JP6447573B2 - 電源装置および電子制御装置 - Google Patents

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Description

本発明は、電源装置およびその電源装置を備える電子制御装置に関する。
従来、例えば車両に搭載される電子制御装置の電源装置では、イグニッションスイッチに連動してオンオフされるメインの電源スイッチがオフの期間にも動作するマイクロコンピュータ（以下、マイコンと呼ぶ）に電源供給を行う必要がある（例えば、特許文献１参照）。そのため、このような電源装置では、消費電流の小さい電源回路が採用されることが多い。このような消費電流の小さい電源回路としては、電圧制御用のスイッチング素子としてＮチャネル型のＭＯＳトランジスタが採用されたリニアレギュレータが挙げられる。
特開２００９−１７７９０９号公報
しかし、Ｎチャネル型のＭＯＳトランジスタを用いたリニアレギュレータは、最低動作電圧が高い。そのため、このようなリニアレギュレータを採用した電源装置では、上記電源スイッチがオンの期間、クランキングなどによりバッテリ電圧が低下すると、マイコンへの電源供給ができなくなるおそれがある。
本発明は上記事情に鑑みてなされたものであり、その目的は、電源スイッチがオフの期間における消費電流を低く抑えつつ、電源スイッチがオンの期間における最低動作電圧を低くすることができる電源装置および電子制御装置を提供することにある。
請求項１に記載の電源装置は、第１リニアレギュレータ（１２、２２）、降圧型のスイッチングレギュレータ（１１）および第２リニアレギュレータ（１３）を備える。第１リニアレギュレータは、直流電源（２）から電圧が常時入力され、第１電圧を出力する。スイッチングレギュレータは、直流電源から電源スイッチ（３）を介した経路により電圧が入力され、中間電圧を出力する。第２リニアレギュレータは、中間電圧が入力され、第２電圧を出力する。また、電源装置は、第１電圧および第２電圧のうちいずれか高いほうの電圧を、出力端子を通じて出力する構成となっている。
このような構成において、第１リニアレギュレータは、第２リニアレギュレータに比べ、消費電流が小さく且つ最低動作電圧が高い構成である。また、スイッチングレギュレータは、直流電源から入力される電圧が所定のしきい値以下であるときに、その電圧入出力経路に直列に介在する主スイッチング素子（Ｔ１）を常時オン駆動するように構成されている。そして、第２リニアレギュレータは、スイッチングレギュレータの主スイッチング素子が常時オン駆動されるフルオン期間に第２電圧の出力動作を実行する。
このような構成によれば、電源スイッチがオフの期間、第２リニアレギュレータの動作が停止されるとともに、第１リニアレギュレータの動作が実行される。これにより、電源スイッチがオフの期間、第２リニアレギュレータに比べ消費電流が小さい第１リニアレギュレータの動作により、出力端子からの電圧出力動作が行われる。また、電源スイッチがオンの期間且つフルオン期間、第１リニアレギュレータおよび第２リニアレギュレータの動作の両方が実行される。これにより、直流電源から入力される電圧がしきい値以下に低下した場合には、第１リニアレギュレータの動作だけでなく、それよりも最低動作電圧が低い第２リニアレギュレータによるサポート動作により、出力端子からの電圧出力動作が行われる。このように、上記構成によれば、電源スイッチがオフの期間における消費電流を低く抑えつつ、電源スイッチがオンの期間における最低動作電圧を低くすることができるという効果が得られる。
第１実施形態に係る電子制御装置の構成を模式的に示す図 電源装置の構成を模式的に示す図 第１基準電圧源の具体的な構成例を模式的に示す図 第２基準電圧源の具体的な構成例を模式的に示す図 ＶＯＭ５を生成する電源回路の構成例を模式的に示す図 電源装置の動作を模式的に示すシーケンス図 バッテリ電圧が低下する期間における電源装置の動作を模式的に示すマトリクス図 第２実施形態に係る電源装置の構成を模式的に示す図
以下、本発明の複数の実施形態について図面を参照して説明する。なお、各実施形態において実質的に同一の構成には同一の符号を付して説明を省略する。
（第１実施形態）
以下、本発明の第１実施形態について図１〜図７を参照して説明する。
