KR100666977B1 - 다전원 공급 회로 및 다전원 공급 방법 - Google Patents

다전원 공급 회로 및 다전원 공급 방법 Download PDF

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Abstract

본 발명은 효율적으로 다전원을 생성할 수 있고, 소비 전력을 삭감할 수 있는 다전원 공급 회로 및 다전원 공급 방법을 제공하는 것을 목적으로 한다.
DCDC 컨버터(2)로부터는 공급 전압(Vbb0)이 출력된다. 선형 조정기(linear regulator)(LDO1, LDO2)의 출력 트랜지스터(M1, M2)는 저항 소자(R1)와 DCDC 컨버터(2) 사이의 전력 공급 경로에 직렬로 접속되어 있다. 즉, 선형 조정기(LDO1과 LDO2) 사이에서 바이어스 전류 경로가 공통화되어, 이 경로가 1개가 된다. 공급 전압(Vbb0)을 기준으로 해서, 기준 전압(GND)과의 사이의 중간 마이너스 전압인 공급 전압(Vbb1 및 Vbb2)이 선형 조정기(LDO1, LDO2)에 의해 생성된다. 다전원 공급 회로(1)에서 소비되는 바이어스 전류는 선형 조정기의 수에 상관없이 바이어스 전류(i)로 일정하게 된다.

Description

다전원 공급 회로 및 다전원 공급 방법{MULTI-POWER SUPPLY CIRCUIT AND MULTI-POWER SUPPLY METHOD}
도 1은 본 발명에 따른 다전원 공급 회로(1)의 회로도.
도 2는 공급 전압(Vbb0 내지 Vbb2)과 기준 전압(GND)의 관계를 나타내는 도면.
도 3은 종래 기술에 따른 전자 장치의 주요부의 블럭도.
<도면의 주요 부분에 대한 부호의 설명>
1 : 다전원 공급 회로
2 : DCDC 컨버터
3 : 반도체 집적 회로
4 : 참조 전압 생성부
GND : 기준 전압
LDO1, LDO2 : 선형 조정기(linear regulator)
M1, M2 : 출력 트랜지스터
OA1, OA2 : 연산 증폭기
Vbb0, Vbb1, Vbb2 : 공급 전압
Vref0, Vref1, Vref2 : 참조 전압
본 발명은 다전원 공급 회로 및 다전원 공급 방법에 관한 것으로, 특히 효율적으로 다전원을 생성할 수 있고, 소비 전력의 삭감이 가능한 다전원 공급 회로 및 다전원 공급 방법에 관한 것이다.
최근의 휴대 전자기기나 반도체 장치에서는 전력 절약화가 요구되고 있는 한편, 복잡화에 의해 사용하는 내부 전원 전압이 다전원화 되고 있다. 그리고 이들 복수의 전원 전압을 효율적으로 발생시키는 것이, 반도체 장치 등의 소비 전류의 삭감을 위해서도 중요해지고 있다.
도 3에 나타내는 선행 특허 문헌 1에는 DC/DC 컨버터와 시리즈 조정기의 조합을 구비하는 전자 장치에 대해서 개시되어 있다. 내부 회로(101)가 액티브 상태일 때, 전원 제어부(113)는 스위칭 조정기(120)를 동작시켜, 제3 시리즈 조정기(160)에 출력 전원 전압(Vddi)을 공급한다. 내부 회로(101)가 스탠바이 상태일 때, 전원 제어부(113)는 스위칭 조정기(120)를 정지시키는 동시에 제1 시리즈 조정기(130)를 동작시켜, 제3 시리즈 조정기(160)에 출력 전원 전압(Vddi)을 공급한다. 제3 시리즈 조정기(160)는 출력 전원 전압(Vddi)을 내부 전원 전압(VddL)으로 강압한다.
제1 시리즈 조정기(130)는 전압 비교 회로(131)와, 그 출력 전압으로 제어되고, 가변 저항으로서 동작하는 P 채널형 MOSFET(133), 상기 P 채널형 MOSFET(133) 의 바이어스 전류를 흐르게 하는 저항(136) 및 N 채널형 스위치 MOSFET(137)와, P 채널형 스위치 MOSFET(135)로 구성된다.
또한, 이와 마찬가지로 하여, 제3 시리즈 조정기(160)는 P 채널형 MOSFET(163)의 바이어스 전류를 흐르게 하는 저항(166) 및 N 채널형 스위치 MOSFET(167)를 구비한다.
