JP4832056B2

JP4832056B2 - 高効率高スルーレートのスイッチングレギュレータ／アンプ

Info

Publication number: JP4832056B2
Application number: JP2005334446A
Authority: JP
Inventors: ケー．オズワルドリチャード; 完山本; 卓也石井
Original assignee: Panasonic Corp; Matsushita Electric Industrial Co Ltd
Current assignee: Panasonic Corp; Panasonic Holdings Corp
Priority date: 2004-11-18
Filing date: 2005-11-18
Publication date: 2011-12-07
Anticipated expiration: 2025-11-18
Also published as: US20060132112A1; JP2006158193A; US7292015B2

Description

本発明は、改良されたスイッチングレギュレータおよび／またはアンプに関する。より詳細には、本発明は、高効率および高スルーレートの両方を提供するスイッチングレギュレータおよび／またはアンプの新規なコスト効率に優れた設計に関する。

従来技術において、以下のアプリケーションにおいてスイッチングレギュレータ／アンプを利用することは公知である：（１）例えば制御信号の状態変化時に数ナノ秒の間に動作が無視できる状態（例えば、スタンバイ）から非常に高い状態または非常に低い状態に遷移し得るＣＭＯＳ論理プロセッサ等の、電流が非常に素早く変化することを要求する負荷に、相対的に固定されたＤＣ電圧を供給する為に利用される電圧レギュレータ；（２）ＤＳＬ線ドライバ等の、負荷が相対的に固定されるが外部コマンドに応答してその電圧が非常に急速に変化する、「デジタル」アンプまたはプログラマブルレギュレータ、ならびに、電力レベルまたは情報信号レベルが高域なダイナミックレンジに亘って頻繁且つ急激に変化する、通信トランスミッタ用の電源またはモジュレータ。なお、上記スイッチングレギュレータ／アンプの利用は、上記（１）および（２）のアプリケーションに限定されない。

上記アプリケーションは、電源電圧が相対的に固定されるかまたは緩やかに変化し（例えば、バッテリー等）、広い範囲に亘って変化する負荷電流が、固定または可変のいずれかの電圧であるが電源電圧より低い値で供給されるステップダウン動作を特徴とすることにも留意されたい。

上記アプリケーションにおいて利用されるスイッチングレギュレータ／アンプの従来の設計は、通常、インダクタの値が低く、スイッチング周波数が高く、且つループフィルタの無いヒステリシス制御アルゴリズムを有することにより、高い負荷電流スルーレートを達成する、バックトポロジー（ｂｕｃｋｔｏｐｏｌｏｇｙ）スイッチングレギュレータを含む。公知のように、

である。しかし、このような値の低いインダクタを用いると、その結果、リップル電流の値が大きくなり、且つ、導通損失を招く。一方で、高いスイッチング周波数がスイッチング損失の増大を招く。これらは共に、効率の低下を招き望ましくない。

性能要求を満たすために、従来技術では、負荷の直前に、カスケード接続された線形増幅器／低ドロップアウトレギュレータを追加することが公知である。しかしこの場合、該線形段の要求された電圧オーバーヘッドにおける負荷電流が原因で起こる損失が増大し得る。このような従来技術のシステムは、例えば、米国特許第４，３７８，５３０号および第５，９０５，４０７号に記載されている。図１は、このようなデバイスの例示的なブロック図を示す。

図１を参照すると、図示したデバイスは、線形増幅器段１４にカスケード接続されたプログラマブルスイッチングレギュレータ１２を含む。さらに、該デバイスは、オーバーヘッド電圧基準電源１６ならびに抵抗Ｒ１およびＲ２を含む。抵抗Ｒ１およびＲ２は互いに直列に接続され且つ出力ノードＶｏに接続されている。Ｖ_Ｒが「オーバーヘッド電圧」分だけＶｏよりも大きいことが要求される場合、オーバーヘッド電圧基準電源１６は、Ｖ_Ｒ＝Ｖｏ＋Ｖ_Ｂ１となるように動作する。この関係は、線形増幅器が動作するために必要である。抵抗Ｒ１およびＲ２は電圧分割回路を構成し、線形増幅器段１４にフィードバック信号を供給する。プログラマブルスイッチングレギュレータ１２の出力と関連して動作する線形増幅器段１４の出力が、図１のデバイスの出力電圧Ｖｏとなる。この出力電圧Ｖｏは、負荷（例えば携帯電話アプリケーションにおける電力増幅器）に接続される。Ｖ_{ＳＵＰＰＬＹ}は、該デバイス用の電圧源（例えば携帯電話アプリケーションにおけるバッテリー）に対応する。Ｖ_ＲＥＦは、負荷によって要求される電力レベルを供給するために必要な出力電圧を設定する。アプリケーションによっては、Ｖ_ＲＥＦが、負荷の瞬間電力要求を示し、任意の適切な変調技術を用いてＶ_ＲＥＦ信号に重畳した内容データ（例えば、送信される音声またはデータ情報）を含む場合があることに留意されたい。動作において、線形増幅器段１４は実質的に、略クリーンな信号Ｖｏを生成するように動作する電源レギュレータとして機能する。この信号Ｖｏは、現時点でのタスクに必要な瞬間電力を示す。

