 통전할 때 높은 에너지 소모를 초래하고 인덕터(203)가 자화되는 것을 방지할 수 있으며, 이에 의해 컨버터(200)의 동작을 방해한다.
원치 않는 다이오드 통전을 제거하기 위해, 바디-바이어스 발생기(206)는 프리휠링 MOSFET(205)의 소스-드레인 단자에 병렬로 순방향-바이어스 된 P-N 다이오드가 존재하지 않는 것을 보장한다. 대안으로, 바디 단자가 그라운드 된 N-채널 MOSFET가 바디-바이어스 발생기(206)에 대한 필요를 제거하기 위해 사용될 수 있다.
프리휠링 부스트 컨버터(200)의 동작은 (1) 인덕터(203) 자화, (2) 출력 커패시터(204) 충전을 통한 에너지 전달, (3) 프리휠링의 교호 시퀀스를 포함한다. 프리휠링 동안, 에너지는 배터리에서 인덕터(203)로도 그리고 인덕터(203)에서 출력 커패시터(204)로도 전달되지 않는다. 대신에, 전류는 부하(210) 또는 배터리 또는 컨버터(200)의 다른 전원과 상호작용하지 않고 인덕터(203) 내를 재순환한다. 용어 "프리휠링(freewheeling)"은 에너지를 스피닝 휠(spinning wheel)에 저장하고 주기적으로 에너지를 상기 스피닝 휠과 주고 받는 기계장치로부터 차용된 것이다.
컨버터(200)의 정상 동작 동안에, 프리휠링 MOSFET(205)의 드레인-소스 바이어스는 하위측 MOSFET(201)의 통전 조건에 따라 2개의 극성 사이를 교대한다. 하위측 MOSFET(201)가 온이고 통전 중일 때, Vx는 거의 그라운드로 바이어스되며 따라서 Vbatt > Vx이다. 하위측 MOSFET(201)가 오프이고 비-통전 상태일 때, Vx는 (Vf + VOUT)의 전압으로 상승하며, 따라서 Vx > Vbatt이고 MOSFET(205)의 소스-드레인 극성은 반전된다. 여기서 Vf는 다이오드(202)에서 순방향 전압 강하이다. 어느 극성에서도, 바디-바이어스 발생기(206)는 프리휠링 MOSFET(205) 내 임의의 P-N 접합이 순방향 바이어스되는 것을 방지한다. 프리휠링 MOSFET(205)는 일 실시예에서 "온" 상태에서 충분히 낮은 온-저항을 가지며 따라서 인덕터(203)를 흐르는 전체 전류를 충분히 낮은 전압 강하로 운반하여 상당한 전력 손실을 피한다. 그 결과, 인덕터(203)의 전류는 큰 에너지를 손실하지 않고 연장된 기간 동안 MOSFET(205)를 통해 재순환할 수 있다.
종래 부스트 컨버터에서와 같이, 출력 전압(VOUT)은 스위칭 주기에 대한 하위측 MOSFET(201)의 온-시간에 의해 제어되며, 이에 의해 컨버터(200)는 부스트 컨버터에 대해 이전에 동일한 전압 변환식을 따른다. 즉,
(1-6)
여기서 T는 PWM 컨트롤러(209)의 클락 또는 램프 발생기(ramp generator)의 주기이고 Vin은 Vbatt로 표시된 입력으로, 배터리에 의해 전력이 공급되거나 다른 전원 공급장치, DC/DC 컨버터, AC/DC 어댑터, 또는 컨버터(200)를 구현하기 위해 사용된 특정 동작전압 범위의 소자들 내에서 사용된 전원의 출력에 의해 전력이 공급된다.
ton < T이므로, 프리휠링 부스트 컨버터(200)의 출력 전압은 입력 전압보다 반드시 높고 컨버터(200)는 엄밀하게는 출력이 Vbatt보다 높은 양의 전압으로 제한된 승압 컨버터이다. MOSFET 스위칭의 속도 제한은 PWM 컨트롤러(209)에서 수 메가헤르츠까지의 클럭 주파수에 대해 5% 내지 95% 범위로 듀티 팩터를 실용적으로 제한한다. 상기 주파수 이상에서, 듀티 팩터 범위는 제어 루프에서의 전파 지연으로 인해 더욱 좁아진다. 실제로는, 정류기 다이오드(202)에서 전도되는 전류 펄스의 크기는 75%를 초과하는 듀티 팩터에 대해, 즉 입력 전압의 4배를 초과하는 승압 변환 비율을 금지하게 된다.
PWM 컨트롤러(209)는 고정 주파수에 제한되지 않고, 가변 주파수로, 예컨대 고정 온-시간과 가변 오프-시간으로 또는 PWM 및 가변 주파수 모드 사이를 교대하면서 동작될 수 있다. 또한 출력 커패시터(204)를 어떤 최대 전압까지 충전한 다음 어떤 최소값까지 하락하게 하고 이런 사이클을 반복함으로써 히스테리시스(hysteretic) 모드에서 동작되는 것도 가능하다. 가변 주파수 또는 히스테리시스 모드는 더 적은 전류를 소모하면서 보통 고정 주파수 동작에 비해 증가된 출력 전압 리플을 나타낸다. 가변 주파수 컨버터는 또한, 전도 및 방사된 가변 스펙트럼이 전기 노이즈를 생성하여 통신 및 무선 회로의 동작에 나쁜 영향을 줄 수 있는 단점을 갖는다.
비동기식
프리휠링
승압 컨버터 동작:
전술한 바와 같이, 컨버터(200)의 출력 단자로부터 피드백 전압(VFB)을 사용하여, PWM 컨트롤러(209)는 MOSFET(201)의 온-시간과 다이오드(202)가 통전하는 기간을 제어하여 특정 출력 전압(VOUT)을 레귤레이션 한다. 프리휠링 통전은 인덕터(203)가 적절한 전류를 갖고 커패시터(204)가 적절한 전하를 가질 때 일어난다. 컨버터(200)의 동작 단계가 표 3에 요약되어 있다.
| 상태/단계 | 조건 | 에너지 | LS | 다이오드 | FW |
| (1) 자화 | 낮은 인덕터 전류, IL < I'L | L로 | 온 | RB | 오프 |
| (2) 전달 | 낮은 출력 전압, VOUT < V'OUT | C로 | 오프 | FB | 오프 |
| (3) 프리휠 | 해당없음 | 해당없음 | 오프 | RB | 온 |
프리휠링 업 컨버터의 동작 원리는 하위측 MOSFET(201)의 온-시간을 가지고 인덕터(203)의 전류를 제어하고, MOSFET(201, 205) 모두가 오프인 시간을 제어함으로써 출력 커패시터가 충전되는 시간을 제어하는 것이다. 프리휠링 MOSFET(205)의 목적은, 다이오드(202)와 하위측 MOSFET(201)가 모두 통전하지 않지만 Vx 노드의 전압이 큰 과도기를 보이지 않거나 역방향-바이어스 된 다이오드(207)를 애벌랜치로 구동하는 제 3의 상태를 제공하는 것이다. 프리휠링 업 컨버터를 위한 한 가지 가능한 동작 시퀀스가 도 5A-5C에 도시되어 있고, 도 6에는 Vx를 도시하는 그래프(260), VOUT을 도시하는 그래프(270), 및 인덕터(203)의 전류(IL) 및 프리휠링 MOSFET의 전류(Ifw)를 도시하는 그래프(280)를 포함하는 파형이 도시되어 있다.
MOSFET(201)가 온이고 전류(ID( LS ) = IL)를 전도하는 도 5A에 도시된 제 1 동작 단계(220)를 시작으로, 프리휠링 MOSFET(205)는 오프이고, 정류기 다이오드(202)는 역방향-바이어스되며 따라서 다이오드(202)를 통과하는 전류(Irect)는 0이다. 하위측 MOSFET(201)가 통전하는 동안, Vx는 그래프(260)에서와 같이 그라운드보다 약간 높은 IL 
RDS1(곡선 261)이 된다. 도 6의 그래프(280)에서 인덕터(203)의 전류(IL)는 값(280)으로 사이클을 시작하여 값(282)까지 상승한다(곡선 281). 이 시간 동안 출력 전압(VOUT)은 값(271)에서 값(273)까지 하락하고(곡선 272) 동시에 부하(210)에서 요구하는 모든 전류를 공급한다. 본 명세서에서 제 1 단계는 자화단계로 지칭한다.
도 5B의 회로(230)는 프리휠링 업 컨버터(200)의 제 2 동작단계를 도시한다. 도 6에서, MOSFET(201)가 t1에서 오프된 직후, Vx는 즉시 (Vout + Vf) 전위(곡선 264)로 점프하며, 이에 의해 Vx는 Vbatt보다 더 큰 양의 값이 된다. 이 기간 동안, 다이오드(202)는 순방향-바이어스되어, 시간 t1에서의 전압(273)에서 시간 t2의 최대 전압(275)까지 커패시터(204)를 충전한다(곡선 274). 일 실시예에서, 다이오드(202)는 출력 전압(VOUT)이 목표 출력 전압(V'OUT)을 초과할 때까지 또는 소정의 기간이 만료될 때까지 순방향-바이어스가 유지된다.
제 2단계 동안에, 인덕터(203)의 전류(IL)는 값(282)에서 커브(283)을 따라 상응하여 하락하며, 여기서 IL = Irect이다. 사이클 당 출력 커패시터(205)에 전달되는 전하량(dQ)은,
dQc = IL 
toff
이고, dVc=dQc/C이므로, 출력 커패시터의 전압에서의 증가 변화(dVc)는,
로 주어진다.
이와 같이, MOSFET(201, 205)가 모두 오프일 때 시간 toff=(t2-t1)는 임의의 한 사이클에서 부하와 출력 커패시터에 전달된 전하의 양을 결정한다. 제 2 단계는 본 명세서에서 전달단계라고 한다.
도 5C에 도시된 제 3단계 동작에서, 프리휠링 MOSFET(205)는 턴-온되고 다이오드(202)에서 인덕터(203)를 통해 흐르는 전류를 프리휠링 MOSFET(205)로 전환한다. 도 6의 그래프(260)에서, Vx는 Vbatt + IL 
RDS3로 떨어진다(곡선 265). IL 
RDS3는 매우 작기 때문에, Vx 
Vbatt이다. 이 조건하에서 Vx < VOUT이므로, 다이오드(202)는 역방향 바이어스되고 통전하지 않는다. 그래프(270)에서, VOUT은 시간 t3=T에서 그 정점 값(275)에서 값(277)으로 감소하기 시작한다.
구체적으로, 일단 하위측 MOSFET(201)가 오프되고 프리휠링 MOSFET(205)가 온이 되고 전체 인덕터 전류를 운반하면, IL 
Ifw이다. 그래프(280)에서, 프리휠링 전류(Ifw)는 시간 t2와 t3 사이 전체 기간 동안 인덕터 전류와 같은 크기로 점프한다(곡선 286). 따라서, 인덕터(203)는 이 기간 동안 전압(VOUT 또는 Vx)을 변경시킬 수 없다. 즉, MOSFET(205)가 인덕터(203)를 통해 흐르는 전류를 분기하기 때문에, 인덕터(203)는 어떤 다른 회로 요소에 전류를 공급하거나 출력 단자 또는 Vx 노드의 전압을 이동시킬 수 없다. 이 프리휠링 조건은 시간 t2와 t3 사이의 소정의 시간 동안 또는 IL이 특정 값(포인트 284)으로 떨어질 때까지 유지된다. 프리휠링 동안에, 컨버터의 출력을 제공하는 정류기 다이오드(202)의 전류와 Vbatt에서 컨버터(240)로 흐르는 전류는 모두 0이다.
이 동작 상태는 종래 버크 또는 버크-부스트 컨버터에 존재하지 않는 프리휠링 조건이다. 상기 프리휠링 조건은 시간에 따라 변하거나 고정된 기간을 갖는다. 도 7의 예에서, 총 주기는 기간 T로 고정되며 기간 ton, txfer, 및 tfw 각각에 대응하는 자화, 전달, 및 프리휠링 동작의 어떤 조합으로 구성된다. 한 가지 가능한 제어 스킴에서, 프리휠링 시간은 자화 및 전달에 의해 수행되지 않는 상기 주기의 어떤 부분이라도, 즉 tfw = T-(ton+txfer)을 채운다.
프리휠링 동작의 또 하나의 고유한 특징은 도 5C에서 전류 흐름 경로(3)가 도 5A에서 자화 전류 경로(1) 또는 도 5B에서 전달 전류 경로(2)와 같이 배터리에서 인덕터 또는 그라운드로의 전류 흐름이 아니다. 다시 말하면, 프리휠링 동작 동안에 흐르는 유일한 의미 있는 그라운드 전류는 일시적으로 부하(210)에 공급하는 출력 커패시터(205)로부터의 전류이다.
클럭의 주기인 시간 t3에서,프리휠링 MOSFET(205)는 오프가 되고 Ifw는 0으로 떨어진다(곡선 287). 그래프(260)의 영역(266)에 도시된 짧은 전이(tBBM) 동안에, 전압(Vx)은 상승하기 시작할 것이다. 커패시턴스가 없는 경우, Vx 전압은 크기 (VOUT + Vf)의 전압에 도달할 수 있으며(곡선 267), 이에 의해 다이오드(202)는 순방향-바이어스가 되고 그 값을 클램핑한다. 그러나, 실제에 있어서, tBBM 기간이 짧다면, 상기 전압은 하위측 MOSFET(201)가 다시 턴-온 하기 전에 부분적으로 상승할 시간을 가질 뿐이다.
이후, 하위측 MOSFET(201)가 턴-온이 되면서, 사이클이 반복되고, 전압 Vx는 ~ Vbatt에서 그라운드 근처까지 떨어지며, 인덕터(203)에서의 극성은 도 6의 그래프(260)에서와 같이 양의 값으로 복귀한다.
프리휠링 승압 컨버터(200)의 동작이 자화, 전달, 및 프리휠링의 구체적인 시퀀스로 설명되고 있지만, 임의의 다른 시퀀스도 가능할 것이다. 예를 들어 한 가지 가능한 시퀀스는 자화, 프리휠링 그리고 다음에 전달하는 것이다.
프리휠링 컨버터는 또한 동작 모드 중 2개에 연장된 기간을 소비할 수 있고 제 3 상태에서는 단지 가끔 동작할 수도 있다. 예컨대 컨버터는 전달과 프리휠링 상태 사이를 반복하여 교대하고 인덕터는 단지 가끔 자화하거나; 또는 자화와 전달 상태 사이를 반복해서 교대하고 프리휠링 상태에서는 단지 가끔 동작할 수도 있을 것이다.
비동기식
프리휠링
부스트
레귤레이터의
편익:
프리휠링 업 컨버터의 동작을 종래 비동기식 또는 동기식 부스트 컨버터의 동작과 비교하면, 몇 가지 눈에 띄는 차이가 있다. 종래의 부스트 컨버터에서는, BBM 동작을 제외하고, 단지 2개의 상태, 즉 에너지를 인덕터에 제공하는 상태와 이 에너지를 부하와 출력 커패시터에 전달하는 상태가 존재한다. 일정한 출력 전압을 유지하고 인덕터 포화를 피하기 위해, 인덕터에 제공된 에너지는 각 사이클에서 완전히 제거되어야 한다. 즉, 컨버터는 에너지 균형 상태에서 동작해야 한다. 만일 매 사이클 이후에 작은 전류가 잔류한다면, 평균 전류는 인덕터가 포화될 때까지 점점 증가할 것이다. 인덕터가 포화될 때, 그 인덕턴스와 AC 임피던스는 떨어지고 따라서 전류를 더 이상 제어할 수 없다. 포화된 인덕터는 본질적으로 "와이어"처럼 동작하며 그 결과 과도한 전류를 흐르게 하고 파워 MOSFET를 과열시킨다.
평균 인덕터 전류가 점점 "상승하는(creeping up)" 것을 피하기 위해, 종래 컨버터에서는 컨버터에 입출력하는 에너지의 균형을 유지하기 위해 온 시간과 전달 시간의 타이밍이 조정되어야 한다. 종래 컨버터에서, 한 사이클의 총 주기는 인덕터가 자화될 때의 하위측 MOSFET의 온-시간(ton)과, 정류기 또는 동기식 정류기가 에너지를 출력 커패시터에 전달하는 시간(txfer)의 합, 즉 T=ton + txfer이다. 고정 주파수 동작과 일정한 주기 T에서, ton의 임의의 변화는 txfer의 대응하는 변화에 의해 보상된다. 그러나, 만일 ton 또는 txfer가 최소 기간(즉 펄스 폭)에 도달하면, 일정한 주기를 유지하는 것이 출력 전압의 변화를 초래한다. 이러한 제약은 반드시 경부하 조건에서 종래 부스트 컨버터를 가변-주파수 모드로 동작시킨다. 또한, 평균 인덕터 전류는 부하의 전류 요구를 지원해야 하며 그렇지 않으면 잘못된 출력 전압이 얻어질 수 있다. 낮은 인덕터 전류는 컨버터가 부하 전류의 계단함수 증가에 응답하여 그 출력을 적절히 레귤레이션하는 것을 어렵게 만든다.
개시된 프리휠링 컨버터에서, 3개의 동작 상태 또는 단계, 즉 자화, 전달 및 프리휠링 상태를 갖는 것은 인덕터를 포화시키거나 출력 전압의 범위를 벗어나지 않게 하면서 컨버터가 고정된 클럭 주파수에서 동작하는 것을 가능하게 한다. 이러한 편익은 도 7의 그래프(300, 320)에 도시된 프리휠링 업 컨버터의 2개의 상이한 Vx 파형을 비교함으로써 설명된다. 그래프(300)에서, 정상 부하전류 조건은 MOSFET(201)의 온 시간(ton)(세그먼트 302)과 다이오드의 통전 시간(toff)(세그먼트 304)가 최소 폭이 아님을 도시한다. 프리휠링 MOSFET는 클럭 펄스가 시간 T에서 반복할 때까지 어떤 기간(세그먼트 307) 동안 동작한다. 프리휠링 단계(시간 tfw) 동안에, 인덕터 전류는 계속해서 유지되고 부하와 상호 작용하지 않음으로써, 인덕터에서 극성 반전과 부하에서 노이즈 문제를 피한다.
그래프(320)에서, ton 펄스 폭(세그먼트 321)은 (t1-t0)의 최소 폭으로, 이것은 그래프(300)에 도시된 것보다 짧은 기간이다. 일정한 출력을 유지하기 위해 기간(toff) 역시 그래프(300)에 도시된 것보다 짧은 기간(t2-t1)에 상응되게 조정된다. 일정한 주파수 동작을 달성하기 위해, 프리휠링 시간(tfw)은 그래프(300)에 도시된 것보다 긴 기간인 (T-t2)까지 증가한다. ton, toff, 및 tfw 기간을 정상 동작하에서 세그먼트 302, 204, 및 307로 식별하고 경부하 동작 동안에는 세그먼트 321, 323, 및 326으로 식별할 때, 일정한 주파수 동작에 대해 다음과 같은 고정 주기 T가 얻어진다.
T = ton(302) + toff(304) + tfw(307) = ton(321) + toff(323) + tfw(326)
그러므로, 프리휠링 단계(세그먼트 326)는 ton 및 toff에서의 임의의 변화를 보상하며, 따라서 T는 일정하게 유지될 수도 있다. 이와 같이, 고정 클럭 사이클은 훨씬 더 넓은 범위의 애플리케이션에 대해 사용될 수 있고 스위칭 주파수 및 노이즈 스펙트럼은 더욱 잘 제어될 수 있다.
대안으로, 컨버터는 가변 주파수 애플리케이션에서도 사용될 수 있지만 생성되는 노이즈 스펙트럼에 대해 추가적인 제어가 요구된다. 예컨대 주기 T는, 중요한 통신 대역에 속하고 무선 주파수 회로에 영향을 줄 가능성이 있는 주파수와 같은 특정 주파수와 바람직하지 않은 고조파를 피하기 위해 연역적으로 선택될 수 있다.
