JP4751105B2 - 電源装置の制御回路、それを用いた電源装置ならびに電子機器 - Google Patents
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Description
一方、こうした電子機器にはリチウムイオン電池などの電池が電源として搭載される。リチウムイオン電池から出力される電圧は、3V〜4V程度であり、この電圧をそのままマイコンに供給したのでは、無駄な電力消費が発生するため、降圧型のスイッチングレギュレータや、シリーズレギュレータなどを用いて電池電圧を降圧し、定電圧化してマイコンに供給するのが一般的である。
たとえば、特許文献1、2には、負荷電流に応じて同期整流方式とダイオード整流方式とを切り替えるスイッチングレギュレータが開示されている。
この態様によると、短期的な軽負荷状態においては強制オフ回路による高効率化が図られる一方、長期的な軽負荷状態においては、スイッチングレギュレータを停止し、リニアレギュレータのみを動作させることにより、電源装置の効率を改善することができる。
この場合、リニアレギュレータと降圧型スイッチングレギュレータの両方がオフするのを防止できるため、負荷回路に所定の基準電圧を安定に供給することができる。
時間測定回路は、判定期間が時定数として設定されたデジタルフィルタを含んでもよい。
リニアレギュレータの出力電流をモニタすることにより、軽負荷状態から重負荷状態へ遷移すると直ちにスイッチングレギュレータに切り替えることができるため、重負荷状態の負荷をリニアレギュレータで駆動するのを防止することができ、高効率化を図ることができる。
この場合、リニアレギュレータと降圧型スイッチングレギュレータの両方がオフするの防止できるため、負荷に所定の基準電圧を安定に供給することができる。
電池310は、たとえばリチウムイオン電池であり、電池電圧Vbatとして3〜4V程度を出力する。
アナログ回路330は、パワーアンプや、アンテナスイッチ、LNA(Low Noise Amplifier)、ミキサやPLL(Phase Locked Loop)などの高周波回路を含み、電源電圧Vcc=3.4V程度で安定動作する回路ブロックを含む。また、デジタル回路340は、各種DSP(Digital Signal Processor)などを含み、電源電圧Vdd=3.4V程度で安定動作する回路ブロックを含む。
マイコン350は、電子機器300全体を統括的に制御するブロックであり、電源電圧1.5Vで動作する。
LED360は、RGB3色のLED(Light Emitting Diode)を含み、液晶のバックライトや、照明として用いられ、その駆動には、4V以上の駆動電圧が要求される。
本実施形態に係る電源装置は、たとえば1.5Vで動作するマイコン350のように、消費電流が動作状態に応じて変化する負荷に対して、安定な電圧を駆動する用途に好適に用いられる。以下、本実施の形態に係る電源装置の構成について詳細に説明する。
以下、負荷回路RLに供給される電圧を出力電圧Vout、負荷回路RLに流れる電流を負荷電流Io、インダクタL1に流れる電流をILという。また、インダクタL1に流れる電流ILは、負荷回路RLに向かって流れる向きを正方向とする。
同期整流用トランジスタM2は、NチャンネルMOSトランジスタであって、ソース端子は接地され、ドレイン端子はスイッチングトランジスタM1のドレイン端子およびスイッチング端子104と接続される。また、同期整流用トランジスタM2のバックゲート端子は接地されている。同期整流用トランジスタM2のバックゲート端子とドレイン端子間には、ボディダイオードD2が存在する。
電圧モニタ回路52は、スイッチング電圧Vswと接地電位(0V)とを比較し、Vsw>0のとき、検出信号Vsensをハイレベルとし、Vsw<0のとき、検出信号Vsensをローレベルとする。
比較部30には、スイッチング電圧Vswが入力される。比較部30は、スイッチング電圧Vswと接地電位とを比較し、スイッチング電圧Vswが接地電位を上回るとハイレベルの比較信号Vcmpを出力する。比較部30は、レベルシフト回路32、第2コンパレータ34を含む。
第2コンパレータ34の非反転入力端子は、第1バイポーラトランジスタQ1のエミッタ端子が接続され、反転入力端子には、第2バイポーラトランジスタQ2のエミッタ端子が接続される。この第2コンパレータ34は、レベルシフト回路32によりレベルシフトされたスイッチング電圧Vswと接地電位(0V)とを比較し、Vsw>0Vのときハイレベルを、Vsw<0Vのときローレベルを出力する。