図１に示すように、電子制御装置（以下、ＥＣＵと呼ぶ）１は、車両に搭載されたエンジンを制御する。ＥＣＵ１の電源端子Ｐ１は、車両に搭載されたバッテリ２の高電位側端子に接続されている。ＥＣＵ１の電源端子Ｐ２は、メインリレー３の接点を介してバッテリ２の高電位側端子に接続されている。なお、バッテリ２は、直流電源に相当する。また、以下では、電源端子Ｐ１、電源端子Ｐ２を介してＥＣＵ１に供給される電圧をそれぞれ電圧ＢＡＴＴ、電圧ＶＢと呼ぶ。これら電圧ＢＡＴＴおよび電圧ＶＢは、定常値としては例えば１２Ｖ程度であるが、ロードダンプなどに起因して最大で６０Ｖ程度まで上昇することがある。
マイクロコンピュータ（以下、マイコンと省略する）４は、制御部に相当するもので、ＥＣＵ１の動作全般を制御する。駆動回路５は、マイコン４からの制御信号に従いメインリレー３を駆動する。メインリレー３は、電源スイッチに相当するものであり、図示しない車両のイグニッションスイッチに連動してオンオフされる。具体的には、イグニッションスイッチがオンされるとメインリレー３の接点が閉じられ、イグニッションスイッチがオフされるとメインリレー３の接点が開かれる。
電源装置６には、電圧ＢＡＴＴおよび電圧ＶＢが入力されており、それら電圧ＢＡＴＴ、ＶＢの供給を受けて、２種類の電圧ＶＯＳ３、ＶＯＭ５を生成して出力する。電圧ＶＯＳ３（例えば３．３Ｖ）は、イグニッションスイッチがオフの期間であるＩＧＯＦＦ期間にも動作するマイコン４に供給される。電圧ＶＯＭ５（例えば５．０Ｖ）は、ＥＣＵ１の他の内部回路などに供給される。なお、以下の説明では、電圧ＶＯＳ３のことを電圧ＡＭＰＯＵＴと呼ぶ。
図２に示すように、電源装置６は、スイッチング電源１１、メインアンプ１２、サブアンプ１３および切替制御部１４を備えている。スイッチング電源１１は、降圧型のスイッチングレギュレータである。スイッチング電源１１には、バッテリ２からメインリレー３を介した経路により電圧ＶＢが入力されており、その電圧ＶＢを降圧した中間電圧ＰＯＷ２（以下、単に電圧ＰＯＷ２と省略する）をサブアンプ１３などに出力する。
スイッチング電源１１は、インダクタＬ１、Ｌ２、コンデンサＣ１〜Ｃ３、抵抗Ｒ１、トランジスタＴ１およびダイオードＤ１を備えている。トランジスタＴ１は、Ｎチャネル型のＭＯＳトランジスタであり、そのドレインは抵抗Ｒ１およびインダクタＬ１を介して、電圧ＶＢが与えられる入力端子Ｐ１１に接続されている。
抵抗Ｒ１は、スイッチング電源１１の入力電流を検出するためのシャント抵抗である。インダクタＬ１の両端は、それぞれコンデンサＣ１、Ｃ２を介して回路の基準電位となるグランドに接続されている。インダクタＬ１およびコンデンサＣ１、Ｃ２は、ＬＣフィルタを構成している。
トランジスタＴ１のソースは、インダクタＬ２を介して電圧ＰＯＷ２を出力する出力端子Ｐ１２に接続されるとともに、ダイオードＤ１のカソードに接続されている。ダイオードＤ１のアノードは、グランドに接続されている。コンデンサＣ３は、出力端子Ｐ１２およびグランドの間に接続されている。なお、トランジスタＴ１は、スイッチング電源１１における電圧入出力経路に直列に介在する主スイッチング素子に相当する。
トランジスタＴ１のゲートには、ＳＷ電源制御部１５から出力される駆動信号が与えられており、その駆動はＳＷ電源制御部１５により制御される。ＳＷ電源制御部１５は、スイッチング電源１１の入力電流、電圧ＶＢ（＝電圧ＢＡＴＴ）および電圧ＰＯＷ２を検出する機能を有している。なお、電圧ＶＢや電圧ＰＯＷ２を検出する機能は、抵抗などによる分圧回路、バンドギャップ基準電圧回路（以下、ＢＧＲと省略する）による電圧生成回路、ヒステリシス有りまたは無しのコンパレータなどを用いた一般的な構成により実現することができる。
ＳＷ電源制御部１５は、上記各検出値などに基づいて、電圧ＰＯＷ２が目標値（例えば６．０Ｖ）となるようにトランジスタＴ１の駆動をフィードバック制御する。また、ＳＷ電源制御部１５は、電圧ＢＡＴＴまたは電圧ＶＢが低下したとき、具体的には電圧ＢＡＴＴが所定のしきい値以下に低下したとき、トランジスタＴ１を常時オン、つまりフルオン駆動する。なお、電圧ＢＡＴＴおよび電圧ＶＢは、イグニッションスイッチがオンの期間であるＩＧＯＮ期間には同電位となるため、いずれの電圧をフルオン駆動させるかどうかを判断するための材料として用いても構わない。
