JP6262478B2 - 電源回路およびその制御回路、電子機器 - Google Patents

Description

本発明は、電源装置に関する。

携帯電話端末、タブレット端末、ノート型パーソナルコンピュータ、ポータブルオーディオプレイヤ、デジタルカメラなどの電池駆動型の電子機器は、リチウムイオン電池などの二次電池と、マイコン、液晶パネル、オーディオ出力回路、無線通信回路をはじめとする電子回路を搭載する。ここで、各電子回路に供給すべき電源電圧は、部品毎に異なっており、各電子回路に適切な電源電圧を供給するために、電子機器には、電池電圧を降圧あるいは昇圧する電源回路が搭載される。

図１（ａ）、（ｂ）は、電子機器に搭載される電源回路の例を示す回路図である。図１（ａ）の電源回路４００は、降圧型のＤＣ／ＤＣコンバータである。電源回路４００は電池２からの入力電圧Ｖ_ＩＮ（＝Ｖ_ＢＡＴ）を降圧し、出力ライン４０２に接続される電子回路（負荷４）に電源電圧Ｖ_ＯＵＴを供給する。

電子機器に内蔵される電子回路の消費電流、つまりＤＣ／ＤＣコンバータの負荷電流Ｉ_ＯＵＴは、電子機器の状態に応じて大きなダイナミックレンジで変化する。具体的には、電子機器がスタンバイ状態となると、消費電流は実質的にゼロまで低下し、動作状態では、その消費電流は数百ｍＡから数Ａものオーダーに増加する。

一般的にＤＣ／ＤＣコンバータの効率は、負荷電流が小さい軽負荷状態において低下する。これは、負荷電流Ｉ_ＯＵＴつまり負荷への供給電力が減少しても、スイッチング素子Ｍ１、Ｍ２をスイッチングさせるのに必要な電力（スイッチング損失）はそれほど減少しないことが原因である。軽負荷時における効率を高めるために、スイッチングの頻度を低下させるＰＦＭモードなどが考案されているが、ＰＦＭモードで動作させた場合であっても、スイッチング損失はゼロにはならないため、高効率化には限界がある。

図１（ｂ）の電源回路４００ａは、ＤＣ／ＤＣコンバータ４００に加えて、リニアレギュレータ４０４を備える。図１（ｂ）の構成は、たとえば特許文献１に開示されており、リニアレギュレータ４０４、ＤＣ／ＤＣコンバータ４００それぞれが、動作、非動作を独立に切りかえ可能となっている。そして、負荷電流Ｉ_ＯＵＴに応じて、重負荷状態〜軽負荷状態ではＤＣ／ＤＣコンバータ４００を動作させ、さらに負荷電流が小さい状態（本明細書において、超軽負荷状態という）においてはリニアレギュレータ４０４を動作させることにより、幅広い負荷電流Ｉ_ＯＵＴの範囲において、高効率を得ることができる。

特開２００６−３３３６３７号公報

ところで、図１（ｂ）の電源回路４００ａでは、ＤＣ／ＤＣコンバータ４００、リニアレギュレータ４０４それぞれが、独立したフィードバックループを有している。このため、ＤＣ／ＤＣコンバータ４００、リニアレギュレータ４０４を相互に切りかえる際に、フィードバックが途切れることになり、出力電圧にオーバーシュート、アンダーシュート、リップルなどの電圧変動が生じ、また出力電圧が安定化するまでの時間が長くなるという問題がある。

また、１チャンネルの負荷４しか駆動することができず、異なる電源電圧の複数の負荷に電力を供給したい場合、電源回路４００ａ全体を、負荷ごとに複数個設ける必要があり、コストが高く、および／または回路面積が大きくなるという問題もある。

本発明はこうした課題に鑑みてなされたものであり、そのある態様の例示的な目的のひとつは、従来とは異なる構成で、幅広い負荷電流において効率を改善可能な電源回路およびその制御回路の提供にある。

本発明のある態様は、電源回路に関する。電源回路は、少なくともひとつのスイッチング素子を含み、その入力ラインに入力電圧を受け、その出力ラインに電圧を発生させるＤＣ／ＤＣコンバータと、それぞれがＤＣ／ＤＣコンバータの出力ラインの電圧を受け、それぞれの目標レベルに安定化し、対応する負荷に供給する少なくともひとつのリニアレギュレータと、を備える。ＤＣ／ＤＣコンバータは、（i）その出力ラインの電圧がその目標レベルに近づくように、少なくともひとつのスイッチング素子をスイッチングするスイッチングモードと、（ii）少なくともひとつのスイッチング素子のうち、入力ラインから出力ラインに至る経路上に存在するスイッチング素子をフルオン状態とし、その他のスイッチング素子のスイッチングを停止するバイパスモードと、が切りかえ可能に構成される。

バイパスモードでは、入力電圧が、ＤＣ／ＤＣコンバータによる電圧変換を受けることなく、ＤＣ／ＤＣコンバータの内部のフルオンしたスイッチング素子および出力ラインを経由して、直接的に各リニアレギュレータに供給される。したがって負荷に供給される電流が極めて小さい超軽負荷状態において、バイパスモードを選択することにより、ＤＣ／ＤＣコンバータのスイッチング損失を実質的にゼロに低減でき、電源回路全体の効率を高めることができる。

ＤＣ／ＤＣコンバータは、少なくともひとつのスイッチング素子として、スイッチングトランジスタ、同期整流トランジスタを含む降圧型であり、バイパスモードにおいて、スイッチングトランジスタをフルオンし、同期整流トランジスタをオフしてもよい。

少なくともひとつのリニアレギュレータのうちひとつに接続される負荷はマイコンであり、ＤＣ／ＤＣコンバータは、マイコンからの指示にもとづいて、スイッチングモードとバイパスモードを選択してもよい。

ＤＣ／ＤＣコンバータは、電源回路が搭載される電子機器がスタンバイ状態となると、バイパスモードを選択してもよい。

ＤＣ／ＤＣコンバータは、その出力電流を検出する電流検出部を含み、検出された電流量に応じて、スイッチングモードとバイパスモードを選択してもよい。
この態様によれば、電源回路が自律的にモードを選択可能であるため、さまざまなプラットフォームに利用できる。

ＤＣ／ＤＣコンバータは、バイパスモードにおいて、スイッチング素子の状態を固定するために必要な回路ブロック以外の動作を停止してもよい。
この場合、超軽負荷状態において、スイッチング損失のみでなく、ＤＣ／ＤＣコンバータの動作電流をさらに低減することができ、効率をいっそう高めることができる。

