TW201535947A - 開關式電源供應器 - Google Patents

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Abstract

一種開關式電源控制設備，其用於操作第一電子開關，該第一電子開關用於藉由切換來開關電源輸入以便改變輸出電源，其中該設備用以操作該第一電子開關，以使得接通電壓脈衝或斷開電壓脈衝將出現在該第一電子開關之輸出端子處，且該設備用以參考該第一電子開關之該輸出端子處的輸出電壓來判定及/或控制電流輸出。

Description

開關式電源供應器
本揭示內容係關於開關式電源供應器，且更特定而言係關於具有電源開關控制器之開關式電源供應器，以及包含該開關式電源供應器之裝置，該電源開關控制器係用於控制且調節可開關網路之開關，從而調節輸出電源供應。
開關式電源供應器，亦稱為開關型電源供應器或「SMPS」，其廣泛用於其中需要諸如DC-DC轉換之電源轉換的應用中。開關式電源供應器係廣泛用作耗電器具之電源供應器，該等耗電器具諸如：電腦；電信裝置：諸如發射機、接收機、轉發器、基地台及智慧型電話；以及電池充電器。開關式電源供應器典型地包含具有輸出之電子可開關網路，該輸出可藉由電源開關控制器之操作在各輸出狀態之間切換。電源開關控制器(或簡稱開關控制器)通常係組配來控制或改變操作參數，以例如根據輸出條件來修改或調節輸出電源之電氣參數。在操作期間，可開關網路係連接至電源，且在可開關網路之輸出處可利用的輸出電源之電氣參數由於電源參數之修改而不同於電 源之電氣參數，該等修改係歸因於該等電源參數通過可開關網路時的開關操作。
在電源開關控制器係基於輸出電源條件來 促進開關式電源供應器之控制及調節的情況下，對輸出電源條件之偵測可存在問題，其中輸出可在相應於最大輸出條件之極高輸出條件與相應於最小輸出條件之極低輸出條件之間的寬範圍內變化。
本發明亦揭示開關式電源控制設備及包含其之開關式電源供應器(SMPS)。開關式電源控制設備包含開關控制電路，其用以產生開關控制信號來促進電子可開關網路之開關操作以進行電源轉換，該等開關控制信號包含交替的高能態及低能態脈衝；其中該電子可開關網路具有可開關導電路徑及處於該可開關導電路徑上之輸出，該輸出可在相應於較高電壓輸出之高輸出狀態與相應於較低電壓輸出之低輸出狀態之間切換，且回應於該等開關控制信號之施加而在該高輸出狀態與該低輸出狀態之間交替地切換；且其中該開關控制電路用以設定該等開關控制信號，以便在操作期間參考該可開關網路之該輸出處的輸出電壓資訊(或輸出電壓波形資訊)而設定或改變輸出至負載之電流。
該開關控制電路利用電流估計方案，該電流估計方案可提供對負載電流的良好估計，以便開關控制信號可參考估計負載電流加以設定，從而操作SMPS。此操 作方案為有利的，因為負載電流可以合理精確度加以估計，且損耗或電阻電流感測設備不為必要的。此非損耗或最小損耗電流估計方案之使用有助於以低的或最小損耗來偵測大的電流，且以合理精確度來偵測小的電流，而無需使用高電阻電流感測器或其他複雜的電流感測器。
該輸出電壓資訊可包括在偵測時間窗期間 高輸出狀態之總持續時間、在偵測時間窗期間低輸出狀態之總持續時間，及/或在偵測時間窗期間高輸出狀態之總持續時間與低輸出狀態之總持續時間之間的比率。該輸出電壓資訊可包括在偵測時間窗內高輸出狀態之數量、在偵測時間窗內低輸出狀態之數量，及/或在偵測時間窗內低輸出狀態之數量與高輸出狀態之數量之間的比率；且其中該偵測電路包含狀態計數電路，用於計數該高輸出狀態及/或該低輸出狀態之數量。該輸出電壓資訊可包括在偵測時間窗內高輸出狀態脈衝之數量、在偵測時間窗內低輸出狀態脈衝之數量，及/或高輸出狀態脈衝之數量與低輸出狀態脈衝之數量之間的比率；且其中該偵測電路包含脈衝計數電路，用於計數該高輸出狀態脈衝及/或該低輸出狀態脈衝之數量。
在該可開關導電路徑可在導電狀態與非導 電狀態之間切換的情況下，該輸出電壓資訊可包括在偵測時間窗內該導電狀態之總持續時間、在偵測時間窗內該非導電狀態之總持續時間，及/或在偵測時間窗內該導電狀態之該總持續時間與該非導電狀態之總持續時間的比率。
本發明亦揭示設定開關式電源供應器 (SMPS)之輸出電流的方法。該方法包含使用SMPS之可開關網路之輸出節點處的電壓資訊來估計負載電流，且使用所估計負載電流來設定輸出電流。
10‧‧‧IC
100‧‧‧開關控制器/電源開關控制器
140‧‧‧電流估計電路
142‧‧‧高偵測器
144‧‧‧低偵測器
146‧‧‧計算邏輯電路