신호 S114가 로우 레벨일 때, MOSFET(137)가 오프(off) 상태, MOSFET(135)가 온(on) 상태, MOSFET(133)가 오프 상태로 되어, 제1 시리즈 조정기(130)의 출력이 하이 임피던스 상태가 된다. 한편, S114가 하이 레벨일 때는 MOSFET(137)가 온 상태, MOSFET(135)가 오프 상태가 된다. 또한, 제3 시리즈 조정기(160)에서도 신호 S116에 따라 동일한 동작이 행해진다.
또한, 상기한 관련 기술로서 특허 문헌 2 내지 특허 문헌 5가 개시되어 있다.
[특허 문헌 1] 일본 특허 공개 제2001-211640호 공보
[특허 문헌 2] 일본 특허 공개 제2001-236131호 공보
[특허 문헌 3] 일본 특허 공개 평성 제10-225109호 공보
[특허 문헌 4] 일본 특허 공개 평성 제11-353040호 공보
[특허 문헌 5] 일본 특허 공개 제2004-147391호 공보
그러나, 도 3에 나타내는 선행 특허 문헌 1에서는, 제1 시리즈 조정기(130)에서는 저항(136) 및 MOSFET(137)로 이루어지는 바이어스 전류 경로가 존재한다. 또한, 제3 시리즈 조정기(160)에서는 저항(166) 및 MOSFET(167)로 이루어지는 바이어스 전류 경로가 존재한다. 즉, 시리즈 조정기마다 바이어스 전류를 흐르게 하는 경로가 존재한다. 그렇게 하면, 보다 다전원으로 하기 위해서 시리즈 조정기 수를 늘리는 경우에는, 조정기의 증가에 따라 바이어스 전류 경로가 증가하여, 이들 경로 증가에 기인하는 소비 전류의 증가를 무시할 수 없게 되기 때문에 문제이다.
본 발명은 상기 배경 기술의 과제 중 적어도 하나를 해소하기 위해서 이루어진 것으로, 효율적으로 다전원을 생성할 수 있고, 소비 전력을 삭감할 수 있는 다전원 공급 회로 및 다전원 공급 방법을 제공하는 것을 목적으로 한다.
상기 목적을 달성하기 위해서, 본 발명에 따른 다전원 공급 회로는 소정 전압을 생성하는 전압 발생부와, 적어도 2개 이상의 선형 조정기와, 선형 조정기의 각각에 바이어스 전류를 부여하는 저항 소자를 구비하고, 선형 조정기에 구비되는 출력 트랜지스터는 저항 소자와 전압 발생부 사이의 전력 공급 경로에 직렬로 접속되는 것을 특징으로 한다.
전압 발생부는 소정 전압을 생성한다. 소정 전압은 전원 전압과 역극성의 전압인 마이너스 전압, 또는 전원 전압을 승압한 전압 등이 가능하다. 선형 조정기가 적어도 2개 이상 구비된다. 저항 소자는 선형 조정기의 각각에 바이어스 전류를 부여한다. 선형 조정기의 각각에는 출력 트랜지스터가 구비된다.
또한, 본 발명에 따른 다전원 공급 방법은 소정 전압을 생성하는 단계와, 이 소정 전압을 선형 조정기를 이용하여 2 이상의 상이한 전압값으로서 출력하는 단계 와, 모든 선형 조정기를 경유하는 1개의 바이어스 전류를 생성하는 단계를 구비하는 것을 특징으로 한다.
소정 전압을 생성하는 단계에 의해 소정 전압이 생성된다. 소정 전압은 선형 조정기를 이용하여 2 이상의 상이한 전압값으로서 출력된다. 이 때, 모든 선형 조정기를 경유하는 1개의 바이어스 전류가 생성되고, 이 바이어스 전류에 의해 모든 선형 조정기가 바이어스된다.
다전원 공급 회로 또는 다전원 공급 방법에 의해, 부하 등에 대하여 복수 레벨의 전원이 공급된다. 그리고 예컨대 복수 레벨의 마이너스 전압이 공급되는 경우에는, 전압 발생부 또는 소정 전압을 생성하는 단계에서 발생되는 소정 전압은, 공급되는 마이너스 전압 중 가장 큰 전압이 된다. 그리고 선형 조정기에 의해, 소정 전압과 접지 전압 등의 기준 전압 사이에 복수의 중간 마이너스 전위가 생성됨으로써, 복수 레벨의 마이너스 전압이 부하 등에 공급된다.