프리휠링
MOSFET
에 의한 인덕터 전류의 제어:
프리휠링 부스트 컨버터는 정상 부스트 컨버터에 비해 인덕터 전류에 대한 제어도가 더 높다. 정상 부스트 컨버터에서, 인덕터는 컨버터의 입력 또는 출력 어느 하나에 연결된다. 즉 부하에 에너지를 저장하거나 전달한다. 정상 부스트 컨버터에서, 도 3B에서 도시된 UIS(unclamped Inductive Switching) 스파이크를 초래하지 않으면서 입력과 출력회로 둘 다로부터 인덕터를 연결 해제하는 수단은 없다. 필요한 것보다 길게 인덕터를 입력에 연결한 채 유지하면 인덕터에 너무 많은 에너지를 저장하게 되며 - 어떻게 해서든지 이 에너지는 나중에 출력 레귤레이션에 영향을 주지 않으면서 제거되어야 한다. 인덕터를 출력에 연결한 채 너무 오래 유지하면 인덕터로부터 과도한 에너지를 제거하고 출력 커패시터를 과충전하게 되어 출력 레귤레이션에 나쁜 영향을 준다. 어느 쪽이든, 종래 부스트 컨버터에서의 에너지 흐름은 결과적으로 변화하는 부하 및 입력 조건하에서 불량한 레귤레이션을 초래한다.
프리휠링 부스트 컨버터는 제 3 상태 또는 조건, 즉 프리휠링을 도입함으로써 이 문제를 제거하며, 여기서 인덕터 전류는 출력에 더 많은 에너지를 전달하지 않거나 또는 입력으로부터 더 많은 에너지를 흡수하지 않으면서 재순환할 수 있다. 이 개념은 도 8A의 알고리즘(330)에서 그래픽으로 도시되어 있다. 도면에서, 컨버터의 입력 단자에 파워가 인가된 후, 출력 단자는 순방향-바이어스 정류기 다이오드(202)의 부득이한 결과로서 대략 입력 전압과 동일한 전압까지, 즉 VOUT 
Vbatt으로 충전한다. 프리휠링 컨버터(200)에서, 이 선충전(pre-charge) 조건은 프리휠링 MOSFET(205)가 온인지 여부에 관계없이 발생한다. MOSFET(205)가 오프인 경우, 상기 선충전 전류는 인덕터(203)를 통해 흐른다. MOSFET(205)가 온인 경우, 상기 선충전 전류는 인덕터(203)를 우회하여 통전 MOSFET(205)를 통해 흐를 수 있다. 선충전 동안 인덕터를 우회하여 전류를 전환하는 이점은 출력 커패시터가 더 신속하게 충전될 수 있고 컨버터 동작이 개시되기 전에 인덕터가 0으로 리셋될 필요가 없어서, 컨버터의 기동을 가속할 수 있다는 것이다. 여하간에, 선충전의 종료 시, 커패시터(204)의 전압(VOUT)은 대략 전압(Vbatt)과 같다.
스위칭 동작을 개시할 때, 스테이지(1)에서 하위측 MOSFET(201)는 턴-온 되고 전류 흐름에 의해 인덕터(203)를 자화시킨다(단계 331). 스테이지(1)의 기간은 오류 증폭기에 입력되어 램프(ramp) 발생기와 비교된 아날로그 피드백 신호를 사용하는 것 - 종래 부스트 컨버터에서 흔한 방법임 - 을 포함하는 임의의 수의 수단에 의해 제어될 수 있다. 대안으로, 온-시간 스테이지(1)의 길이는 인덕터 전류와 출력 전압의 어떤 목표 값에 따라 디지털적으로 제어될 있을 것이다. 또 하나의 알고리즘 방법에서, 하위측 MOSFET(201)의 온-시간은 최소 펄스 폭을 가지고 시작한 후 증가할 수 있으며 각 시간 스테이지(1)은 정상상태 조건이 도달될 때까지 반복된다. 대안으로, 어떤 최대 온-시간이 사용되고 그 다음 필요에 따라 후속 스위칭 사이클이 단축되거나 생략될 수 있다.
스테이지(1)의 기간이 어떻게 제어되는지에 관계없이, 스테이지(2)가 시작될 때 하위측 MOSFET(201)는 턴-오프되고 프리휠링 MOSFET(205)는 오프 상태로 유지된다(단계 332). 정류기 다이오드(202)가 순방향-바이어스된 직후, 전류에 의해 출력 커패시터(204)를 충전하고 출력 전압을 그 선충전(precharged) 값보다 높게 증가시킨다. 스테이지(2)의 기간은 고정되거나 또는 다른 회로 변수의 함수로서 변할 수 있다. 대안으로, 고정 시간 또는 클럭 길이 (ton + toff)가 스테이지(1)과 스테이지(2)의 조합에 대해 부여될 수 있다. 만일 자화 스테이지(1)가 더 길어지면, 에너지가 출력단자에 전달될 때 스테이지(2)를 위해서는 더 적은 시간을 이용할 수 있다.
스테이지(2)에서 어떤 최소 기간 이후, 단계(334)에 도시된 조건 테스트는 실제 출력 전압(VOUT)과 목표 출력 전압(V'OUT)을 비교하고, 만일 VOUT이 V'OUT보다 더 크지 않다면, 예컨대 만일 VOUT이 V'OUT보다 작거나 같으면, 스테이지(1)(박스 331)이 반복된다. 만일 전압 조건이 만족되면, 예컨대 만일 VOUT > V'OUT이면, 인덕터(203)를 반복 자화시키고 에너지를 커패시터(204)에 전달하는 사이클(스테이지 1, 2)이 종료되고, 컨버터(200)는 단계(335)에서와 같이 스테이지(3)에서 프리휠링을 시작한다.
프리휠링 조건에서(스테이지 3), 프리휠링 MOSFET(205)는 온이고 인덕터(203)에 전류를 전도하며 이때 하위측 MOSFET(201)는 오프 상태로 유지되고 다이오드(202)는 역방향-바이어스로 유지되고 통전하지 않는다. 스테이지(3)에서 컨버터(200)가 유지되는 시간은 임의의 수의 방법으로 결정될 수 있다. 일 실시예에서, 프리휠링 스테이지(3)는 주기 T의 고정 클럭 사이클 동안, 즉 tfw = (T-ton-toff) 기간의 나머지 동안에 유지된다. 대안으로, 인덕터(203)를 통과하는 전류가 특정 값으로 감소할 때까지 컨버터(200)가 프리휠링을 계속하거나 또는 컨버터(200)가 출력 전압(VOUT)이 V'OUT보다 높게 유지되는 한 프리휠링을 계속하는 조건, 또는 그것들의 파라미터 및 타이밍 기준의 임의의 조합이 부과된다. 알고리즘(330)에서와 같이 스테이지(3)(단계 335)가 마무리될 때, 컨버터(200)는 스테이지(1)로 복귀한다(박스 331).
도시된 알고리즘(330)은 정상 부스트 컨버터 동작과 유사한 방식으로 인덕터 전류 및 출력 전압을 유지한다. 도시된 바와 같이, 출력 전압이 특정 목표 전압(V'OUT)을 초과할 때만 컨버터(200)는 프리휠링 상태로 진입한다. 이 동작이 도 8B의 기동 파형(336)에 도시되어 있으며 여기서 전압(Vbatt)에서 미리 충전된(세그먼트 337), 프리휠링 부스트 컨버터(200)는 t1에서 동작을 개시하고 출력 전압은 시간 t2까지(세그먼트 338) 전달 동안 증가하고, 이때 인덕터(203)는 다시 자화되고 출력 전압은 감소한다(세그먼트 339).
출력 단자로의 전달은 시간 t3에서 t4까지 한 번 더 일어나서 목표 값(V'OUT) 이하로 출력 단자를 충전한다. 따라서, 또 하나의 자화-전달 루프가 시간 t4에서 t6까지 일어난다. 그러나 포인트(340)에서, 출력 전압은 마침내 목표 값(V'OUT)을 통과하고 다음 클럭 사이클의 시간 t6에서, 컨버터(200)는 프리휠링 동작으로 진입한다. 시간 t7에서, 컨버터는 다시 인덕터를 자화시키고 정상상태 동작이 달성된다. 대안으로 컨버터(200)는 인덕터(203)의 전류가 어떤 최소 값 아래로 떨어질 때까지 프리휠링 동작(스테이지 3)과 전하 전달 동작(스테이지 2) 사이를 교대할 수도 있을 것이다.
주목할 것은 출력 전압이 인덕터(203)가 자화되거나(스테이지 1) 또는 컨버터(200)가 프리휠링하는(스테이지 3) 것과 같은 속도로 감소한다는 것이다. 프리휠링 또는 자화 스테이지 동안에 출력 전압의 하락은 부하 전류와 출력 커패시터(204)의 크기에 종속한다.
프리휠링 부스트 컨버터의 알고리즘 유연성은 평균 인덕터 전류가 반드시 출력 전압을 결정하지 않는 결과이다. 이것은 종래 부스트 컨버터와 달리 프리휠링 부스트 컨버터는 컨버터의 2 상태 변수, 즉 출력 전압(VOUT)과 인덕터 전류(IL)의 반-독립적인 제어를 제공한다는 것을 의미한다. 이 사실은 도 8C의 그래프(341)에 명백히 도시되어 있으며 여기서 인덕터 전류(IL)는 출력 전압을 미리-지정된 크기와 허용오차에서 레귤레이션 하면서도 부하 전류보다 훨씬 더 크게 유지된다.
예를 들면, 부하 전류가 세그먼트(342)에 의해 표시된 크기, 예컨대 300 mA일 때, 인덕터 전류(IL)는 세그먼트(345, 346)에 의해 표시된 크기로 상승 및 하락하며, 부하 전류(IOUT)보다 더 크다. 전류 상승 부분(세그먼트 345)은 자화 단계(ton)(스테이지 1)에 해당하고, 전류 하락 부분(세그먼트 346)은 전하 전달 시간(toff)(스테이지 2)과 프리휠링 시간(tfw)(스테이지 3)을 포함한다. 프리휠링에 해당하는 하락 기간의 부분(세그먼트 346)은 IOUT의 더 큰 값에서 더 짧고 IOUT의 더 작은 값에서 더 길다.
시간 t=2T에서, 그래프(341)는 세그먼트(342)에 의해 표현된 크기에서 세그먼트(343)에 의해 표현된 낮은 전류로의 부하 전류의 계단형, 예컨대 300mA에서 50mA로의 감소를 도시한다. 즉시, 전류 상승 시간(세그먼트 347)은 단축되지만, 하락 시간(세그먼트 349)은 대응하는 양만큼 증가한다. 클럭 주파수는 동일하게 유지된다. 또한, 부하가 더 적은 전류를 유입하기 때문에 출력으로 에너지를 전달하는데 (필요하더라도) 아주 적은 시간이 소모된다. 대신에, 인덕터 전류 감소의 대부분은 프리휠링 동안의 파워 손실에 기인하는 것이지 에너지를 출력에 전달하는데 기인하는 것은 아니다. 이와 같은 경우에, 출력의 과충전을 방지하기 위해, toff는 0에 접근하고 tfw는 T-ton에 접근하도록 시간이 조정된다. 출력으로 에너지 전달이 필요하지 않은 경우에, 컨버터는 자화와 프리휠링 사이를 교대하며 그 다음 전달 사이클이 일어나기 전에 임의의 수의 사이클을 건너뛸 수 있다. 이와 같은 조건에서 toff는 0이고 T = ton + tfw이다.
프리휠링 부스트 컨버터의 고유한 특성은 부하 전류가 극적으로 변할 때도 더 높은 인덕터 전류를 유지하는 능력이다. 시간 t=4T에서 부하 전류는 세그먼트(344)에 의해 표현된 새로운 더 큰 값, 즉 초기 전류보다 큰 값(세그먼트 342) 으로 점프한다. IL의 크기는 여전히 부하보다 더 크기 때문에, 컨버터는 레귤레이션의 손실 없이 즉시 반응한다.
이와 대비하여, 정상 부스트 컨버터는, 시간 2T와 4T 사이에서 평균 인덕터 전류가 부하 전류와 같은 크기로 감소할 것이고(세그먼트 343) 부하 전류 요구의 갑작스런 변화, 즉 증가에 대해 반응할 수 없기 때문에, 훨씬 불량한 계단형 응답을 나타낼 것이다. 결과적으로 불량한 과도 레귤레이션이 얻어진다. 프리휠링 부스트 컨버터는 이 문제를 완전히 해결한다.
동기식
프리휠링
부스트
컨버터
도 4의 프리휠링 부스트 컨버터(200)의 한 가지 가능한 단점은 Vx 노드와 그 출력 사이에 정류기 다이오드(202)를 사용하는 것이다. 인덕터(203)로부터 커패시터(204)와 부하(210)로 흐르는 모든 에너지는 이 정류기 다이오드를 통해 흘러야 하기 때문에, 정류기에서의 전력 손실은 무시할 수 없다. 전달 단계 동안에, 다이오드에서의 전력 손실은 IL 
Vf이다.
이 전력 손실은 낮은 부하 전류와 더 높은 출력 전압의 조건에서 총 손실의 작은 비율일 수 있지만, 더 큰 전류에서 전력 손실은 상당한 가열을 초래할 수 있고 더 낮은 출력 전압에서 파워 효율 역시 나빠질 수 있다. 쇼트키 다이오드의 사용은 이 통전 손실을 저감시키지만 제거하지는 못한다.
프리휠링 부스트 컨버터에서 정류기 손실을 감소시키기 위해, 다이오드는 MOSFET에 의해 대체될 수 있다. 그 결과 얻어진 동기식 프리휠링 부스트 컨버터가 도 9에 도시되어 있다. 비동기식 프리휠링 부스트 컨버터(200)와 같이, 동기식 프리휠링 컨버터(350)는 하위측 N-채널 MOSFET(351), 인덕터(359), 바디-바이어스 발생기(358)를 구비한 프리휠링 MOSFET(357), 출력 커패시터(356) 및 PWM 컨트롤러(362)를 포함한다. 인덕터(359)는 입력 전압, 이 경우 배터리 전압(Vbatt)에 연결되고, 하위측 MOSFET(351)는 그라운드에 연결된다. 그라운드는 실제 그라운드 또는 임의의 다른 전압일 수 있는 회로 그라운드이며; Vbatt와 그라운드 사이의 전위 차이는 입력 DC 전압을 나타낸다.
동기식 정류기(353)는 정류기 다이오드(352)와 게이트 버퍼(355)에 의해 구동되는 MOSFET(354)를 포함한다. MOSFET(354)는 게이트 버퍼(355)와 신호 범위 또는 게이트 신호(VG3)를 적절히 조정하면 P-채널 또는 N-채널이 될 수 있다. 다이오드(352)는 MOSFET(354)에 내재된 P-N 접합을 포함하거나 쇼트키 다이오드 또는 그것들의 병렬 조합을 포함할 수 있다. MOSFET(354)는 다이오드(352)가 순방향-바이어스되는 시간의 일부를 통전하도록 시간이 조정된다. 동기식 정류기 MOSFET(354)는 동일한 전류를 운반하는 다이오드(352)의 전압보다 온-상태에서 더 낮은 전압 강하를 나타내기에 충분히 큰 너비를 갖는다.
프리휠링 MOSFET(357)는 P-채널 또는 N-채널일 수 있지만 P-채널 MOSFET는 게이트 신호(VG2)를 공급하기 위한 게이트 구동회로를 구현하기에 더 편리하다. 바디 바이어스 발생기(358)는 프리휠링 MOSFET(357)의 소스-드레인 단자 사이에 있는 어떤 순방향-바이어스 P-N 다이오드라도 제거한다. 즉, Vx와 Vbatt 사이에는 어떤 극성으로든지 순방향-바이어스된 다이오드가 존재할 수 없다. BBM 버퍼(361)는 하위측 MOSFET(351), 동기식 정류기 MOSFET(354), 및 프리휠링 MOSFET(357)의 게이트 신호들을 제어하여 통전이 중복되는 것을 방지한다. 3개의 파워 MOSFET 중 하나만이 임의의 시간에 통전한다. 한 MOSFET의 오프에서 온으로의 전환, 즉 BBM 시간은 통전을 중복하지 않으면서 가장 짧은 가능한 시간 내에 일어난다.
비동기식 프리휠링 부스트 컨버터(200)와 마찬가지로, 컨버터(350)는 도 9의 전류 흐름 화살표 (1), (2), (3)에 대응하여 3개의 상태, 즉 자화, 전달, 및 프리휠링에서 동작한다. 동기식 프리휠링 컨버터는 특유하게, 동기식 정류기 MOSFET(354)는 다이오드(352)가 순방향-바이어스되는 시간의 일부 동안 통전하여 정류기 다이오드(352)의 전류를 분기하며, 이에 의해 전류 흐름 화살표(2)에 의해 표시된 전달 스테이지 동안의 전력 손실을 저하시킨다. 동기식 프리휠링 부스트 컨버터의 동작이 도 10A-10D에 도시되고, 도 11A에는 그 알고리즘(420)이 도시되어 있으며, 도 11B의 그래프(430, 440)에는 대응하는 Vx와 I 파형이 각각 도시되어 있다.
도 11A의 단계(421)에 간략히 도시된 스테이지(1)에서, 하위측 MOSFET(351)는 통전하고 MOSFET(352, 357)은 오프이다. 화살표(1)로 표시된 전류 흐름은 PWM컨트롤러(362)에 의해 제어된 일정 기간(ton) 동안 인덕터(359)를 자화시킨다. 도 11B의 그래프(430)에 도시된 바와 같이, Vx는 크기 IL 
RDS( LS )의 전압에서 거의 그라운드로 바이어스되기 때문에(세그먼트 431), 정류기(352)는 역방향 바이어스되어 통전하지 않으며, 따라서 그래프(440)에 도시된 Irect는 0이다(세그먼트 444). 흐르는 정류기 전류가 없는 상태에서, 커패시터(356)는 부하(401)에 필요한 전류(IOUT)를 공급해야 하며, 이 "자화" 동작 단계 동안에 출력 전압(VOUT)을 하락시킨다. 한편, IL은 t1까지 ton의 전체 기간 동안 상승하며(세그먼트 441), 이때 컨버터(350)는 제 2 동작 상태로 진입한다.
제 2 동작 상태는 도 11B의 시간 t1에서(포인트 422) 시작하며, 이때 하위측 MOSFET(351)는 턴-오프 된다. 도 10B에서, MOSFET(351)가 턴-오프 될 때, 인덕터(359)는 즉시 Vx를 상승시켜 다이오드(352)를 순방향 바이어스시키고, 전류(화살표(2))에 의해 커패시터(356)를 충전한다. 시간 t1 직전에(시간 t1-), 정점 값(포인트 442)의 인덕터 전류(IL)는 하위측 MOSFET(351)에 의해 전부 운반된다. 즉 IL(t1-) = ID( LS ). 시간 t1 직후(시간 t1+), 인덕터 전류(IL)는 정류기 다이오드(352)에 의해 전부 운반되며, 따라서 IL(t1+) = Irect이고 그래프(440)에서 점선(445)에 의해 도시되어 있다. 인덕터 전류는 불연속일 수 없기 때문에, 즉 IL(t1-) 
IL(t1+)이므로, 정류기 다이오드(352)는 하위측 MOSFET(351)를 스위칭 오프시키는 순간에 인덕터 전류 전부를 운반해야 한다. 전류(IL)에서, 다이오드(352)는 크기 Vf의 전압 강하를 나타낸다. 그 결과, 전압(Vx)은 Vx = (VOUT + Vf) 값으로 점프한다(세그먼트 432). 도시된 요소를 포함하는 회로에서 전압은 순간적으로 점프하지만, 실제에 있어서 MOSFET에 존재하는 기생 커패시턴스는 전환을 지연시킨다. 그러므로 전류의 일부는 도시된 이상적인 요소가 아닌 기생 커패시턴스에 의해 운반된다.