しかし、スイッチングレギュレータの出力電圧が、Ｖ_ＲＥＦの電圧変化に追随できるほど急峻に変化できない場合、Ｖ_Ｒは、Ｖｏの瞬間ピーク値に十分な追加電圧マージンＢを加えたものに設定して、線形増幅器が信号ピークにおいて「クリッピング」を起こさないようにする必要がある。電源電圧Ｖ_{ＳＵＰＰＬＹ}がＶ_Ｒよりもかなり大きい場合、スイッチングレギュレータの使用により、Ｉ_ＬＯＡＤ＊（Ｖ_{ＳＵＰＰＬＹ}−Ｖ_Ｒ）に等しい電力のほとんどが節約される。さもなければ、この電力は線形増幅器において浪費される。

これら公知の従来技術のデバイスは、今日のアプリケーションの要件およびバッテリー寿命延長のための電力要求の低減への継続的な要求のために、例えばスイッチングレギュレータのスイッチング周波数を低減させることにより効率の向上を提供するが、一方で、スイッチングレギュレータ／アンプの全体的な動作効率のさらなる向上が必要である。本発明は、これらの必要を満たすことを目的とする。

上記を鑑みると、本発明の主要な目的は、公知の従来技術のデバイスと比較して効率およびスルーレート性能が向上した新規なスイッチングレギュレータ／アンプを提供することである。また、本発明のデバイスが上記問題に対する解決策となるような、新規なスイッチングレギュレータ／アンプのための費用効果の高い設計を提供することも本発明の目的である。

具体的には、本発明は、出力ノードを有する調整装置であって、調整装置への入力として供給される基準信号に応答して、出力ノードにおける電圧レベルを調整するように動作する調整装置に関する。この調整装置は、前記基準信号を受け取るように動作する線形増幅器段を有し、前記出力ノードにおける現在の電圧レベルが前記出力ノードにおける所望の電圧レベルよりも低いことを基準信号が示す場合に、前記出力ノードに電流を供給可能である。この調整装置はさらに、前記線形増幅器段によって制御されるスイッチングレギュレータを有し、前記線形増幅器段によって前記出力ノードに供給される電流の量が所定の閾値を超える場合に、前記出力ノードに電流を供給するように動作する。更に、前記線形増幅器段は、前記基準信号を受け取り、前記基準信号と前記出力ノードにおける前記電圧レベルとの差分を示す出力信号を生成する誤差増幅器と、前記誤差増幅器に接続されて前記誤差増幅器の出力信号を受け取り、前記誤差増幅器の出力信号によって制御される線形増幅器と、前記線形増幅器に接続され、前記線形増幅器段によって前記出力ノードに供給される電流レベルに応じて変化する電圧降下を有するセンス抵抗とを備え、前記スイッチングレギュレータは、前記センス抵抗の両端に接続された入力を有する第１のコンパレータと、前記線形増幅器に接続された第２のコンパレータと、前記第１のコンパレータに接続され、前記第１のコンパレータによって動作を制御される第１のスイッチと、前記第２のコンパレータに接続され、前記第２のコンパレータによって動作を制御される第２のスイッチと、前記第２のスイッチと並列に接続されたインダクタと、ダイオードとを備える。

本発明のスイッチングレギュレータ／アンプは、従来技術に優る多くの利点を提供する。本発明の１つの利点は、動作に必要な電力を最小化する、高効率のスイッチングレギュレータ／アンプを提供することである。このことは、１つには、必要な安定状態の電流を負荷に供給できる独立した電流経路を提供すること（つまり、負荷において高速変化する過渡電圧が揺れる間のみ、線形増幅器が作動する）によって、デバイスに含まれる線形増幅器によって散逸される電力を低減することにより実現される。その結果、一例として、本発明によると、携帯電話の次の充電までのバッテリー動作時間が長くなるという利点が得られる。