また、Dフリップフロップ42のクロック端子には、比較部30から出力される比較信号Vcmpが入力される。このラッチ回路40は、第2ゲート電圧Vg2がハイレベルの期間に、比較信号Vcmpがハイレベルとなると、出力端子からハイレベルの出力信号Vqを出力する。
ORゲート44には、比較部30から出力される比較信号VcmpおよびDフリップフロップ42の出力信号Vqが入力され、2つの信号の論理和を検出信号Vsensとして強制オフスイッチSW1に出力する。なお、ORゲート44を設けずに、Dフリップフロップ42の出力信号Vqを強制オフスイッチSW1に直接出力してもよい。
第5インバータINV5は、第2PWM信号Vpwm2を反転した第3信号SIG3を出力する。第5インバータINV5から出力される第3信号SIG3は、第1インバータINV1および第6インバータINV6に出力される。
第2インバータINV2は、電源電圧Vddと接地電位間に直列に接続されたトランジスタM12、抵抗R12、トランジスタM13を含む。第2インバータINV2は、第4信号SIG4を反転し、第1ゲート電圧Vg1として出力する。
すなわち、第1インバータINV1、第2インバータINV2は、遅延回路として機能する。その結果、第1ゲート電圧Vg1は、第3信号SIG3ひいては第2PWM信号Vpwm2が変化してから遅延時間ΔT1経過後に変化する。
第6インバータINV6は、第5インバータINV5から出力される第3信号SIG3を反転して第5信号SIG5を生成し、第3インバータINV3へと出力する。
第3インバータINV3は、トランジスタM14、M15、抵抗R14、キャパシタC12を含み、第1インバータINV1と同様に構成される。すなわち、第3インバータINV3は、第5信号SIG5を反転し、遅延して得られる第6信号SIG6を、第4インバータINV4へと出力する。第4インバータINV4は、第6信号SIG6を反転して第2ゲート電圧Vg2を生成する。
第1インバータINV1から第4インバータINV4により生成される遅延時間ΔT1、ΔT2は、スイッチングトランジスタM1、同期整流用トランジスタM2がいずれもオンしないデッドタイムとなる。
図5は、本実施の形態に係る制御回路100の動作状態を示すタイムチャートである。図5のタイムチャートは、負荷電流Ioが小さい軽負荷時の動作を説明するものであり、同期整流用トランジスタM2を介してインダクタL1に流れる電流ILが、ある時刻において0Aとなる場合の動作を表している。
スイッチングトランジスタM1は、第1ゲート電圧Vg1がハイレベルのときオフし、ローレベルのときオンする。すなわち、図中、Ton1で示されるのは、スイッチングトランジスタM1がオンの期間である。
ここで、降圧型スイッチングレギュレータ110の出力電圧Voutは、スイッチングトランジスタM1および同期整流用トランジスタM2のオン時間の比にもとづいて決定される。したがって、軽負荷時において、同期整流用トランジスタM2が強制的にオフされると、同期整流用トランジスタM2のオン時間Ton2が短くなると、それに伴ってスイッチングトランジスタM1のオン時間Ton1も短くなる。
図中、ΔT1、ΔT2の期間は、スイッチングトランジスタM1、同期整流用トランジスタM2がいずれもオフとなるデッドタイムであり、図5のTdに相当する。また、上述したように、第2インバータINV2には、抵抗R12が設けられているため、第1ゲート電圧Vg1は、所定の時定数をもって低下していく。
図8において、時刻T1にVosc<Verrとなり、第1PWM信号Vpwm1がハイレベルとなる。第1PWM信号Vpwm1がハイレベルになると、Dフリップフロップ62の出力である第2信号SIG2はハイレベルとなる。このとき、ORゲート64から出力される第2PWM信号Vpwm2もハイレベルとなる。
時刻T4に、第1ゲート電圧Vg1が第3コンパレータ66のしきい値電圧Vth1まで降下すると、第3コンパレータ66から出力される第1信号SIG1により、Dフリップフロップ62がリセットされ、第2信号SIG2がローレベルとなる。このとき、第2PWM信号Vpwm2もローレベルとなる。第2PWM信号Vpwm2がローレベルとなると、第1ゲート電圧Vg1はハイレベルとなり、スイッチングトランジスタM1はオフする。
また、この制御回路100は、強制オフ回路50にラッチ回路40を備えており、スイッチング電圧Vswが0Vより大きくなったときハイレベルとなる比較信号Vcmpをラッチする。その結果、スイッチング電圧Vswが0Vを跨いで変動する場合においても、強制オフスイッチSW1の出力は切り替えられず、同期整流用トランジスタM2はオフ状態を保ち続けることができ、安定な降圧動作を行うことができる。