BBM회로(361)에 의해 제어된 BBM 기간(tBBM) 이후, 동기식 정류기 MOSFET(354)는 "온"이 되고, 알고리즘(420)의 화살표(423)에 해당한다. 도 10C에서, 인덕터 전류(IL)(화살표(2))는 2개의 부분으로 분리되며, 따라서 Irect 전류의 강하에 의해 도시된 바와 같이(도 11B의 그래프(440)에서 세그먼트(446)) IL = Irect + ID(SR)이다. 낮은 전류에서 다이오드 전압(Vf)은 동기식 정류기 파워 MOSFET(354)에서의 전압 강하(IL 
RDS(SR))와 거의 동일한 값으로 떨어진다. 전압(Vx)은 Vx = (VOUT + IL 
RDS(SR))의 크기의 값(433)으로 하락하고(도 11B의 그래프(430)에서 세그먼트(433)), 전력 소모는 감소한다.
다음 동작단계 이전에, 동기식 정류기 MOSFET(354)는 tBBM 기간 동안 다시 오프되고, 다이오드(352)는 부하 전류 전부를 운반해야 하며(세그먼트 447), 세그먼트 434에 의해 도시된 바와 같이 Vx=(VOUT+Vf)이다. 그러므로 스테이지(2)의 기간(txfer)은 3개의 서브-스테이지, 도 10B에 도시된 BBM 기간, 도 10C에 도시된 동기식 정류기 통전, 및 도 10B에 도시된 제 2 BBM 기간을 포함한다. 전체 스테이지(2) 동안에, (도 10B 및 10C의 화살표(2))의 인덕터 전류는 부하(401)에 공급되고 출력 커패시터(336)를 충전하며, 이때 인덕터(359)의 전류는 이 전달단계 동안에 포인트(442)의 값에서 도 11B의 그래프(440)의 포인트(447)의 더 작은 크기의 값으로 하락한다. BBM 기간(432, 434)이 동기식 정류기 MOSFET 통전 기간(433)에 비해 짧을 경우, 출력에 에너지를 전달하는 동안 소비된 평균 전력은 감소하고 컨버터의 효율은 개선된다.
다음 동작단계는 도 11A의 단계(424)에 도시되어 있으며 도 10D에는 그 등가회로가 도시되어 있다. 프리휠링 MOSFET(357)가 온이 되고 전체 인덕터 전류를 운반한다(화살표(3)). 즉 IL = IFW이며, 인덕터 전류는 포인트(447)에 의해 표시된 초기값에서 시작하여 t=T일때 포인트(443)에 의해 표시된 값으로 감소한다. Vx 노드의 전압(435)은 Vbatt보다 크고 VOUT보다 작은 값 Vx=(Vbatt + IL 
RDS( FW ))으로 떨어진다. 따라서 다이오드(352)는 역방향-바이어스되고 그래프(440)에서 점선(448)으로 도시된 바와 같이 비통전 상태가 된다. 이 동작상태는 종래의 버크 또는 버크-부스트 컨버터에는 존재하지 않는 프리휠링 조건이다. 상기 프리휠링 조건은 시간에 따라 변하거나 고정된 기간을 가질 수 있다. 도 11B의 예에서, 총 주기는 기간 T로 고정되며 대응하는 기간 ton, txfer, 및 tfw를 각각 갖는 자화, 전달, 및 프리휠링 동작의 어떤 조합으로 구성된다. 한 가지 가능한 제어 스킴에서, 프리휠링 시간은 자화 및 전달에 의해 수행되지 않은 상기 주기의 어떤 부분이든지 대체하며, 여기서 tfw = T - (ton + txfer)이다.
프리휠링 동작의 고유한 특징은 도 10D에서 전류 흐름 경로(3)는 도 10A의 자화 전류 경로(1) 또는 도 10C에서 전달 전류 경로(2)와 달리 배터리에서 인덕터로 또는 그라운드로의 전류 흐름이 되지 않는다는 것이다. 다시 말해서, 프리휠링 동작 동안에 흐르는 유일한 의미 있는 그라운드 전류는 일시적으로 부하(401)에 공급되는 출력 커패시터(356)로부터의 전류이다.
알고리즘(420)에 도시된 사이클을 반복하기 전에, 프리휠링 MOSFET는 tBBM 기간 동안 오프되어야 한다(단계 425). 모든 MOSFET가 순간적으로 오프이므로, 도 10B에 도시된 조건으로 복귀하며, 여기서 (그래프(440)의 포인트(449)에 의해 표시된) 전류는 다이오드(352)를 순방향-바이어스하고, Vx는 그래프(430)의 파형(437)에 의해 도시된 전압으로 다시 증가한다. 만일 상기 전환이 충분히 짧거나 프리휠링 MOSFET(357)의 턴-오프가 지연되면, 이 전환 동안의 전압(Vx)의 정점이 곡선(436)에 의해 도시된 더 작은 값으로 감소되거나 기생 커패시턴스의 크기에 종속하여 어떤 중간 전류로 감소한다.
프리휠링
부스트
컨버터에서 파워
MOSFET
바디
및 게이트
바이어싱
도 4와 9의 비동기식 및 동기식 프리휠링 부스트 컨버터에서 중요한 구성 요소는 인덕터와 병렬인 프리휠링 MOSFET의 바디 단자를 제어하는 바디 바이어스 발생기이다. 만일 프리휠링 MOSFET의 채널과 병렬인 순방향-바이어스 다이오드가 어느 극성으로든지 존재하면, 회로는 동작하지 않을 것이다. 승압 동작에서, Vx 노드는 Vbatt의 값에 관계없이 거의 그라운드에서 VOUT 이상으로 자유롭게 스위칭해야 한다. 그러므로 프리휠링 MOSFET는 P-N 다이오드가 순방향-바이어스되지 못하도록 제조되어야 하며 그 전압 스윙을 I사분면 또는 Ⅲ사분면으로 제한해야 한다. 즉, 프리휠링 MOSFET는 턴-오프될 때 어느 방향이든 전류를 차단할 수있는 양방향 스위치가 되어야 한다.
P-N 다이오드의 순방향-바이어싱을 피하는 한 가지 방법은 바디가 접지된 N-채널 파워 MOSFET를 사용하여 프리휠링 MOSFET를 구현하는 것이다. 그와 같은 경우에 소스-바디 및 드레인-바디 다이오드는 항상 역방향-바이어스 상태로 유지된다. 바디 단자가 접지된, 즉 기판 접속된 N-채널 MOSFET는 비-분리된(non-isolated) CMOS 공정에서 흔히 이용할 수 있다.
대안의 방법은 바디 바이어스 발생기를 구비한 N-채널 또는 P-채널 파워 MOSFET를 프리휠링 MOSFET로 사용하는 것이다.
상기 바디 바이어스 발생기의 목적은 소스-드레인 전압 및 극성에 관계없이 임의의 소스-바디 또는 드레인-바디 다이오드의 순방향-바이어싱을 방지하는 것이다. 도 12A의 회로(450)는 본 발명에 의한 프리휠링 부스트 컨버터의 Vx와 Vbatt 회로 노드 사이의 인덕터(454)와 병렬로 연결된 프리휠링 P-채널 MOSFET(451)를 도시한다. 배터리가 연결된 "상위측" 디바이스로서, P-채널(451)의 게이트 구동은 Vbatt에 의해 전력을 공급 받는 CMOS 인버터(455)를 사용하여 촉진된다. MOSFET(451)의 게이트를 그라운드로 떨어뜨리면, 디바이스를 턴-온 시켜 VGS = -Vbatt의 게이트 바이어스로 완전히 향상된다.
다이오드(452A, 452B)는 파워 MOSFET(451)에 내재된 소스-바디 또는 드레인-바디 다이오드를 나타낸다. 이들 다이오드와 병렬인 P-채널 MOSFET(453A, 453B)는 순방향-바이어스되는 다이오드에 분로를 만들어, MOSFET(453A, 453B)의 다른 하나를 역방향-바이어스로 유지시키고 전류를 차단한다. 이와 같은 MOSFET는 때로 바디-바이어스 또는 "바디 스내처(body snatcher)" 디바이스라고 불리는데, 그 이유는 파워 MOSFET의 바디 또는 백-게이트 단자 "B"의 바이어스를 제어하기 때문이다. 바디-바이어스 MOSFET의 게이트는 교차 결합되는데, 이는 MOSFET(453A)의 게이트가 MOSFET(453B)의 소스에 연결되고, 반대로 MOSFET(453B)의 게이트가 MOSFET(453A)의 소스에 연결되는 것을 의미한다. 도시된 바와 같이, 디바이스(450)는 그 구성이 대칭적이므로 소스와 드레인 요소의 명칭은 임의적이다.
동작에 있어서, Vbatt > Vx인 경우에, P-채널 MOSFET(453B)의 VGS가 양이고 따라서 MOSFET(453B)는 오프이다. 이러한 조건하에서, P-채널 MOSFET(453A)의 VGS는 음이고, 따라서 MOSFET(453A)가 온이 되어, 다이오드(452A)를 단락시키고, 파워 MOSFET(451)의 바디 단자(B)를 Vbatt 전위로 바이어스 한다. 다이오드(452B)의 음극이 Vbatt에 바이어스되고 그 양극이 더 낮은 음의 Vx 전위로 바이어스된 상태에서, 다이오드(452B)는 역방향-바이어스로 유지되어 통전하지 않는다. 이러한 조건은 하위측 MOSFET가 온이고 Vx가 거의 그라운드 전위로 떨어질 때 프리휠링 부스트 컨버터에서 일어난다.
반대로, Vx > Vbatt일 때, P-채널 MOSFET(453A)의 VGS는 양이고 따라서 MOSFET(453A)는 오프이다. 이러한 조건에서, P-채널 MOSFET(453B)의 VGS는 음이고, MOSFET(453B)이 온이 되어, 다이오드(452B)를 단락시키고, 파워 MOSFET(451)의 바디 단자(B)를 Vx 노드에 바이어싱 한다. 다이오드(452A)의 음극이 Vx에 바이어스되고 그 양극이 더 낮은 Vbatt 전위로 바이어스된 상태에서, 다이오드(452A)는 역방향-바이어스로 유지되어 통전하지 않는다. 이러한 조건은 하위측 MOSFET가 오프이고 Vx가 Vbatt보다 높은 전위로 상승할 때, 프리휠링 동안이나 전달동작 단계 동안에 프리휠링 부스트 컨버터에서 일어난다.
도 12D는 프리휠링 MOSFET의 N-채널 구현을 도시한다. 회로(480)는 인덕터(484)와 병렬인 N-채널 프리휠링 MOSFET(481)를 포함한다. MOSFET(481)는, 양극이 MOSFET(481)의 P형 바디 단자(B)에 전기적으로 연결되고 그 음극이 Vbatt와 Vx에 각각 전기적으로 연결된 바디 P-N 다이오드(482A, 482B)를 내재한다. 다이오드(482A, 482B)와 병렬로, N-채널 MOSFET(483A, 483B)는 순방향-바이어스되는 다이오드에 분로를 만들어, MOSFET(483A, 483B)의 다른 하나를 역방향-바이어스로 유지시키고 전류를 차단한다. 이와 같은 MOSFET는 때로 바디-바이어스 또는 "바디 스내처(body snatcher)" 디바이스라고 불리는데, 그 이유는 파워 MOSFET의 바디 또는 백-게이트 단자 "B"의 바이어스를 제어하기 때문이다. 바디-바이어스 MOSFET(483A, 483B)의 게이트는 교차 결합되는데, 이는 MOSFET(483A)의 게이트가 MOSFET(483B)의 소스에 연결되고, 반대로 MOSFET(483B)의 게이트가 MOSFET(483A)의 소스에 연결되는 것을 의미한다. 도시된 바와 같이, 회로(480)는 그 구성이 대칭적이므로 소스와 드레인 요소의 명칭은 임의적이다.
동작에 있어서, Vbatt > Vx인 경우에, N-채널 MOSFET(483B)의 VGS가 양이고 따라서 MOSFET(483B)는 온이 되어, 다이오드(482B)를 단락시키고 파워 MOSFET(481)의 바디 단자(B)를 Vx에 바이어싱 한다. 이러한 조건하에서, N-채널 MOSFET(483A)의 VGS는 음이 되어, MOSFET(483A)를 오프시킨다. 다이오드(482A)의 음극이 Vbatt에 바이어스되고 그 양극이 더 낮은 음의 Vx 전위로 바이어스된 상태에서, 다이오드(482A)는 역방향-바이어스로 유지되어 통전하지 않는다. 이러한 조건은 하위측 MOSFET가 온이고 Vx가 거의 그라운드 전위로 떨어질 때 프리휠링 부스트 컨버터에서 일어난다.
반대로, Vx > Vbatt일 때, N-채널 MOSFET(483B)의 VGS는 음이고 따라서 MOSFET(483B)는 오프이다. 이러한 조건에서, N-채널 MOSFET(483A)의 VGS는 양이 되어, MOSFET(483A)를 턴-온 하고, 다이오드(482A)를 단락시키며, 파워 MOSFET(481)의 바디 단자(B)를 Vbatt에 바이어싱 한다. 다이오드(482A)의 양극이 Vbatt에 바이어스되고 그 음극이 더 높은 Vx로 바이어스된 상태에서, 다이오드(482B)는 역방향-바이어스로 유지되어 통전하지 않는다. 이러한 조건은 하위측 MOSFET가 오프이고 Vx가 Vbatt보다 높은 전위로 상승할 때, 프리휠링 동안이나 부스트 동작의 전달단계 동안에 프리휠링 부스트 컨버터에서 일어난다. 이런 방식으로 바디 바이어스 발생기 회로(480)는 도 12A의 회로(450)가 P-채널 MOSFET(451)의 순방향 바이어스 통전을 방지하는 방법과 유사한 방식으로 N-채널 프리휠링 MOSFET(481) 내의 임의의 P-N 다이오드의 순방향 바이어싱을 방지한다.
프리휠링 MOSFET(481)이 N-채널 MOSFET이기 때문에, 그것을 통전 상태로 바이어싱하기 위해서는 Vbatt와 Vx가 거의 같은 전위일 때라도 Vx보다 몇 볼트 더 높은 전위의 게이트 구동이 필요하다. 이것은 게이트 버퍼(485)가 배터리 입력 전압(Vbatt)보다 더 높은 전위에 의해 전력이 공급되어야 함을 의미한다. 이와 같은 유동 전원공급을 달성하는 한 가지 방법은 회로(480)에서와 같이 부트스트랩 다이오드(486)와 부트스트랩 커패시터(487)를 사용하는 것이다. Vx 노드가 그라운드 근처로 바이어스될 때, 부트스트랩 다이오드(486)는 통전하여 부트스트랩 커패시터(487)를 Vbatt와 거의 같은 전압(Vcap)까지 충전한다.
MOSFET(481)가 턴-온되고 Vx가 상승할 때, 커패시터(487)의 양의 단자는 그것을 따라 상승하여, Vx의 값에 관계없이 Vcap + Vx와 거의 같은 전압으로 게이트 버퍼(485)에 전력을 공급한다. 이와 같은 부트스트랩 게이트 구동은 커패시터(487)의 전압이 하락하는 것을 방지하기 위한 일정한 스위칭 동작을 필요로 한다. 버퍼(485)에 전력을 공급하기 위해 당해 기술분야에서 잘 알려진 충전 펌프 또는 스위칭 커패시터 회로와 같은 대안의 게이트 구동회로가 사용될 수 있다.
N-채널 프리휠링 MOSFET(481)의 게이트를 구동하는데 있어서의 회로 복잡성의 추가 이외에, P-채널 프리휠링 MOSFET(451)는 한 가지 다른 이점이 있다. 바디 바이어스 회로(450, 480)를 구현하는데 있어서, 프리휠링 MOSFET의 바디는 그라운드로부터 전기적으로 단절되어야 하며 다양한 전위로 유동하는 것이 허용되어야 한다. 종래 CMOS 프로세스에서, P-채널 디바이스의 바디는 N형 물질 내에 형성되고 당연히 주변의 P형 기판 물질에 역방향-바이어스 접합을 형성한다. 그 바디 단자를 전기적으로 분리하는데에는 특별한 프로세스 단계가 요구되지 않는다.
이와 대조적으로, 종래 CMOS 프로세스는 분리(isolation) 기법을 사용하지 않으며 따라서 모든 N-채널 MOSFET는 공통 그라운드-연결된 P형 기판을 공유한다. N-채널 프리휠링 MOSFET를 구현하는데 필요한 분리된 디바이스를 형성하기 위해서는, 추가의 처리 단계가 요구되며, 웨이퍼 가공에 비용과 복잡도를 추가한다. 한편, N-채널 MOSFET는 보통 동일한 온-저항을 갖는 P-채널 MOSFET보다 2 내지 3배 더 작다는 이점이 있다.
윌리엄스 등의 미국 특허 제5,689.209호에는 바디 바이어스 회로가 기재되어 있으며, 그 내용은 전부 본 명세서에 포함된다.
바디 바이어스 발생기가 알려져 있지만, 프리휠링 컨버터의 프리휠링 MOSFET를 바이어스하는 그 기능은 새로운 것이다. 바디 바이어스 발생기는 원치 않는 다이오드 통전 없이 프리휠링 부스트 컨버터에서 프리휠링 MOSFET 동작을 촉진하는 한 가지 수단을 나타낸다. 프리휠링 MOSFET에서 순방향-바이어스 다이오드 조건을 제거하지 않으면, 프리휠링 컨버터에서 Vx의 최대값은 Vbatt보다 순방향-바이어스 다이오드 전압 강하(Vf)만큼 더 높은 전압으로 제한되어, 레귤레이터가 부스트 컨버터로 동작하지 못하게 한다.
소스와 드레인 사이의 순방향-바이어스 다이오드 통전을 피해야 하는 프리휠링 MOSFET와 달리, 프리휠링 부스트 컨버터의 동기식 정류기 MOSFET는 회로 동작의 어떤 단계 동안에 통전이 허용되는 병렬 소스-드레인 다이오드를 포함한다. 따라서 바디-바이어스 발생기 회로의 필요 없이 프리휠링 부스트 컨버터에서 동기식 정류기 디바이스로서 소스-바디 단락을 갖는 임의의 파워 MOSFET가 사용될 수 있을 것이다. 도 12B 및 12C는 그와 같은 2개의 실시예를 도시한다.
도 12B에서 회로(460)는 소스-바디 단락과 병렬 다이오드(462)를 갖는 P-채널 MOSFET(461)를 포함한다. 다이오드(462)의 양극은 Vx 노드에 연결되고 그 음극은 출력 단자에 연결된다. P-채널 동기식 정류기 MOSFET(461)의 게이트는 게이트 버퍼(463)에 의해 구동되며 게이트 버퍼는 CMOS 인버터 또는 기능적으로 유사한 디바이스를 포함할 수 있다. VG3을 그라운드에 바이어싱하면 동기식 정류기 MOSFET(461)를 턴-온 시켜 순방향-바이어스될 때마다 다이오드(462)의 전류를 우회시킨다. MOSFET(461)는 게이트를 가장 높은 양의 전압, 부스트 컨버터의 경우에는 VOUT에 연결함으로써 오프된다. P-채널 디바이스로서, 동기식 정류기 MOSFET(461)는 연장된 기간 동안 온 상태로 유지되고 통전하며 지속적인 스위칭을 요구하지는 않는다.
도 12C에서 회로(470)는 소스-바디 단락과 병렬 다이오드(472)를 갖는 N-채널 MOSFET(471)를 포함한다. 다이오드(472)의 양극은 Vx 노드에 연결되고 그 음극은 출력 단자(VOUT)에 연결된다. N-채널 동기식 정류기 MOSFET(471)의 게이트는 게이트 버퍼(473)에 의해 구동되며 게이트 버퍼는 CMOS 인버터 또는, 유동 부트스트랩 커패시터(474)에 의해 전력을 공급 받는 기능적으로 유사한 다바이스를 포함할 수 있다. VG3을 커패시터(474)의 양의 단자에 바이어싱하면 동기식 정류기 MOSFET(471)를 턴-온 시키고, 이에 의해 순방향-바이어스될 때마다 다이오드(472)의 전류를 우회시킨다. MOSFET(471)는 게이트를 그라운드에 연결함으로써 오프된다.