さらに、本発明のスイッチングレギュレータ／アンプは、向上したスルーレート特性を提供する。本発明（「フリーホイール型」スイッチの使用を含む）の結果、負荷電流を急速に（つまり、数ナノ秒のオーダーで）低減して実質的に０（ゼロ）にすることができる。加えて、上記様態で負荷電流が低減される場合、本発明の設計は電流をすぐに散逸させない（つまり、後で説明するように、電流が一時的に保持される）。したがって、負荷電流の低減の直後に負荷を増大させる必要がある場合、保持された電流が再び負荷に接続／提供される。上記の動作により、本発明のスイッチングレギュレータ／アンプは、高スルーレート特性および向上した動作効率の両方を可能にする。

本発明のさらに別の利点は、該設計が、負荷に供給される電流を調節する場合にスイッチングレギュレータ／アンプが所望の電圧設定点の変化に反応する「フィードフォワード」制御系を提供することである。スイッチングレギュレータ／アンプの制御は、出力電圧信号を利用しない。その結果、本発明の設計は、スルーレート性能（レギュレータの出力電圧の変化に基づいて負荷に供給される電流を調整するデバイスと比較して、負荷電流がより速く調節される）および効率性能（デバイスの出力に接続されたセンス抵抗（これが電力散逸の増大を招く）を設けない）の両方をさらに向上する。

本発明の更なる目的、利点、および新規な特徴は、以下の説明を精査すれば当業者に明らかになるか、または、本発明を実施することにより理解され得る。本発明の新規な特徴を以下に説明するが、本発明は、図面に関係付けて提供される以下の詳細な説明から、構成および内容の両方について、本発明の他の目的および特徴と共に、より良く理解される。

以下、本発明の好適な実施形態を示した添付の図面を参照しつつ、本発明をより十分に説明する。しかし、本発明は、多くの異なる形態にて実施され得、本明細書中に記載の実施形態に限定されるような解釈をしてはならない。本明細書に記載の実施形態は、本開示が徹底的且つ完全なものとなり、本発明の範囲が当業者に十分に伝わるように提供される。なお、以下の説明において、同一の構成要件は同一の参照符号によって示す。

図２を参照すると、図１に示した従来技術の設計と同様に、本発明のスイッチングレギュレータ／アンプは、線形増幅器段１４にカスケード接続されたプログラマブルスイッチングレギュレータ１２と、オーバーヘッド電圧基準電源１６と、抵抗Ｒ１およびＲ２とを含む。線形増幅器段１４は、入力信号としてＶ_ＲＥＦを受け取る。これらの構成要素は、図１の説明と同様に互いに接続される。しかし、図２の設計は、図２に示すように、電源電圧Ｖ_{ＳＵＰＰＬＹ}と出力Ｖｏとの間に接続された第２のスイッチングレギュレータ１８をさらに含む。Ｖ_Ｒは、線形増幅器がクリッピングを起こすことなくＶ_ＲＥＦの信号ピークに追随することを可能にする線形増幅器への最小電源電圧である。線形増幅器段１４は、第２のスイッチングレギュレータ１８に制御信号１７を供給する。この制御信号１７が、第２のスイッチングレギュレータ１８の動作を支配する。

以下により詳細に説明するように、電源電圧Ｖ_{ＳＵＰＰＬＹ}と負荷Ｖｏとの間に第２のスイッチングレギュレータ１８を設けることにより、第２の電流経路が提供され、負荷が要求する安定状態の電流（または緩やかに変化する電流）を、線形増幅器段１４にアクセスすることも線形増幅器段１４を利用することもなく、第２のスイッチングレギュレータ１８を介して負荷に供給できる。本発明において、線形増幅器段１４は主に、負荷に必要な高速に変化する（つまり過渡性の）電流を負荷に提供するために利用される。この設計の結果、低効率および大きな電力散逸を招く線形増幅器段１４の利用が最小化され、それによりデバイスの全体的な効率が向上する。

図３は、図２に示したスイッチングレギュレータ／アンプの一実施例の概略図である。なお、本発明は図３に開示した具体的な実施形態に限定されず、この特定的な設計の変形例が可能であることは明らかである。

