CN1893247A - 多电源供应电路和多电源供应方法 - Google Patents

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Abstract

本发明旨在提供一种能够高效地生成多电源并降低功耗的多电源供应电路及其所使用的多电源供应方法。供应电压从DCDC变换器输出。线性稳压器的输出晶体管被串联连接于电阻元件和DCDC变换器之间的电源供应路径。即，在线性稳压器之间共享偏置电流路径，并且相应的路径被看成一个。以供应电压作为参考，与供应电压和参考电压之间的中间负电压相对应的供应电压由线性稳压器生成。多电源供应电路所消耗的偏置电流被保持恒定为偏置电流i，而与线性稳压器的数量无关。

Description

多电源供应电路和多电源供应方法
技术领域
本发明涉及多电源供应电路和多电源供应方法，尤其涉及能够以令人满意的效率生成多电源和降低功耗的多电源供应电路和多电源供应方法。
背景技术
近来存在对于便携式电子设备和半导体器件的节能需求。另一方面，由于复杂性的增加而使要使用的内部电源供应电压形成多电源形式。即使对于降低半导体器件等中的电流消耗而言，高效率地生成这些电源供应电压也是很重要的。
图3所示的日本未实审专利申请公开No.2001-211640中公开了一种电子装置，该电子装置具有DC/DC变换器和串联稳压器的组合。当内部电路101被置于活动状态时，电源控制单元113对开关生成器120进行操作，以将输出电源供应电压Vddi供应到第三串联稳压器160。当内部电路101被置于备用(standby)状态时，电源控制单元113停止开关生成器120并且同时对第一串联稳压器130进行操作，以将输出电源供应电压Vddi供应到第三串联稳压器160。第三串联稳压器160将上述输出电源供应电压Vddi降低至内部电源供应电压VddL。
第一串联稳压器130包括电压比较器131、作为可变电阻器工作的P沟道型MOSFET 133、允许P沟道型MOSFET 133的偏置电流从中流过的电阻器136和N沟道型开关MOSFET 137，以及P沟道型开关MOSFET135。类似地，第三串联稳压器160具有允许P沟道型MOSFET 163的偏置电流从中流过的电阻器166和N沟道型开关MOSFET 167。
当信号S114处于低电平时，N沟道型开关MOSFET 137被置于关断状态，P沟道型开关MOSFET 135被置于导通状态，并且P沟道型MOSFET 133被置于关断状态，因此第一串联稳压器130的输出被置于高阻抗状态。另一方面，当信号S114处于高电平时，N沟道型开关MOSFET 137被置于导通状态，P沟道型开关MOSFET 135被置于关断状态。即使在第三串联稳压器160中，也根据信号S116进行类似的操作。
顺便提及，日本未实审专利申请公开No.2001-236131、日本未实审专利申请公开No.H10(1998)-225109、日本未实审专利申请公开No.H11(1999)-353040以及日本未实审专利申请公开No.2004-147391已经公开了上述背景技术。
发明内容
然而，在图3示出的日本未实审专利申请公开No.2001-211640中，在第一串联稳压器130中存在由电阻器136和N沟道型开关MOSFET 137组成的偏置电流路径。在第三串联稳压器160中存在由电阻器166和N沟道型开关MOSFET 167组成的偏置电流路径。即，允许偏置电流从中流过的路径存在于每一个串联稳压器中。这样一来，产生了如下问题，即当为了得到更多的多电源而增加串联稳压器的数量时，取决于稳压器增加的偏置电流路径数量的增加，以及由于这些路径数量的增加而导致的电流消耗的增加是无法忽视的。