なお、以下の説明では、このようにトランジスタＴ１がフルオン駆動される期間のことを「フルオン期間」とも呼ぶ。また、ここで言う「常時オンまたはフルオン駆動する」とは、トランジスタＴ１を駆動するための駆動信号のオンデューティを１００％にする場合だけでなく、オンデューティを１００％に近い値にする場合や、トランジスタＴ１を通常よりも低い周波数でスイッチング動作させる場合をも含む。
メインアンプ１２の入力端子Ｐ１３およびバッテリ２の高電位側端子の間には、逆流防止用のダイオードＤ２が接続されている。したがって、メインアンプ１２には、バッテリ２の電圧ＢＡＴＴよりもダイオードＤ２の順方向電圧分だけ低い電圧ＰＯＷ１が常時入力されている。メインアンプ１２は、電圧ＰＯＷ１を入力して第１電圧Ｖ１を出力するもので、第１リニアレギュレータに相当する。メインアンプ１２は、シリーズレギュレータ形式の電源回路であり、トランジスタＴ２、Ｔ３、抵抗Ｒ２〜Ｒ４、ＯＰアンプＯＰ１および第１基準電圧源１６を備えている。
トランジスタＴ２は、Ｎチャネル型のＭＯＳトランジスタであり、そのドレインは入力端子Ｐ１３に接続されるとともに、抵抗Ｒ２を介してゲートに接続されている。トランジスタＴ２のドレイン・ソース間には、ソース側をアノードとしたボディダイオードＤ３が形成されている。トランジスタＴ２のソースは、第１電圧Ｖ１の出力ノードＮ１に接続されている。出力ノードＮ１は、電圧ＡＭＰＯＵＴを出力するための出力端子Ｐ１４に接続されている。トランジスタＴ２は、メインアンプ１２における電圧入出力経路に直列に介在するもので、出力する第１電圧Ｖ１を制御するための電圧制御スイッチング素子に相当する。
第１基準電圧源１６は、出力する第１電圧Ｖ１の目標値（例えば３．３Ｖ）に対応する第１基準電圧Ｖｒ１を生成する。第１基準電圧Ｖｒ１は、ＯＰアンプＯＰ１の一方の入力端子に与えられている。第１基準電圧源１６は、例えば図３に示すように、出力端子Ｐ１４の電圧ＡＭＰＯＵＴの供給を受けて動作するＢＧＲにより構成することができる。
抵抗Ｒ３、Ｒ４は、出力ノードＮ１とグランドの間に直列接続されている。それら抵抗Ｒ３、Ｒ４の相互接続ノードの電圧、つまり第１電圧Ｖ１を抵抗Ｒ３、Ｒ４により分圧して得られる検出電圧Ｖｄ１は、ＯＰアンプＯＰ１の他方の入力端子に与えられている。
ＯＰアンプＯＰ１は、第１基準電圧Ｖｒ１および検出電圧Ｖｄ１の差に応じた誤差増幅信号をトランジスタＴ３のゲートに出力する。トランジスタＴ３は、Ｎチャネル型のＭＯＳトランジスタであり、トランジスタＴ２のゲートとグランドの間に接続されている。このような構成によれば、ＯＰアンプＯＰ１によるトランジスタＴ３の駆動制御によって、第１電圧Ｖ１が目標値に一致するようにトランジスタＴ２の駆動がフィードバック制御されることになる。
サブアンプ１３は、電圧ＰＯＷ２を入力して第２電圧Ｖ２を出力するもので、第２リニアレギュレータに相当する。サブアンプ１３は、シリーズレギュレータ形式の電源回路であり、トランジスタＴ４、Ｔ５、抵抗Ｒ５、Ｒ６、ＯＰアンプＯＰ２および第２基準電圧源１７を備えている。
トランジスタＴ４、Ｔ５は、いずれもＰチャネル型のＭＯＳトランジスタであり、互いのドレインが共通接続されている。トランジスタＴ４のソースはスイッチング電源１１の出力端子Ｐ１２に接続され、トランジスタＴ５のソースは第２電圧Ｖ２の出力ノードＮ２に接続されている。出力ノードＮ２は、出力端子Ｐ１４に接続されている。
トランジスタＴ４、Ｔ５の各ドレイン・ソース間には、ドレイン側をアノードとしたボディダイオードＤ４、Ｄ５が形成されている。トランジスタＴ４は、サブアンプ１３における電圧入出力経路に直列に介在するもので、出力する第２電圧Ｖ２を制御するための電圧制御スイッチング素子に相当する。また、トランジスタＴ５は、サブアンプ１３における電圧入出力経路に直列に介在するもので、出力ノードＮ２側からの逆流を防止するための逆流防止用ＭＯＳトランジスタに相当する。トランジスタＴ５は、スイッチング電源１１が動作しないＩＧＯＦＦ期間に、ノードＮ２側から出力端子Ｐ１２へ電流が逆流することを防止する。
第２基準電圧源１７は、出力する第２電圧Ｖ２の目標値（例えば３．３Ｖ）に対応する第２基準電圧Ｖｒ２を生成する。第２基準電圧Ｖｒ２は、ＯＰアンプＯＰ２の一方の入力端子に与えられている。第２基準電圧源１７は、例えば図４（ａ）に示すように、出力端子Ｐ１２の電圧ＰＯＷ２の供給を受けて動作するＢＧＲにより構成することができる。