ＤＣ／ＤＣコンバータは、バイパスモードからスイッチングモードに遷移する際に、その出力電圧の目標値を通常の値より高い値に設定し、そこから通常の値に低下させてもよい。
バイパスモードでは、ＤＣ／ＤＣコンバータの出力電圧は、通常の目標値より高くなっており、バイパスモードからスイッチングモードへの切りかえ直後、ＤＣ／ＤＣコンバータの出力電圧と通常の目標値との誤差が大きくなる場合がある。この態様によれば、出力電圧の目標値を緩やかに変化させることで、出力電圧をそれに追従させることができ、モード切りかえにともなう出力電圧の変動を抑制できる。

ＤＣ／ＤＣコンバータは、スイッチングモードにおいて、ＰＷＭモードとＰＦＭモードが切りかえ可能に構成されてもよい。ＤＣ／ＤＣコンバータは、バイパスモードからスイッチングモードに遷移する際に、ＤＣ／ＤＣコンバータの出力電流の量にかかわらず、一時的にＰＷＭモードを選択し、その後、出力電流の量に応じて、ＰＷＭモードとＰＦＭモードを選択してもよい。
バイパスモードでは、ＤＣ／ＤＣコンバータの出力電圧は、通常の目標値より高くなっている。バイパスモードからスイッチングモードに遷移する際に、ＰＦＭモードが選択されていると、出力電圧を低下させることができないため、出力電圧が通常の目標値に安定するまでの時間が長くなる。この態様によれば、バイパスモードからスイッチングモードに遷移する際に、ＰＷＭモードを選択することにより、出力電圧を短時間で通常の目標値に安定化できる。

本発明の別の態様は、電子機器に関する。電子機器は、電池と、少なくともひとつの負荷と、電池の電圧を受け、少なくともひとつの負荷に電源電圧を供給する上述のいずれかの電源回路と、を備えてもよい。

本発明の別の態様もまた、電子機器である。この電子機器は、電池と、アプリケーションプロセッサと、ベースバンドプロセッサと、アプリケーションプロセッサおよびベースバンドプロセッサに電源電圧を供給する上述のいずれかの電源回路と、を備える。

ＤＣ／ＤＣコンバータは、アプリケーションプロセッサからの指示にもとづいて、スイッチングモードとバイパスモードを選択してもよい。

本発明のさらに別の態様は、少なくともひとつの負荷に電源電圧を供給する電源回路の制御回路に関する。電源回路は、少なくともひとつのスイッチング素子を含み、その入力ラインに入力電圧を受け、その出力ラインに電圧を発生させるＤＣ／ＤＣコンバータと、それぞれがＤＣ／ＤＣコンバータの出力ラインの電圧を受け、それぞれの目標レベルに安定化し、対応する負荷に供給する少なくともひとつのリニアレギュレータと、を備える。制御回路は、少なくともひとつのスイッチング素子と、少なくともひとつのスイッチング素子のオン、オフ状態を制御するコントローラであって、（i）その出力ラインの電圧がその目標レベルに近づくように、スイッチング素子をスイッチングするスイッチングモードと、（ii）入力ラインから出力ラインに至る経路上に存在するスイッチをフルオン状態とし、そのスイッチング素子のスイッチングを停止するバイパスモードと、が切りかえ可能に構成されたコントローラと、を含む。

この態様によると、超軽負荷状態における全体の効率を高めることができる。

なお、以上の構成要素の任意の組み合わせや本発明の構成要素や表現を、方法、装置、システムなどの間で相互に置換したものもまた、本発明の態様として有効である。

本発明のある態様によれば、幅広い負荷電流において効率を改善できる。

図１（ａ）、（ｂ）は、電子機器に搭載される電源回路の例を示す回路図である。 実施の形態に係る電源回路を示す回路図である。 図２の電源回路の動作波形図である。 図４（ａ）、（ｂ）は、ＤＣ／ＤＣコンバータがバイパスモードからスイッチングモードに復帰するときの第１制御を示す動作波形図である。 図５（ａ）、（ｂ）は、ＤＣ／ＤＣコンバータがバイパスモードからスイッチングモードに復帰するときの第２制御を示す動作波形図である。 図６（ａ）、（ｂ）は、図２の電源回路を備える電子機器のブロック図および外観図である。 変形例１に係る制御回路の回路図である。 変形例２に係るＤＣ／ＤＣコンバータの回路図である。

以下、本発明を好適な実施の形態をもとに図面を参照しながら説明する。各図面に示される同一または同等の構成要素、部材、処理には、同一の符号を付するものとし、適宜重複した説明は省略する。また、実施の形態は、発明を限定するものではなく例示であって、実施の形態に記述されるすべての特徴やその組み合わせは、必ずしも発明の本質的なものであるとは限らない。

本明細書において、「部材Ａが、部材Ｂと接続された状態」とは、部材Ａと部材Ｂが物理的に直接的に接続される場合のほか、部材Ａと部材Ｂが、それらの電気的な接続状態に実質的な影響を及ぼさない、あるいはそれらの結合により奏される機能や効果を損なわせない、その他の部材を介して間接的に接続される場合も含む。
同様に、「部材Ｃが、部材Ａと部材Ｂの間に設けられた状態」とは、部材Ａと部材Ｃ、あるいは部材Ｂと部材Ｃが直接的に接続される場合のほか、それらの電気的な接続状態に実質的な影響を及ぼさない、あるいはそれらの結合により奏される機能や効果を損なわせない、その他の部材を介して間接的に接続される場合も含む。

図２は、実施の形態に係る電源回路１００を示す回路図である。電源回路１００は、電池２の電池電圧Ｖ_ＢＡＴ（入力電圧Ｖ_ＩＮとも記す）を受け、Ｎ個の負荷４＿１〜４＿Ｎ（Ｎは自然数）それぞれに、最適な電圧レベルに安定化された電源電圧Ｖ_ＤＤ１〜Ｖ_ＤＤＮを供給する。電源回路１００は、電池２、負荷４とともに、電池駆動型の電子機器、たとえば携帯電話端末、タブレットＰＣ、ノート型パーソナルコンピュータ、ポータブルオーディオプレイヤ、デジタルカメラなどに搭載される。