부트스트랩 커패시터(474)는 동기식 정류기 MOSFET(471)에 전력을 공급하는 적절한 게이트 구동을 유지하기 위해 주기적으로 충전되어야 한다. 구체적으로, Vx가 그라운드 근처의 전위로 바이어스될 때, 즉 컨버터의 하위측 MOSFET가 온일 때, 부트스트랩 다이오드(475)는 통전하고 커패시터(474)를 전압(Vboot -> (Vbatt - Vf)까지 충전한다. 하위측 MOSFET가 오프이고 Vx가 Vbatt보다 높을 때, 다이오드(475)는 역방향 바이어스된다. 그 다음 커패시터(474)의 전하는 동기식 정류기 MOSFET(471)의 게이트를 구동하는데 사용된다. Vx 
Vbatt인 통전 상태에서, VG3 = (Vx + Vboot)이다. 그러면 N-채널 MOSFET(471)의 게이트-소스 바이어스는 통전의 개시 시 Vboot와 동일하고 이후 누설 전류에 의해 점자 감소한다. 이와 같이, P-채널 동기식 정류기(461)와 달리, N-채널 동기식 정류기(471)는 반복 스위칭을 요구하고 연장된 기간 동안 온 상태로 유지되어 통전할 수 없다.
언클램프
(unclamped) 동기식
프리휠링
업-다운 컨버터
도 1A 및 도 1B의 종래 부스트 컨버터와 도 4 및 도 9에 도시된 프리휠링 부스트 컨버터에서, 정류기 다이오드는 Vx 노드와 컨버터의 출력 단자 사이에 연결된다. 이 정류기 다이오드는 에너지가 부하에 전달되는 동안 순방향-바이어스가 되고 그 이외에는 역방향-바이어스되어 통전하지 않는다.
이 출력-접속된 정류기 다이오드 때문에, 출력 전압은 컨버터의 입력에 전력이 인가되는 즉시 Vbatt로 미리 충전한다. 그 결과, 부스트 컨버터는 입력 전압을 더 낮은 전압으로 강압하는데 사용될 수 없다. 그러므로 부스트 컨버터의 가능한 가장 낮은 출력 전압은 그 입력과 같고, 심지어 0%의 듀티 사이클에 접근한다.
상기 정류기 다이오드는 다른 중요한 역할 - 즉, Vx 노드의 최대 전압을 클램핑한다. 다이오드가 존재하는 어떤 상황에서도, Vx의 최대 전압은 출력 전압보다 다이오드 전압 강하만큼 높은 전압, 즉 Vx 
(VOUT + Vf)이다.
도 3과 관련하여 설명한 바와 같이, 출력 정류기를 제거하면 하위측 MOSFET(131)에 연결된 다이오드(137)는 애벌랜치 브레이크다운에 진입할 때까지 제한없이 Vx가 상승하는 것을 허용한다. 도 1A의 부스트 컨버터에서, 쇼트키 다이오드(2)를 하위측 MOSFET(7)가 오프일 때 다이오드(5)의 애벌랜치를 초래한다. 도 1B의 동기식 부스트 컨버터(10)에서 P-N 다이오드(15)를 제거하면 하위측 MOSFET(11)와 동기식 정류기 MOSFET(13)가 모두 오프일 때 다이오드(16)의 애벌랜치를 초래할 것이다.
불행하게도, 상위측에 연결된 인덕터를 사용하여, 즉 강압 동작을 위해 부스트 컨버터를 변경하여 입력 전압을 더 낮은 출력 전압으로 강압하기 위해서는, UIS를 초래하지 않으면서 출력이 그 목표 출력 전압에 도달할 때 인덕터를 출력으로부터 연결 해제하는 것이 필요하다. 오늘날 기존 컨버터 토폴로지는 상기 기준 - 즉, UIS를 일으키지 않으면서 인덕터도 자화되지 않고 출력 커패시터도 충전되지 않는 상황을 유지하는 능력 - 을 만족시키지 못한다.
이전에 설명된 정상 부스트 컨버터와 달리, 도 4 및 9에 도시된 프리휠링 부스트 컨버터(200, 350)은 3개의 안정 상태, 즉 자화, 에너지 전달 및 프리휠링에서 동작한다. 정상 부스트 컨버터는 프리휠링 상태를 포함하지 않으므로 에너지를 소스 외부로 이동하거나 부하로 이동하는 것을 수반하지 않는 임의의 조건을 유지할 수 없다.
도 9의 프리휠링 컨버터(350)를 적절히 수정함으로써, 단일 회로를 사용하여 동적으로 그리고 지속적으로 입력 전압을 승압 또는 강압할 수 있는 업-다운 컨버터와 레귤레이터가 구현될 수 있다. 구체적으로, 동기식 정류기 MOSFET(354)에서 정류기 다이오드(352)와 소스-바디 단락을 제거함으로써, 컨버터는, 출력 커패시터(356)가 단지 부분적으로만 충전되고 VOUT < Vbatt인, 즉 강압 동작 동안의 조건을 포함하는 임의의 시간에 출력을 Vx 노드로부터 연결 해제할 수 있다. 소스-바디 단락을 제거하기 위해, 바디 바이어스 발생기가 동기식 정류기 MOSFET(354)의 바디를 바이어스하는데 사용될 수 있을 것이다. 프리휠링 MOSFET에 대해 도 12A 및 12D에서 이전에 설명된 바디 바이어스 발생기가 동일한 목적으로 적용될 수 있다.
도 13에는 최종적인 동기식 프리휠링 업-다운 컨버터(500)가 도시되어 있다. 도 9의 동기식 프리휠링 부스트 컨버터(350)와 같이, 동기식 프리휠링 업-다운 컨버터(500)는 하위측 N-채널 MOSFET(501), 인덕터(508), 바디-바이어스 발생기(507)를 갖는 프리휠링 MOSFET(506), 출력 커패시터(510), PWM 컨트롤러(512), 및 BBM 버퍼(511)를 포함한다.
업-다운 컨버터(500)에 특유한 것으로, 동기식 정류기(502)는 바디 바이어스 발생기(504)를 갖는 MOSFET(503)와 게이트를 구동하는 게이트 버퍼(505)를 포함한다. 동기식 정류기(502)에는 정류기 다이오드가 존재하지 않는다. 동기식 정류기 MOSFET(503)는 게이트 버퍼(505)와 신호 범위(VG3)를 적절히 조정하여 P-채널 또는 N-채널이라도 좋다.
예를 들면, 일 실시예에서 동기식 정류기(502)는 도 14A에 도시된 회로(520)를 사용하여 구현된 소스-바디 단락을 갖지 않는 P-채널 파워 MOSFET로 구성될 수 있다. P-채널 동기식 정류기 게이트 구동에 있어서, 도 12B의 회로(460)가 게이트 신호(VG3)를 생성하는데 사용될 수 있다. 도시된 바와 같이, Vx와 VOUT 노드사이에 연결된 파워 MOSFET(521)는 소스-바디 및 드레인-바디 다이오드(522A, 522B)를 포함하고 다이오드(522A, 522B)에 각각 병렬로 교차 결합된 P-채널 MOSFET(523A, 523B)에 의해 그 바디를 바이어스 한다.
동작 시, Vx > VOUT이면, MOSFET(523A)는 온이고 다이오드(522A)를 단락시키고 이때 MOSFET(523B)는 오프 상태로 유지되어 통전하지 않는다. MOSFET(523A)가 온일 때, 바디 바이어스 VB = Vx이고 다이오드(522B)는 역방향 바이어스되며 통전하지 않는다. 반대로 Vx < VOUT이면, MOSFET(523B)가 온이 되어 다이오드(522B)를 단락시키며 이때 MOSFET(523A)는 오프 상태로 유지되어 통전하지 않는다. MOSFET(523B)가 온이면, 바디 바이어스 VB = VOUT이고 다이오드(522A)는 역방향 바이어스되고 통전하지 않는다. 따라서 MOSFET(521)에 인가된 소스-드레인 전위의 극성에 관계없이, 동기식 정류기 MOSFET(521)의 채널과 병렬로 다이오드 통전은 일어나지 않는다.
또 다른 실시예에서, 동기식 정류기(502)는 도 14B에 도시된 회로(540)를 사용하여 구현된 소스-바디 단락을 갖지 않는 N-채널 파워 MOSFET(541)로 구성될 수 있다. N-채널 MOSFET(541)의 게이트 구동에 있어서, 도 12C의 부트스트랩 회로(470)가 게이트 신호(VG3)를 생성하는데 사용될 수 있다. 도시된 바와 같이, Vx와 VOUT 노드 사이에 연결된 파워 MOSFET(541)는 소스-바디 및 드레인-바디 다이오드(542A, 542B)를 포함하고 다이오드(542A, 542B)에 각각 병렬로 교차 결합된 N-채널 MOSFET(543A, 543B)에 의해 그 바디를 바이어스 한다.
동작 시, Vx > VOUT이면, MOSFET(543A)는 온이고 다이오드(542B)를 단락시키며 이때 MOSFET(543A)는 오프 상태로 유지되고 통전하지 않는다. MOSFET(543B)가 온일 때, 바디 바이어스 VB = VOUT이고 다이오드(542A)는 역방향 바이어스되며 통전하지 않는다. 반대로 Vx < VOUT이면, MOSFET(543A)가 온이 되어 다이오드(542A)를 단락시키며 이때 MOSFET(543B)는 오프로 유지되어 통전하지 않는다. MOSFET(543A)가 온이면, 바디 바이어스 VB = Vx이고 다이오드(542B)는 역방향 바이어스되고 통전하지 않는다. 따라서 MOSFET(541)에 인가된 소스-드레인 전위의 극성에 관계없이, 동기식 정류기 MOSFET(541)의 채널과 병렬로 다이오드 통전은 일어나지 않는다.
또 다른 실시예에서, 동기식 정류기(502)는 도 14C에 도시된 바디가 접지된 회로(560)를 사용하여 구현된 소스-바디 단락을 갖지 않는 N-채널 파워 MOSFET(561)로 구성될 수 있다. N-채널 MOSFET(561)의 게이트 구동에 있어서, 도 12C의 부트스트랩 회로(470)가 게이트 신호(VG3)를 생성하는데 사용될 수 있다. 도시된 바와 같이, Vx와 VOUT 노드 사이에 연결된 파워 MOSFET(561)는 양극이 접지된 소스-바디 및 드레인-바디 다이오드(562A, 562B)를 포함한다. Vx > 0이고 VOUT > 0 이므로, 이들 다이오드는 역방향 바이어스로 항상 유지된다. 그러나 동작 시, 소스가 바디에 전기적으로 연결되어 있지 않기 때문에, 바디 효과가 발생하여 바람직하지 않게 MOSFET의 문턱 전위를 다음의 식과 같이 바디 바이어스 전압의 제곱근에 비례하는 양만큼 증가시킬 것이다.
문턱 전위의 이러한 증가를 상쇄하기 위해 더 높은 게이트 바이어스가 필요하거나 동기식 정류기 MOSFET(561)의 온-저항이 도 14B의 회로(540)에 도시된 바디-바이어스 발생기 기법을 사용하는 동등한 크기의 N-채널 MOSFET(541)보다 더 높아질 것이다.
도 13을 참조하면, 프리휠링 MOSFET(506)는 N-채널 또는 P-채널 MOSFET가 될 수 있지만, P-채널 MOSFET는 게이트 신호(VG2)를 공급하는 게이트 구동회로를 구현하는데 더 편리할 수 있다. 바디 바이어스 발생기(507)는 프리휠링 MOSFET(506)의 소스-드레인 단자에 연결된 임의의 순방향-바이어스 P-N 다이오드를 제거한다. 즉, Vx와 Vbatt 사이에는 어떤 극성으로도 순방향-바이어스 다이오드가 존재할 수 없다. BBM 버퍼(511)는 하위측 MOSFET(501), 동기식 정류기 MOSFET(505), 및 프리휠링 MOSFET(506)의 게이트 신호를 제어하여 중복 통전을 방지한다. 3개의 파워 MOSFET 중 하나만이 임의의 시간에 통전할 것이다.
도 9의 동기식 프리휠링 부스트 컨버터(350)의 동작과 유사하게, 컨버터(500)는 3개의 상태, 즉 자화, 에너지 전달, 및 프리휠링을 포함하며, 각각 전류 흐름 화살표 (1), (2), 및 (3)에 대응한다. 동기식 프리휠링 업-다운 컨버터(500)에 특유한 것으로, 동기식 정류기 MOSFET(502)는 커패시터(510)를 Vbatt 입력 전압보다 높거나 낮은 임의의 전압까지 부분적으로 충전하여, 단순히 커패시터(510)가 충전되는 시간(txfer)을 제어함으로써 컨버터(500)가 승압 또는 강압 모드에서 동작하는 것을 가능하게 한다. 만일 IL이 임의의 짧은 기간 동안 일정하다고 가정하면, MOSFET(503)가 온이고 통전일 때, 인덕터(508)는 커패시터(510)를 충전하여,
이 된다.
0에서 시작하여, 출력 커패시터(510)에 걸리는 전압(VOUT)은 간단히 충전시간(txfer)을 제어함으로써 Vbatt보다 높거나 낮은 임의의 전압까지 충전될 수 있다. 예를 들면, 도 15의 그래프(580)에서와 같이, 시간 t1 동안(기간(1))의 전류에 의한 인덕터(508)의 자화 이후, 하위측 MOSFET(501)는 턴-오프되고 동기식 정류기 MOSFET(503)는 턴-온되어 출력 전압을 포인트(581)의 그라운드로부터 시간 t2에서 어떤 목표 전압 V'OUT(포인트 582)로 상승시키며 그 동안 전류는 커패시터(510)으로 흐른다(기간(2)). 포인트(582)에 의해 표시된 전압은 Vbatt보다 작다. 시간 t2에서 동기식 정류기 MOSFET(503)를 오프시키면 그 목표 전압에서 커패시터(510)의 충전을 중지한다. Vbatt가 V'OUT을 초과하기 때문에, 이 모드에서 컨버터(500)의 동작은 강압 컨버터의 동작이다.
BBM 스위칭을 위한 짧은 기간을 무시하면, 프리휠링 MOSFET(506)는 MOSFET(503)가 턴-오프되는 시간과 동시에 턴-온되어, 노드 Vx를 UIS로 구동하지 않고 인덕터 전류가 프리휠링하는 것을 허용한다(기간(3)). 컨버터(500)의 기본적인 요소인, 프리휠링 MOSFET(506)의 통전은 하위측 및 동기식 정류기 MOSFET(501, 503) 모두가 동시에 오프일 때 UIS에 의해 애벌랜치가 초래되는 것을 방지한다.
출력 전압은, 시간 t3에서 PWM 컨트롤러(512)가 프리휠링 MOSFET(506)를 턴-오프시키고 동기식 정류기 MOSFET(503)를 턴-온 시켜 출력 커패시터(510) 상의 전하를 리프레쉬하거나, 또는 그래프(580)에서와 같이, 프리휠링 MOSFET(506)를 턴-오프시키고 하위측 MOSFET(501)를 턴-온시켜(기간(1)) 인덕터(508)의 전류를 리프레쉬 할 때까지 정해지지 않은 시간 동안 목표값(583)에 잔류할 수 있다. 그러므로 목표 전압(V'OUT)은 임의의 순서로 자화, 전달 및 프리휠링 전류의 반복 적용에 의해(기간(1), (2) 및 (3)) 무기한(세그먼트 585) 유지될 수 있다. VOUT < Vbatt 이므로 컨버터(500)는 강압 모드에서 동작할 것이다.
대안으로 도 15의 그래프(590)에서 시간 t1 동안(기간(1))의 전류에 의해 인덕터(508)를 자화시킨 후, 하위측 MOSFET(501)는 턴-오프되고 동기식 정류기 MOSFET(503)는 턴-온 되어, 출력 전압을 포인트(591)의 그라운드로부터 시간 t2에서 어떤 목표 전압(V'OUT)(포인트 592)로 상승시키며 그 동안 전류는 커패시터(510)로 흐른다(기간(2)). 그래프(590)에서 시간 t2는 그래프(580)의 시간 t2보다 늦게 발생하며, 따라서 출력 전압은 그래프(580)에서 포인트(582)에 의해 표시된 값보다 높은 값(포인트 592)까지 상승한다. 포인트(592)에 의해 표시된 전압 역시 Vbatt보다 더 크다. 시간 t2에서 동기식 정류기 MOSFET(503)를 오프시키면 그 목표 전압에서 커패시터(510)의 충전을 중지한다. V'OUT은 Vbatt를 초과하기 때문에, 이 모드에서 컨버터(500)의 동작은 승압 컨버터의 동작이다.
BBM 스위칭을 위한 짧은 기간을 무시하면, 프리휠링 MOSFET(506)는 MOSFET(503)가 턴-오프되는 시간과 동시에 턴-온되어, 노드 Vx를 UIS로 구동하지 않고 인덕터(508) 전류가 프리휠링하는 것을 허용한다(기간(3)). 이 컨버터의 기본적인 요소인, 프리휠링 MOSFET(506)의 통전은 하위측 및 동기식 정류기 MOSFET(501, 503) 모두가 동시에 오프일 때 UIS에 의해 애벌랜치가 초래되는 것을 방지한다.
이 조건은 프리휠링 컨버터에 특유한 것인데 그 이유는 배터리에서 컨버터로 전류가 흐르지 않고, 인덕터에서 그라운드나 부하로 에너지가 흐르지 않고, 또한 에너지는 어떤 연장된 시간 동안 인덕터 내에 여전히 유지되기 때문인데, 여기서 상기 연장된 시간은 프리휠링 MOSFET의 저항에 종속한다.
출력 전압은, 시간 t3에서 PWM 컨트롤러(512)가 프리휠링 MOSFET(506)를 턴-오프시키고 동기식 정류기 MOSFET(503)를 턴-온 시켜 출력 커패시터(510) 상의 전하를 리프레쉬하거나, 또는 그래프(580)에서와 같이, 프리휠링 MOSFET(506)를 턴-오프시키거나 하위측 MOSFET(501)를 턴-온시켜 인덕터(508)의 전류를 리프레쉬 할 때까지, 정해지지 않은 시간 동안 목표값(593)에 잔류할 수 있다. 그러므로 목표 전압(V'OUT)은 임의의 순서로 자화, 전달 및 프리휠링 전류의 반복 적용에 의해(기간(1), (2) 및 (3)) 무기한(세그먼트 595) 유지될 수 있다.
따라서 프리휠링 컨버터(500)의 승압 및 강압 동작은 기본적으로 동일하며 - 주요 차이는 인덕터(508)가 커패시터(510)를 충전하는 기간(txfer)이다. 짧은 전달 기간 동안에, 출력 전압은 소량 상승하고 승압 동작이 달성된다. 긴 기간 동안, 출력 전압은 더 크게 상승하고 승압 동작이 달성된다. 어떤 중간 기간 동안에, 출력 전압은 입력 전압과 같은 것이다. 즉 변환 비율이 1이다. 승압이든 강압이든 또는 동등(unity) 변환이든, 여기서 개시된 프리휠링 컨버터의 동작 모드에서 근본적인 차이는 없다.
종래의 소위 버크-부스터 컨버터는 배터리 입력이 하락하면서 회로와 동작 모드를 버크에서 동등 변환으로 다시 부스트 동작으로 스위칭해야 하지만, 프리휠링 업-다운 컨버터는 모든 변환 비율에 대해 단지 하나의 동작 모드만을 갖는다. 더 효율적이고 더 안정적인 동작은 간단한 제어로부터 얻어진다.