また、第２基準電圧源１７は、例えば図４（ｂ）に示すように、出力端子Ｐ１４の電圧ＡＭＰＯＵＴの供給を受けて動作するＢＧＲにより構成することができる。なお、図４（ｂ）の構成を採用する場合、第２基準電圧源１７は、第１基準電圧源１６のＢＧＲを共用する形で構成してもよい。
抵抗Ｒ５、Ｒ６は、出力ノードＮ２とグランドの間に直列接続されている。それら抵抗Ｒ５、Ｒ６の相互接続ノードの電圧、つまり第２電圧Ｖ２を抵抗Ｒ５、Ｒ６により分圧して得られる検出電圧Ｖｄ２は、ＯＰアンプＯＰ２の他方の入力端子に与えられている。ＯＰアンプＯＰ２は、第２基準電圧Ｖｒ２および検出電圧Ｖｄ２の差に応じた誤差増幅信号をトランジスタＴ４のゲートに出力する。
トランジスタＴ５の駆動は図示しない駆動制御部により制御される。この場合、トランジスタＴ５は、通常時にオンされるとともに、何らかの異常が発生した異常時にオフされるようになっている。これにより、通常時には、ＯＰアンプＯＰ２によるトランジスタＴ４の駆動制御によって、第２電圧Ｖ２が目標値に一致するように電圧フィードバック制御が実施される。また、仮に出力端子Ｐ１４が天絡するような異常が発生した場合でも、トランジスタＴ５のボディダイオードＤ５によってノードＮ２側からの逆流が阻止される。
切替制御部１４は、メインアンプ１２およびサブアンプ１３のオンオフを個別に切り替える。つまり、切替制御部１４は、メインアンプ１２による第１電圧Ｖ１の出力動作の実行および停止を切り替えるとともに、サブアンプ１３による第２電圧Ｖ２の出力動作の実行および停止を切り替える。
切替制御部１４は、電圧ＶＢ（＝電圧ＢＡＴＴ）を検出する機能を備えており、その検出値に基づいて上記切り替えを制御するもので、電源電圧検出部に相当する。なお、電圧ＶＢの検出機能は、ＳＷ電源制御部１５の説明にて前述したとおり一般的な構成により実現することができる。また、切替制御部１４による電圧ＶＢの検出機能は、ＳＷ電源制御部１５が備える同機能と共用してもよい。
上記構成において、メインアンプ１２の出力ノードＮ１およびサブアンプ１３の出力ノードＮ２は、互いに接続されるとともに出力端子Ｐ１４に接続されている。そして、メインアンプ１２の電圧の入出力経路には、ダイオードＤ２が順方向に介在しており、サブアンプ１３の電圧の入出力経路にはボディダイオードＤ５が順方向に介在している。つまり、メインアンプ１２およびサブアンプ１３の各出力は、ＯＲ接続されている。したがって、電源装置６は、第１電圧Ｖ１および第２電圧Ｖ２のうちいずれか高いほうの電圧を、出力端子Ｐ１４を通じて電圧ＡＭＰＯＵＴとして出力する構成となっている。
また、メインアンプ１２およびサブアンプ１３には、それぞれ次のような特徴がある。すなわち、一般に、Ｎチャネル型のＭＯＳトランジスタは、Ｐチャネル型のＭＯＳトランジスタに比べ、小さいサイズで低いオン抵抗を実現できる。そのため、電圧制御スイッチング素子としてＮチャネル型のトランジスタＴ２を用いた構成のメインアンプ１２は、Ｐチャネル型のトランジスタＴ４を用いた構成のサブアンプ１３に対し、チップ面積を小さくできるとともに、消費電流を低く抑えることができるというメリットがある。
また、一般に、Ｐチャネル型ＭＯＳトランジスタを用いた構成のシリーズレギュレータは、Ｎチャネル型ＭＯＳトランジスタを用いた構成のシリーズレギュレータに比べ、その構成上、最低動作電圧が低くなる。したがって、サブアンプ１３は、メインアンプ１２に対し、最低動作電圧を低くすることができるというメリットがある。言い換えれば、メインアンプ１２は、サブアンプ１３に対し、最低動作電圧が高いというデメリットがある。
電源装置６は、上述した構成に加え、図５に示す電源回路１８を備えている。電源回路１８は、スイッチング電源１１から出力される電圧ＰＯＷ２を入力して電圧ＶＯＭ５を出力する。この電圧ＶＯＭ５は、ＥＣＵ１の内部回路のうち、イグニッションスイッチがオンの期間であるＩＧＯＮ期間にだけ動作する内部回路に供給される。なお、電源回路１８は、一般的なシリーズレギュレータ形式の電源回路として構成されている。
次に、上記構成の作用について、図６および図７を参照して説明する。なお、図６は、電源装置６の動作シーケンスを説明するためのものであり、正確な電圧値などを表すものではない。また、図６および図７では、メインアンプ１２のことを「ＭａｉｎＡＭＰ」と称し、サブアンプ１３のことを「ＳｕｂＡＭＰ」と称している。ここでは、まず、スイッチング電源１１、メインアンプ１２およびサブアンプ１３の個別の動作について説明し、その後、電源装置６全体の動作について説明する。