電源回路１００は、Ｎ個のリニアレギュレータ１０２＿１〜１０２＿ＮおよびＤＣ／ＤＣコンバータ２００を備える。

ＤＣ／ＤＣコンバータ２００は、少なくともひとつのスイッチング素子（Ｍ１、Ｍ２）を含み、その入力ライン２０２に入力電圧Ｖ_ＩＮを受け、その出力ライン２０４に電圧Ｖ_ＯＵＴを発生させる。

Ｎ個のリニアレギュレータ１０２＿１〜１０２＿Ｎは、Ｎ個の負荷４＿１〜４＿Ｎに対応して設けられる。リニアレギュレータ（ＬＤＯ：Low Drop Outputともいう）１０２＿１〜１０２＿Ｎはそれぞれ、ＤＣ／ＤＣコンバータ２００の出力ライン２０４と接続されており、それぞれが出力ライン２０４の電圧Ｖ_ＯＵＴを受け、それぞれの目標レベルに安定化し、対応する負荷４に供給する。

ＤＣ／ＤＣコンバータ２００は、降圧型ＤＣ／ＤＣコンバータであり、制御回路３００、インダクタＬ１、キャパシタＣ１を含む。より具体的にはＤＣ／ＤＣコンバータ２００は同期整流型であり、スイッチング素子として、スイッチングトランジスタＭ１、同期整流トランジスタＭ２を含む。

制御回路３００は、ひとつの半導体基板に一体集積化された機能ＩＣ（Integrated Circuit）である。「一体集積化」とは、回路の構成要素のすべてが半導体基板上に形成される場合や、回路の主要構成要素が一体集積化される場合が含まれ、回路定数の調節用に一部の抵抗やキャパシタなどが半導体基板の外部に設けられていてもよい。

本実施の形態においてスイッチングトランジスタＭ１および同期整流トランジスタＭ２は制御回路３００に集積化されるが、それらはこのＩＣに外付けされるディスクリート素子であってもよい。

制御回路３００は、スイッチングトランジスタＭ１、同期整流トランジスタＭ２に加えて、スイッチングトランジスタＭ１および同期整流トランジスタＭ２それぞれのオン、オフ状態を制御するコントローラ３０２を備える。

ＤＣ／ＤＣコンバータ２００は、スイッチングモードと、バイパスモードが切りかえ可能に構成される。ＤＣ／ＤＣコンバータ２００はスイッチングモードにおいて、（i）その出力ライン２０４の電圧Ｖ_ＯＵＴがその目標レベルに近づくように、少なくともひとつのスイッチング素子Ｍ１、Ｍ２をスイッチングする。また、ＤＣ／ＤＣコンバータ２００は、バイパスモードにおいて、（ii）少なくともひとつのスイッチング素子のうち、入力ライン２０２から出力ライン２０４に至る経路上に存在するスイッチング素子、すなわちスイッチングトランジスタＭ１をフルオン状態とし、その他のスイッチング素子、すなわち同期整流トランジスタＭ２をオフしてそのスイッチングを停止する。

コントローラ３０２は、たとえばモードセレクタ３０４、電圧源３０６、誤差増幅器３０８、パルス変調器３１０、ドライバ３１２を備える。モードセレクタ３０４は、バイパスモードとスイッチングモードの一方を選択し、その他の回路ブロックに、選択されたモードを指示する。

たとえば、負荷４＿１は、電子機器全体を統合的に制御するマイコン（マイクロコントローラ）である。マイコン４＿１は、電子機器全体の動作状態を制御するものであるから、自分自身の動作状態（消費電流）のみでなく、自らの制御下にあるその他の負荷４＿２〜４＿Ｎの状態も把握している。このような電子機器では、マイコン４＿１は、全負荷４＿１〜４＿Ｎの動作電流の合計、つまり、ＤＣ／ＤＣコンバータ２００の出力電流（負荷電流Ｉ_ＯＵＴ）の量が、多いか少ないかを、言い換えればＤＣ／ＤＣコンバータ２００が超軽負荷状態であるか否かを知ることができる。そこで、マイコン４＿１は、超軽負荷状態であるか否かを示すモード制御信号Ｓ_ＭＯＤＥを制御回路３００のモード端子ＭＯＤＥに出力する。

たとえばマイコン４＿１は、超軽負荷状態においてモード制御信号Ｓ_ＭＯＤＥをアサート（たとえばハイレベル）する。モードセレクタ３０４は、モード制御信号Ｓ_ＭＯＤＥがアサートされたときに、バイパスモードを選択し、ネゲートされたときに、スイッチングモードを選択する。

一例としてマイコン４＿１は、電子機器がスタンバイ状態であるときに、モード制御信号Ｓ_ＭＯＤＥをアサートしてもよい。この場合、モード制御信号Ｓ_ＭＯＤＥは、マイコン４＿１が生成するスタンバイ信号に応じていてもよい。

あるいはマイコン４＿１は、複数の負荷４＿１〜４＿Ｎの動作電流の合計が、所定のしきい値を超えたときに、モード制御信号Ｓ_ＭＯＤＥをアサートしてもよい。

制御回路３００の電圧検出端子（ＶＯＵＴ端子）には、ＤＣ／ＤＣコンバータ２００の出力電圧Ｖ_ＯＵＴに応じた検出電圧Ｖ_ＯＵＴ’がフィードバックされる。検出電圧Ｖ_ＯＵＴ’は、出力電圧Ｖ_ＯＵＴそのものであってもよいし、それを分圧した電圧であってもよい。制御回路３００は、スイッチングモードにおいて、検出電圧Ｖ_ＯＵＴ’が所定の目標値と一致するように、スイッチングトランジスタＭ１および同期整流トランジスタＭ２を制御する。

電圧源３０６は、出力電圧Ｖ_ＯＵＴの目標値を指示する基準電圧Ｖ_ＲＥＦを生成する。誤差増幅器３０８は、基準電圧Ｖ_ＲＥＦと検出電圧Ｖ_ＯＵＴ’の誤差を増幅し、誤差信号Ｖ_ＦＢを生成する。パルス変調器３１０は、デューティコントローラとも称され、誤差信号Ｖ_ＦＢに応じたデューティ比を有するパルス信号Ｓｐを生成する。

パルス変調器３１０の構成は特に限定されず、公知の、あるいは将来利用可能なものを用いればよい。ＤＣ／ＤＣコンバータのパルス変調器３１０としては、電圧モード、平均電流モード、ピーク電流モード、ボトム検出オン時間固定方式、ヒステリシス制御などが知られており、これらのいずれかを採用してもよい。