또한, 이와 마찬가지로, 복수 레벨의 플러스 전압이 부하 등에 공급되는 경우에는, 소정 전압은 공급되는 플러스 전압 중 가장 큰 전압이 된다. 이 경우에는, 소정 전압은 전원 전압을 승압한 전압이라도 좋다. 그리고, 선형 조정기에 의해, 복수의 중간 플러스 전위가 생성되어 부하 등에 공급된다.
선형 조정기를 소정의 성능으로 동작시켜 출력 전력을 안정시키기 위해서는, 각각의 선형 조정기에 바이어스 전류를 부여해야 한다. 여기서 예컨대 바이어스 전류(i)가 부여되는 경우를 생각한다. 선형 조정기마다 바이어스 전류의 경로가 구비되는 경우에는, 소비되는 바이어스 전류는 (선형 조정기 수) × [바이어스 전류 (i)]가 된다. 그러나, 본 발명에 따른 다전원 공급 회로에서는, 선형 조정기의 출력 트랜지스터는 저항 소자와 전압 발생부 사이의 전력 공급 경로에 직렬로 접속되기 때문에, 모든 선형 조정기 사이에서 바이어스 전류 경로가 공통화되어, 이 경로가 1개가 된다. 또한, 본 발명에 따른 다전원 공급 방법에서는 모든 선형 조정기를 경유하는 1개의 바이어스 전류가 생성되기 때문에, 모든 선형 조정기 사이에서 바이어스 전류가 공통으로 된다. 이에 따라, 선형 조정기의 수에 상관없이, 소비되는 바이어스 전류를 바이어스 전류(i)로 할 수 있다. 따라서, 다전원 공급 회로 및 다전원 공급 방법에 있어서, 여분의 소비 전류를 억제할 수 있다.
또한, 선형 조정기의 효율은 일반적으로 (출력 전압) ÷ (입력 전압)으로 나타낼 수 있다. 즉, 선형 조정기의 입출력 전압차가 작을수록 효율이 높아진다. 여기서 예컨대, 복수의 선형 조정기가 전압 발생부에 병렬로 접속되어, 각 선형 조정기의 입력 전압이 모두 소정 전압으로 일정하게 되는 경우를 생각한다. 이 때 선형 조정기의 효율은 소정 전압(공급되는 플러스/마이너스 전압 중 가장 큰 전압)과 이 선형 조정기의 출력 전압과의 차전압에 의해 정해진다.
그러나, 본 발명에 따른 다전원 공급 회로에서는 선형 조정기의 출력 트랜지스터가 직렬로 접속됨으로써, 전압 발생부측의 선형 조정기의 출력 전압이, 저항 소자측의 선형 조정기의 입력 전압이 되는 다단 구성이 형성되어 있다. 그리고, 선형 조정기의 출력 전압은 소정 전압과 기준 전압의 중간 전위이다. 따라서, 소정 전압-이 선형 조정기의 출력 전압 사이의 전위차에 비해, 전단의 선형 조정기의 출력 전압-이 선형 조정기의 출력 전압 사이의 전위차 쪽이 반드시 작아진다. 이에 따라, 2번째 단 이후의 선형 조정기의 입출력 전압차를 작게 할 수 있어 효율을 높일 수 있기 때문에, 다전원 공급 회로의 전력 절약화를 도모할 수 있다.
이하, 본 발명에 따른 다전원 공급 회로(1)에 대해서 구체화한 실시 형태를, 도 1 및 도 2에 기초하여 도면을 참조하면서 상세히 설명한다. 본 발명에 따른 다전원 공급 회로(1)를 도 1에 도시한다. 다전원 공급 회로(1)로부터는 부하가 되는 반도체 집적 회로(3)에 대하여, 복수의 공급 전압(Vbb0 내지 Vbb2)이 공급된다.