本发明致力于解决背景技术中的上述问题的至少之一。本发明的一个目的在于提供一种能够高效地生成多电源并且降低功耗的多电源供应电路和多电源供应方法。
为了达到上述目的，本发明的多电源供应电路包括：用于生成预定电压的电压生成单元；至少两个线性稳压器；以及用于将偏置电流施加到每个线性稳压器的电阻元件，其中，设在线性稳压器中的输出晶体管被串联连接于在电阻元件和电压生成单元之间的电源供应路径。
电压生成单元生成预定电压。作为该预定电压，可以使用对应于与电源供应电压极性相反的电压的负电压，或者通过升高电源供应电压得到的电压，等等。设置了至少两个线性稳压器。电阻元件将偏置电流施加于每个线性稳压器。每个线性稳压器设有输出晶体管。
而且，本发明的多电源供应方法包括以下步骤：生成预定电压；通过使用线性稳压器将所述预定电压输出为两个或更多个不同的电压值；以及生成流经所有线性稳压器的一个偏置电流。
根据生成预定电压的步骤来生成预定电压。使用线性稳压器将所述预定电压输出为两个或更多不同的电压值。此时，生成了流过所有线性稳压器的一个偏置电流，因而所有的线性稳压器被偏置于相应的偏置电流。
根据所述多电源供应电路或多电源供应方法，多个电平的电源被供应给负载等。例如，当供应多个电平的负电压时，在用于生成预定电压的电压生成单元或步骤中生成的预定电压被设置为所供应的负电压中的最大电压。在预定电压和诸如地电压之类的参考电压之间的多个中间负电位由线性稳压器生成。因此，多个电平的负电压被供应给负载等。
当多个电平的正电压以相似方式供应给负载等时，所述预定电压被设置为所供应的正电压中的最大电压。在这种情况下，预定电压可以是通过升高电源供应电压而得到的电压。线性稳压器生成多个中间正电位并将其供应给负载等。
为了使线性稳压器以预定性能工作并使输出电源稳定，需要向各个线性稳压器施加偏置电流。例如，现在考虑偏置电流i的供应。当为每个线性稳压器设置偏置电流路径时，偏置电流消耗结果是(线性稳压器的数量)×(偏置电流i)。然而，在本发明的多电源供应电路中，线性稳压器的输出晶体管被串联连接于电阻元件和电压生成单元之间的电源供应路径。因此，在所有线性稳压器之间共享偏置电流路径，并且相应的路径被看成一个。在本发明的多电源供应方法中，由于生成了流过所有线性稳压器的一个偏置电流，因此偏置电流在所有线性稳压器之间共享。因此，所消耗的偏置电流可被设置为偏置电流i，而与线性稳压器的数量无关。因此，所述多电源供应电路和多电源供应方法可以抑制额外的电流消耗。
每个线性稳压器的效率可以一般地表示为(输出电压)÷(输入电压)。即，随着线性稳压器的输入/输出电压之间的差变小，每个线性稳压器的效率变高。例如，现在考虑多个线性稳压器并联连接到电压生成单元，并且输入到线性稳压器的电压都被保持恒定在预定电压的情况。此时，线性稳压器的效率由预定电压(所供应的正/负电压中最大的电压)和从相应的线性稳压器输出的电压之间的差分电压决定。
然而，在本发明的多电源供应电路中形成了多级结构，其中由于线性稳压器的输出晶体管是串联连接的，因此在电压生成单元一侧的线性稳压器的输出电压作为在电阻元件一侧的线性稳压器的输入电压。并且，线性稳压器的输出电压等于在预定电压和参考电压之间的中间电位。因此，与预定电压和相应线性稳压器的输出电压之间的电位差相比，前级线性稳压器的输出电压和该相应线性稳压器的输出电压之间的电位差变得始终较小。这样，由于可以减小第二级之后的线性稳压器的输入/输出电压之间的差，并且可以提高效率，因此可以实现多电源供应电路的节电。
当结合附图来阅读以下详细描述时，本发明的上述以及进一步的目的和新颖特征将更充分地表现出来。然而容易理解的是，这些附图仅用于说明，而非用于定义对本发明的限定。
附图说明
图1是本发明的多电源供应电路的电路图；