図３を参照すると、プログラマブルスイッチングレギュレータ１２は、入力電圧としてＶ_{ＳＵＰＰＬＹ}を受け取り、出力電圧信号Ｖ_Ｒを生成する。さらに、オーバーヘッド電圧基準電源１６が、プログラマブルスイッチングレギュレータ１２に接続される。プログラマブルスイッチングレギュレータ１２は出力電圧Ｖ_Ｒを供給する。Ｖ_Ｒは、線形増幅器出力電圧Ｖｏの平均値に追加電圧Ｖ_Ｂ１を加えたものに等しい。ここで、Ｖ_Ｂ１により、ピークは、線形増幅器段１４がＶ_ＲＥＦ信号のピーク時にクリッピングを起こさないこと（つまり電圧飽和）を確実にするために必要な小さな追加電圧をＶｏの平均値に加えたものに等しくなる。したがって、プログラマブルスイッチングレギュレータ１２は、Ｖｏの平均値に追随するのに十分に高速な応答時間を有すればよく、その瞬間値やエンベロープは必要ない。

より詳細には、プログラマブルスイッチングレギュレータの出力電圧Ｖ_Ｒは、その内部クロックまたはスイッチング周波数によって規定される制御バンド幅または応答時間の可能な範囲内で、その入力基準電圧の値（Ｖｏ＋Ｖ_Ｂ）に追随する。したがって、電圧Ｖ_Ｒは、Ｖｏの平均値に追加電圧Ｖ_Ｂ１を加えたものに追随する。ここで、平均化期間はプログラマブルスイッチングレギュレータの制御バンド幅によって設定されるか、または、その制御入力線にさらに低域通過フィルタを追加することによって特定の値に調節してもよい。平均化期間の選択およびＶ_Ｒの値は、指定期間として任意のスライディング時間平均化期間の間、Ｖ_Ｂ１の値が正のピーク値に対するＶｏの平均値の最大値に等しくなるように、Ｖ_ＲＥＦ信号の特性および線形増幅器応答に適合するように選択される。ここでの目的は、Ｖ_Ｂ１の値を該平均値の最小値へと最小化して、スイッチングレギュレータの応答時間の間にピークに達して、Ｖ_{ＳＵＰＰＬＹ}とＶｏとの電圧差の大部分が、線形増幅器における電圧降下として無駄にされるのではなく、典型的には９０％の効率でスイッチングレギュレータによって吸収され得るようにすることである。したがって、Ｖｏ（すなわち歪みが無い場合のＶ_ＲＥＦ）のＡＣ信号特性とスイッチングレギュレータの応答時間とに適合するように適切なＶ_Ｂ１を選択することにより、実質的に任意のプログラマブルスイッチングレギュレータ応答時間およびＶｏの信号特性を許容し得る。しかし、スイッチングレギュレータ応答が、Ｖ_ＲＥＦ信号の変化率に対して遅すぎる場合、プログラマブルスイッチングレギュレータの使用からの効率の向上は小さく、システム全体の効率は不十分かもしれない。

さらに、本実施形態において、線形増幅器段１４は、誤差増幅器２２と、ＮＰＮトランジスタを含む線形増幅器２４と、線形増幅器２４のベース端子とエミッタ端子との間に接続された抵抗Ｒ１１と、線形増幅器２４のコレクタに接続された抵抗Ｒ１２と、直列に接続され且つ誤差増幅器２２の出力に接続されたキャパシタＣｃおよび抵抗Ｒｃとを含む。線形増幅器２４のエミッタは負荷Ｖｏに接続される。図３に示すように、プログラマブルスイッチングレギュレータ１２の出力信号Ｖ_Ｒは、抵抗Ｒ１２および誤差増幅器２２の両方に接続され、増幅器電源電圧として供給される。動作において、誤差増幅器２２および線形増幅器２４は、基準Ｖ_ＲＥＦおよび／または負荷電流が急速に時間変動する状況下で出力ＶｏをＶ_ＲＥＦに追随させるのに十分なバンド幅を有する線形増幅器／レギュレータを構成する。図示のように、出力信号Ｖｏの一部は誤差増幅器２２の入力にフィードバックされ、それにより、誤差増幅器２２は、所望の出力電圧レベルと実際の出力電圧レベルとの差分を示す出力信号を生成し、且つ、Ｖｏを（Ｖ_ＲＥＦ＊（Ｒ１＋Ｒ２）／Ｒ２）に追随させることができる。