より好ましくは、パルス変調器３１０は、スイッチングモード中に、重負荷状態で高効率を得ることが可能なＰＷＭモードと、軽負荷状態で高効率を得ることが可能なＰＦＭモードと、が切りかえ可能に構成される。モードセレクタ３０４は、負荷電流Ｉ_ＯＵＴの量に応じてＰＷＭモードとＰＦＭモードの一方を選択する。

ドライバ３１２は、パルス信号Ｓｐに応じて、スイッチングトランジスタＭ１および同期整流トランジスタＭ２を制御する。

ＰＷＭモードでは、スイッチングトランジスタＭ１と同期整流トランジスタＭ２が所定の周波数で相補的にスイッチングする。

一方、ＰＦＭモードでは、同期整流トランジスタＭ２がオフに固定され、スイッチングトランジスタＭ１がある時間オンする。スイッチングトランジスタＭ１の短いオンにより、キャパシタＣ１に電流が供給され、出力電圧Ｖ_ＯＵＴが目標値よりも上昇する。そして負荷電流Ｉ_ＯＵＴによる出力電圧Ｖ_ＯＵＴの低下にともない、出力電圧Ｖ_ＯＵＴが目標値まで低下すると、再度、スイッチングトランジスタＭ１がオンする。ＰＦＭモードではこの動作が繰り返される。ＰＦＭモードについては公知であるため、それを実現するための詳細な回路構成の説明は省略する。

超軽負荷状態においてモードセレクタ３０４がバイパスモードを選択すると、ＤＣ／ＤＣコンバータ２００は、スイッチングトランジスタＭ１、同期整流トランジスタＭ２の状態を固定するために必要な回路ブロック以外の動作を停止する。たとえばバイパスモードでは、パルス変調器３１０の内部のオシレータや、電流源などをオフし、制御回路３００の動作電流を極限まで低減することが望ましい。

以上が電源回路１００の構成である。続いてその動作を説明する。図３は、図２の電源回路１００の動作波形図である。

時刻ｔ０〜ｔ１の期間Ｔ_０１は、負荷電流Ｉ_ＯＵＴが有る程度大きな重負荷状態であり、ＤＣ／ＤＣコンバータ２００はスイッチングモード、より具体的にはＰＷＭモードで動作する。この間、ＤＣ／ＤＣコンバータ２００のスイッチングトランジスタＭ１および同期整流トランジスタＭ２は、相補的にスイッチングしており、出力電圧Ｖ_ＯＵＴは、その目標値Ｖ_ＲＥＦ付近に安定化されている。

時刻ｔ１〜ｔ２の期間Ｔ_１２は、負荷電流Ｉ_ＯＵＴが減少する軽負荷状態であり、ＤＣ／ＤＣコンバータ２００はＰＦＭモードで動作する。この間、同期整流トランジスタＭ２はオフに固定され、間欠的にＰＷＭモードよりも低い周波数にて、スイッチングトランジスタＭ１が間欠的にオンする。ＰＦＭモードでは、出力電圧Ｖ_ＯＵＴのボトム電圧が、基準電圧Ｖ_ＲＥＦを下回らないよう安定化される。

時刻ｔ２以降の期間Ｔ_２３は、負荷電流Ｉ_ＯＵＴが軽負荷状態よりさらに減少した超軽負荷状態であり、ＤＣ／ＤＣコンバータ２００はバイパスモードで動作する。この間、スイッチングトランジスタＭ１は固定的にフルオンオン状態となり、同期整流トランジスタＭ２は固定的にオフとなり、出力電圧Ｖ_ＯＵＴは、実質的に入力電圧Ｖ_ＩＮと等しくなる。

いずれの期間においても、各負荷４に供給される電源電圧Ｖ_ＤＤは、リニアレギュレータ１０２によりそれぞれの目標値に安定化される。

以上が電源回路１００の動作である。続いてその利点を説明する。

この電源回路１００では、バイパスモードにおいて、入力電圧Ｖ_ＩＮが、ＤＣ／ＤＣコンバータ２００による電圧変換を受けることなく、ＤＣ／ＤＣコンバータ２００の内部のフルオンしたスイッチングトランジスタＭ１、インダクタＬ１および出力ライン２０４を経由して、直接的に各リニアレギュレータに供給される。したがって負荷４＿１〜４＿Ｎに供給される電流の合計Ｉ_ＯＵＴが極めて小さい超軽負荷状態において、バイパスモードを選択することにより、ＤＣ／ＤＣコンバータのスイッチング損失を実質的にゼロに低減できる。

ここで、電源回路１００全体の効率について考察する。説明の簡潔化、理解の容易化のため、負荷４が１チャンネルのケースを考える。

スイッチングモードにおいて、ＤＣ／ＤＣコンバータ２００の電圧降下が、ΔＶ＝Ｖ_ＩＮ−Ｖ_ＯＵＴであったとする。たとえばＶ_ＩＮ＝４Ｖ、Ｖ_ＯＵＴ＝３．５Ｖである。バイパスモードでは、ＤＣ／ＤＣコンバータにおける電圧降下が実質的にゼロとなり、スイッチングモードのＤＣ／ＤＣコンバータに生じていた電圧降下ΔＶが、リニアレギュレータに転嫁され、リニアレギュレータの電圧降下が、ΔＶ増大する。リニアレギュレータの電力損失Ｐ_ＬＤＯは、その電圧降下Ｖ_ＤＲＯＰと負荷電流Ｉ_ＬＯＡＤの積であるから、バイパスモードのリニアレギュレータの電力損失Ｐ_ＬＤＯは、スイッチングモードに比べてΔＰ_ＬＤＯ＝Ｉ_ＬＯＡＤ×ΔＶ、増大する。

したがって、リニアレギュレータの電力損失Ｐ_ＬＤＯと、ＤＣ／ＤＣコンバータ２００をＰＦＭモードで動作させたときのスイッチング損失Ｐ_ＳＷを比較し、Ｐ_ＬＤＯ＜Ｐ_ＳＷであるときには、バイパスモードで動作させることにより、電源回路１００全体の電力損失を低減し、効率を高めることができるのである。

負荷電流Ｉ_ＬＯＡＤが、ＤＣ／ＤＣコンバータの出力電流Ｉ_ＯＵＴと等しいものと近似すると、一例として、ΔＶ×Ｉ_ＯＵＴ＜Ｐ_ＳＷを満たす出力電流範囲を超軽負荷状態として定義することで、電源回路１００全体の効率を高めることができる。