다전원 공급 회로(1)는 DCDC 컨버터(2), 선형 조정기(LDO1, LDO2), 저항 소자(R1), 참조 전압 생성부(4)를 구비한다. DCDC 컨버터(2), 선형 조정기(LDO1, LDO2)로부터는 각각 공급 전압(Vbb0, Vbb1, Vbb2)이 출력되어 부하가 되는 반도체 집적 회로(3)에 입력된다. 반도체 집적 회로(3)는 P형의 실리콘 기판으로 이루어지고, 블록(3a, 3b)을 구비한다. 반도체 집적 회로(3), 블록(3a, 3b)의 P-well은 복수의 상이한 마이너스 전압(전원 전압과 역극성의 전압)인 공급 전압(Vbb0, Vbb1, Vbb2)에 의해 바이어스된다.
DCDC 컨버터(2)는 제어부(2a), 스위치부(2b), 코일(L1), 콘덴서(C1), 다이오드(D1)를 구비하는 스위칭 조정기이다. 제어부(2a)에는, 참조 전압(Vref0) 및 DCDC 컨버터(2)의 출력인 공급 전압(Vbb0)이 입력된다. 그리고, DCDC 컨버터(2)로부터는 공급 전압(Vbb0)이 출력되어, 참조 전압 생성부(4), 선형 조정기(LDO1), 반도체 집적 회로(3)에 각각 입력된다.
참조 전압 생성부(4)는 저항 소자(R2 내지 R4)가 공급 전압(Vbb0)과 기준 전압(GND) 사이에 직렬로 접속되는 구성을 갖는다. 저항 소자(R2 내지 R4)에 의해 저 항 분압이 행해지고, 노드(N1)로부터는 참조 전압(Vref1)이 출력되며, 노드(N2)로부터는 참조 전압(Vref2)이 출력된다. 여기서 저항 소자(R2 내지 R4)의 저항값은 수백 ㏀ 내지 수 ㏁의 고저항값으로 설정된다. 따라서, 참조 전압 생성부(4)에서의 소비 전류를 수 ㎂ 정도로 낮게 억제할 수 있다.
선형 조정기(LDO1)는 출력 트랜지스터(M1), 연산 증폭기(OA1)를 구비한다. 출력 트랜지스터(M1)의 소스 단자는 DCDC 컨버터(2)에 접속된다. 또한, 출력 트랜지스터(M1)의 드레인 단자는 다음 단의 선형 조정기(LDO2)에 접속되는 동시에, 반도체 집적 회로(3)의 블록(3a)에 접속된다. 그리고, 출력 트랜지스터(M1)의 드레인 단자의 전압은 공급 전압(Vbb1)이 된다. 연산 증폭기(OA1)의 반전 입력 단자에는 참조 전압 생성부(4)로부터 출력되는 참조 전압(Vref1)이 입력되고, 비반전 입력 단자에는 공급 전압(Vbb1)이 피드백 입력된다. 연산 증폭기(OA1)의 출력 단자는 출력 트랜지스터(M1)의 게이트에 접속된다.
또한, 이와 마찬가지로 하여, 선형 조정기(LDO2)는 출력 트랜지스터(M2), 연산 증폭기(OA2)를 구비한다. 출력 트랜지스터(M2)의 소스 단자는 선형 조정기(LDO1)에 접속된다. 또한, 출력 트랜지스터(M2)의 드레인 단자는 저항 소자(R1)에 접속되는 동시에, 반도체 집적 회로(3)의 블록(3b)에 접속된다. 그리고, 출력 트랜지스터(M2)의 드레인 단자의 전압은 공급 전압(Vbb2)이 된다. 그 밖의 구성은 연산 증폭기(OA1)와 동일하기 때문에, 여기서는 설명을 생략한다. 또한, 인접하는 출력 트랜지스터(M1, M2)에 있어서, DCDC 컨버터(2) 측의 출력 트랜지스터(M1)의 크기가, 기준 전압(GND) 측의 출력 트랜지스터(M2)의 크기 이상이 된다.
다전원 공급 회로(1)의 작용을 설명한다. DCDC 컨버터(2)에서는 피드백되는 공급 전압(Vbb0)에 따라 스위치부(2b)의 스위칭 듀티가 조정됨으로써, 참조 전압(Vref0)에 거의 동등한 레벨의 공급 전압(Vbb0)이 출력된다. 공급 전압(Vbb0)은 반도체 집적 회로(3)에 공급되는 가장 큰 마이너스 전압이다. 여기서 가장 근원의 전원 공급원인 DCDC 컨버터(2)로서 차지 펌프가 아니라 스위칭 조정기를 이용함으로써, 보다 고효율이고 또한 높은 전류 공급 능력을 구비하는 것이 가능하게 된다. 또한, 선형 조정기가 아니라 스위칭 조정기를 이용함으로써, 마이너스 전압이나 전원 전압을 승압한 공급 전압(Vbb0)을 발생시키는 것이 가능하게 된다.