ふたたび図３を参照すると、本実施形態において、第２のスイッチングレギュレータ１８は、Ｒ１２の両端に接続された第１の入力および第２の入力を有する第１のコンパレータ２６と、Ｒ１１の両端に接続された第１の入力および第２の入力を有する第２のコンパレータ２８とを含む。第２のスイッチングレギュレータ１８は、ｐＭＯＳデバイスである第１のスイッチ２７と、ｎＭＯＳデバイスである第２のスイッチ２９と、インダクタ３１と、アクティブダイオード３２とをさらに含む。図示のように、第１のコンパレータ２６の出力は第１のスイッチ２７に接続される。第１のスイッチ２７は、電源電圧Ｖ_{ＳＵＰＰＬＹ}に接続されたソース端子を有する。第２のコンパレータ２８の出力は、第２のスイッチ２９のゲートに接続される。なお、図３に示すように、インダクタ３１は第２のスイッチ２９のソース端子とドレイン端子との間に接続され、第２のスイッチ２９のボディは、そのソースおよびドレインのいずれにも接続されず、グランドに接続される。インダクタ３１はまた、第１のスイッチ２７のドレイン端子と負荷Ｖｏとの間に接続される。さらに、第１のスイッチ２７のドレイン端子および第２のスイッチ２９のソース端子は互いに接続され且つダイオード３２にも接続されることに留意されたい。この好適な実施形態において、ダイオード３２は、２００５年３月３１日に出願された継続中の米国特許出願第１１／０９４，３６９号に記載の、コンパレータおよびＮＭＯＳトランジスタを含む「アクティブ」型ダイオードである。なお、本明細書中、この米国特許出願全体を参考として援用する。

システムとしての該デバイスの動作について考えると、このデバイスに第２のスイッチングレギュレータ１８が無ければ、全負荷電流が線形増幅器段１４を通過せねばならず、負荷電流時間に起因する電力散逸の結果、適切な動作のために必要なオーバーヘッド電圧Ｂ_１がデバイスの効率を大幅に低減させることに留意されたい。しかし、スイッチング損失および導通損失が最小である第２のスイッチングレギュレータ１８を設けることにより、負荷電流の大部分が第２のスイッチングレギュレータ１８を通過する、つまり線形増幅器段１４を迂回するので、全体の効率が大幅に向上する。しかし、線形の経路が常に存在し、過渡状態の間、全ての増分の負荷電流を供給する可能性があることに留意されたい。

電源電圧Ｖ_{ＳＵＰＰＬＹ}の供給開始時において、Ｖ_ＲＥＦは既に所望の値を有しており、Ｖ_Ｂ１は上述の如く適切に設定されており、Ｖｏは０（ゼロ）であり、プログラマブルスイッチングレギュレータへの入力はＶ_Ｂ１である。プログラマブルスイッチングレギュレータの出力電圧Ｖ_Ｒは、固有の応答時間によって設定された上昇率で（Ｖｏ＋Ｖ_Ｂ１）へと上昇し、この時点で、線形のレギュレータの電源電圧は０（ゼロ）ではない。そして、Ｖｏ＜（Ｖ_ＲＥＦ＊（Ｒ１＋Ｒ２）／Ｒ２）が成立する間は、ＶｏをＶ_Ｒへと上昇し続け、それにより、出力電圧Ｖｏは、プログラマブルスイッチングレギュレータのスルーレートによって設定される上昇率で漸増する。Ｖｏ＝（Ｖ_ＲＥＦ＊（Ｒ１＋Ｒ２）／Ｒ２）の場合、Ｖｏは安定状態に達しており、プログラマブルスイッチングレギュレータの出力Ｖ_Ｒが［（Ｖ_ＲＥＦ＊（Ｒ１＋Ｒ２）／Ｒ２）＋Ｖ_Ｂ１］に達するまでその電圧に留まる。出力Ｖ_Ｒが［（Ｖ_ＲＥＦ＊（Ｒ１＋Ｒ２）／Ｒ２）＋Ｖ_Ｂ１］に達する時点において、Ｖ_ＲＥＦが変化しない限りまたはＶ_ＲＥＦが変化するまでＶｏは安定している。したがって、パワーオンのために、デバイス設計内に特別な機能を設ける必要は無く、第２のスイッチングレギュレータの動作は、以下に説明するとおり、スタートアップを含む全ての動作モードについて同じである。

さらに、動作中、第２のスイッチングレギュレータ１８がオフの場合、負荷電流が、線形増幅器２４を含む線形増幅器段１４を流れる。この結果、Ｒ１２における電圧降下が増大し、これが第１のコンパレータ２６の高い方の閾値よりも大きい場合、第１のスイッチ２７がオンされ、それにより、インダクタ３１を介して電流が負荷Ｖｏに供給される。インダクタ電流が増大すると、線形増幅器２４において電流が減少する。というのは、これら電流の合計が現在の負荷電流だからである。これにより、Ｒ１２における電圧の低下により、電圧降下が第１のコンパレータ２６の低い方の閾値よりも小さくなり、スイッチ２７がオフされ、それによりＶ_{ＳＵＰＰＬＹ}から負荷へと更なる電流が供給されなくなるまで、Ｒ１２における電圧降下は減少する。したがって、安定状態において、コンパレータ２６は、あるデューティーサイクルでオン／オフに切り替わり、負荷電流の大部分がインダクタ３１を流れ、ＤＣ成分およびＡＣ三角波成分を含む。インダクタ電流のＤＣ成分およびＡＣ成分と線形増幅器電流との合計は負荷電流と等しい。したがって、線形増幅器のＡＣ電流は、インダクタ電流のＡＣ成分に対して１８０°位相がずれており、負荷ＶｏにＡＣ電圧リップルは存在しない。