なお実際のＤＣ／ＤＣコンバータ２００においては、ΔＶは一定ではなく、また電源回路１００全体の損失は、ＤＣ／ＤＣコンバータ２００のスイッチング損失、リニアレギュレータ１０２の電力損失以外の損失、たとえば制御回路３００の動作電流なども考慮すべきである。したがって実際には、電源回路１００全体の効率が改善される範囲において、ＤＣ／ＤＣコンバータ２００をバイパスモードで動作させればよい。

また電源回路１００は、効率面での効果に加えて、コスト、回路面積の観点で優れている。すなわち、図１（ａ）、（ｂ）の構成で、複数の負荷に異なる電源電圧を供給しようとすれば、ＤＣ／ＤＣコンバータが複数の必要となり、コストが高く、回路面積が大きくなる。これに対して、実施の形態に係る電源回路１００では、リニアレギュレータの個数を増やすのみで、複数の負荷に対応することができる。

また電源回路１００は、図１（ｂ）の電源回路４００ａと比べて以下の利点を有する。図１（ｂ）の電源回路４００ａでは、ＤＣ／ＤＣコンバータ４００とリニアレギュレータ４０４を相互に切りかえる際に、フィードバックが途切れることになり、出力電圧にオーバーシュート、アンダーシュート、リップルなどの電圧変動が生じ、また出力電圧が安定化するまでの時間が長くなるという問題がある。

これに対して図２の電源回路１００によれば、ＤＣ／ＤＣコンバータ２００とリニアレギュレータ１０２が直列に接続されており、リニアレギュレータ１０２のフィードバックループは、ＤＣ／ＤＣコンバータ２００のモードにかかわらず常に動作している。したがって、電源電圧Ｖ_ＤＤの変動を、図１（ｂ）の構成よりも抑制することができる。

以上が電源回路１００の利点である。続いて、電源回路１００のより好ましい制御について説明する。

電源回路１００において、ＤＣ／ＤＣコンバータ２００をスイッチングモードとバイパスモードの間で切りかえる際に、リニアレギュレータ１０２の入力電圧（つまりＶ_ＯＵＴ）が不連続に変化するため、リニアレギュレータ１０２の応答速度が遅い場合には、電源電圧Ｖ_ＤＤが変動するという問題が生じうる。

そこで、バイパスモードからスイッチングモードに復帰する際には、以下で説明する第１制御、第２制御を行うことが望ましい。

（第１制御）
ＤＣ／ＤＣコンバータ２００は、バイパスモードからスイッチングモードに遷移する際に、その出力電圧Ｖ_ＯＵＴの目標値Ｖ_ＲＥＦを通常の値より高い値に設定し、そこから通常の値に低下させる。より具体的には、電圧源３０６は、バイパスモードからスイッチングモードに遷移する際に、基準電圧Ｖ_ＲＥＦを通常の値より高い値Ｖ_ＲＥＦＨに設定し、そこから通常の値Ｖ_{ＲＥＦ＿ＮＯＲＭ}に低下させる。

図４（ａ）、（ｂ）は、ＤＣ／ＤＣコンバータ２００がバイパスモードからスイッチングモードに復帰するときの第１制御を示す動作波形図である。図４（ａ）には、第１制御を行わない場合、図４（ｂ）には、第１制御を行ったときの波形が示される。

図４（ａ）に示すように、バイパスモードにおいて、ＤＣ／ＤＣコンバータ２００の出力電圧Ｖ_ＯＵＴは、その入力電圧Ｖ_ＩＮ付近まで上昇しており、これはスイッチングモードにおける目標電圧Ｖ_ＲＥＦより高くなっている。この状態で、バイパスモードからスイッチングモードに直ちに切りかえたときに、切りかえ直後の出力電圧Ｖ_ＯＵＴとその目標電圧Ｖ_ＲＥＦの誤差が大きいと、出力電圧Ｖ_ＯＵＴがアンダーシュートし、リンギングが発生する場合がある。

図４（ｂ）に示すように、第１制御を行うと、基準電圧Ｖ_ＲＥＦは高い電圧レベルＶ_ＲＥＦＨから、もとの通常のレベルＶ_{ＲＥＦ＿ＮＯＲＭ}に向かって緩やかに低下していく。これにより、ＤＣ／ＤＣコンバータ２００は、出力電圧Ｖ_ＯＵＴを基準電圧Ｖ_ＲＥＦに追従させながら、もとの目標値Ｖ_{ＲＥＦ＿ＮＯＲＭ}まで低下させることができる。基準電圧Ｖ_ＲＥＦＨは、入力電圧Ｖ_ＩＮ付近に設定することが好ましい。

（第２制御）
ＤＣ／ＤＣコンバータ２００のモードセレクタ３０４は、バイパスモードからスイッチングモードに遷移する際に、ＤＣ／ＤＣコンバータ２００の出力電流Ｉ_ＯＵＴの量にかかわらず、一時的にＰＷＭモードを選択し、その後、出力電流Ｉ_ＯＵＴの量に応じて、ＰＷＭモードとＰＦＭモードを選択する。

図５（ａ）、（ｂ）は、ＤＣ／ＤＣコンバータ２００がバイパスモードからスイッチングモードに復帰するときの第２制御を示す動作波形図である。図５（ａ）には、第２制御を行わない場合、図５（ｂ）には、第２制御を行ったときの波形が示される。

図５（ａ）に示すように、バイパスモードからスイッチングモードに切りかえるときに、軽負荷状態であり、ＰＦＭモードが選択されるとする。ＰＦＭモードでは、同期整流トランジスタＭ２はオフに固定されるため、ＤＣ／ＤＣコンバータ２００のキャパシタＣ１の放電は、リニアレギュレータ１０２（負荷）のみによって行われる。したがって負荷電流Ｉ_ＯＵＴが少ない軽負荷状態では、出力電圧Ｖ_ＯＵＴはきわめて遅い速度でその目標値Ｖ_ＲＥＦに近づくこととなり、ＤＣ／ＤＣコンバータ２００の安定化に長い時間を有する場合がある。

これに対して図５（ｂ）に示すように、第２制御を行うと、軽負荷状態であってもＰＷＭモードを選択することにより、キャパシタＣ１を、リニアレギュレータ１０２に加えて、同期整流トランジスタＭ２を介して放電することができるため、短時間で出力電圧を目標値Ｖ_ＲＥＦに近づけることができる。