Claims (11)
- 降圧型スイッチングレギュレータとリニアレギュレータが切り替え可能な電源装置の制御回路であって、
入力端子と接地間に直列に接続されたスイッチングトランジスタと同期整流用トランジスタを含み、2つのトランジスタの接続点の電圧をスイッチング電圧としてスイッチングレギュレータ出力回路に出力する出力段と、
前記スイッチングレギュレータ出力回路の出力電圧と所定の基準電圧の誤差に応じた誤差電圧を生成する誤差増幅器を含み、前記出力電圧が前記基準電圧に近づくように前記誤差電圧に応じてデューティ比が制御されるパルス幅変調信号を生成するパルス幅変調器と、
前記スイッチング電圧が第1しきい値電圧を上回ると前記同期整流用トランジスタをオフする強制オフ回路と、
前記スイッチングトランジスタのオン時間が所定の最小値より長くなるように、前記パルス幅変調信号のデューティ比を制限する最小オン時間設定回路と、
前記最小オン時間設定回路の出力信号にもとづき、前記スイッチングトランジスタおよび前記同期整流用トランジスタのゲート端子に印加すべき第1、第2ゲート電圧を生成するドライバ回路と、
前記誤差電圧にもとづき、前記出力電圧が前記基準電圧より高くなった状態を検出し、この状態が所定の判定期間継続するとき、前記リニアレギュレータを動作状態とし、前記降圧型スイッチングレギュレータを停止状態とするセレクタ回路と、
を備えることを特徴とする制御回路。 - 前記セレクタ回路は、前記リニアレギュレータを動作状態とした後、所定の軽負荷遷移期間の経過後に、前記降圧型スイッチングレギュレータを停止状態とすることを特徴とする請求項1に記載の制御回路。
- 前記セレクタ回路は、前記誤差電圧を所定の第2しきい値電圧と比較することにより、前記出力電圧が前記基準電圧より高くなった状態を検出することを特徴とする請求項1に記載の制御回路。
- 前記セレクタ回路は、
前記誤差電圧と前記第2しきい値電圧とを比較するコンパレータと、
前記コンパレータの出力信号が所定レベルとなる時間を測定する時間測定回路と、
を含み、前記時間測定回路により測定された時間が、前記判定期間となると、前記リニアレギュレータを動作状態とし、前記降圧型スイッチングレギュレータを停止状態とすることを特徴とする請求項3に記載の制御回路。 - 前記時間測定回路は、前記判定期間が時定数として設定されたデジタルフィルタを含むことを特徴とする請求項4に記載の制御回路。
- 前記セレクタ回路は、
前記リニアレギュレータの出力電流が所定のしきい値電流を超えると、前記降圧型スイッチングレギュレータを動作状態とするとともに、前記リニアレギュレータを停止状態とする電流監視回路をさらに備えることを特徴とする請求項1または2に記載の制御回路。 - 前記電流監視回路は、前記降圧型スイッチングレギュレータを動作状態とした後、所定の重負荷遷移期間の経過後に、前記リニアレギュレータを停止状態とすることを特徴とする請求項6に記載の制御回路。
- 前記リニアレギュレータは、
一端が前記入力端子に接続され、他端が前記インダクタの一端に接続された出力トランジスタと、
前記出力電圧と前記基準電圧が入力され、その出力が前記出力トランジスタの制御端子に接続される誤差増幅器と、
を含み、
前記電流監視回路は、制御端子が前記出力トランジスタと共通に接続された検出トランジスタと、
前記検出トランジスタの電流経路上に設けられた検出抵抗と、
前記検出抵抗の電圧降下と、前記しきい値電流に対応した所定の第3しきい値電圧とを比較するコンパレータと、
を含むことを特徴とする請求項6に記載の制御回路。 - 前記制御回路は、1つの半導体基板上に一体集積化されることを特徴とする請求項1から8のいずれかに記載の制御回路。
- 一端が接地された出力キャパシタと、前記出力キャパシタの他端にその一端が接続されたインダクタとを含むスイッチングレギュレータ出力回路と、
前記スイッチングレギュレータ出力回路に、スイッチング電圧を供給する請求項1から8のいずれかに記載の制御回路と、
を備え、前記スイッチングレギュレータ出力回路の出力電圧と、前記リニアレギュレータの出力電圧とを切り替えて出力することを特徴とする電源装置。 - 電池電圧を出力する電池と、
マイコンと、
前記電池電圧を降圧して前記マイコンに供給する請求項10に記載の電源装置と、
を備えることを特徴とする電子機器。
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