第２のスイッチングレギュレータ１８のスイッチング周波数は、Ｖ_{ＳＵＰＰＬＹ}−Ｖｏと、インダクタ３１の値と、第１のコンパレータ２６によって設定されるヒステリシスの値と、抵抗Ｒ１２を通過する電流からの電圧降下との関係によって設定される。なお、第１のスイッチ２７がオフである場合、インダクタ電流がダイオード３２（上述のようにダイオード３２は好適には「アクティブ」型である）を流れ、したがって、インダクタ電流は、Ｖｏに対して無視できる順方向の電圧降下を有することに留意されたい。さまざまな成分について利用される実際の値は、通常、デバイスが周知の設計上の関係と関連して用いられる特定のアプリケーションに基づく。

上記説明から、本発明の回路が安定状態の制御および負荷電流の増大を極めて良好に実現可能であることは明らかである。しかし、該回路は、負荷電流を急速に減少させるように制御することも可能であり、高いスルーレートおよび向上した効率の両方を提供するような様態で負荷電流を減少させる。動作において、インダクタ電流が負荷電流よりも大きな過渡状態の間、Ｒ１１の電圧が線形増幅器２４のＶ_ＢＥよりも小さくなった場合に線形増幅器段１４はオフになり始め、それにより線形増幅器２４がオフにされる。Ｒ１１の値は増幅器設計の一部であり、ノイズの影響を回避するには、コンパレータ２８の閾値は約０．８＊Ｖ_ＢＥでヒステリシスが数ミリボルトである必要がある。このとき、第２のコンパレータ２８は第２のスイッチ２９をオンにし、それにより、インダクタ電流は負荷Ｖｏを通過せずに再循環して値が緩やかに減衰する。具体的には、インダクタ電流は、インダクタ３１と第２のスイッチ２９（ここでは「フリーホイール型スイッチ」と呼ぶ）とによって構成される自律ループ内を再循環する。したがって、上記構成により、負荷電流は、数ナノ秒のオーダーで実質的に０（ゼロ）まで急速に減少する。換言すると、線形増幅器段１４は電流を供給することしかできないが、該デバイスは、レギュレータ／アンプ全体によって供給される合計電流を略０（ゼロ）にすることができ、ほとんどのいずれの散逸性の負荷においても、効率を低下させることなく電圧のオーバーシュートを防止する。さらに、第２のスイッチングレギュレータ１８の制御にＶｏを用いないので、Ｖｏはリップル電圧を有さず、正確にＶ_ＲＥＦに追随することができる。

さらに、本発明のデバイスにおいて「フリーホイール型」スイッチ２９を用いることにより、上記様態で負荷電流が減少された場合、本発明のデバイスは電流をすぐには散逸させない（つまり、電流は一時的にインダクタおよび自律ループに保持される）ことに留意されたい。したがって、負荷電流の減少の直後に負荷電流を増大させる必要がある場合、保持された電流は、ふたたび負荷に接続される。このことは、第２のスイッチ２９を停止した場合に起こり得る。また、第２のスイッチ２９の停止は、線形増幅器段１４がふたたびアクティブになり（つまり、Ｖ_ＲＥＦが負荷電圧の所望の増大を示し）、Ｒ１１の電圧が第２のコンパレータ２８のトリップポイントよりも高い場合に起こる。インダクタ電流を散逸させず且つ保持されたインダクタ電流の再使用を可能にするこの動作により、本発明のスイッチングレギュレータ／アンプは、高いスルーレートおよび向上した効率を示し得る。

また、線形増幅器段１４の出力電流の代わりに線形増幅器２４のコレクタ電流をセンスすることにより、線形増幅器段１４の出力インピーダンスがセンシング抵抗によって増大されないという利点があることに留意されたい。さらに、Ｒ１１の値は相対的に大きくなり得るので、第２のコンパレータ２８の電圧オフセットにより、最小の誤差で、第２のコンパレータ２８の電流閾値を小さくし得る。