続いて、電源回路１００の用途を説明する。図６（ａ）、（ｂ）は、図２の電源回路１００を備える電子機器のブロック図および外観図である。電子機器５００は、たとえば携帯電話端末、タブレットＰＣなど、無線通信機能を備えるデバイスである。

電子機器５００は、アンテナ５０２、無線部（ＲＦ部）５０４、ベースバンドプロセッサ５０６、アプリケーションプロセッサ５０８、サウンドプロセッサ５１０、オーディオ出力装置５１２、オーディオ入力装置５１４、ディスプレイ装置５１８、ユーザインタフェース装置５１６を備える。

ベースバンドプロセッサ５０６およびアプリケーションプロセッサ５０８は、電子機器５００を統合的に制御する。これらは１チップ化されてもよい。

無線部５０４は、アンテナ５０２を利用して、図示しない基地局との間で無線通信する。より具体的には無線部５０４は、ベースバンドプロセッサ５０６から出力されるベースバンド信号を変調し、高周波信号に変換して、アンテナ５０２から送信周波数の電波を放射せしめる。また無線部５０４は、アンテナ５０２が受信した基地局からの受信信号を復調し、ベースバンド信号に変換してベースバンドプロセッサ５０６に出力する。

ユーザインタフェース装置５１６は、タッチパネルやキーボードおよびその制御ＩＣなどを含む。アプリケーションプロセッサ５０８は、ユーザインタフェース装置５１６からのユーザ入力を検出する。

ディスプレイ装置５１８は、ＬＣＤ（液晶ディスプレイ）あるいは有機ＥＬ（Electro-Luminescence）ディスプレイと、その制御ＩＣ（ディスプレイドライバ）を含み、アプリケーションプロセッサ５０８により生成された画像データを表示する。

サウンドプロセッサ５１０は、音声信号の入出力を制御する。サウンドプロセッサ５１０は、アプリケーションプロセッサ５０８により生成されたオーディオ信号をアナログ信号に変換し、スピーカやヘッドホンなどのオーディオ出力装置５１２に出力する。またサウンドプロセッサ５１０は、マイクなどのオーディオ入力装置５１４に入力されたアナログオーディオ信号をデジタル信号に変換し、アプリケーションプロセッサ５０８に出力する。

電源回路１００は、電池２からの電圧Ｖ_ＢＡＴを受け、負荷として接続されたベースバンドプロセッサ５０６、アプリケーションプロセッサ５０８、サウンドプロセッサ５１０などに電源電圧Ｖ_ＤＤ１〜Ｖ_ＤＤ３を供給する。

こうした電子機器５００において、アプリケーションプロセッサ５０８あるいはベースバンドプロセッサ５０６は、電子機器５００全体を統合的に制御するメインプロセッサとして把握され、その他の回路ブロックは、メインプロセッサの制御下で動作する。そこでメインプロセッサにおいて、超軽負荷状態、たとえば電子機器５００のスタンバイ状態（スリープ状態、ディープスリープ状態も含む）においてアサートされる制御信号Ｓ_ＭＯＤＥを生成し、電源回路１００に送信してもよい。

図６（ｂ）に示すように、電源回路１００の複数のリニアレギュレータ１０２＿１〜１０２＿Ｎは、単一のチップ３０１に一体集積化されてもよい。さらに別の態様において、複数のリニアレギュレータ１０２は、制御回路３００に集積化されてもよい。

以上、本発明について、実施の形態をもとに説明した。この実施の形態は例示であり、それらの各構成要素や各処理プロセス、それらの組み合わせには、さまざまな変形例が存在しうる。以下、こうした変形例について説明する。

（変形例１）
実施の形態では、超軽負荷状態であるか否かを、言い換えればＤＣ／ＤＣコンバータ２００のバイパスモードとスイッチングモードの選択を、電源回路１００の外部のマイコンにおいてする場合を説明したが、本発明はそれには限定されない。

図７は、変形例１に係る制御回路３００ａの回路図である。制御回路３００ａのモードセレクタ３０４ａは、電流検出部３２０およびコンパレータ３２２を含む。電流検出部３２０は、ＤＣ／ＤＣコンバータ２００ａの出力電圧（負荷電流）Ｉ_ＯＵＴを検出する。たとえば電流検出部３２０は、スイッチングトランジスタＭ１の電圧降下を検出してもよいし、負荷電流Ｉ_ＯＵＴの経路上に設けられた検出抵抗の電圧降下を検出してもよく、電流検出部３２０による電流検出方法は特に限定されない。

コンパレータ３２２は、電流検出部３２０において得られた負荷電流Ｉ_ＯＵＴの検出値を、しきい値電流Ｉ_ＴＨと比較し、比較結果にもとづいてスイッチングモードとバイパスモードを選択する。

この変形例によれば、制御回路３００自身が、自律的にモードを選択可能となるため、ＤＣ／ＤＣコンバータ２００の負荷電流Ｉ_ＯＵＴの合計を、マイコンが知り得ないようなプラットフォームに好適に利用することができる。

（変形例２）
実施の形態では、ＤＣ／ＤＣコンバータ２００が、降圧ＤＣ／ＤＣコンバータである場合を説明したが、本発明はそれには限定されない。図８は、変形例２に係るＤＣ／ＤＣコンバータ２００ｂの回路図である。

ＤＣ／ＤＣコンバータ２００ｂは、昇降圧型のＤＣ／ＤＣコンバータであり、制御回路３００ｂは、図２の制御回路３００に加えて、第２スイッチングトランジスタＭ３、第２同期整流トランジスタＭ４を備える。

降圧動作時のスイッチングモードでは、第２スイッチングトランジスタＭ３がオフに固定され、第２同期整流トランジスタＭ４がオンに固定され、第１スイッチングトランジスタＭ１、第１同期整流トランジスタＭ２がスイッチング制御される。
昇圧動作時のスイッチングモードでは、第１スイッチングトランジスタＭ１がオンに固定され、第１同期整流トランジスタＭ２がオフに固定され、第２スイッチングトランジスタＭ３、第２同期整流トランジスタＭ４がスイッチング制御される。

このＤＣ／ＤＣコンバータ２００ｂにおいて、バイパスモードでは、入力ライン２０２から出力ライン２０４に至る経路上に位置する第１スイッチングトランジスタＭ１、第２同期整流トランジスタＭ４がフルオンし、その他のスイッチング素子Ｍ２、Ｍ３がオフに固定される。