［１］スイッチング電源１１の動作
ＳＷ電源制御部１５は、電圧ＢＡＴＴまたは電圧ＶＢの検出値に応じてスイッチング電源１１の動作を次のように制御する。すなわち、ＳＷ電源制御部１５は、電源装置６の起動時など、電圧ＢＡＴＴまたは電圧ＶＢが上昇している電圧上昇期間において電圧ＢＡＴＴまたは電圧ＶＢが０Ｖ以上且つ５．５Ｖ未満のとき、トランジスタＴ１をオフしてスイッチング電源１１の動作を停止する。これにより、電源回路１８から電圧供給先の内部回路が動作することができないほど低い電圧値を持つ電圧ＶＯＭ５が出力され、上記内部回路が誤動作するといったことが防止される。
ＳＷ電源制御部１５は、電圧上昇期間において電圧ＢＡＴＴまたは電圧ＶＢが５．５Ｖに達した時点以降、電圧ＰＯＷ２が目標値に一致するようにトランジスタＴ１を所定のデューティでオンオフしてスイッチング動作させる。これにより、電源回路１８から正常な範囲の電圧ＶＯＭ５が出力され、その供給先の内部回路が正常に動作することが可能となる。
また、ＳＷ電源制御部１５は、電圧ＢＡＴＴまたは電圧ＶＢが低下している電圧低下期間において電圧ＢＡＴＴまたは電圧ＶＢが５．２Ｖ以上且つ６０Ｖ以下のとき、スイッチング電源１１をスイッチング動作させる。この場合も、電源回路１８から正常な範囲の電圧ＶＯＭ５が出力され、内部回路が正常に動作可能となる。
ＳＷ電源制御部１５は、電圧低下期間において電圧ＢＡＴＴまたは電圧ＶＢが３．０Ｖ以上且つ５．２Ｖ未満のとき、トランジスタＴ１をフルオン駆動する。これにより、電源回路１８には電圧ＢＡＴＴ（＝電圧ＶＢ）とほぼ等しい電圧値の電圧ＰＯＷ２が与えられる。そのため、電源回路１８は、目標値（５．０Ｖ）よりは低いものの、供給先の内部回路が動作することができる最低限の電圧値を持つ電圧ＶＯＭ５を出力することができる。
さらに、ＳＷ電源制御部１５は、電圧低下期間において電圧ＢＡＴＴが３Ｖ未満になると、トランジスタＴ１をオフしてスイッチング電源１１の動作を停止する。これにより、電源回路１８から電圧供給先の内部回路が動作することができないほど低い電圧値を持つ電圧ＶＯＭ５が出力され、上記内部回路が誤動作するといったことが防止される。
［２］メインアンプ１２の動作
メインアンプ１２は、電圧ＢＡＴＴまたは電圧ＶＢが４．０Ｖ未満のときには第１電圧Ｖ１の出力動作を停止し、電圧ＢＡＴＴまたは電圧ＶＢが４．０Ｖ以上のときには第１電圧Ｖ１の出力動作を実行する。なお、このようなメインアンプ１２の動作の切り替えは、前述したように、切替制御部１４により制御される。
［３］サブアンプ１３の動作
サブアンプ１３は、電圧低下期間において電圧ＢＡＴＴまたは電圧ＶＢが３．０Ｖ以上且つ５．２Ｖ未満のときに、つまりスイッチング電源１１がフルオン駆動されるフルオン期間に、第２電圧Ｖ２の出力動作を実行する。そして、サブアンプ１３は、フルオン期間を除く期間には、第２電圧Ｖ２の出力動作を停止する。なお、このようなサブアンプ１３の動作の切り替えは、前述したように、切替制御部１４により制御される。
［４］ＩＧＯＦＦ期間の全体動作
イグニッションスイッチがオフであるＩＧＯＦＦ期間、メインリレー３がオフされるため、スイッチング電源１１およびサブアンプ１３による電圧の出力動作は停止される。一方、ＩＧＯＦＦ期間であっても、メインアンプ１２には常時電圧が供給されているため、第１電圧Ｖ１の出力動作は実行される。したがって、ＩＧＯＦＦ期間、メインアンプ１２から出力される第１電圧Ｖ１が電圧ＡＭＰＯＵＴとして出力端子Ｐ１４から出力される。
［５］ＩＧＯＮ期間の全体動作
イグニッションスイッチがオンであるＩＧＯＮ期間、メインリレー３がオンされるため、スイッチング電源１１およびサブアンプ１３による電圧の出力動作は実行可能となる。ただし、前述したように、サブアンプ１３は、スイッチング電源１１がフルオン駆動されるフルオン期間以外の期間には第２電圧Ｖ２の出力動作を停止する。そのため、ＩＧＯＮ期間におけるフルオン期間以外の期間には、ＩＧＯＦＦ期間と同様、メインアンプ１２から出力される第１電圧Ｖ１が電圧ＡＭＰＯＵＴとして出力端子Ｐ１４から出力される。したがって、このとき、電圧ＡＭＰＯＵＴの出力動作は、メインアンプ１２だけで行われることになり、後述するようなサブアンプ１３によるサポートは無い。