図３において、上記のように本発明の例示的な実施形態を説明したが、本発明は開示した実施形態に限定されるものではなく、該デバイスをさまざまな形態で実施可能であることは明らかである。例えば、図４および図５は、線形増幅器２４の出力段の別の実施形態を示す。

さらに詳細には、第１の変形例において、図４に示すように、線形増幅器２４は、対になった２つの並列トランジスタ２４Ａおよび２４Ｂを含み得る。ここで、２４_Ａのエミッタ面積はＫ＊（２４_Ｂの面積）であり、Ｒ_２はＫ＊Ｒ_２である。したがって、Ｋが大きな値であれば、Ｒ_２はより簡単にサイズを決定できるが、図３の線形増幅器２４の全コレクタ電流に対して、第１のコンパレータ２６の閾値を同じに維持し、トランジスタ２４_Ｂの電圧が飽和状態であっても、線形増幅器２４の全電流ゲインはあまり変化しない。第２の変形例において、図５に示すように、トランジスタ２５およびミラー２６を含む更なる線形増幅器段を線形増幅器２４に追加して、線形増幅器の出力インピーダンスをさらに低減し、動作電圧を図３または図４の構成の動作電圧から変化させることなくその周波数補償を容易にする。線形増幅器２４について別の実施形態を利用する場合、線形増幅器に加えて、抵抗Ｒ１２を図４および図５に示す回路に置き換え、第１のコンパレータの入力をＲ１２’の両端に接続することに留意されたい。図５において、第２のコンパレータの入力を抵抗Ｒ１１’の両端に接続する。

上述のように、本発明のスイッチングレギュレータ／アンプは、従来技術に優る多くの利点を提供する。本発明の１つの利点は、動作に必要な電力を最小化する、高効率のスイッチングレギュレータ／アンプを提供することである。このことは、１つには、必要な安定状態の電流を負荷に供給できる独立した電流経路を提供すること（つまり、負荷において高速変化する過渡電圧が揺れる間のみ、線形増幅器が作動する）によって、デバイスに含まれる線形増幅器によって散逸される電力を低減することにより実現される。その結果、一例として、本発明によると、携帯電話の次の充電までのバッテリー動作時間が長くなるという利点が得られる。

別の利点は、本発明のスイッチングレギュレータ／アンプが向上したスルーレート特性を提供することである。本発明（「フリーホイール型」スイッチの使用を含む）の結果、負荷電流を急速に（つまり、数ナノ秒のオーダーで）低減して実質的に０（ゼロ）にすることができる。さらに、上記様態で負荷電流が低減される場合、本発明の設計は電流をすぐに散逸させない（つまり、上述のように電流が一時的に保持される）。したがって、負荷電流の低減の直後に負荷を増大させる必要がある場合、保持された電流が再び負荷に接続される。上記の動作により、本発明のスイッチングレギュレータ／アンプは、高スルーレート特性および向上した効率を示す。

本発明のさらに別の利点は、該設計が、負荷に供給される電流を調節する場合にスイッチングレギュレータ／アンプが所望電圧設定点の変化に反応する「フィードフォワード」制御系を提供することである。スイッチングレギュレータ／アンプの制御は、出力電圧信号を利用しない。その結果、本発明の設計は、スルーレート性能（レギュレータの出力電圧の変化に基づいて負荷に供給される電流を調整するデバイスと比較して、負荷電流がより速く調節される）および効率性能（デバイスの出力に接続されたセンス抵抗（これが電力散逸の増大を招く）を設けない）の両方をさらに向上する。

本明細書中、例示を目的として本発明の特定的な実施形態および実施例を説明したが、関連分野の当業者に理解されるように、本発明の範囲内でさまざまな均等な修正が可能である。

例えば、プログラマブルスイッチングレギュレータ１２は、Ｖｏの短期電圧スルーがＶ_Ｒを越える場合であっても、電圧オフセットＢ_１を適切に選択することにより、Ｖ_Ｒ−Ｖｏが線形段のドロップアウト電圧よりも高いレベルに維持されるように動作することに留意されたい。このことは、Ｖ_{ＳＵＰＰＬＹ}−Ｖｏの電圧差が線形レギュレータのドロップアウト電圧よりもはるかに高い場合に、効率を維持するために必要である。Ｖ_{ＳＵＰＰＬＹ}−Ｖｏの電圧差が線形レギュレータのドロップアウト電圧よりも高くない場合、設計からプログラマブルスイッチングレギュレータを削除することが可能である。