图2示出了供应电压Vbb0至Vbb2与参考电压GND之间的关系；
图3是现有技术的电子设备的部分框图。
具体实施方式
下面参考附图，将基于附图1和2详细描述包含本发明的多电源供应电路1的实施例。本发明的多电源供应电路1在图1中示出。该多电源供应电路1向作为负载的半导体集成电路3供应多个供应电压Vbb0到Vbb2。
多电源供应电路1包括DCDC变换器2、线性稳压器LDO1和LDO2、电阻元件R1和参考电压生成单元4。供应电压Vbb0、Vbb1和Vbb2分别从DCDC变换器2和线性稳压器LDO1和LDO2输出，并且输入到作为负载的半导体集成电路3。半导体集成电路3由P型硅衬底制成，并且包括块(block)3a和3b。半导体集成电路3的P阱和块3a和3b偏置于与多个不同的负电压(极性与电源供应电压相反的电压)相对应的供应电压Vbb0、Vbb1和Vbb2。
DCDC变换器2是具有控制器2a、开关单元2b、线圈L1、电容器C1以及二极管D1的开关稳压器。参考电压Vref0和与DCDC变换器2的输出相对应的供应电压Vbb0被输入控制器2a。供应电压Vbb0从DCDC变换器2输出并被分别输入到参考电压生成单元4、线性稳压器LDO1和半导体集成电路3。
参考电压生成单元4具有如下结构，其中电阻元件R2到R4串联连接在供应电压Vbb0与参考电压GND之间。电阻分压是通过电阻元件R2到R4完成的。这样，参考电压Vref1从节点N1输出，参考电压Vref2从节点N2输出。这里，电阻元件R2至R4的电阻值被分别设置为范围在几百kΩ到几MΩ的高电阻值。因此，参考电压生成单元4的电流消耗可以被压低到几μA左右。
线性稳压器LDO1具有输出晶体管M1和运算放大器OA1。输出晶体管M1的源极端连接到DCDC变换器2。输出晶体管M1的漏极端连接到下一级的线性稳压器LDO2并且连接到半导体集成电路3的块3a。施加到输出晶体管M1的漏极端的电压被设置为供应电压Vbb1。从参考电压生成单元4输出的参考电压Vref1被输入到运算放大器OA1的反相输入端，并且供应电压Vbb1被反馈输入到其正相输入端。运算放大器OA1的输出端连接到输出晶体管M1的栅极。
类似地，线性稳压器LDO2包括输出晶体管M2和运算放大器OA2。输出晶体管M2的源极端连接到线性稳压器LDO1。输出晶体管M2的漏极端连接到电阻元件R1并且连接到半导体集成电路3的块3b。施加到输出晶体管M2的漏极端的电压被设置为供应电压Vbb2。由于其它配置与运算放大器OA1相似，因此这里将省略其描述。在彼此相邻的输出晶体管M1和M2中，在DCDC变换器2侧的输出晶体管M1的大小等于或大于在参考电压GND侧的输出晶体管M2的大小。
下面将说明多电源供应电路1的操作。在DCDC变换器2中，根据反馈的供应电压Vbb0来调节开关单元2b的开关占空比，以使得输出的供应电压Vbb0所具有的电平对应于参考电压Vref0。供应电压Vbb0是提供给半导体集成电路3的最大负电压。现在，用开关稳压器作为对应于基本电源的DCDC变换器2，而非电荷泵，这使得可以提供更高的效率和高电流供应能力。而且，使用开关稳压器而非线性稳压器，这使得可以生成负电压和通过提高(boost)或升高(step up)电源供应电压而得到的供应电压Vbb0。
如图2所示，与电源供应电压Vbb0和参考电压GND之间的中间负电压相对应的供应电压Vbb1和Vbb2由线性稳压器LDO1和LDO2生成。
线性稳压器LDO1的输出晶体管M1由运算放大器OA1控制，并且作为可变电阻器而工作。从线性稳压器LDO1输出的供应电压Vbb1被控制在与从参考电压生成单元4输入的参考电压Vref1大致相同的电平。类似地，线性稳压器LDO2的输出晶体管M2由运算放大器OA2控制，以使供应电压Vbb2被控制在与参考电压Vref2大致相同的电平。