一方、ＩＧＯＮ期間におけるフルオン期間には、メインアンプ１２およびサブアンプ１３は、いずれも動作している。したがって、ＩＧＯＮ期間におけるフルオン期間には、メインアンプ１２から出力される第１電圧Ｖ１およびサブアンプ１３から出力される第２電圧Ｖ２のうちいずれか高いほうの電圧が電圧ＡＭＰＯＵＴとして出力端子Ｐ１４から出力されることになる。
ただし、フルオン期間には電圧ＢＡＴＴが５．２Ｖ〜３．０Ｖ程度の低い電圧となっている。そのため、最低動作電圧が比較的高いメインアンプ１２は、正常な範囲よりも低い電圧値の第１電圧Ｖ１しか出力することができない。これに対し、最低動作電圧が比較的低いサブアンプ１３は、正常な範囲またはそれに近い電圧値の第２電圧Ｖ２を出力することができる。そのため、ＩＧＯＮ期間におけるフルオン期間には、サブアンプ１３から出力される第２電圧Ｖ２が電圧ＡＭＰＯＵＴとして出力端子Ｐ１４から出力される。したがって、このとき、電圧ＡＭＰＯＵＴの出力動作は、メインアンプ１２の最低動作電圧が高いという欠点を補うようにサブアンプ１３によってサポートされる。
以上説明した本実施形態によれば、次のような効果が得られる。
電源装置６では、ＩＧＯＦＦ期間、メインアンプ１２の動作が実行されるとともにサブアンプ１３の動作が停止される。これにより、ＩＧＯＦＦ期間、サブアンプ１３よりも消費電流の小さいメインアンプ１２の動作によりマイコン４に対する電圧ＡＭＰＯＵＴの供給が行われる。したがって、電源装置６は、ＩＧＯＦＦ期間、マイコン４に対して低い消費電流でもって電源供給を行うことができる。
なお、メインアンプ１２は、サブアンプ１３よりも最低動作電圧が高いというデメリットがある。しかし、ＩＧＯＦＦ期間には、そもそもクランキングが生じることはない。したがって、ＩＧＯＦＦ期間には、電圧ＢＡＴＴが急激に低下する可能性は低く、最低動作電圧が高いメインアンプ１２による電圧供給を行ったとしても、電圧ＡＭＰＯＵＴの出力が出来なくなる事態が生じることはない。
また、電源装置６では、ＩＧＯＮ期間且つスイッチング電源１１がフルオン駆動される期間には、メインアンプ１２の動作およびサブアンプ１３の動作の両方が実行される。スイッチング電源１１は、電圧低下期間において電圧ＢＡＴＴが５．２Ｖ未満のとき、つまりクランキングなどにより電圧ＢＡＴＴが急激に低下したときなどにフルオン駆動されるようになっている。そのため、ＩＧＯＮ期間において電圧ＢＡＴＴが急激に低下した場合には、メインアンプ１２の動作だけなくサブアンプ１３によるサポート動作によりマイコン４に対する電圧ＡＭＰＯＵＴの供給が行われる。したがって、ＩＧＯＮ期間においてクランキングなどに起因して電圧ＢＡＴＴがメインアンプ１２の最低動作電圧よりも低下したとしても、メインアンプ１２よりも最低動作電圧の低いサブアンプ１３の動作によりマイコン４に対する電圧ＡＭＰＯＵＴの供給を継続することが可能となる。
このように、本実施形態の電源装置６によれば、ＩＧＯＦＦ期間における消費電流を低く抑えつつ、ＩＧＯＮ期間における最低動作電圧を低くすることができるという効果が得られる。このような効果は、本実施形態の電源装置６のように、車両に搭載されたバッテリ２から電源供給を受ける構成において一層顕著なものとなる。具体的には、ＩＧＯＦＦ期間にはバッテリ２による電力消費を極力小さくすることが望ましいため、ＩＧＯＦＦ期間の消費電流を低く抑えるという効果は非常に有益なものとなる。また、ＩＧＯＮ期間、バッテリ２の電圧ＢＡＴＴはクランキングにより急激に低下する可能性があるため、ＩＧＯＮ期間の最低動作電圧を低くするという効果も非常に有益なものとなる。
メインアンプ１２には、最大で６０Ｖ程度の高電圧が入力されることがあるため、高耐圧の素子を用いる必要がある。しかし、メインアンプ１２は、電圧制御スイッチング素子としてＮチャネル型のトランジスタＴ２を用いた構成であり、チップサイズを小さくできるメリットがある。したがって、総合的に見れば、メインアンプ１２の回路面積を小さく抑えることが可能となる。