그리고, 도 2에 도시한 바와 같이, 공급 전압(Vbb0)을 기준으로 해서, 기준 전압(GND)과의 사이의 중간 마이너스 전압인 공급 전압(Vbb1 및 Vbb2)이 선형 조정기(LDO1, LDO2)에 의해 생성된다.
선형 조정기(LDO1)의 출력 트랜지스터(M1)는 연산 증폭기(OA1)에 의해 제어되어 가변 저항으로서 동작한다. 그리고, 선형 조정기(LDO1)로부터 출력되는 공급 전압(Vbb1)은 참조 전압 생성부(4)로부터 입력되는 참조 전압(Vref1)에 거의 동등한 레벨로 제어된다. 또한, 이와 마찬가지로 하여, 선형 조정기(LDO2)의 출력 트랜지스터(M2)는 연산 증폭기(OA2)에 의해 제어되고, 공급 전압(Vbb2)은 참조 전압(Vref2)에 거의 동등한 레벨로 제어된다.
여기서, 선형 조정기를 소정의 성능으로 동작시켜 선형 조정기의 출력 전압을 안정시키기 위해서는, 각각의 선형 조정기에 바이어스 전류를 흐르게 해야 한다. 여기서 우선, 비교로서 종래 기술(도 3)을 설명한다. 도 3에서는, 제1 시리즈 조정기(130)에는 바이어스 전류 경로[저항(136) 및 MOSFET(137)]가 존재하고, 제3 시리즈 조정기(160)에는 바이어스 전류 경로[저항(166) 및 MOSFET(167)]가 존재한다. 즉, 시리즈 조정기(선형 조정기)마다 바이어스 전류의 경로가 구비되어 있다. 그렇게 하면, 전자 장치 전체로서 소비되는 바이어스 전류는 (선형 조정기 수) × [바이어스 전류(i)]가 된다. 그리고, 발생시키는 중간 전압수가 많아져, 선형 조정기의 수가 증가할수록 소비되는 총 바이어스 전류값이 커진다.
한편, 본 발명의 다전원 공급 회로(1)에서는, 선형 조정기(LDO1, LDO2)의 출력 트랜지스터(M1, M2)는 저항 소자(R1)와 DCDC 컨버터(2) 사이의 전력 공급 경로에 직렬로 접속되어 있다. 그렇게 하면, 선형 조정기(LDO2)의 바이어스 전류 경로는 저항 소자(R1)가 되고, 선형 조정기(LDO1)의 바이어스 전류 경로는 저항 소자(R1)와 선형 조정기(LDO2)가 된다. 즉, 선형 조정기(LDO1과 LDO2) 사이에서 바이어스 전류 경로가 공통화되어, 이 바이어스 전류 경로가 1개가 된다. 그러면, 다전원 공급 회로(1)에서 소비되는 바이어스 전류는 선형 조정기의 수에 상관없이 일정하게 된다. 이에 따라, 다전원 공급 회로(1)에서의 여분의 소비 전류를 억제할 수 있다.
또한, 선형 조정기의 효율은 일반적으로, (선형 조정기의 출력 전압) ÷ (선형 조정기의 입력 전압)으로 나타낼 수 있다. 즉, 선형 조정기의 입출력 전압차가 작을수록, 선형 조정기의 효율이 높아진다. 여기서 비교로서, DCDC 컨버터(2)에 선형 조정기(LDO1, LDO2)가 병렬로 접속되는 경우를 생각한다. 이 때, 선형 조정기(LDO1, LDO2)의 입력 전압은 모두 DCDC 컨버터(2)의 공급 전압(Vbb0)으로 일정하게 된다. 이 경우, 선형 조정기(LDO1)의 효율은 공급되는 마이너스 전압 중 가장 큰 전압인 공급 전압(Vbb0)과, 이 선형 조정기(LDO1)로부터 출력되는 공급 전압(Vbb1)의 차전압(VD1)(도 2)에 의해 정해진다. 또한, 선형 조정기(LDO2)의 효율은 공급 전압(Vbb0)과, 이 선형 조정기(LDO2)로부터 출력되는 공급 전압(Vbb2)의 차전압(VD2)에 의해 정해진다.