この変形例に係るＤＣ／ＤＣコンバータ２００ｂを用いた電源回路においても、図２の電源回路１００と同様の効果を得ることができる。

（変形例３）
図２あるいは図８のＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、同期整流トランジスタに代えて、ダイオードを用いてもよい。

実施の形態にもとづき、具体的な用語を用いて本発明を説明したが、実施の形態は、本発明の原理、応用を示しているにすぎず、実施の形態には、請求の範囲に規定された本発明の思想を逸脱しない範囲において、多くの変形例や配置の変更が認められる。

２…電池、４…負荷、１００…電源回路、１０２…リニアレギュレータ、２００…ＤＣ／ＤＣコンバータ、２０２…入力ライン、２０４…出力ライン、３００…制御回路、３０２…コントローラ、３０４…モードセレクタ、３０６…電圧源、３０８…誤差増幅器、３１０…パルス変調器、３１２…ドライバ、３２０…電流検出部、３２２…コンパレータ、Ｍ１…スイッチングトランジスタ、Ｍ２…同期整流トランジスタ、Ｌ１…インダクタ、Ｃ１…キャパシタ、Ｍ３…スイッチングトランジスタ、Ｍ４…同期整流トランジスタ、５００…電子機器、５０２…アンテナ、５０４…無線部、５０６…ベースバンドプロセッサ、５０８…アプリケーションプロセッサ、５１０…サウンドプロセッサ、５１２…オーディオ出力装置、５１４…オーディオ入力装置、５１６…ユーザインタフェース、５１８…ディスプレイ。

Claims (20)