電源装置６は、バッテリ２から供給される電圧ＶＢから電圧ＶＯＭ５を生成するため、スイッチング電源１１および電源回路１８を備えている。この場合、スイッチング電源１１は、最大で６０Ｖ程度まで上昇する可能性のある電圧ＶＢを６Ｖ程度まで降圧し、その降圧した電圧ＰＯＷ２をシリーズレギュレータ形式の電源回路１８に供給する。電源回路１８は、電圧ＰＯＷ２から電圧ＶＯＭ５を生成する。このような構成により、安定した電圧ＶＯＭ５を効率良く、つまり低損失で生成することを可能としている。そして、サブアンプ１３は、このようなスイッチング電源１１から出力される電圧ＰＯＷ２の供給を受けて動作する構成となっている。このような構成によれば、次のような効果が得られる。
すなわち、サブアンプ１３は、電圧制御スイッチング素子としてＰチャネル型のトランジスタＴ４を用いた構成であり、最低動作電圧を低くできるメリットがある一方でチップサイズが大きくなるというデメリットがある。しかし、サブアンプ１３は、スイッチング電源１１から出力される電圧ＰＯＷ２の供給を受けて動作する構成であるため、最大でも６Ｖ程度の低電圧しか入力されないため、低耐圧の素子を用いることができる。したがって、総合的に見れば、サブアンプ１３の回路面積を小さく抑えることが可能となる。
メインアンプ１２の第１基準電圧源１６は、出力端子Ｐ１４の電圧ＡＭＰＯＵＴの供給を受けて動作するＢＧＲにより構成することができる。このような構成にすれば、第１基準電圧源１６には、３．３Ｖ程度の低電圧しか印加されることがないため、低耐圧の素子で構成することが可能となり、その結果、回路面積を小さくすることができる。
サブアンプ１３の第２基準電圧源１７は、出力端子Ｐ１２の電圧ＰＯＷ２の供給または出力端子Ｐ１４の電圧ＡＭＰＯＵＴの供給を受けて動作するＢＧＲにより構成することができる。このような構成にすれば、第２基準電圧源１７には、６．０Ｖまたは３．３Ｖ程度の低電圧しか印加されることがないため、低耐圧の素子で構成することが可能となり、その結果、回路面積を小さくすることができる。さらに、第２基準電圧源１７を電圧ＡＭＰＯＵＴの供給を受けて動作するＢＧＲにより構成する場合、第１基準電圧源１６と共通のＢＧＲを用いて構成すれば、ＢＧＲを共用する分だけ、さらに回路面積を小さくすることができる。
（第２実施形態）
以下、第２実施形態について図８を参照して説明する。
図８に示すように、本実施形態の電源装置２１は、第１実施形態の電源装置６に対し、メインアンプ１２に代えてメインアンプ２２を備えている点が異なる。メインアンプ２２の入力端子Ｐ１３は、バッテリ２の高電位側端子に直接接続されている。したがって、メインアンプ２２には、バッテリ２の電圧ＢＡＴＴと同じ電圧値を持つ電圧ＰＯＷ１が常時入力されている。
メインアンプ２２は、メインアンプ１２が備える構成に加え、さらに、トランジスタＴ２１を備えている。トランジスタＴ２１は、Ｎチャネル型のＭＯＳトランジスタである。この場合、トランジスタＴ２、Ｔ２１は、互いのソースが共通接続されている。そして、トランジスタＴ２１のドレインは出力ノードＮ１に接続されている。トランジスタＴ２１のドレイン・ソース間には、ソース側をアノードとしたボディダイオードＤ２１が形成されている。トランジスタＴ２１は、メインアンプ２２における電圧入出力経路に直列に介在するもので、出力ノードＮ１側からの逆流を防止するための逆流防止用ＭＯＳトランジスタに相当する。
トランジスタＴ２１の駆動は図示しない駆動制御部により制御される。この場合、トランジスタＴ２１は、通常時にオンされるとともに、何らかの異常が発生した異常時にオフされるようになっている。これにより、通常時には、ＯＰアンプＯＰ１によるトランジスタＴ３の駆動制御によって第１電圧Ｖ１が目標値に一致するように電圧フィードバック制御される。また、仮に出力端子Ｐ１４が天絡するような異常が発生した場合でも、トランジスタＴ２１のボディダイオードＤ２１によってノードＮ１側からの逆流が阻止される。
上記構成では、メインアンプ２２の電圧の入出力経路にはボディダイオードＤ２１が順方向に介在するとともに、サブアンプ１３の電圧の入出力経路にはボディダイオードＤ５が順方向に介在している。つまり、本実施形態の構成によっても、メインアンプ２２およびサブアンプ１３の各出力は、ＯＲ接続されている。したがって、本実施形態によっても、第１実施形態と同様の作用および効果が得られる。
（その他の実施形態）
なお、本発明は上記し且つ図面に記載した各実施形態に限定されるものではなく、その要旨を逸脱しない範囲で任意に変形、組み合わせ、あるいは拡張することができる。