전술한 바와 같이, 동기식 프리휠링 업-다운 컨버터(500)는 다른 2개의 MOSFET가 오프일 때 프리휠링 MOSFET를 턴-온 시킴으로써 UIS를 회피한다. BBM 동작 동안에, 3개의 MOSFET 모두는 오프이다. BBM 기간이 극히 짧지 않다면, Vx 전압은 제한 없이 상승할 것이고 아마도 UIS 유도 애벌랜치에 진입할 것이다. 만일 상기 기간이 충분히 짧다면 파워 MOSFET와 관련된 기생 커패시턴스는 여과되어 그렇지 않으면 언클램핑 조건에서 급격하게 상승할 Vx를 지연시킬 수 있다.
다시 말해서, 동기식 업-다운 컨버터는 BBM 동작 동안에 언클램핑(unclamping) 된다. BBM 동작 동안에 전압을 클램핑하기 위해 Vx 전압 스윙을 제한하기 위해 순간적으로 순방향-바이어스되는 다이오드가 필요하다. 불행하게도 BBM 동작 동안을 제외하고, 하드웨어내장된(hardwired) 순방향- 바이어스된 다이오드의 존재는 프리휠링 업-다운 컨버터의 정상 동작에 문제가 된다. 전술한 바와 같이, 동기식 정류기에 병렬인 다이오드의 존재는 강압 동작에 방해가 된다. 반대로 프리휠링 MOSFET에 병렬인 다이오드는 승압 동작을 방해한다.
적응 클램프형 동기식
프리휠링
업-다운 컨버터
UIS 과도상태를 방지하기 위해, 순방향 바이어스 다이오드가 BBM 기간 동안에 있어야 한다. 부스트 또는 승압 변환을 위해 필요한 다이오드 접속은 강압 변환을 위해 필요한 것과 다르기 때문에, 단일의 하드웨어내장된 다이오드 회로는 정상 언-다운 컨버터 동작을 방해하지 않으면서 전체 범위의 바이어스 조건에 있어서 UIS 과도상태를 방지할 수 없다.
본 발명의 일 실시예로서, 적응형 다이오드 클램프 회로는 업-다운 컨버터 동작에 영향을 주지 않으면서 개시된 동기식 프리휠링 업--다운 컨버터에서의 UIS를 방지한다. 적응형 클램핑의 원리는 정상 동작에 영향을 주지 않으면서 바이어스 조건에 따라 클램핑을 제공하는 회로에 다이오드를 연결하는 것이다.
도 16에서와 같이, 클램핑형 동기식 프리휠링 업-다운 컨버터(600)는 스위치(615, 607)와 각각 관련된 다이오드(614, 606) 요소가 부가된 컨버터(500)의 회로를 포함한다. 컨버터(500)와 같이, 회로(600)는 하위측 N-채널 MOSFET(601), 인덕터(610), 바디-바이어스 발생기(613)를 갖는 프리휠링 MOSFET(612), 바디 바이어스 발생기(605)와 게이트 버퍼(608)를 갖는 MOSFET(604)를 포함하는 동기식 정류기(603), 출력 커패시터(609), PWM 컨트롤러(617), 및 BBM 버퍼(616)를 포함한다. 동기식 정류기 MOSFET(604)와 프리휠링 MOSFET(612)는 게이트 구동을 적절히 조정하면 P-채널 또는 N-채널이라도 좋다.
MOSFET 디바이스를 사용하여 보통 구현되는 스위치(615, 607)는 대응하는 다이오드를 연결 또는 분리하는 수단을 나타낸다. 적응형 클램핑을 촉진하기 위해, 상기 다이오드 중 하나만이 Vbatt와 VOUT 전압의 상대적인 크기에 종속하여 임의의 주어진 시간에 연결된다. 바람직한 실시예에서 비교기는 이들 크기를 비교하고 진리표 4에 따라 적절한 스위치를 턴-온시킨다.
| 동작모드 | 조건 | 스위치(615) | 스위치(607) | FW 다이오드 (614) |
SR 다이오드 (607) |
| 강압 | Vbatt > VOUT | 폐쇄 | 개방 | Vx < Vbatt + Vf | 분리 |
| 동등 전달* | Vbatt  |
폐쇄 | 개방 | Vx < Vbatt + Vf | 분리 |
| 부스트/승압 | Vbatt < VOUT | 개방 | 폐쇄 | 분리 | Vx < VOUT + Vf |
표 4에서 *는 어느 한 다이오드가 연결되는 임의의 조건을 표시한다. 배터리 응용에서, 배터리가 완전 충전 요구 강압 동작을 개시하고 방전하는 것이 흔하기 때문에, 다이오드는 초기에 그런 구성으로 연결되고 승압 동작이 필요할 때까지 그 상태로 유지된다. 적응형 클램핑을 사용하는 회로(600)의 전기적 등가 회로가 도 17A와 17B에 도시되어 있다.
도 17A에서, 등가회로(620)는 Vbatt > VOUT이고 스위치(615)가 닫힌 경우, 즉 온이 되어 통전하는 강압 조건을 도시한다. 그 결과, 프리휠링 다이오드(614)는 프리휠링 MOSFET(612)와 인덕터(610)에 병렬로 연결된다. 따라서, Vx는 방해받지 않고 그라운드에서 (Vbatt + Vf)로 변할 수 있고 동기식 정류기 MOSFET(604)가 통전 중일 때 파워를 VOUT으로 전달할 것이다. 동기식 정류기 MOSFET(604)가 오프이고 비-통전일 때, 바디 바이어스 발생기(605)는 VOUT와 Vx 사이의 통전을 방지하며 따라서 Vx의 전압 범위는 강압 동작 동안 VOUT의 값에 의해 제한되지 않는다. 주목할 것은 컨버터(620)가 강압 동작을 수행하고 있더라도, 종래 버크 컨버터의 회로와 동등하지 않고 따라서 그러한 것으로 불리지 않는다는 것이다.
도 18A는 강압 모드에서 동작하는 적응 클램프형 동기식 업-다운 컨버터(600)의 3가지 동작 조건에 대한 Vx의 파형(630)을 도시한다. 도시된 바와 같이, 시간 t0와 t1 사이에서, 전압 Vx(세그먼트 631)는 도 16의 전류 흐름 화살표(1)에 대응하는 온-상태 하위측 MOSFET(601)의 전압 강하의 크기(IL 
RDS( LS ))를 나타낸다.
BBM 기간(tBBM)을 제외하고(세그먼트 637), 시간 t1과 t2 사이에서, 전압 Vx는 출력 전압(VOUT)에 동기식 정류기 MOSFET(604)에서의 전압 강하를 더한 것과 같으며(세그먼트 633), 따라서 도 16에서 전류 흐름 화살표(2)에 대응하여 Vx = VOUT + IL 
RDS(SR)이다. 3개의 파워 MOSFET가 모두 오프이고 비-통전인 tBBM 동안에, Vx는 VOUT + IL 
RDS(SR)보다 높게 상승하지만, 점선(632)에 의해 도시된 것과 같이, 클램핑 다이오드(614)의 순방향-바이어싱에 의해 클램핑되지 않고서는 Vbatt + Vf(FW)를 초과할 수 없다. 커패시턴스를 포함할 때, 세그먼트(637)에 의해 도시된 바와 같이, 전압 과도상태는 Vbatt + Vf(FW)보다 상당히 낮을 수 있다.
BBM 기간을 제외하고(세그먼트 634 및 636), 시간 t2와 T 사이에, 프리휠링 MOSFET(612)는 도 16에서 전류 흐름 화살표(3)에 대응하여 Vbatt + IL 
RDS(FW)의 값에서 Vx의 최대값을 클램핑한다(세그먼트 635). 상기 2개의 BBM 기간(tBBM) 동안에, 3개의 MOSFET 모두가 오프이고 비-통전일 때, 시간 t2 직후 또는 시간 T 직전에, Vx는 Vbatt + IL 
RDS(FW)보다 높이 상승하지만, 클램핑 다이오드(614)의 순방향-바이어싱에 의해 클램핑되지 않고 세그먼트(634, 636)에 의해 도시된 바와 같이 전압(Vbatt + Vf(FW))을 초과할 수 없다.
이런 식으로, 강압 모드에서 동작하는 컨버터(600)는 3개의 파워 MOSFET 중 하나가 온이고 통전중 일때 3개의 안정 전압상태(세그먼트 631, 633, 635에 의해 표시됨) 중 하나의 Vx에서 등가회로(620)에 따라 동작하고, Vx 노드는 여전히 3개의 MOSFET 모두가 순간적으로 오프인 BBM 동작 동안에 Vx 
(Vbatt + Vf ( FW ))의 최대 전압에 클램핑 상태로 유지된다.
도 17B에서, 등가회로(625)는 승압 조건을 도시하면, 여기서 Vbatt < VOUT이고 스위치(607)는 닫히며, 즉 온이 되어 통전한다. 그 결과 정류기 다이오드(606)는 동기식 정류기 MOSFET(604)와 병렬로 연결된다. 따라서, Vx는 방해받지 않고 그라운드에서 (VOUT + Vf)로 변할 수 있고 하위측 MOSFET(601)와 프리휠링 MOSFET(612)가 모두 오프이고 비-통전 중일 때 파워를 VOUT으로 전달하는데 사용될 수 있다. 이러한 조건 동안에, 바디 바이어스 발생기(613)는 Vbatt와 Vx 사이의 통전을 방지하며 따라서 Vx의 전압 범위는 승압 동작 동안에 Vbatt 전위에 의해 제한되지 않는다.
도 18B는 승압 또는 부스트 모드에서 동작하는 적응 클램프형 동기식 업-다운 컨버터의 3가지 동작 조건에 대한 Vx의 파형(640)을 도시한다. 도시된 바와 같이, 시간 t0와 t1 사이에서, 전압 Vx(세그먼트 641)는 도 16의 전류 흐름 화살표(1)에 대응하는 온-상태 하위측 MOSFET(601)의 전압 강하의 크기(IL 
RDS( LS ))를 나타낸다. 도 18A 및 18B에 도시된 바와 같이, 시간 t1과 t2 사이의 컨버터(600)의 동작은 승압 모드나 강압 모드에서 동일하다.
BBM 기간을 제외하고(세그먼트 642 및 644), 시간 t1과 t2 사이에서, 전압 Vx는 출력 전압(VOUT)에 동기식 정류기 MOSFET(604)에서의 전압 강하를 더한 것과 같으며 따라서 도 16에서 전류 흐름 화살표(2)에 대응하여 Vx = VOUT + IL 
RDS(SR)이다. 이 승압의 경우에 있어서 VOUT > Vbatt이다. tBBM 동안에, 3개의 파워 MOSFET가 모두 오프이고 비-통전 중일 때, t1 직후 또는 t2 직전에, Vx는 VOUT + IL 
RDS(SR)보다 높게 상승하지만(세그먼트 642, 644), 클램핑 다이오드(606)의 순방향-바이어싱에 의해 클램핑되지 않고 VOUT + Vf(SR)를 초과할 수 없다.
BBM 기간을 제외하고 시간 t2와 T 사이에, 프리휠링 MOSFET(612)는 도 16에서 전류 흐름 화살표(3)에 대응하여 Vbatt + IL 
RDS(FW)의 값(645)에 Vx의 최대값을 클램핑한다. 상기 BBM 기간(tBBM) 동안에, 3개의 파워 MOSFET 모두가 오프이고 비-통전 중일 때, Vx는 Vbatt + IL 
RDS(FW)보다 높이 상승하지만, 클램핑 다이오드(606)의 순방향-바이어싱에 의해 클램핑되지 않고 점선(647)에 의해 도시된 바와 같이 전압(VOUT + Vf(SR))을 초과할 수 없다. 커패시턴스를 포함할 때, 전압 과도상태(세그먼트 646)는 VOUT + Vf(SR)보다 상당히 낮을 수 있다.
이런 식으로, 승압 모드에서 동작하는 컨버터(600)는 3개의 파워 MOSFET 중 하나가 온이고 통전중 일 때 3개의 안정전압 상태(세그먼트 641, 643, 645에 의해 표시됨) 중 하나의 Vx에서 등가회로(625)에 따라 동작하고, Vx 노드는 여전히 3개의 MOSFET 모두가 순간적으로 오프인 BBM 동작 동안에 Vx 
(VOUT + Vf (SR))의 최대 전압에 클램핑 상태로 유지된다.
요약하면 적응 클램핑은 그 소자들을 UIS 과도상태 또는 애버랜치 브레이크다운에 종속시키지 않고 단일 컨버터에서 승압 및 강압 변환을 가능하게 한다. 이에 의해 Vx의 최대 전압은 승압 또는 강압 동작을 방해하지 않으면서 Vbatt + Vf ( FW ) 또는 (VOUT + Vf (SR))의 더 높은 쪽에 제한된다. 이 동작은 표 5에 요약되어 있다.
| 통전 중 MOSFET | 전류 흐름 | Vx(강압 모드) | Vx(승압 모드) |
| 하위측 | (1) | IL  |
IL  |
| 동기식 정류기 | (2) | VOUT+IL  |
VOUT+IL  |
| 프리휠 | (3) | Vbatt+IL  |
Vbatt+IL  |
| 없음 | BBM | (Vbatt+Vf ( FW )) > VOUT | (VOUT+Vf (SR)) > Vbatt |
대수적으로, 동기식 정류기 프리휠링 업-다운 컨버터에서 Vx의 값은 승압 모드와 강압 모드에서 동일하다. 자화단계 동안에, Vx는 IL 
RDS( LS )와 동일하다. 에너지 전달단계 동안에, 동기식 정류기 MOSFET가 통전할 때, Vx는 VOUT + IL 
RDS(SR)과 동일하다. 프리휠링단계 동안에, Vx는 Vbatt + IL 
RDS( FW )와 동일하다. 승압 및 강압 모드에서, Vbatt와 VOUT의 실제 상대적인 크기는 상이하지만 Vx에 대해서는 동일한 식이 두 조건 모두에 적용된다.
그러므로 Vx의 최대값은 3개의 파워 MOSFET 모두가 오프일 때, 즉 BBM 기간 동안에 발생한다. 강압 모드에서 이 전압은 (Vbatt + Vf ( FW ))에 의해 주어지며 승압 모드에서 이 전압은 (VOUT + Vf (SR))이다. 모든 실용적인 목적을 위해서 프리휠 및 정류기 다이오드 클램프의 순방향 전압은 동일하다. 즉, Vf 
Vf (SR) 
Vf ( FW ).
가장 높은 전압은 표 6에 제시된 바와 같이 하위측 MOSFET의 전압 정격을 결정하는 조건인 Vx ≤ (VOUT + Vf)의 승압 모드에서 발생한다. 최소한, 하위측 MOSFET의 브레이크다운 전압(BVDSS(LS))은 이 전압을 초과해야 한다. 즉, BVDSS(LS) > (VOUT + Vf). 적절한 MOSFET 핫-캐리어 수명을 달성하기 위해 훨씬 더 높은 브레이크다운이 필수적인 가드밴드로서 필요할 수도 있다.
| 오프 디바이스 | 워스트 스트레스 Vx 조건 | 최대 VDS |
| 하위측 MOSFET | (VOUT + Vf) | (VOUT + Vf) |
| 동기식 정류기 MOSFET | IL   |
VOUT - IL   |
| 프리휠 MOSFET |
(VOUT + Vf) | (VOUT + Vf) - Vbatt |
IL   |
Vbatt - IL   |
동기식 정류기에 있어서 부스트 동작 동안의 최고 VDS 조건은 Vx가 거의 그라운드일 때 일어나며 따라서 BVDSS( FW ) > VOUT이다. 프리휠링 MOSFET를 위해 필요한 최대 전압 정격은 컨버터 자체의 동작 범위에 달려 있다. 만일 (VOUT (max) - Vbatt) > Vbatt이며, 최악의 경우 조건은 Vx = (VOUT + Vf)일 때 일어나며 대략 BVDSS ( FW ) > (VOUT + Vf - Vbatt)이다. 그렇지 않으면, BVDSS ( FW ) > Vbatt이다. 편의상, Vf는 필수 디바이스 정격을 평가할 때 1V로 추정될 수 있다.
예를 들면, 5V 내지 12V 부스트 컨버터에서, BVDSS ( LS ) > 13V, BVDSS (SR) > 12V, 그리고 BVDSS( FW ) > 8V이다. 반면, 9V 내지 12V 부스트 컨버터에서, BVDSS ( LS ) > 13V, BVDSS(SR) > 12V, 그리고 BVDSS ( FW ) > 9V이다.
적응
클램핑의
구현
전술한 바와 같이, 도 16의 컨버터(600)에서 적응 클램핑을 구현하기 위해, 프리휠링 다이오드(614)의 통전이 스위치(615)에 의해 제어되고 정류기 다이오드(606)의 통전이 스위치(607)에 의해 제어된다. 스위치(607, 615)의 닫힘과 개방은 Vbatt과 VOUT 전압의 상대적인 크기에 종속한다. 바람직한 실시예에서, 정류기 다이오드(606)를 제어하는 스위치(607) 또는 프리휠링 다이오드(614)를 제어하는 스위치(615) 중 어느 하나만이 임의의 시간에 닫힌다.
실제에 있어서, 하위측 MOSFET가 온이고 Vx가 거의 그라운드일 때, 다이오드(606, 615)는 모두 컨버터 동작을 방해하지 않으면서 연결될 수 있으며, 그 이유는 두 다이오드가 역방향-바이어스 상태이기 때문이다. VOUT 
Vbatt일 때, 더욱 구체적으로는 |VOUT - Vbatt| < Vf일 때, 유사한 상황이 일어나는데, 그 이유는 순방향 전압 강하(Vf)보다 낮은 전압으로 순방향 바이어스될 때 어느 다이오드도 전류를 거의 전도하지 않기 때문이다. 그와 같은 조건에서, 다이오드(610, 614)는 BBM 동작 동안에 올바른 둘 중 하나만이 온 상태로 유지되어 통전하도록 연결될 것이다.
도 19A-19D에는 적응 클램핑의 다양한 구현이 도시되어 있다. 도 19A에서, Vbatt와 Vx 사이에 연결된 적응 클램핑을 갖는 회로(660)는 바디 바이어스 발생기(662)를 갖는 P-채널 프리휠링 MOSFET(661), 소스-바디 단락을 갖는 P-채널 적응 클램핑 MOSFET와 직렬-연결된 클램핑 다이오드(663) 및 내재된 병렬 다이오드(665)를 사용하여 구현된다. 적응 클램핑 MOSFET(664)의 게이트는 게이트 버퍼(666)에 의해 제어되며, 게이트 버퍼는 VOUT과 그라운드 사이에서 전력 공급되는 CMOS 인버터를 포함한다. 게이트 버퍼(666)의 입력은 Vbatt와 VOUT의 크기를 비교하는 아날로그 히스터레틱(hysteretic) 비교기(667)에 의해 전력이 공급된다.
적응 클램핑 동작은 비교기(667)에서 Vbatt와 VOUT의 크기를 비교하고 비교기(667)의 출력을 사용하여 다이오드(663)가 프리휠링 MOSFET와 병렬로 연결되어 있는지를 판정하는 것을 포함한다. Vbatt < VOUT이면, 컨버터(600)는 승압 변환 모드이고, 어떤 병렬 다이오드도 MOSFET(664)에 연결되지 않는다. 이 조건에서, MOSFET(664)는 바람직하게는 (승압 모드에서 VOUT인) 가장 높은 양의 전위에 게이트를 연결하여 오프 상태로 바이어스된다. 다이오드(665, 663)는 대향하여 연결되기 때문에, 프리휠링 MOSFET(661)를 통한 소스-드레인 어느 방향으로도 통전이 일어나지 않는다. 마찬가지로, 바디 바이어스 발생기(662)의 동작 때문에, 프리휠링 MOSFET(661)의 소스-바디와 드레인-바디도 역방향-바이어스로 유지되고 통전하지 않는다. 바디 바이어스 발생기(662)와 MOSFET(661)의 게이트 구동은 도 12A에 도시된 바디 바이어스 발생기와 게이트 버퍼 회로(455)를 사용하여 구현될 수 있다.