그러나, 본 발명에서는 출력 트랜지스터(M1, M2)가 직렬로 접속됨으로써, DCDC 컨버터(2) 측의 선형 조정기(LDO1)의 출력 전압이, 저항 소자(R1) 측의 선형 조정기(LDO2)의 입력 전압이 되는 다단 구성이 형성되어 있다. 그러면, 선형 조정기(LDO1)로부터 출력되는 공급 전압(Vbb1)은 공급 전압(Vbb0)과 기준 전압(GND)의 중간 전위이기 때문에, 차전압(VD2)[공급 전압(Vbb0과 Vbb2)의 차전압]보다 차전압(VD3)[공급 전압(Vbb1와 Vbb2)의 차전압]의 쪽이 반드시 작아진다. 이에 따라, 선형 조정기(LDO2)의 효율을 높일 수 있어, 다전원 공급 회로의 전력 절약화를 도모할 수 있다.
또한, 선형 조정기(LDO1과 LDO2) 사이에서 전류 경로가 공통화되어 있다. 따라서, 저항 소자(R1)와 블록(3b)의 합계 전류가 출력 트랜지스터(M2)에 유입되고, 출력 트랜지스터(M2)와 블록(3a)의 합계 전류가 출력 트랜지스터(M1)에 유입된다. 즉, 전류 공급원인 DCDC 컨버터(2)에 가까운 단의 출력 트랜지스터일수록, 전류가 많이 흐르게 된다. 여기서 본 발명에 따른 다전원 공급 회로(1)에서는, 출력 트랜지스터(M1)의 크기가 출력 트랜지스터(M2)의 크기 이상이 되고 있으며, DCDC 컨버터(2)에 가까운 단의 출력 트랜지스터일수록, 트랜지스터의 전류 공급 능력이 커지 도록 구성되어 있다. 따라서, 이에 따라 출력 트랜지스터의 능력 부족에 기인하여, 다전원 공급 회로(1)의 전력 공급 능력이 부족해지는 사태를 방지할 수 있다.
이상 상세히 설명한 바와 같이, 본 실시 형태에 따른 다전원 공급 회로는 복수의 선형 조정기 사이에서 바이어스 전류 경로가 공통화되어, 이 경로가 1개가 된다. 이에 따라, 다전원 공급 회로에서 소비되는 바이어스 전류는 선형 조정기의 수에 상관없이 일정한 값이 되기 때문에, 다전원 공급 회로에서의 여분의 소비 전류를 억제할 수 있다.
또한, 본 실시 형태에 따른 다전원 공급 회로는 선형 조정기의 출력 트랜지스터가 직렬로 접속됨으로써, 전압 발생부측의 선형 조정기의 출력 전압이, 저항 소자측의 선형 조정기의 입력 전압이 되는 다단 구성이 형성되어 있다. 이에 따라, 2번째 단 이후의 선형 조정기에서는 입출력 전압 사이의 차전압을 작게 할 수 있기 때문에, 이 선형 조정기의 효율을 높일 수 있어 다전원 공급 회로의 전력 절약화를 도모할 수 있다.
또한, 본 실시 형태에 따른 다전원 공급 회로는 복수의 선형 조정기 사이에서 전류 경로가 공통화되어 있으며, 전류 공급원인 전압 발생부에 가까운 단의 출력 트랜지스터일수록 전류가 많이 흐른다. 그리고, 전압 발생부에 가까운 단의 출력 트랜지스터일수록 트랜지스터의 전류 공급 능력이 커지도록 구성되어 있다. 따라서, 이에 따라 출력 트랜지스터의 능력 부족에 기인하여, 다전원 공급 회로(1)의 전력 공급 능력이 부족해지는 사태를 방지할 수 있다.