上記変形例は例示に過ぎない。さらに、請求の範囲で用いた語句は、本発明を本明細書および請求の範囲に開示した特定の実施形態に限定するような解釈をしてはならない。本発明の範囲は全て請求の範囲によって決定されるものであり、請求の範囲は、確立されたクレーム解釈の原則に則って解釈される。

設計内に線形増幅器を用いたスイッチングレギュレータ／アンプの従来技術の実施例のブロック図である。本発明に係るスイッチングレギュレータ／アンプの例示的なブロック図である。本発明のスイッチングレギュレータ／アンプの一実施例の概略図である。線形増幅器段の出力段の第１の変形例を示す図である。線形増幅器段の出力段の第２の変形例を示す図である。

１４線形増幅器段
１８スイッチングレギュレータ

Claims

出力ノードを有し、前記出力ノードにおける電圧レベルを、供給される基準信号によって設定される値に調整するように動作する調整装置において、
前記基準信号を受け取るように動作して、前記出力ノードにおける現在の電圧レベルが前記基準信号によって設定される前記出力ノードにおける所望の電圧レベルよりも低い場合に、前記出力ノードに電流を供給可能である線形増幅器段と、
前記線形増幅器段によって制御されて、前記線形増幅器段によって前記出力ノードに供給される電流の量が所定の閾値を超える場合に、前記出力ノードに電流を供給するように動作するスイッチングレギュレータとを備え、
前記線形増幅器段は、
前記基準信号を受け取り、前記基準信号と前記出力ノードにおける前記電圧レベルとの差分を示す出力信号を生成する誤差増幅器と、
前記誤差増幅器に接続されて前記誤差増幅器の出力信号を受け取り、前記誤差増幅器の出力信号によって制御される線形増幅器と、
前記線形増幅器に接続され、前記線形増幅器段によって前記出力ノードに供給される電流レベルに応じて変化する電圧降下を有するセンス抵抗とを備え、
前記スイッチングレギュレータは、
前記センス抵抗の両端に接続された入力を有する第１のコンパレータと、
前記線形増幅器に接続された第２のコンパレータと、
前記第１のコンパレータに接続され、前記第１のコンパレータによって動作を制御される第１のスイッチと、
前記第２のコンパレータに接続され、前記第２のコンパレータによって動作を制御される第２のスイッチと、
前記第２のスイッチと並列に接続されたインダクタと、
ダイオードとを備える
ことを特徴とする調整装置。
前記第１のスイッチは、電源と前記インダクタの第１のリードとの間に接続され、前記インダクタの第２のリードは、前記出力ノードに接続され、前記ダイオードは、前記第１のスイッチと前記インダクタとの共有リードに接続されている
ことを特徴とする、請求項１に記載の調整装置。
前記第１のスイッチが作動された場合、前記電源から前記出力ノードに電流が供給され、前記第１のスイッチが停止された場合、前記第１のスイッチを介して前記出力ノードに電流が流れない
ことを特徴とする、請求項２に記載の調整装置。
前記第１のコンパレータは、前記センス抵抗における電圧降下を監視し、前記電圧降下が所定の値を越える場合、前記第１のコンパレータは、状態を変化させて前記第１のスイッチを作動させる
ことを特徴とする、請求項３に記載の調整装置。
前記第２のスイッチが作動された場合、前記第２のスイッチおよび前記インダクタは、前記インダクタに保持された電流が前記第２のスイッチを再循環するような閉回路を構成し、前記第２のスイッチが停止された場合、前記インダクタは前記出力ノードに電流を供給することが可能である
ことを特徴とする、請求項１に記載の調整装置。
前記第２のコンパレータは、前記線形増幅器に供給される電圧を監視し、前記線形増幅器に供給される電圧が所定の値よりも低くなった場合、前記第２のコンパレータは、状態を変化させて前記第２のスイッチを作動させる
ことを特徴とする、請求項３に記載の調整装置。
前記第１のコンパレータおよび前記第２のコンパレータは、出力状態の変化について、ヒステリシス特性を示す
ことを特徴とする、請求項１に記載の調整装置。
前記線形増幅器は、ＮＰＮトランジスタを含む
ことを特徴とする、請求項１に記載の調整装置。
前記第１のスイッチはｐＭＯＳトランジスタを含み、前記第２のスイッチはｎＭＯＳトランジスタを含み、前記ｎＭＯＳトランジスタはグランドに接続されたボディ端子を有する
ことを特徴とする、請求項１に記載の調整装置。
前記ダイオードはアクティブダイオードを含む
ことを特徴とする、請求項１に記載の調整装置。