现在，为了以预定的性能操作线性稳压器并稳定线性稳压器的输出电压，需要允许偏置电流流入各个线性稳压器。作为比较，现将先描述现有技术(参见图3)。在图3中，偏置电流路径(电阻器136和MOSFET137)存在于第一串联稳压器130中，偏置电流路径(电阻器166和MOSFET 167)存在于第三串联稳压器160中。即，每一个串联稳压器(线性稳压器)都设有偏置电流路径。这样一来，电子器件总共消耗或用掉的偏置电流的结果是(线性稳压器的数量)×(偏置电流i)。消耗偏置电流的总量随着要生成的中间电压的数量和线性稳压器的数量的增加而增长。
另一方面，在本发明的多电源供应电路1中，线性稳压器LDO1和LDO2的输出晶体管M1和M2与形成在电阻元件R1和DCDC变换器2之间的电源供应路径串联连接。这样一来，电阻元件R1作为线性稳压器LDO2的偏置电流路径，电阻元件R1和线性稳压器LDO2作为线性稳压器LDO1的偏置电流路径。即，在线性稳压器LDO1和LDO2之间共享偏置电流路径。因此，相应的偏置电流路径被看成一个。这样一来，不管线性稳压器的数量是多少，多电源供应电路1所消耗的偏置电流都被保持为恒定。因此就可以抑制多电源供应电路1的额外电流消耗。
每个线性稳压器的效率可以一般地表示为(线性稳压器的输出电压)÷(线性稳压器的输入电压)。即，随着线性稳压器的输入/输出电压间的差变小，每个线性稳压器的效率变高。现在考虑当线性稳压器LDO1和LDO2并联连接到DCDC变换器2时的情况作为比较。这时候，输入到线性稳压器LDO1和LDO2的电压都被保持恒定于DCDC变换器2的供应电压Vbb0。在这种情况下，线性稳压器LDO1的效率由供应电压Vbb0与从线性稳压器LDO1输出的供应电压Vbb1之间的差分电压VD1(参见图2)决定，所述供应电压Vbb0对应于向其供应的负电压的最大电压。而且，线性稳压器LDO2的效率由供应电压Vbb0与从线性稳压器LDO2输出的供应电压Vbb2之间的差分电压VD2决定。
然而在本发明中，形成了多级结构，其中由于输出晶体管M1和M2是串联连接，因此在DCDC变换器2一侧的线性稳压器LDO1的输出电压作为在电阻元件R1一侧的线性稳压器LDO2的输入电压。这样一来，由于从线性稳压器LDO1输出的供应电压Vbb1等于供应电压Vbb0和参考电压GND之间的中间电压，因此差分电压VD3(供应电压Vbb1和Vbb2之间的差分电压)变得始终小于差分电压VD2(供应电压Vbb0和Vbb2之间的差分电压)。因此可以提高线性稳压器LDO2的效率，并实现多电源供应电路的低功耗或节电。
线性稳压器LDO1和LDO2之间共享电流路径。因此，电阻元件R1和块3b的全部电流流入输出晶体管M2，并且输出晶体管M2和块3a的全部电流流入输出晶体管M1。即，靠近与电流供应源相对应的DCDC变换器2的一级的输出晶体管可以提供更多电流。在本发明的多电源供应电路1中，输出晶体管M1的大小被设置为大于输出晶体管M2的大小，并且靠近DCDC变换器2的一级的输出晶体管构造为使得该晶体管的电流供应容量变得更大。因此可以避免如下事件的发生，即由于每个输出晶体管容量的不足而导致多电源供应电路1的电源供应容量不足。
在根据上面详细描述的实施例的多电源供应电路中，在多个线性稳压器中共享偏置电流路径，并且相应的路径被看成一个。因此，由于多电源供应电路所消耗的偏置电流被设置为与线性稳压器的数量无关的恒定值，因此可以抑制多电源供应电路的额外电流消耗。
本实施例的多电源供应电路由多级结构形成，其中由于线性稳压器的输出晶体管串联连接，因此在电压生成单元一侧的线性稳压器的电压输出作为在电阻元件一侧的线性稳压器的电压输入。这样，由于在第二级之后的每个线性稳压器处可以降低输入/输出电压之间的差分电压，因此可以提高相应线性稳压器的效率，并可实现多电源供应电路的节电。