반대로, Vbatt > VOUT일 때, 컨버터(600)는 강압 변환 모드이고 프리휠링 다이오드(663)는 프리휠링 MOSFET(661)과 병렬로 연결된다. 이 조건에서, MOSFET(664)는 이상적으로는 가장 낮은 음의 전위, 즉 그라운드에 게이트를 연결하여 온 상태로 바이어스된다. MOSFET(664)가 온이고 클램프 다이오드(663)가 프리휠링 MOSFET(661)와 병렬로 연결된 상태에서, 최대 Vx 전압은 (Vbatt + Vf)로 제한된다. 그러나 강압 모드에서, 그와 같은 조건은 모든 트랜지스터, 즉 하위측 MOSFET(601), 동기식 정류기 MOSFET(604), 및 프리휠링 MOSFET(612)가 오프이고 비-통전일 때 BBM 동작 동안에 프리휠링 업-다운 컨버터(600)에서만 일어난다.
도 19B에서, Vx와 VOUT 사이에 적응 클램핑이 연결된 회로(680)는 바디 바이어스 발생기(682)를 갖는 P-채널 MOSFET(681), 소스-바디 단락을 갖는 P-채널 적응 클램핑 MOSFET(684)와 직렬-연결된 클램핑 다이오드(683) 및 내재된 병렬 다이오드(685)를 사용하여 구현된다. 적응 클램핑 MOSFET(684)의 게이트는 게이트 버퍼(686)에 의해 제어되며, 게이트 버퍼는 Vbatt과 그라운드 사이에서 전력 공급되는 CMOS 인버터를 포함한다. 게이트 버퍼(686)의 입력은 Vbatt와 VOUT의 크기를 비교하는 아날로그 히스터레틱(hysteretic) 비교기(687)에 의해 전력이 공급된다. 적응 클램핑 동작은 비교기(687)에서 Vbatt와 VOUT의 크기를 비교하고 비교기(687)의 출력을 사용하여 다이오드(683)가 동기식 정류기 MOSFET(681)와 병렬로 연결되어 있는지를 판정하는 것을 포함한다.
Vbatt > VOUT이면, 컨버터는 강압 변환 모드이고 병렬 다이오드는 동기식 정류기 MOSFET(681)에 연결되지 않는다. 따라서 MOSFET(684)는 바람직하게는 (강압 모드에서 Vbatt인) 가장 높은 양의 전위에 게이트가 연결되어 오프 상태로 바이어스된다. 다이오드(685,683)는 대향하여(back to back) 연결되기 때문에, MOSFET (684)를 통해 소스-드레인 어느 극성으로도 다이오드 통전이 일어나지 않는다. 마찬가지로, 바디 바이어스 발생기(682)의 동작 때문에, 동기식 정류기 MOSFET(681)의 소스-바디와 드레인-바디도 역방향-바이어스로 유지되고 통전하지 않는다. 바디 바이어스 발생기(682)는 도 14A의 바디 바이어스 발생기 회로(520)를 사용하여 구현될 수 있다.
반대로, Vbatt < VOUT일 때, 컨버터(600)는 승압 변환 모드이고 정류기 다이오드(683)는 동기식 정류기 MOSFET(681)과 병렬로 연결된다. 이 조건에서, MOSFET(684)는 이상적으로는 가장 낮은 음의 전위, 즉 그라운드에 게이트가 연결되어 온 상태로 바이어스된다. MOSFET(684)가 온이고 클램핑 다이오드(683)가 동기식 정류기 MOSFET(681)와 병렬로 연결된 상태에서, 최대 Vx 전압은 (VOUT + Vf)로 제한된다. 그러나 승압 모드에서, 그와 같은 조건은 모든 트랜지스터, 즉 하위측 MOSFET(601), 동기식 정류기 MOSFET(604), 및 프리휠링 MOSFET(612)가 오프이고 비-통전일 때 BBM 동작 동안에 프리휠링 업-다운 컨버터(600)에서만 일어난다.
도 19A와 19B에 도시된 기술을 사용하여 능동-클램핑 동기식 프리휠링 업-다운 컨버터(600)를 구현하기 위해서는 프리휠링 클램프를 위한 추가 다이오드, MOSFET, 인버터 및 비교기와 정류기 클램프를 위한 또 한 세트의 동일 요소들이 필요하다. 설명된 액티브 클램프 회로는 바디 바이어스 발생기(BBG) 회로(662, 682)와 독립적으로 동작한다. VOUT와 Vbatt를 비교하는 비교기 기능은 정류기와 프리휠링 적응 클램프 회로 둘에 의해 공유될 수 있다.
도 12A 및 14A에 도시된 바디 바이어스 발생기를 좀 더 자세히 살펴보면, 필요한 클램핑 다이오드와 MOSFET가 이미 바디 바이어스 발생기 자체 내에 존재하지만, 이 경우에 그것들은 적응 클램핑을 촉진하지 않고 단지 병렬 다이오드를 통한 통전을 제거하도록 동작된다. 바디 바이어스 발생기의 설계를 수정함으로써, 적응 클램핑은 바디 바이어스 발생기에 이미 포함된 디바이스를 사용하여 구현될 수있으며, 이에 의해 추가 소자들을 제거하고 다이 면적을 절감한다. 그와 같은 접근 방법이 프리휠링 MOSFET에 대해 도 19C에 도시되어 있고 도 19D에는 동기식 정류기 MOSFET에 대해 도시되어 있다.
예로서, 도 19C는 바디 바이어스 발생기와 일체화된 적응 클램핑을 갖는 프리휠링 회로(700)를 도시한다. Vbatt와 Vx 사이에 연결된 프리휠링 회로(700)는 소스-바디가 단락된 P-채널 MOSFET(704B)와 직렬-연결된 클램핑 다이오드(702A)를 포함하는 적응 클램프(703)를 갖는 P-채널 프리휠링 MOSFET(701)를 사용하여 구현된다. MOSFET(704B)는 내재된 병렬 다이오드(702B)를 포함한다. 다이오드(702B) 및 적응 클램프(703)와 함께, MOSFET(704A)는 바디 바이어스-발생기 회로를 완성한다.
프리휠링 MOSFET의 Vx 단자에 교차-결합되는 대신에, 도 12A에 도시된 바디 바이어스 발생기에서와 같이, 적응 클램핑 MOSFET의 게이트는 Vx와 그라운드 사이를 선택하는 아날로그 스위치로서 동작하는 게이트 버퍼(705)에 의해 제어된다. 적절히 레벨-이동된 디지털 회로를 사용하여 동등한 기능이 달성될 수 있지만, Vx 전압이 하위측, 동기식 정류기, 및 프리휠링 MOSFET의 상태에 종속하는 아날로그 스위치를 사용하여 더욱 쉽게 설명된다. 게이트 버퍼(705)의 입력은 Vbatt와 VOUT의 크기를 비교하는 아날로그 히스터렉틱 비교기(706)에 의해 전력이 공급된다. 바디 바이어스 발생기 MOSFET(704A)의 게이트는 Vbatt에 교차-결합된다.
회로(700)는 2개의 상이한 모드, 즉 승압(step-up) 모드와 강압(step-down) 모드에서 동작한다. 강압 모드에서, MOSFET(704B)는 항상 온이 되어 P-채널 MOSFET(701)의 바디를 Vbatt에 단락시켜, 표 7에서와 같이, 하위측, 동기식 정류기 및 프리휠링 MOSFET의 조건에 관계없이 바디 다이오드(702B)의 분로를 만든다.
VB가 Vbatt에 고정되고 강압 모드에서 다이오드(702B)의 분로가 형성된 상태에서, 적응 클램프 다이오드(702A)의 통전 조건은 컨버터의 동작 상태에 종속한다. 예를 들면, 자화 및 전달 상태에서, 다이오드(702A)는 Vx < Vbatt이므로 역방향-바이어스로 유지된다. 그 결과, 프리휠링 MOSFET(701)와 프리휠링 다이오드(702A)에서의 전류의 합인 프리휠링 전류(IFW)는 0이다.
반대로, 프리휠링 상태에서, 프리휠링 MOSFET(701)는 온이 되고 필수적으로 Vx와 Vbatt 단자를 단락시켜, 프리휠링 MOSFET(701)의 저항이 충분히 작다면 전력 손실이 최소가 되도록 인덕터의 전류(IL)를 유지한다. 그러면 Vx 노드의 전압은 (Vbatt + IL 
RDS( FW )) 식으로 주어지며 이 식은 전압 Vbatt로 근사화될 수 있다. 엄격히 말해서, Vx는 프리휠링 동안에 Vbatt보다 약간 더 높기 때문에, 다이오드(702A)는 순방향-바이어스이지만, 통전하는 MOSFET(701)는 그 통전의 분로를 만들기 때문에, 프리휠링 상태 동안에 순방향-바이어스된 다이오드(702A)에서 전류는 거의 흐르지 않는다.
그러나, BBM 기간에, 온이 되어 통전하여 Vx 노드의 전압을 제어하는 파워 MOSFET는 없다. 그와 같은 조건에서, Vx는 Vbatt보다 높아져 다이오드(702A)를 순방향-바이어싱하고 다이오드(702A)는 Vx의 최대값을 (Vbatt + Vf)로 클램핑한다. 이 tBBM 기간 동안, 임의의 용량성 변위 전류를 제외하고, 온 MOSFET(704B)와 직렬인 다이오드(702A)를 포함하는 적응 클램프(703)는 전체 인덕터 전류(IL)를 운반해야 하지만, 기간이 짧기 때문에, 실제 평균 전력 소모는 무시할 수 있다. 따라서 본질적으로, 강압 모드에서, 상기 개시된 적응 클램프(703)는 BBM 기간 이외에는 거의 전류를 운반하지 않는다.
| 모드 | 단계 | LS | SR | FW | Vx | VB | BBG | 702B | 702A | IFW |
| 강압 Vbatt > VOUT |
Mag | 온 | 오프 | 오프 | ~0V | Vbatt | 704B | 분로 | RB | 0 |
| Xfer | 오프 | 온 | 오프 | ~VOUT | Vbatt | 704B | 분로 | RB | 0 | |
| FW | 오프 | 오프 | 온 | ~Vbatt | Vbatt | 704B | 분로 | 분로(shunt) | FW | |
| BBM | 오프 | 오프 | 오프 | Vbatt + Vf | Vbatt | 704B | 분로 | FB | 클램프 | |
| 승압 Vbatt < VOUT |
Mag | 온 | 오프 | 오프 | 0V | Vbatt | 704B | 분로 | RB | 0 |
| Xfer | 오프 | 온 | 오프 | VOUT | Vx | 704A | RB | 분로 | 0 | |
| FW | 오프 | 오프 | 온 | Vbatt | Vx | 704A | 분로 | 분로 | FW | |
| BBM | 오프 | 오프 | 오프 | VOUT + Vf | Vx | 704A | RB | 분로 | 0 |
표 7에서, 약어는 다음과 같다: Mag - 자화단계; Xfer - 에너지 전달단계; FW - 프리휠링 단계(또는 MOSFET); BBM - Break-before-make 기간; LS - 하위측 MOSFET; SR - 동기식 정류기 MOSFET; VB - (프리휠링 MOSFET(701)의) 바디 전압; BBG - 바디 바이어스 발생기; 702B - 다이오드(702B); 702A - 다이오드 702A; IFW - 프리휠링 MOSFET의 전류; FB - 순방향-바이어스; RB - 역방향-바이어스.
승압 동작에서, 교차-결합된 구성에서와 같이, 버퍼(705)는 MOSFET(704B)의 게이트를 Vx 노드에 연결한다. 그 결과, 회로(700)는 프리휠링 MOSFET(701)에 연결된 병렬 다이오드가 존재하지 않는 것처럼 동작한다. 이 조건에서 유일한 IFW 전류는 FW MOSFET(701)가 턴-온 되어 통전하고 임의의 P-N 접합 다이오드의 순방향 바이어싱을 포함하지 않을 때 일어난다. 따라서 컨버터(600)의 승압 모드에서, 회로(700)와 적응 클램프(703)는 클램핑 작용을 제공하지 않으며 따라서 Vx 노드에서 전압 스윙을 제한하지 않는다.
요약하면, 회로(700)는 BBM 기간을 제외하고 강압 동작 동안에만 통전하는 병렬 다이오드 없이 스위치로서 동작하는 프리휠링 MOSFET를 구현하며, 상기 강압 동작 동안 다이오드(702A)는 통전하고 Vx를 (Vbatt + Vf)의 최대 전압으로 클램핑한다. 승압 동작 동안에 프리휠링 MOSFET(701)과 병렬로 순방향-바이어스된 다이오드는 존재하지 않으며 클램핑도 일어나지 않는다.
마찬가지로, 도 19D는 바디 바이어스 발생기-일체형 적응 클램핑을 구비한 동기식 정류기 회로(720)를 도시한다. 도시된 바와 같이, VOUT와 Vx 사이에 연결된 동기식 정류기 회로 (720)는 소스-바디 단락을 갖는 P-채널 적응 클램핑 MOSFET(724B)와 직렬 연결된 클램핑 다이오드(722A)를 포함하는 적응 클램프(723)를 갖는 P-채널 동기식 정류기 MOSFET(721)를 사용하여 구현된다. MOSFET(724B)는 내재된 병렬 다이오드(722B)를 포함한다. 다이오드(722B) 및 적응 클램프(723)와 함께, MOSFET(724A)는 바디 바이어스 발생기 회로를 완성한다.
도 14A의 바디 바이어스 발생기에서와 같이 MOSFET(721)의 Vx 단자에 교차-결합되는 대신에, 적응 클램핑 MOSFET(724B)의 게이트는 Vx와 그라운드 사이를 선택하는 아날로그 스위치로서 동작하는 게이트 버퍼(725)에 의해 제어된다. 적절히 레벨 시프트 된 디지털 회로를 사용하여 동등한 기능이 달성될 수 있지만, 아날로그 스위치를 사용하여 더욱 용이하게 설명될 수 있으며, 여기서 Vx 전압은 하위측 MOSFET, 동기식 정류기 MOSFET, 및 프리휠링 MOSFET의 상태에 종속한다. 게이트 버퍼(725)의 입력은 Vbatt와 VOUT의 크기를 비교하는 아날로그 히스터레틱 비교기(726)에 의해 전력을 공급 받는다. 바디-바이어스 발생기 MOSFET(724A)의 게이트는 VOUT에 교차-결합된다.
적응 클램프 회로(720)를 갖는 동기식 정류기 MOSFET(721)는 2개의 다른 모드에서 동작한다. 승압 모드에서, MOSFET(724B)는 항상 온으로, MOSFET(721)의 바디를 VOUT에 단락하여, 표 8에 도시된 바와 같이, 하위측, 동기식 정류기 및 프리휠링 MOSFET의 조건에 관계없이 바디 다이오드(722B)의 분로를 만든다(shunt).
VB가 VOUT에 고정되고 다이오드(722B)가 션트된 상태에서, 승압 모드에서 적응 클램프 다이오드(722A)의 통전 조건은 컨버터의 동작 상태에 종속한다. 예를 들면, 자화 및 프리휠링 상태에서, 다이오드(722A)는 Vx < Vbatt이므로 역방향-바이어스로 유지된다. 그 결과, 동기식 정류기 MOSFET(721)와 정류기 다이오드(722A)의 전류의 합인 동기식 정류기 전류(Ixfer)는 0이다.
반대로, 전달 상태에서 동기식 정류기 MOSFET(721)는 턴-온 되어 Vx와 VOUT의 단자를 단락시키며, 동기식 정류기 MOSFET(721)의 저항이 충분히 낮다면 인덕터의 전류(IL)를 최소의 전력 손실로 부하와 출력 커패시터에 전달한다. 그러면 이 조건에서 Vx 노드에서의 전압은 (VOUT + IL 
RDS(SR)) 식으로 주어지며 이 식은 전압 VOUT에 의해 근사화될 수 있다. 엄격히 말하면, 전달 및 동기식 정류 동안에 Vx는 VOUT보다 약간 더 높기 때문에, 다이오드(722A)는 순방향 바이어스되지만, 통전하는 MOSFET(721)는 그것의 전도에 대해 분로를 만들기 때문에, 프리휠링 상태 동안에 순방향-바이어스된 다이오드(722A)를 통해 전류가 거의 흐르지 않는다.
그러나 BBM 기간 동안에, 온이 되어 통전하여 Vx 노드의 전압을 제어하는 파워 MOSFET는 없다. 이와 같은 조건에서, Vx는 VOUT보다 높게 되어, 다이오드(722A)를 순방향-바이어싱하고 Vx의 최대값을 (VOUT + Vf)에 클램핑한다. 이 tBBM 기간 동안에, 임의의 용량성 변위 전류를 제외하고, 온 MOSFET(724)와 직렬인 다이오드(722A)를 포함하는 적응 클램프(723)는 전체 인덕터 전류(IL)를 운반해야 하지만, 그 단락 기간 때문에, 실제의 평균 전력 소모는 무시할 수 있다. 따라서 본질적으로, 승압 모드에서, 개시된 적응 클램프(723)는 BBM 기간 동안의 과도 전류를 제외하고는 다이오드 전류를 거의 전도하지 않는다.
| 모드 | 단계 | LS | SR | FW | Vx | VB | BBG | 722B | 722A | ISR |
| 강압 Vbatt > VOUT |
Mag | 온 | 오프 | 오프 | ~0V | VOUT | 724B | RB | 분로(shunt) | 0 |
| Xfer | 오프 | 온 | 오프 | ~VOUT | Vx | 724A | 분로 | 분로 | SR | |
| FW | 오프 | 오프 | 온 | ~Vbatt | Vx | 724A | 분로 | RB | 0 | |
| BBM | 오프 | 오프 | 오프 | Vbatt + Vf | Vx | 724A | 분로 | RB | 0 | |
| 승압 Vbatt < VOUT |
Mag | 온 | 오프 | 오프 | 0V | Vout | 724B | RB | 분로 | 0 |
| Xfer | 오프 | 온 | 오프 | VOUT | Vout | 724B | 분포 | 분로 | SR | |
| FW | 오프 | 오프 | 온 | Vbatt | Vout | 724B | RB | 분로 | 0 | |
| BBM | 오프 | 오프 | 오프 | VOUT + Vf | Vout | 724B | FB | 분로 | 클램프 |
강압 모드에서, 버퍼(725)는 교차-결합된 구성에서와 같이 MOSFET(724B)의 게이트를 Vx 노드에 연결한다. 그 결과, 회로(720)는 동기식 정류기 MOSFET(721)에 병렬 다이오드가 존재하지 않는 것처럼 동작한다. 이 조건에서 유일한 Ixfer 전류는 동기식 정류기 MOSFET(721)가 턴-온이 되고 통전할 때 그리고 임의의 P-N 접합 다이오드의 순방향-바이어싱을 포함하지 않을 때 일어난다. 따라서 강압 모드에서, 회로(720)와 적응 클램프(723)는 클램핑 동작을 제공하지 않고 따라서 Vx 노드에서 전압 스윙을 제한하지 않는다.
요약하면, 회로(720)는 BBM 기간을 제외하고 승압 동작 동안에만 통전하는 병렬 다이오드 없이 스위치로서 동작하는 동기식 정류기 MOSFET를 구현하며, 상기 승압 동작 동안 다이오드(722A)는 통전하고 Vx를 (VOUT + Vf)의 최대 전압에 클램핑한다. 강압 동작 동안에 프리휠링 MOSFET(721)과 병렬로 순방향-바이어스된 다이오드는 존재하지 않으며 클램핑도 일어나지 않는다.