또한, 본 발명은 상기 실시 형태에 한정되는 것이 아니라, 본 발명의 취지를 일탈하지 않는 범위 내에서 여러가지 개량, 변형이 가능한 것은 물론이다. 본 실시 형태에서는 DCDC 컨버터(2)에서 생성되는 공급 전압(Vbb0)은 마이너스 전압(전원 전압과 역극성의 전압)으로 하였지만, 이 형태에 한정되지 않고, 플러스 전압이라도 좋고, 또한 전원 전압을 승압한 전압이라도 좋다. 이 경우에 있어서도, 다전원 공급 회로(1)의 구성은 마이너스 전압과 동일한 것을 사용할 수 있고, 전류 방향이 반대가 된다. 그리고 플러스 전압과 기준 전압 사이의 복수의 중간 플러스 전위를 생성하여 부하 등에 공급할 수 있게 된다. 또한, 얻어진 복수의 중간 플러스 전위의 사용예로서는 반도체 집적 회로에서의 N-well의 기판 바이어스에 사용하는 것을 들 수 있다.
또한, 본 실시 형태에서는 선형 조정기를 2개 구비하는 것으로 하였지만, 이 형태에 한정되지 않는다. 또한, 다수의 선형 조정기를 직렬로 접속함으로써, 보다 많은 레벨의 전원을 공급할 수 있는 것은 물론이다. 그리고, 선형 조정기의 수를 많게 할수록, 선형 조정기 사이의 바이어스 전류 경로를 공통화하여 1개로 하는 본 발명의 효과가 높아져서, 여분의 소비 전류를 더욱 억제하는 것이 가능하게 된다.
또한, 본 실시 형태에서는 도 1에서, 전압 발생부인 DCDC 컨버터(2)에는 스위칭 조정기가 이용되는 형태를 도시하였지만, 이 형태에 한정되지 않는다. 예컨대 차지 펌프를 이용하더라도 좋으며, 동일한 효과를 얻을 수 있는 것은 물론이다. 또 이 경우의 차지 펌프에는 선형 조정기(LDO1, LDO2), 저항 소자(R1)에서 소비되는 전류를 충분히 공급할 수 있는 능력이 구비되어 있어야 한다.
또한, 공급 전압(Vbb0)은 소정 전압의 일례, DCDC 컨버터(2)는 전압 발생부 의 각각의 일례이다.
본 발명의 선형 조정기를 이용한 다전원 공급 회로 및 다전원 공급 방법에 따르면, 선형 조정기의 수에 상관없이 소비되는 바이어스 전류를 일정하게 할 수 있기 때문에, 여분의 소비 전류를 억제하는 것이 가능하게 된다. 또한, 전압 발생부측의 선형 조정기의 출력 전압이, 저항 소자측의 선형 조정기의 입력 전압이 되는 다단 구성을 가짐으로써 2번째 단 이후의 선형 조정기의 효율을 높일 수 있어, 전력 절약화를 도모할 수 있다.

Claims (5)

  1. 소정 전압을 생성하는 전압 발생부와;
    적어도 2개 이상의 선형 조정기(linear regulator)와;
    상기 선형 조정기의 각각에 바이어스 전류를 부여하는 저항 소자
    를 구비하고,
    상기 선형 조정기에 설치되는 출력 트랜지스터는 상기 저항 소자와 상기 전압 발생부 사이의 전력 공급 경로에 직렬로 접속되는 것을 특징으로 하는 다전원 공급 회로.
  2. 제1항에 있어서, 상기 선형 조정기는,
    상기 출력 트랜지스터와,
    상기 출력 트랜지스터의 상기 저항 소자측 단자에서의 전압과 참조 전압이 입력되고, 출력이 상기 출력 트랜지스터의 게이트에 입력되는 연산 증폭기를 포함하는 것을 특징으로 하는 다전원 공급 회로.
  3. 제1항에 있어서, 인접하는 상기 출력 트랜지스터에 있어서, 상기 전압 발생부측의 상기 출력 트랜지스터의 크기는 상기 저항 소자측의 상기 출력 트랜지스터의 크기 이상이 되는 것을 특징으로 하는 다전원 공급 회로.
  4. 제1항에 있어서, 상기 전압 발생부는 스위칭 조정기 또는 차지 펌프인 것을 특징으로 하는 다전원 공급 회로.
  5. 소정 전압을 생성하는 단계와;
    상기 소정 전압을 선형 조정기를 이용하여 2 이상의 상이한 전압값으로서 출력하는 단계와;
    모든 상기 선형 조정기를 경유하는 1개의 바이어스 전류를 생성하는 단계
    를 포함하는 것을 특징으로 하는 다전원 공급 방법.