1. 少なくともひとつのスイッチング素子を含み、その入力ラインに入力電圧を受け、その出力ラインに電圧を発生させるＤＣ／ＤＣコンバータと、
   それぞれが前記ＤＣ／ＤＣコンバータの前記出力ラインの電圧を受け、それぞれの目標レベルに安定化し、対応する負荷に供給する少なくともひとつのリニアレギュレータと、
   を備え、
   前記ＤＣ／ＤＣコンバータは、（i）その出力ラインの電圧がその目標レベルに近づくように、前記少なくともひとつのスイッチング素子をスイッチングするスイッチングモードと、（ii）前記少なくともひとつのスイッチング素子のうち、前記入力ラインから前記出力ラインに至る経路上に存在するスイッチング素子をフルオン状態とし、その他のスイッチング素子のスイッチングを停止するバイパスモードと、が切りかえ可能に構成され、
   前記ＤＣ／ＤＣコンバータは、前記バイパスモードから前記スイッチングモードに遷移する際に、その出力電圧の目標値を通常の値より高い値に設定し、そこから通常の値に低下させることを特徴とする電源回路。
2. 前記ＤＣ／ＤＣコンバータは、前記スイッチングモードにおいて、ＰＷＭモードとＰＦＭモードが切りかえ可能に構成され、
   前記バイパスモードから前記スイッチングモードに遷移する際に、前記ＤＣ／ＤＣコンバータの出力電流の量にかかわらず、一時的にＰＷＭモードを選択し、その後、前記出力電流の量に応じて、前記ＰＷＭモードと前記ＰＦＭモードを選択することを特徴とする請求項１に記載の電源回路。
3. 少なくともひとつのスイッチング素子を含み、その入力ラインに入力電圧を受け、その出力ラインに電圧を発生させるＤＣ／ＤＣコンバータと、
   それぞれが前記ＤＣ／ＤＣコンバータの前記出力ラインの電圧を受け、それぞれの目標レベルに安定化し、対応する負荷に供給する少なくともひとつのリニアレギュレータと、
   を備え、
   前記ＤＣ／ＤＣコンバータは、（i）その出力ラインの電圧がその目標レベルに近づくように、前記少なくともひとつのスイッチング素子をスイッチングするスイッチングモードと、（ii）前記少なくともひとつのスイッチング素子のうち、前記入力ラインから前記出力ラインに至る経路上に存在するスイッチング素子をフルオン状態とし、その他のスイッチング素子のスイッチングを停止するバイパスモードと、が切りかえ可能に構成され、
   前記ＤＣ／ＤＣコンバータは、前記スイッチングモードにおいて、ＰＷＭモードとＰＦＭモードが切りかえ可能に構成され、
   前記バイパスモードから前記スイッチングモードに遷移する際に、前記ＤＣ／ＤＣコンバータの出力電流の量にかかわらず、一時的にＰＷＭモードを選択し、その後、前記出力電流の量に応じて、前記ＰＷＭモードと前記ＰＦＭモードを選択することを特徴とする電源回路。
4. 前記ＤＣ／ＤＣコンバータは、前記少なくともひとつのスイッチング素子として、スイッチングトランジスタ、同期整流トランジスタを含む降圧型であり、前記バイパスモードにおいて、前記スイッチングトランジスタをフルオンし、前記同期整流トランジスタをオフすることを特徴とする請求項１から３のいずれかに記載の電源回路。
5. 前記少なくともひとつのリニアレギュレータのうちひとつに接続される前記負荷はマイコンであり、
   前記ＤＣ／ＤＣコンバータは、前記マイコンからの指示にもとづいて、前記スイッチングモードと前記バイパスモードを選択することを特徴とする請求項１から４のいずれかに記載の電源回路。
6. 前記ＤＣ／ＤＣコンバータは、前記電源回路が搭載される電子機器がスタンバイ状態となると、前記バイパスモードを選択することを特徴とする請求項１から４のいずれかに記載の電源回路。
7. 前記ＤＣ／ＤＣコンバータは、その出力電流を検出する電流検出部を含み、検出された電流量に応じて、前記スイッチングモードと前記バイパスモードを選択することを特徴とする請求項１から４のいずれかに記載の電源回路。
8. 前記ＤＣ／ＤＣコンバータは、前記バイパスモードにおいて、前記スイッチング素子の状態を固定するために必要な回路ブロック以外の動作を停止することを特徴とする請求項１から７のいずれかに記載の電源回路。
9. 電池と、
   少なくともひとつの負荷と、
   前記電池の電圧を受け、前記少なくともひとつの負荷に電源電圧を供給する請求項１から８のいずれかに記載の電源回路と、
   を備えることを特徴とする電子機器。
10. 電池と、
    アプリケーションプロセッサと、
    ベースバンドプロセッサと、
    前記アプリケーションプロセッサおよび前記ベースバンドプロセッサに電源電圧を供給する電源回路と、
    を備え、
    前記電源回路は、
    少なくともひとつのスイッチング素子を含み、その入力ラインに前記電池の電圧を受け、その出力ラインに電圧を発生させるＤＣ／ＤＣコンバータと、
    前記ＤＣ／ＤＣコンバータの前記出力ラインの電圧を受け、目標レベルに安定化し、前記アプリケーションプロセッサに供給する第１リニアレギュレータと、
    前記ＤＣ／ＤＣコンバータの出力ラインの電圧を受け、目標レベルに安定化し、前記ベースバンドプロセッサに供給する第２リニアレギュレータと、
    を備え、
    前記ＤＣ／ＤＣコンバータは、（i）その出力ラインの電圧がその目標レベルに近づくように、前記少なくともひとつのスイッチング素子をスイッチングするスイッチングモードと、（ii）前記少なくともひとつのスイッチング素子のうち、前記入力ラインから前記出力ラインに至る経路上に存在するスイッチング素子をフルオン状態とし、その他のスイッチング素子のスイッチングを停止するバイパスモードと、が切りかえ可能に構成され、
    前記ＤＣ／ＤＣコンバータは、前記バイパスモードから前記スイッチングモードに遷移する際に、その出力電圧の目標値を通常の値より高い値に設定し、そこから通常の値に低下させることを特徴とする電子機器。
11. 前記ＤＣ／ＤＣコンバータは、前記アプリケーションプロセッサからの指示にもとづいて、前記スイッチングモードと前記バイパスモードを選択することを特徴とする請求項１０に記載の電子機器。
12. 少なくともひとつの負荷に電源電圧を供給する電源回路の制御回路であって、
    前記電源回路は、
    少なくともひとつのスイッチング素子を含み、その入力ラインに入力電圧を受け、その出力ラインに電圧を発生させるＤＣ／ＤＣコンバータと、
    それぞれが前記ＤＣ／ＤＣコンバータの出力ラインの電圧を受け、それぞれの目標レベルに安定化し、対応する負荷に供給する少なくともひとつのリニアレギュレータと、
    を備え、
    前記制御回路は、
    前記少なくともひとつのスイッチング素子と、
    前記少なくともひとつのスイッチング素子のオン、オフ状態を制御するコントローラであって、（i）その出力ラインの電圧がその目標レベルに近づくように、前記スイッチング素子をスイッチングするスイッチングモードと、（ii）前記入力ラインから前記出力ラインに至る経路上に存在するスイッチをフルオン状態とし、その他のスイッチング素子のスイッチングを停止するバイパスモードと、が切りかえ可能に構成されたコントローラと、
    前記ＤＣ／ＤＣコンバータの目標値を指示する基準電圧を生成する電圧源と、
    を含み、
    前記電圧源は、前記バイパスモードから前記スイッチングモードに遷移する際に、前記基準電圧を通常の値より高い値に設定し、そこから通常の値に低下させることを特徴とする制御回路。
13. 前記コントローラは、前記スイッチングモードにおいて、ＰＷＭモードとＰＦＭモードが切りかえ可能に構成され、
    前記コントローラは、前記バイパスモードから前記スイッチングモードに遷移する際に、前記ＤＣ／ＤＣコンバータの出力電流の量にかかわらず、一時的にＰＷＭモードを選択し、その後、前記出力電流の量に応じて、前記ＰＷＭモードと前記ＰＦＭモードを選択することを特徴とする請求項１２に記載の制御回路。
14. 少なくともひとつの負荷に電源電圧を供給する電源回路の制御回路であって、
    前記電源回路は、
    少なくともひとつのスイッチング素子を含み、その入力ラインに入力電圧を受け、その出力ラインに電圧を発生させるＤＣ／ＤＣコンバータと、
    それぞれが前記ＤＣ／ＤＣコンバータの出力ラインの電圧を受け、それぞれの目標レベルに安定化し、対応する負荷に供給する少なくともひとつのリニアレギュレータと、
    を備え、
    前記制御回路は、
    前記少なくともひとつのスイッチング素子と、
    前記少なくともひとつのスイッチング素子のオン、オフ状態を制御するコントローラであって、（i）その出力ラインの電圧がその目標レベルに近づくように、前記スイッチング素子をスイッチングするスイッチングモードと、（ii）前記入力ラインから前記出力ラインに至る経路上に存在するスイッチをフルオン状態とし、その他のスイッチング素子のスイッチングを停止するバイパスモードと、が切りかえ可能に構成されたコントローラと、
    を含み、
    前記コントローラは、前記スイッチングモードにおいて、ＰＷＭモードとＰＦＭモードが切りかえ可能に構成され、
    前記コントローラは、前記バイパスモードから前記スイッチングモードに遷移する際に、前記ＤＣ／ＤＣコンバータの出力電流の量にかかわらず、一時的にＰＷＭモードを選択し、その後、前記出力電流の量に応じて、前記ＰＷＭモードと前記ＰＦＭモードを選択することを特徴とする制御回路。
15. 前記ＤＣ／ＤＣコンバータは、前記少なくともひとつのスイッチングとして、スイッチングトランジスタ、同期整流トランジスタを含む降圧型であり、
    前記コントローラは、前記バイパスモードにおいて、前記スイッチングトランジスタをフルオンし、前記同期整流トランジスタをオフすることを特徴とする請求項１２から１４のいずれかに記載の制御回路。
16. 前記少なくともひとつのリニアレギュレータのうちひとつに接続される前記負荷はマイコンであり、
    前記コントローラは、前記マイコンからの指示にもとづいて、前記スイッチングモードと前記バイパスモードを選択することを特徴とする請求項１２から１５のいずれかに記載の制御回路。
17. 前記コントローラは、前記電源回路が搭載される電子機器がスタンバイ状態となると、前記バイパスモードを選択することを特徴とする請求項１２から１５のいずれかに記載の制御回路。
18. 前記制御回路は、前記ＤＣ／ＤＣコンバータの出力電流を検出する電流検出部をさらに含み、
    前記コントローラは、検出された電流量に応じて、前記スイッチングモードと前記バイパスモードを選択することを特徴とする請求項１２から１５のいずれかに記載の制御回路。
19. 前記コントローラは、前記バイパスモードにおいて、前記スイッチング素子の状態を固定するために必要な回路ブロック以外の動作を停止することを特徴とする請求項１２から１８のいずれかに記載の制御回路。
20. １つの半導体基板上に一体集積化されることを特徴とする請求項１２から１９のいずれかに記載の制御回路。

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