적응 클램프 프리휠링 MOSFET(701)와 적응 클램프 동기식 정류기 MOSFET(721)를 사용할 때, 동기식 프리휠링 업-다운 컨버터는 전압 Vx가 BBM 조건 동안에 클램핑되는 것을 제외하고는 도 13의 언클램프 컨버터(500)와 동일하게 동작한다. 구체적으로, Vx는 강압 동작 동안에 다이오드(702A)에 의해 (Vbatt + Vf)의 최대 전압에 클램핑되고 승압 동작 동안에는 다이오드(722A)에 의해 (VOUT + Vf)의 최대 전압에 클램핑된다. 다이오드(702A, 722A)를 제외하고, 임의의 정상 동작 조건하에서 순방향-바이어스되는 다이오드는 없다.
적응 클램핑의 또 다른 실시예로서, 도 20은 멀티플렉싱을 통해 적응 클램핑을 수행하는데 단일 다이오드가 사용될 수 있음을 도시한다. 도시된 바와 같이, 다이오드(808)는 컨버터 내의 상대적인 전압 전위에 종속하여 VOUT 또는 Vbatt 어느 하나에 연결된다. 동기식 프리휠링 업-다운 컨버터(800)는 하위측 MOSFET(801), 인덕터(806), 바디 바이어스 발생기(803)를 갖는 프리휠링 MOSFET(802), 바디 바이어스 발생기(805)를 갖는 동기식 정류기 MOSFET(804), 및 출력 커패시터(807)를 포함한다. 적응 클램핑 회로(811)는 다이오드(808), 아날로그 멀티플렉서(809), 및 비교기(810)를 포함한다. 멀티플렉서(809)는 적절한 게이트 구동 및 로직 제어를 갖는 2개의 큰 게이트-폭 MOSFET 또는 아날로그 스위치를 사용하여 구현될 수 있다. 도 12A, 14A, 및 14B에 도시된 회로를 포함하는 바디 바이어스 발생기(803, 805)를 이용할 때, MOSFET(802, 804)는 병렬 다이오드를 갖지 않으며 따라서 BBM 동작 동안에 전압 클램핑을 제공하지 않는다.
적응 클램프(811)에서 클램프 다이오드(808)의 양극은 Vx 노드에 연결되고 그 음극은 비교기(810)의 상태에 따라서 멀티플렉서(809)에 의해 Vbatt 또는 VOUT 어느 하나에 선택적으로 연결된다. VOUT < Vbatt일 때, 컨버터는 강압 모드에서 동작하고 멀티플렉서(809)는 다이오드(808)의 음극을 Vbatt에 연결하며 이에 의해 도 17A의 회로에 대한 전기적 등가물을 형성한다. VOUT > Vbatt일 때, 컨버터(800)는 승압 모드에서 동작하고 멀티플렉서(809)는 다이오드(808)의 음극을 VOUT에 연결하며 이에 의해 도 17B의 회로에 대한 전기적 등가물을 형성한다.
더 낮은 전력 애플리케이션에서, 적응 클램핑은 동기식 프리휠링 업-다운 컨버터에서 프리휠링 MOSFET의 필요를 제거할 수 있다. 그와 같은 경우에 적응 클램프 다이오드는 UIS를 방지하고 또한 프리휠링 동작을 촉진한다. 도 21에서, 업-다운 컨버터(820)는 하위측 MOSFET(821), 인덕터(822), 동기식 정류기 MOSFET(823), 바디 바이어스 발생기(824) 및 적응 클램프 회로(825)를 포함한다. 컨버터(820)는 프리휠링 MOSFET를 포함하지 않는다. 도시된 바와 같이, 적응 클램프 회로(825)는 클램핑 다이오드(826), 멀티플렉서(827), 및 비교기(828)를 포함한다.
동작 시, 비교기(828)는 VOUT와 Vbatt의 크기를 비교하고 클램핑 다이오드(826)의 음극을 Vbatt 또는 VOUT 어느 하나에 연결한다. VOUT < Vbatt일 때, 컨버터는 강압 모드에서 동작하고 멀티플렉서(828)는 다이오드(826)의 음극을 Vbatt에 연결하며 이에 의해 도 17A의 회로에 대한 전기적 등가물을 형성한다. VOUT > Vbatt일 때, 컨버터(820)는 승압 모드에서 동작하고 멀티플렉서(828)는 다이오드(826)의 음극을 VOUT에 연결하며 이에 의해 도 17B의 회로에 대한 전기적 등가물을 형성한다.
그러나 도 16의 프리휠링 업-다운 컨버터(600)와 달리, 컨버터(820)는 승압 모드에서 균일한 프리휠링을 유지할 수 없는데, 이는 다이오드(826)가 인덕터(822)와 병렬인 유일한 조건이 VOUT < Vbatt일 때, 즉 강압 동작 동안에 일어나기 때문이다.
프리휠링
컨버터 기동
전압을 승압하는 능력은 제쳐 두고, 도 1A 및 1B에 도시된 것과 같은 종래 부스트 컨버터의 한 가지 주요 한계는 출력 단자에 부하가 적용될 때, 즉 부하가 연결되어 컨버터 기동 시 전류를 유입하는 경우 신뢰성 있게 기동하는 능력의 부족이다. 만일 부하가 너무 크면, 회로는 정상 상태 조건에 도달하기에 충분한 전류를 인덕터에 생성하지 못한다.
이것은 본질적으로 PWM 및 게이트 버퍼 회로가 컨버터의 출력에서 전력을 공급 받는 부스트 컨버터에서 문제가 된다. 만일 출력에 부하가 연결되면, 출력 전압은 제어회로에 전력을 공급하기에 충분히 상승하지 못하며, 이것은 하위측 파워 MOSFET에 부적절한 게이트 구동과 낮은 바이어스 전압을 초래하여 결과적으로 높은 저항과 낮은 인덕터 전류를 생성한다.
부스트 컨버터에서 기동 문제는 Vx 노드를 출력 단자에 연결하는 상존하는 하드웨어에 내장된(hardwired) 다이오드에 기인한다. 예를 들면 도 1A의 종래 비동기식 부스트 컨버터에서 다이오드(2)는 부하를 배터리와 인덕터(4)에 연결한다. 그것들을 서로 분리하는 방법은 없다. 도 1B의 동기식 부스트 컨버터에서, 동기식 정류기 MOSFET(13)에 내재된 다이오드(15)는 동일한 제한을 부여한다. 인덕터를 "과도-자화"하려는, 즉 기동하는 동안 인덕터 내에 과도한 전류를 형성하려는 어떤 시도라도 출력 커패시터를 과충전하고 지정된 목표를 초과하는 출력 전압을 생성하는 위험을 초래하여, 레귤레이션에 실패하고 전압에 민감한 부하를 손상시킬 가능성이 있다.
본 발명에 따라 만들어진 프리휠링 업-다운 컨버터는 하드웨어에 내장된 소스-드레인 병렬 다이오드를 갖지 않는 동기식 정류기를 이용하기 때문에, 기동 시퀀스는 부하 없이 또는 종속 부하를 가지고 달성될 수 있다. 또한, 프리휠링의 능력 때문에, 기동 시퀀스는 출력 커패시터를 과충전하는 어떤 위험도 부과하지 않으면서 부하에 의해 요구되는 것보다 더 높은 인덕터 전류를 형성하도록 변형될 수 있다. 또한, 이 컨버터 기술을 사용하면, 컨버터 스위칭을 개시하기 전에 더 높은 수준의 제어를 이용할 수 있다. 이 프리차이(pre-charge) 단계는 컨버터의 출력 커패시터가 부분적으로, 즉 목표 전압보다 낮지만 0보다는 높은 전압까지 충전되는 것을 가능하게 한다. 프리차지는 컨버터가 스위칭 동작을 개시한 후 그 목표 전압에 도달하는데 걸리는 시간을 단축한다.
도 22A 및 22B의 흐름도(850, 870)는 프리휠링 컨버터를 기동하는데 이용 가능한 다양한 옵션들을 알고리듬 형태로 도시한다. 구체적으로, 흐름도(850)는 프리차지에 대한 동작 시퀀스를 도시한다. 프리차지 동작은 도 23A의 승압 스위칭 파형에서 시간 t1과 t3 사이에 도시되어 있으며 도 23B의 강압 스위칭 파형에서도 같다.
알고리즘(850)을 다시 참조하면, 프리차지는 동기식 정류기 및 프리휠링 MOSFET를 턴-온 시킴으로 개시하며, 인덕터를 자화시키지 않고 전류가 배터리에서 컨버터의 출력 커패시터로 직접 흐르게 허용한다(단계 851). 상기 충전 시퀀스는 조건 단계(852)에 의해 도시된 바와 같이 목표 출력 전압(V'OUT)에 도달하는데 승압 또는 강압 동작이 필요한지 여부에 달려 있다. 만일 Vbatt < VOUT이면, 컨버터는 후속하여 승압 모드에서 동작할 것이고 출력 커패시터는 Vbatt까지 프리차지 된다(단계 855). 도 23A의 시간 t1에서, 컨버터의 출력 커패시터를 충전하는 전류는, 프리휠링 및 동기식 정류기 MOSFET의 상대적인 저항에 종속하여, 출력 전류 곡선(902)에 의해 도시된 Vbatt/(RDS( FW ) + RDS(SR))로 점프하고 Vx는 Vbatt에 근접한 값(직선 921)으로 점프한다.
점진적으로, 커패시터 전압이 Vbatt까지 충전하는 동안(곡선 935), 출력 전류는 지수함수적으로 감소한다(곡선 904). 만일 전기 부하가 이 기간 동안 임의의 전류를 유입하면, 최종 전류는 0이 아닌 전류로 감소할 것이다. 시간 t3에서, 프리차지는 완료되고 출력 커패시터는 Vbatt에서 충전되어 동작의 개시를 기다린다. 프리차지 전류의 일부는 스위치보다는 인덕터를 통해 흐르기 때문에, 동기식 정류기 및 프리휠링 MOSFET를 오프시킴으로써 부하를 분리하기 전에(단계 857) 동기식 정류기 MOSFET에 걸쳐 적응 클램프 다이오드를 연결하는 것이(단계 856) 바람직하다.
알고리즘(850)을 다시 참조하면, 출력 커패시터를 충전하는 Vbatt가 조건 단계(852)에 의해 도시된 바와 같이 목표 출력 전압(V'OUT)을 초과하기 때문에 강압 동작을 위한 프리-차지는 상이하다. 대신에 만일 Vbatt > VOUT이면, 컨버터는 후속으로 강압 모드에서 동작할 것이며 그 출력 커패시터는 Vbatt보다 낮은 프리차지 전압(VPC)까지 프리차지 된다(단계 853). 도 23B의 시간 t1에서, 컨버터의 출력 커패시터를 충전하는 전류는 프리휠링 및 동기식 정류기 MOSFET의 상대적인 저항에 종속하여 Vbatt/(RDS( FW ) + RDS(SR))로 점프하고(곡선 942) Vx는 목표 기동 전압값(V'OUT(SU))으로 점프한다(직선 961).
점진적으로 커패시터 전압이 V'OUT ( SU )까지 충전하는 동안(곡선 975), 출력 전류는 지수함수적으로 감소한다(곡선 944). 만일 전기 부하가 이 기간 동안 임의의 전류를 유입하면, 전류는 용량성 및 부하 전류를 포함한다. 시간 t2에서, VOUT은 컨버터 동작 동안 실제 목표 출력 전압 V'OUT 이하인 목표 기동 전압 V'OUT ( SU )에 도달한다. 상기 프리차지 전류의 일부는 스위치가 아니라 인덕터를 통해 흐르기 때문에, 동기식 정류기 및 프리휠링 MOSFET를 오프시켜(단계 857) 부하를 분리하기 전에 단계 854에서 프리휠링 MOSFET와 병렬로 적응 클램프 다이오드를 연결하는 것이 바람직하다. 시간 t2에서 도시된 바와 같이, MOSFET는 분리되고 출력 전류는 0이 아닌 값에서 0으로 떨어지고(곡선 945), 그 후 출력 전압은 시간 t3에서 스위칭이 개시될 때까지 V'OUT( SU )로 일정하게 유지된다.
이 시퀀스는 알고리즘(850)에서 설명된 프리차지 단계를 종료한다. 개시된 프리휠링 업-다운 컨버터는, 도 1A 및 1B의 종래 부스트 컨버터에서는 그 정류기 다이오드가 그 출력 단자에 하드웨어에 내장되기 때문에 수행할 수 없는 기능, 즉 바디-다이오드가 없는 동기식 정류기를 오프시켜 부하를 단순히 분리함으로써, 그 입력(Vbatt)보다 작은 값으로 프리차지 할 수 있다는 점에서 특유하다.
프리차지 후에, 컨버터는 도 22B의 알고리즘(870)에 따라 스위칭 동작을 개시한다. 여기에서도, 개시된 프리휠링 컨버터는 종래 컨버터에서 이용 가능하지 않은 고유한 기능들, 즉 출력 커패시터를 과충전하지 않으면서 인덕터를 과도-자화시키는 능력을 제공한다. 구체적으로 인덕터 전류(IL)는 기동하는 동안, 부하에 의해 요구되고 인덕터 전류가 과도한 경우에 나중에 조정되는 전류보다 더 큰 어떤 임의의 값(IL(peak))로 구동될 수 있다.
단계(871)에서 시작하여 하위측 MOSFET는 턴-온되고, 인덕터 전류(IL)를 어떤 값(IL(peak))으로 상승시킨다. 도 23A의 승압 파형에서, 인덕터 전류는 시간 t3와 t4 사이에서 피크 값(907)으로 상승한다(곡선 906). 이 시간 동안 Vx는 크기 IL 
RDS(LS)의 값(924)으로 하락하고(곡선 923) VOUT은 그 프리차지 전압(Vbatt)으로 유지된다. 마찬가지로, 도 23B의 강압 파형에서, 인덕터 전류는 시간 t3와 t4 사이에서 피크 값(948)으로 상승하고(곡선 947), 이 시간 동안 Vx는 크기 IL 
RDS( LS )의 값(964)으로 하락하고(곡선 963) VOUT은 그 프리차지 전압(V'OUT ( SU ))으로 유지된다.
알고리즘상, Vbatt가 VOUT보다 큰지 여부에 따라(단계 872) 상기 적응 클램프는 강압 동작에서 프리휠링 MOSFET에 병렬로 그리고 승압 변환에서 동기식 정류기와 병렬로 적합하게 적용된다. 다음, 시간 t4에서, 하위측 MOSFET는 동기식 정류기 MOSFET를 턴-온하기 전에(단계 874) tBBM 동안 턴-오프된다(단계874). 이 BBM 기간 동안에, 승압 모드에서 전압 Vx는 V'OUT보다 순방향-바이어스 다이오드 전압 강하(Vf)만큼 높은 전압까지(직선 926) 점프한 후(곡선 925) 전하 전달 동안 크기 (VOUT + IL 
RDS(SR))의 전압에서 다시 안정화된다(직선 967).
도 23A 및 23B를 참조하면, 강압 모드에서, Vx 전압은 V'OUT보다 순방향-바이어스 다이오드 전압 강하(Vf)만큼 높은 전압(직선 966)으로 점프한 후(곡선 965) 전하 전달 동안 크기 (VOUT + IL 
RDS(SR))의 전압에서 다시 안정화된다(직선 922).
에너지 전달단계 동안에, 인덕터 전류(곡선 908 또는 949)는 어떤 더 낮은 값(포인트 909 또는 950)으로 하락하지만, 출력 커패시터와 부하에 전력을 공급하는 컨버터의 출력 전류는 상응하여 상승한다(곡선 912 또는 953). 한편, 출력 전압(VOUT)은 시간 t5에서 그 프리차지 전압에서 그 목표 전압(V'OUT)으로 변화한다. 승압 모드에서, 이 변화는 Vbatt에서 시작하여 Vbatt보다 높은 전압인 V'OUT으로 상승한다. 강압 모드에서, 이 변화는 V'OUT ( SU )에서 시작하고 Vbatt보다 낮은 전압(포인트 978)인 V'OUT으로 변한다(곡선 977).
시간 t5에서 VOUT → V'OUT일 때, 동기식 정류기 MOSFET는 턴-오프되고 전달은 종료한다. 승압 모드에서 Vx 전압은 BBM 기간 동안 Vbatt보다 높은 전압인 (V'OUT + Vf)까지 다시 점프한다(곡선 928). 강압 모드에서 Vx 전압은 Vbatt보다 낮은 전압인 (V'OUT + Vf)까지 다시 점프한다(곡선 968). 시간 t5이후, 하위측 MOSFET는 다시 턴-온되고 인덕터 전류는 인덕터 전류는 목표 값(I'L) 근처에서 정상상태 동작을 시작하여 시간 t6까지 상승하는데(곡선 910 또는 951), 그후 이 사이클이 반복된다. 그러면 기동이 완료되고 정상상태 동작이 달성되었다.
프리휠링
업-다운 컨버터의 정상상태 동작
도 24의 상태도(1000)에 도시된 바와 같이, 동기식 프리휠링 업-다운 컨버터은 정상상태 동작은 3개의 상태, 즉 자화(서클 1001), 에너지 전달(서클 1002), 및 프리휠링(서클 1003)를 포함한다. 임의의 한 상태는 임의의 다른 상태로 전환될 수 있으며, 다만 상기 이행이 어느 파워 MOSFET도 통전하지 않는 BBM 기간 이행 상태(박스 1004, 1005, 1006)를 포함하는 조건하에서 이다. 이와 같은 BBM 기간 동안에, 적응 클램핑(박스 1009)는 필요에 따라 승압 또는 강압 변환 어느 하나를 위해 Vx의 정상동작 범위를 제한하지 않으면서 UIS를 방지하기 위해 다이오드를 회로에 삽입한다.
자화상태(서클 1001)에서의 시간은 일 실시예에서 상태 컨트롤러(박스 1007)에 의해 도시된 바와 같이 실제 인덕터 전류(IL)가 목표값(I'L)을 충족시키도록 제어함으로써 결정된다. 프리휠링 컨버터에서 인덕터 전류는 실제 부하 전류와 일치하거나 초과할 것이며 사이클 단위로 균형이 유지될 필요는 없다. 에너지 전달 상태(서클 1002)와 프리휠링 상태(서클 1003)에서 소비된 시간은 상태제어(박스 1008)에 의해 제어되며 상태제어의 주요 기능은 실제 VOUT을 목표값(V'OUT)에 또는 그 근처에 유지하는 것이다.
자화상태(서클 1001)는 하위측 MOSFET를 턴-온시켜 인덕터 내에 전류를 형성하여 시간 ton 동안 통전시키는 것을 포함한다. VL = L
dI/dt이므로, 짧은 기간 동안 인덕터 전류는 일정한 기울기의 삼각 전류 파형이라면 저장될 수 있으며, 여기서
여기서 상기 분수식의 분자는 볼트-초의 단위를 갖고 L은 기울기를 결정한다. 그러므로 인덕터에 저장되는 에너지는 온 시간(ton) 또는 총 클럭 주기의 백분율 또는 다음가 같은 정해지는 듀티 팩터로서 제어된다.
그러나 만일 IL이 I'L의 목표값에 도달하면, 하위측 MOSFET를 일정 시간 동안 전혀 턴-온시킬 필요가 없다. 이 동작은 도 25에 도시되어 있으며 여기서 IL(peak)는 프리휠링 및 전달의 반복 사이클 동안 그 목표값(I'L)(1022)로 감소하며(1021), 이때 VOUT은 그래프(1040)에 도시된 목표값(V'OUT)으로 레귤레이션되며, 곡선(1041, 1043, 1044, 1045 및 1046)에 의해 도시된 리플을 포함한다. 이 시간 동안 Vx는, 하위측 MOSFET가 턴-온되고(라인 1053) 인덕터 전류가 다시 증가하기 전에, Vbatt(라인 1047) 근처에서 ~ VOUT(라인 1049)까지 그리고 다시 Vbatt 근처까지(라인 1051) 변한다. 편의상, 필요한 BBM 기간은 도 25에서 도시하지 않고 있다.
어쨌든 평균 인덕터 전류는 출력 전류(라인 1025)보다 높은 레벨(라인 1022, 1023, 1024)에서 유지될 수 있다. 사이클마다 에너지 균형이 요구되지 않기 때문에, 전달 시간은 시간(ton)에 연관되지 않는다. 전달시간(txfer)은 자화시간(ton)에 의해 결정되지 않는 대응하는 다음과 같은 "듀티 팩터(duty factor)"(Dxfr)를 갖는다.