在本实施例的多电源供应电路中，在多个线性稳压器中共享电流路径，并且靠近与电流供应源相对应的电压生成单元的一级的输出晶体管可以供应更多电流。靠近电压生成单元的这一级的输出晶体管被如此构造，以使晶体管的电流供应容量变得更大。因此可以避免如下事件的发生，即由于输出晶体管容量的不足而导致多电源供应电路1的电源供应容量不足。
顺便提及，本发明并不局限于上述实施例。不必说，在不脱离本发明精髓的范围内可以对其进行各种改变和修改。虽然在本实施例中，在DCDC变换器2中生成的供应电压Vbb0被设置为负电压(与电源供应电压极性相反的电压)，但本发明不局限于此实施例。供应电压可以是正电压或者通过提高电源供应电压而得到的电压。即使在这种情况下，多电源供应电路1的结构也可以使用与负电压情况下相似的结构，并且电流的方向变得相反。可以生成多个在正电压和参考电压之间的中间正电位并将其提供给负载等。可以提到一个使用所获取的多个中间正电位的例子，即将其用于半导体集成电路中N阱的衬底偏压。
虽然在本实施例中提供了两个线性稳压器，但本发明并不局限于此实施例。而且，不必说，可以通过串联连接更多数量的线性稳压器来供应具有更多电平的电源。本发明的有益效果在于，随着线性稳压器数量的增加，线性稳压器之间的偏置电流路径被看成在其间共享的一个路径。而且，可以抑制额外的电流消耗。
虽然本实施例示出了如下形式，其中开关稳压器被用作与图1中的电压生成单元相对应的DCDC变换器2，但本发明并不局限于这种形式。比如，可以使用电荷泵。不必说，这可以带来类似的效果。顺便提及，在这种情况下，电荷泵需要具有足够的能力来供应线性稳压器LDO1和LDO2以及电阻元件R1所消耗的电流。
顺便提及，供应电压Vbb0和DCDC变换器2分别是预定电压和电压生成单元的一个例子。
根据本发明的使用线性稳压器的多电源供应电路及其所使用的多电源供应方法，不管线性稳压器的数量是多少，所消耗的偏置电流都可被保持恒定。因此，可以抑制额外的电流消耗。由于该多电源供应电路具有多级结构，其中在电压生成单元一侧的线性稳压器的电压输出作为在电阻元件一侧的线性稳压器的电压输入，因此可以提高第二级之后的每个线性稳压器的效率，并可实现节电。

Claims (5)

1.一种多电源供应电路，包括：
电压生成单元，用于生成预定电压；
至少两个线性稳压器；和
电阻元件，用于将偏置电流施加到上述每个线性稳压器，
其中，设在所述线性稳压器中的输出晶体管被串联连接于所述电阻元件和所述电压生成单元之间的电源供应路径。
2.如权利要求1所述的多电源供应电路，其中上述每个线性稳压器包括输出晶体管和运算放大器，该运算放大器被输入以所述输出晶体管在所述电阻元件一侧的端子的电压和参考电压，所述运算放大器的输出被输入到所述输出晶体管的栅极。
3.如权利要求1所述的多电源供应电路，其中在所述彼此相邻的输出晶体管当中，在所述电压生成单元一侧的输出晶体管的大小等于或大于其中在所述电阻元件一侧的输出晶体管的大小。
4.如权利要求1所述的多电源供应电路，其中所述电压生成单元是开关稳压器或者电荷泵。
5.一种多电源供应方法，包括以下步骤：
生成预定电压；
通过使用线性稳压器将所述预定电压输出为不同的电压值；以及
生成流经上述所有线性稳压器的一个偏置电流。
CNA2006100011891A 2005-07-04 2006-01-13 多电源供应电路和多电源供应方法 Pending CN1893247A (zh)

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