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Families Citing this family (11)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN101286691B (zh) * 2007-04-12 2010-11-17 华硕电脑股份有限公司 具有超压功能的可控式电源装置
CN101340139B (zh) * 2007-07-03 2012-07-04 鸿富锦精密工业（深圳）有限公司 多输出交流电源适配器
CN101399497B (zh) * 2007-09-28 2011-06-29 群康科技(深圳)有限公司 电源电路
US8330436B2 (en) * 2008-06-30 2012-12-11 Intel Corporation Series and parallel hybrid switched capacitor networks for IC power delivery
TWI419448B (zh) * 2010-12-02 2013-12-11 Richtek Technology Corp 適應性調整輸入之電源供應電路與電源供應方法
JP5877172B2 (ja) * 2012-03-30 2016-03-02 古河電気工業株式会社 シーケンス装置
CN102664519A (zh) * 2012-05-30 2012-09-12 无锡德思普科技有限公司 一种低噪声、宽范围、大电流电池仿真装置
CN103853220B (zh) * 2012-12-05 2016-01-20 艾尔瓦特集成电路科技（天津）有限公司 一种供电电路、电子设备和相应方法
CN103592985A (zh) * 2013-11-11 2014-02-19 无锡普雅半导体有限公司 一种负电压调整电路
CN103701319B (zh) * 2013-11-26 2017-04-05 中国石油集团川庆钻探工程有限公司 用于井下射孔点火控制电路的宽范围输入稳压电源电路
CN111106758B (zh) * 2018-10-26 2021-03-30 立锜科技股份有限公司 电源供应装置及其主、从属电源供应电路以及控制方法

Family Cites Families (18)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US5414341A (en) * 1993-12-07 1995-05-09 Benchmarq Microelectronics, Inc. DC-DC converter operable in an asyncronous or syncronous or linear mode
FI942753A (fi) * 1994-06-10 1995-12-11 Nokia Mobile Phones Ltd Menetelmä jänniteregulaattorin sisältävän elektronisen laitteen tehonkulutuksen pienentämiseksi
US5608312A (en) * 1995-04-17 1997-03-04 Linfinity Microelectronics, Inc. Source and sink voltage regulator for terminators
US5852359A (en) * 1995-09-29 1998-12-22 Stmicroelectronics, Inc. Voltage regulator with load pole stabilization
EP0864956A3 (en) * 1997-03-12 1999-03-31 Texas Instruments Incorporated Low dropout regulators
US5959372A (en) * 1997-07-21 1999-09-28 Emerson Electric Co. Power management circuit
EP1061428B1 (en) * 1999-06-16 2005-08-31 STMicroelectronics S.r.l. BiCMOS/CMOS low drop voltage regulator
JP2001337730A (ja) * 2000-03-23 2001-12-07 Internatl Business Mach Corp <Ibm> 電圧供給回路、及び表示装置
US6201375B1 (en) * 2000-04-28 2001-03-13 Burr-Brown Corporation Overvoltage sensing and correction circuitry and method for low dropout voltage regulator
US6377033B2 (en) * 2000-08-07 2002-04-23 Asustek Computer Inc. Linear regulator capable of sinking current
US6246221B1 (en) * 2000-09-20 2001-06-12 Texas Instruments Incorporated PMOS low drop-out voltage regulator using non-inverting variable gain stage
US6333623B1 (en) * 2000-10-30 2001-12-25 Texas Instruments Incorporated Complementary follower output stage circuitry and method for low dropout voltage regulator
DE10215084A1 (de) * 2002-04-05 2003-10-30 Infineon Technologies Ag Schaltungsanordnung zur Spannungsregelung
US6650093B1 (en) * 2002-06-03 2003-11-18 Texas Instruments Incorporated Auxiliary boundary regulator that provides enhanced transient response
US6989659B2 (en) * 2002-09-09 2006-01-24 Acutechnology Semiconductor Low dropout voltage regulator using a depletion pass transistor
US6703813B1 (en) * 2002-10-24 2004-03-09 National Semiconductor Corporation Low drop-out voltage regulator
CN2750356Y (zh) * 2004-11-20 2006-01-04 鸿富锦精密工业（深圳）有限公司 线性稳压电源
EP1669831A1 (en) * 2004-12-03 2006-06-14 Dialog Semiconductor GmbH Voltage regulator output stage with low voltage MOS devices

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