저손실 프리휠링 MOSFET를 가정할 때, 만일 Dxfr이 컨버터의 듀티팩터(Don)를 초과하면, 평균 인덕터 전류(IL)가 형성될 것이지만 만일 Don이 Dxfr을 초과하면, 인덕터의 평균 전류는 감소할 것이다. 이와 같이, 평균전류의 제어는 급격한부하 변동에 대응하는 컨버터의 능력을 제한하지 않는다.
위에서 본 발명의 상세한 실시예들이 설명되었지만, 이 실시예들은 단지 설명을 위한 예시적인 것이며, 본 발명의 범위를 한정하려는 것은 아니다.
200: 프리휠링 부스트 컨버터 201: 하위측 파워 MOSFET
202: 정류기 다이오드 203: 인덕터
204: 커패시터 205: 프리휠링 파워 MOSFET
206: 바디-바이어스 발생기 208: BBM 게이트 버퍼
209: PWM 컨트롤러
202: 정류기 다이오드 203: 인덕터
204: 커패시터 205: 프리휠링 파워 MOSFET
206: 바디-바이어스 발생기 208: BBM 게이트 버퍼
209: PWM 컨트롤러
Claims (54)
- DC/DC 전압 컨버터에 있어서,
제 1 공급 전압과 제 2 공급 전압 사이의 직렬 전도 경로에 연결된 인덕터와 하위측 스위치;
Vx 노드와 상기 컨버터의 출력 단자 사이에 연결된 에너지 전달 스위치; 및
상기 인덕터에 병렬로 연결된 프리휠링(freewheeling) 스위치;
를 포함하고,
상기 인덕터는 제 1 공급 전압에 접속되고 상기 하위측 스위치는 제 2 공급 전압에 접속되며;
상기 Vx 노드는 상기 인덕터와 상기 하위측 스위치 사이의 직렬 전도 경로에 위치하고,
상기 프리휠링 스위치는 프리휠링 MOSFET과 바디 바이어스(body bias) 발생기를 포함하고,
상기 바디 바이어스 발생기는 상기 프리휠링 MOSFET의 제 1 및 제 2 전도 단자 및 바디의 각각에 접속되고,
상기 바디 바이어스 발생기는 상기 프리휠링 MOSFET의 상기 제 1 및 제 2 전도 단자 각각에 존재하는 전압 사이의 관계에 대응하여 상기 프리휠링 MOSFET의 제 1 및 제 2 전도 단자 중 하나에 상기 바디를 단락시켜서, 상기 프리휠링 MOSFET 내의 임의의 P-N 접합이 순방향-바이어스되는 것을 방지하는 것을 특징으로 하는 DC/DC 전압 컨버터. - 삭제
- 삭제
- 제 1 항에 있어서,
상기 바디 바이어스 발생기는 상기 프리휠링 MOSFET의 제 1 전도 단자와 바디 사이에 접속된 제 1 바디 바이어스 MOSFET와 상기 프리휠링 MOSFET의 제 2 전도 단자와 바디 사이에 접속된 제 2 바디 바이어스 MOSFET를 포함하고,
제 1 바디 바이어스 MOSFET의 게이트는 상기 프리휠링 MOSFET의 제 2 전도 단자에 접속되고, 제 2 바디 바이어스 MOSFET의 게이트는 상기 프리휠링 MOSFET의 제 1 전도 단자에 접속되는 것을 특징으로 하는 DC/DC 전압 컨버터. - 제 4 항에 있어서,
상기 프리휠링 MOSFET에 병렬로 연결된 전압 클램핑(clamping) 회로를 포함하고,
상기 전압 클램핑 회로는 클램핑 스위치와 블로킹(blocking) 다이오드의 병렬 조합에 직렬로 연결된 클램핑 다이오드를 포함하고,
상기 블로킹 다이오드와 상기 클램핑 다이오드는 상기 클램핑 스위치가 개방일 때, 상기 전압 클램핑 회로를 통하는 어느 한 방향으로의 전류의 흐름을 저지하도록 방향이 설정되고,
상기 클램핑 스위치는 비교기로부터의 출력 신호에 응답하고,
상기 비교기의 각각의 입력 단자는 상기 비교기가 제 1 공급 전압의 값과 출력 단자에서의 출력 전압의 값을 비교하도록 연결되는 것을 특징으로 하는 DC/DC 전압 컨버터. - 제 5 항에 있어서,
상기 클램핑 스위치와 상기 블로킹 다이오드는 클램핑 MOSFET에 포함되고,
상기 비교기의 출력 단자와 상기 클램핑 MOSFET의 게이트 단자 사이에 게이트 버퍼가 연결되는 것을 특징으로 하는 DC/DC 전압 컨버터. - 제 6 항에 있어서,
상기 비교기와 상기 게이트 버퍼는 상기 클램핑 MOSFET를 상기 제 1 공급 전압이 상기 출력 전압보다 클 때 온(on)으로 설정하고, 상기 제 1 공급 전압이 상기 출력 전압보다 작을 때 오프(off)로 설정하는 것을 특징으로 하는 DC/DC 전압 컨버터. - DC/DC 전압 컨버터에 있어서,
제 1 공급 전압과 제 2 공급 전압 사이의 직렬 전도 경로에 연결된 인덕터와 하위측 스위치;
Vx 노드와 상기 컨버터의 출력 단자 사이에 연결된 에너지 전달 스위치; 및
상기 인덕터에 병렬로 연결된 프리휠링 스위치;
를 포함하고,
상기 인덕터는 제 1 공급 전압에 접속되고 상기 하위측 스위치는 제 2 공급 전압에 접속되며;
상기 Vx 노드는 상기 인덕터와 상기 하위측 스위치 사이의 직렬 전도 경로에 위치하고,
상기 프리휠링 스위치는 적응형 클램핑이 통합된 바디 바이어스 발생기와 프리휠링 MOSFET을 포함하고,
상기 바디 바이어스 발생기는 상기 프리휠링 MOSFET의 제 1 전도 단자와 바디 사이에 접속된 제 1 바디 바이어스 MOSFET 및 상기 프리휠링 MOSFET의 제 2 전도 단자와 바디 사이에 접속된 제 2 바디 바이어스 MOSFET을 포함하고,
제 1 바디 바이어스 MOSFET의 게이트는 상기 프리휠링 MOSFET의 제 2 전도 단자에 접속되고, 제 2 바디 바이어스 MOSFET의 게이트는 게이트 버퍼에 접속되고, 상기 게이트 버퍼는 비교기에 접속되고,
상기 비교기의 각각의 입력 단자는 상기 비교기가 제 1 공급 전압의 값과 출력 단자에서의 출력 전압의 값을 비교하도록 연결되는 것을 특징으로 하는 DC/DC 전압 컨버터. - 제 8 항에 있어서,
상기 비교기와 상기 게이트 버퍼는 상기 제 2 바디 바이어스 MOSFET를 상기 제 1 공급 전압이 상기 출력 전압보다 클 때 온(on)으로 설정하고, 상기 제 1 공급 전압이 상기 출력 전압보다 작을 때 오프(off)로 설정하는 것을 특징으로 하는 DC/DC 전압 컨버터. - 제 9 항에 있어서,
상기 에너지 전달 스위치는 적응형 클램핑이 통합된 제 2 바디 바이어스 발생기 및 동기식 정류기 MOSFET을 포함하고,
상기 제 2 바디 바이어스 발생기는 상기 동기식 정류기 MOSFET의 제 1 전도 단자와 바디 사이에 접속된 제 3 바디 바이어스 MOSFET 및 상기 동기식 정류기 MOSFET의 제 2 전도 단자와 상기 바디 사이에 접속된 제 4 바디 바이어스 MOSFET을 구비하고,
상기 제 3 바디 바이어스 MOSFET의 게이트는 상기 동기식 정류기 MOSFET의 제 2 전도 단자에 접속되고, 상기 제 4 바디 바이어스 MOSFET의 게이트는 제 2 게이트 버퍼에 접속되고, 상기 제 2 게이트 버퍼는 제 2 비교기에 접속되고,
상기 제 2 비교기의 각각의 입력 단자는 상기 제 2 비교기가 제 1 공급 전압의 값과 출력 단자에서의 출력 전압의 값을 비교하도록 연결되는 것을 특징으로 하는 DC/DC 전압 컨버터. - 제 10 항에 있어서,
상기 제 2 비교기와 상기 제 2 게이트 버퍼는 상기 제 4 바디 바이어스 MOSFET을, 상기 제 1 공급 전압이 상기 출력 전압보다 클 때 오프(off)로 설정하고, 상기 제 1 공급 전압이 상기 출력 전압보다 작을 때 온(on)으로 설정하는 것을 특징으로 하는 DC/DC 전압 컨버터. - 제 11 항에 있어서,
상기 비교기와 상기 제 2 비교기는 하나의 비교기 내에 포함되는 것을 특징으로 하는 DC/DC 전압 컨버터. - 제 1 항에 있어서,
상기 에너지 전달 스위치는 동기식 정류기 MOSFET 및 제 2 바디 바이어스 발생기를 포함하고,
상기 제 2 바디 바이어스 발생기는 상기 동기식 정류기 MOSFET의 바디와 제 1 및 제 2 전도 단자의 각각에 접속되고, 또한, 상기 동기식 정류기 MOSFET의 각각의 제 1 및 제 2 전도 단자에 나타나는 전압 사이의 관계에 응답하여 상기 동기식 정류기 MOSFET의 제 1 및 제 2 전도 단자 중 하나로 바디를 단락시키도록 하여, 상기 동기식 정류기 MOSFET의 어떤 P-N 접합도 순방향 바이어스되지 않도록 하는 것을 특징으로 하는 DC/DC 전압 컨버터. - 제 13 항에 있어서,
상기 제 2 바디 바이어스 발생기는 상기 동기식 정류기 MOSFET의 제 1 전도 단자와 바디 사이에 접속되는 제 3 바디 바이어스 MOSFET 및 상기 동기식 정류기 MOSFET의 제 2 전도 단자와 바디 사이에 접속된 제 4 바디 바이어스 MOSFET을 포함하고,
상기 제 3 바디 바이어스 MOSFET의 게이트는 상기 동기식 정류기 MOSFET의 제 2 전도 단자에 접속되고, 상기 제 4 바디 바이어스 MOSFET의 게이트는 상기 동기식 정류기 MOSFET의 제 1 전도 단자에 접속되는 것을 특징으로 하는 DC/DC 전압 컨버터. - 제 14 항에 있어서,
상기 동기식 정류기 MOSFET에 병렬 연결된 전압 클램핑 회로를 포함하고,
상기 전압 클램핑 회로는 블로킹 다이오드와 클램핑 스위치의 병렬 구성에 직렬로 연결된 클램핑 다이오드를 포함하고,
상기 블로킹 다이오드 및 클램핑 다이오드는 상기 클램핑 스위치가 개방일 때 상기 전압 클램핑 회로를 통하는 어느 한 방향으로의 전류의 흐름을 저지하도록 방향설정되고,
상기 클램핑 스위치는 비교기로부터의 출력 신호에 응답하고, 상기 비교기의 각각의 입력 단자는 상기 비교기가 제 1 공급 전압의 값과 상기 출력 단자의 출력 전압의 값을 비교하도록 연결되는 것을 특징으로 하는 DC/DC 전압 컨버터. - 제 15 항에 있어서,
상기 클램핑 스위치 및 상기 블로킹 다이오드는 클램핑 MOSFET에 포함되고,
상기 클램핑 MOSFET의 게이트 단자와 상기 비교기의 출력 단자의 사이에는 게이트 버퍼가 연결되는 것을 특징으로 하는 DC/DC 전압 컨버터. - 제 16 항에 있어서,
상기 비교기와 상기 게이트 버퍼는 상기 클램핑 MOSFET을, 상기 제 1 공급 전압이 상기 출력 전압보다 클 때 오프(off)로 설정하고, 상기 제 1 공급 전압이 상기 출력 전압보다 작을 때 온(on)으로 설정하는 것을 특징으로 하는 DC/DC 전압 컨버터. - 제 1 항에 있어서,
상기 Vx 노드와 적응형 클램핑 회로 사이에 연결된 클램핑 다이오드를 포함하고, 상기 적응형 클램핑 회로는 제 1 공급 전압과 상기 출력 전압 사이의 관계에 따라, 제 1 공급 전압 또는 상기 출력 단자의 출력 전압 중 어느 하나에 상기 Vx 노드를 클램핑하는 것을 특징으로 하는 DC/DC 전압 컨버터. - 제 1 항에 있어서,
상기 에너지 전달 스위치는 다이오드를 포함하는 것을 특징으로 하는 DC/DC 전압 컨버터. - DC 입력 전압을 DC 출력 전압으로 변환하는 방법에 있어서,
인덕터의 제 2 단자를 회로 그라운드에 접속한 상태에서 상기 DC 입력 전압을 상기 인덕터의 제 1 단자에 인가하여 상기 인덕터를 자화시키는 단계;
상기 인덕터의 제 2 단자를 상기 회로 그라운드에서 분리하는 단계;
상기 인덕터의 제 2 단자를 커패시터와 출력 단자에 접속하여 상기 DC 출력 전압을 상기 출력 단자에 제공하는 단계;
상기 인덕터의 제 2 단자를 상기 커패시터와 상기 출력 단자로부터 분리하는 단계;
상기 인덕터의 제 2 단자가 상기 커패시터와 상기 출력 단자에서 분리된 상태에서 상기 인덕터의 제 1 및 제 2 단자를 서로 연결하는 단계;
상기 인덕터의 제 1 및 제 2 단자를 서로 연결하여, 상기 인덕터에 흐르는 감소하는 전류의 값을 검출하는 단계; 및
상기 인덕터에 흐르는 전류의 검출된 값이 미리 결정된 레벨 이하로 떨어지면, 상기 인덕터의 제 1 및 제 2 단자를 분리하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 DC 입력 전압을 DC 출력 전압으로 변환하는 방법. - 제 20 항에 있어서,
상기 인덕터의 제 2 단자를 회로 그라운드에서 분리하는 단계와 상기 인덕터의 제 2 단자를 상기 커패시터와 상기 출력 단자에 접속하는 단계 사이에 제 1 BBM(break-before-make) 기간을 제공하는 단계; 및
상기 제 1 BBM 기간 동안, 클램핑 다이오드의 에노드를 상기 인덕터의 제 2 단자에 접속하고, 상기 클램핑 다이오드의 캐소드를 상기 DC 입력 전압과 상기 DC 출력 전압 중 더 높은 전압으로 연결하고, 이로써, 제 1 BBM 기간 동안에 상기 인덕터의 제 2 단자에서의 전압 상승을 제한하는 단계;
를 포함하는 것을 특징으로 하는 DC 입력 전압을 DC 출력 전압으로 변환하는 방법. - 제 21 항에 있어서,
상기 인덕터의 제 2 단자를 상기 커패시터와 상기 출력 단자에서 분리하는 단계와 상기 인덕터의 제 1 및 제 2 단자를 서로 연결하는 단계 사이에 제 2 BBM 기간을 제공하는 단계; 및
상기 제 2 BBM 기간 동안, 클램핑 다이오드의 에노드를 상기 인덕터의 제 2 단자에 접속하고, 상기 클램핑 다이오드의 캐소드를 상기 DC 입력 전압과 상기 DC 출력 전압 중 더 높은 전압으로 연결하고, 이로써, 제 2 BBM 기간 동안에 상기 인덕터의 제 2 단자에서의 전압 상승을 제한하는 단계;
를 포함하는 것을 특징으로 하는 DC 입력 전압을 DC 출력 전압으로 변환하는 방법. - 제 20 항에 있어서,
상기 DC 출력 전압은 상기 DC 입력 전압보다 높은 것을 특징으로 하는 DC 입력 전압을 DC 출력 전압으로 변환하는 방법. - 제 20 항에 있어서,
상기 DC 출력 전압은 상기 DC 입력 전압보다 낮은 것을 특징으로 하는 DC 입력 전압을 DC 출력 전압으로 변환하는 방법. - 제 20 항에 있어서,
상기 인덕터의 제 1 및 제 2 단자를 서로 연결하는 단계는,
상기 인덕터의 제 1 단자와 제 2 단자 사이에 프리휠링 MOSFET를 연결하는 단계; 및
상기 프리휠링 MOSFET를 턴-온 시키는 단계;
를 포함하는 것을 특징으로 하는 DC 입력 전압을 DC 출력 전압으로 변환하는 방법. - 제 25 항에 있어서,
상기 프리휠링 MOSFET 내의 임의의 P-N 접합이 순방향-바이어스되는 것을 방지하도록 상기 프리휠링 MOSFET의 바디의 전압을 제어하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 DC 입력 전압을 DC 출력 전압으로 변환하는 방법. - 제 20 항에 있어서,
상기 인덕터의 제 2 단자를 커패시터와 출력단자에 접속하는 단계는,
상기 출력단자와 상기 커패시터 및 상기 인덕터의 제 2 단자의 사이에 에너지 전달 MOSFET를 연결하는 단계; 및
상기 에너지 전달 MOSFET를 턴-온 시키는 단계;
를 포함하는 것을 특징으로 하는 DC 입력 전압을 DC 출력 전압으로 변환하는 방법. - 제 27 항에 있어서,
상기 에너지 전달 MOSFET 내의 임의의 P-N 접합이 순방향-바이어스되는 것을 방지하도록 상기 에너지 전달 MOSFET의 바디의 전압을 제어하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 DC 입력 전압을 DC 출력 전압으로 변환하는 방법. - 삭제
- 삭제
- 삭제
- 제 1 항에 있어서,
상기 프리휠링 MOSFET은 P 채널 MOSFET을 포함하고,
상기 P 채널 MOSFET의 게이트는 상기 제 1 공급 전압에 접속된 게이트 버퍼에 의해 구동되는 것을 특징으로 하는 DC/DC 전압 컨버터. - 제 1 항에 있어서,
상기 프리휠링 MOSFET은 N 채널 MOSFET을 포함하고,
상기 N 채널 MOSFET의 게이트는 게이트 버퍼에 의해 구동되고,
상기 게이트 버퍼는 상기 제 1 공급 전압과 상기 Vx 노드 사이에 직렬로 연결된 부트스트랩 커패시터와 부트스트랩 다이오드를 포함하는 부트스트랩 회로에 접속되고,
상기 게이트 버퍼의 전압 공급 단자는 상기 부트스트랩 다이오드와 상기 부트스트랩 커패시터 사이의 노드에 접속되는 것을 특징으로 하는 DC/DC 전압 컨버터. - 제 18 항에 있어서,
상기 적응형 클램핑 회로는, 상기 컨버터가 강압 모드에서 동작할 때, 상기 Vx 노드를 제 1 공급 전압에서 클램핑하고, 상기 컨버터가 승압 모드에서 동작할 때, 상기 Vx 노드를 출력 전압에서 클램핑하는 것을 특징으로 하는 DC/DC 전압 컨버터. - 제 34 항에 있어서,
상기 적응형 클램핑 회로는 아날로그 멀티플렉서 및 비교기를 추가로 포함하고,
상기 다이오드의 애노드 단자는 상기 Vx 노드에 접속되고, 상기 다이오드의 캐소드 단자는 상기 아날로그 멀티플렉서의 출력 단자에 접속되고, 상기 비교기의 출력 단자는 상기 아날로그 멀티플렉서의 신호 입력 단자에 접속되고, 상기 비교기의 제 1 입력 단자와 상기 아날로그 멀티플렉서의 제 1 전압 공급 단자는 상기 제 1 공급 전압에 접속되고, 상기 비교기의 제 2 입력 단자와 상기 아날로그 멀티플렉서의 제 2 전압 공급 단자는 상기 출력 전압에 접속되는 것을 특징으로 하는 DC/DC 전압 컨버터. - 삭제
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