トランジスタＴ２、Ｔ２１は、ＮＰＮ形バイポーラトランジスタでもよい。なお、トランジスタＴ２１をバイポーラトランジスタに変更する場合、そのエミッタ・コレクタ間にコレクタ側をアノードとしたダイオードを追加するとよい。このようにすれば、入力端子Ｐ１３とバッテリ２の間に接続されたダイオードＤ２を省くことができる。
トランジスタＴ４、Ｔ５は、ＰＮＰ形バイポーラトランジスタでもよい。ただし、トランジスタＴ５をバイポーラトランジスタに変更する場合、そのエミッタ・コレクタ間にコレクタ側をアノードとしたダイオードを追加する必要がある。
本発明は、車両に搭載される電子制御装置１が備える電源装置６に限らず、電源装置全般に適用することができる。
２…バッテリ、３…メインリレー、６、２１…電源装置、１１…スイッチング電源、１２、２２…メインアンプ、１３…サブアンプ、Ｔ１…トランジスタ。

Claims (9)

  1. 直流電源（２）から電圧が常時入力され、第１電圧を出力する第１リニアレギュレータ（１２、２２）と、
    前記直流電源から電源スイッチ（３）を介した経路により電圧が入力され、中間電圧を出力する降圧型のスイッチングレギュレータ（１１）と、
    前記中間電圧が入力され、第２電圧を出力する第２リニアレギュレータ（１３）と、
    を備え、
    前記第１電圧および前記第２電圧のうちいずれか高いほうの電圧を、出力端子を通じて出力する構成となっており、
    前記第１リニアレギュレータは、前記第２リニアレギュレータに比べ、消費電流が小さく且つ最低動作電圧が高い構成であり、
    前記スイッチングレギュレータは、前記直流電源から入力される電圧が所定のしきい値以下であるときに、その電圧入出力経路に直列に介在する主スイッチング素子（Ｔ１）を常時オン駆動するように構成され、
    前記第２リニアレギュレータは、前記スイッチングレギュレータの前記主スイッチング素子が常時オン駆動されるフルオン期間に前記第２電圧の出力動作を実行する電源装置。
  2. 前記第１リニアレギュレータは、その電圧入出力経路に直列に介在する電圧制御スイッチング素子（Ｔ２）として、Ｎチャネル型ＭＯＳトランジスタまたはＮＰＮ形バイポーラトランジスタを用いた構成であり、
    前記第２リニアレギュレータは、前記電圧制御スイッチング素子（Ｔ４）として、Ｐチャネル型ＭＯＳトランジスタまたはＰＮＰ形バイポーラトランジスタを用いた構成である請求項１に記載の電源装置。
  3. 前記第１リニアレギュレータおよび前記第２リニアレギュレータは、いずれも、その電圧入出力経路に直列に介在する逆流防止用ＭＯＳトランジスタ（Ｔ２１、Ｔ５）を備える請求項１または２に記載の電源装置。
  4. 前記第１リニアレギュレータは、前記第１電圧の目標値に対応する第１基準電圧を生成する第１基準電圧源（１６）を備え、
    前記第１基準電圧源は、前記出力端子の電圧の供給を受けて動作する構成となっている請求項１から３のいずれか一項に記載の電源装置。
  5. 前記第２リニアレギュレータは、前記第２電圧の目標値に対応する第２基準電圧を生成する第２基準電圧源（１７）を備え、
    前記第２基準電圧源は、前記中間電圧の供給を受けて動作する構成となっている請求項１から４のいずれか一項に記載の電源装置。
  6. 前記第２リニアレギュレータは、前記第２電圧の目標値に対応する第２基準電圧を生成する第２基準電圧源（１７）を備え、
    前記第２基準電圧源は、前記出力端子の電圧の供給を受けて動作する構成となっている請求項１から４のいずれか一項に記載の電源装置。
  7. 前記第２リニアレギュレータは、前記直流電源の電圧を検出する電源電圧検出部（１４）を備え、前記電源電圧検出部の検出結果に基づいて前記フルオン期間であるか否かを判断する請求項１から６のいずれか一項に記載の電源装置。
  8. 前記直流電源は、車両に搭載されたバッテリ（２）であり、
    前記電源スイッチ（３）は、前記車両のイグニッションスイッチに連動してオンオフされるものである請求項１から７のいずれか一項に電源装置。
  9. 請求項１から８のいずれか一項に記載の電源装置（６、２１）と、
    前記電源装置から電源供給を受けて所定の制御を実行する制御部（４）と、
    を備える電子制御装置。
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