本揭示內容將參考隨附圖式以實例方式加以描述，圖式中：圖1為根據本揭示內容之示例性SMPS之示意圖，圖1A為描繪圖1之SMPS之操作的示例性流程之流程圖，圖1B為描繪圖1之SMPS在示例性操作模式中之操作的示例性流程之流程圖，圖1C為展示根據本揭示內容之示例性電流估計電路的功能方塊圖，圖2為描繪根據本揭示內容之示例性SMPS之示意圖，圖3為描繪根據本揭示內容之示例性SMPS之示意圖，圖4A及圖4B分別為描繪在一個操作模式(CCM模式)中的示例性輸出電壓波形及相應輸出電流波形之示意圖，圖5A及圖5B分別為描繪在一個操作模式(DCM模式)中的示例性輸出電壓波形及相應輸出電流波形之示意圖，圖6A及圖6B分別為描繪在一個操作模式(PSM模式)中的示例性輸出電壓波形及相應輸出電流波形之示意圖， 圖7描繪根據本揭示內容之併入有SMPS且在使用時的示例性電源裝置，圖8A及圖8B分別為描繪圖7之電源裝置在一個操作模式(CCM模式)中的示例性輸出電壓波形及相應輸出電流波形之示意圖，圖9A及圖9B分別為描繪圖7之電源裝置在一個操作模式(DCM模式)中的示例性輸出電壓波形及相應輸出電流波形之示意圖，以及圖10A及圖10B分別為圖7之電源裝置在一個操作模式(PSM模式)中的示例性輸出電壓及電流波形之示意圖。
圖1中描繪的示例性開關式電源供應器(『SMPS』)包含開關控制器100，其用以操作來驅動示例性電源轉換橋接器，以在操作期間當其連接至電源供應器VIN時供應電力至負載。示例性電源轉換橋接器為2-開關橋接器，其包含串聯連接的第一MOSFET M1及第二MOSFET M2，以及處於第一MOSFET M1與第二MOSFET M2之間的互連節點處的輸出端子SW。第一MOSFET M1具有界定於第一導電端子與第二導電端子之間的可開關電流導電路徑。第二MOSFET M2具有形成於第一導電端子與第二導電端子之間的可開關電流導電路徑。第一MOSFET M1及第二MOSFET M2之可開關電流導電路徑中之每一者可藉由在第三端子處施加開關控制信號而在『接通(ON)』狀態與『斷開(OFF)』狀態之間切換，該 第三端子為開關端子或閘極端子。MOSFET M1、M2係用作此電源轉換橋接器中之電子開關。當MOSFET M1、M2切換至『接通』狀態(或開啟)時，界定於第一導電端子與第二導電端子之間的可開關電流導電路徑切換至『接通』狀態(或開啟)，以提供低阻抗電流導電路徑。當MOSFET M1、M2切換至『斷開』狀態(或關閉)時，界定於第一導電端子與第二導電端子之間的可開關電流導電路徑切換至『斷開』狀態(或關閉)，以電隔離第一導電端子及第二導電端子。
在圖1之實例中，M1為P-MOSFET，其具 有連接至電源供應器VIN之其第一端子或源極端子，且M2為N-MOSFET，其具有連接至參考地面之其第二端子或源極端子。M2之第二端子或汲極端子係連接至M1之第一端子或汲極端子，且此互連節點為電源轉換橋接器之輸出節點SW。由於MOSFET在接通狀態期間的低接通電阻、其在斷開狀態期間的高阻抗以及其高開關頻率特性，其係用作電源轉換橋接器中之示例性電子開關，以形成示例性電子可開關網路。
電源轉換橋接器之兩個控制端子係連接至 開關控制設備U3之輸出端子，以促進MOSFET M1及M2之替代或互補切換。開關控制設備U3包含PWM控制模組。PWM控制模組包含：第一輸出節點，其經由第一緩衝器連接至M1之閘極端子，所述第一緩衝器為反相緩衝器；以及第二輸出節點，其經由第二緩衝器連接至M2 之閘極端子。開關控制設備U3之第一輸出節點及第二輸出節點處的控制信號將為邏輯上互補的或相對的，以使得當第一輸出節點處於邏輯高位時，第二輸出節點處於邏輯低位，且反之亦然。在電源轉換操作期間，當M1開啟且M2關閉時，輸出端子SW上拉至接近於供應電壓VIN之高輸出電壓。或者，當M2開啟且M1關閉時，輸出端子SW下拉至接近於參考接地電壓之低輸出電壓。藉由在操作週期期間重複地在高輸出電壓狀態與低輸出電壓狀態之間切換電源轉換橋接器，可藉由切斷(chopping)來改變SMPS之電源輸出，諸如電壓及/或電流輸出。如藉由開關控制設備U3之開關頻率F所決定，SMPS之開關頻率通常實質上高於50或60Hz之主電源頻率，例如，處於10kHz以上，儘管可使用低於主電源頻率之較低開關頻率而不會喪失一般性。
開關控制器100包含振盪器OSC模組，其 用於產生包括時鐘脈衝或定時脈衝之系統時鐘信號。定時脈衝用以促進高頻開關控制信號之產生，以便驅動第一MOSFET M1及第二MOSFET M2。振盪器模組包括輸出脈衝時鐘信號CLK之第一輸出脈衝(PULSE)，及用於輸出斜坡狀時鐘信號之第二輸出斜坡(RAMP)。第一輸出脈衝連接至開關控制設備U3及電流估計裝置U4。
開關控制設備U3用以控制電源轉換橋接器 M1、M2之開關操作以促進DC-DC轉換，藉以第一電壓(或輸入電壓)在操作期間轉換成第二不同電壓。在此實例 中，輸入電壓為DC(直流)的，輸出節點SW處的電壓為AC(交流)的且係於VIN與參考接地電壓之間交替，且在SMPS端子VOUT之輸出端子處，SMPS之輸出電壓(VOUT)為DC。圖1之示例性SMPS為「降壓(buck)」轉換器，用於使較高輸入電壓(VIN)步降至較低輸出電壓(VOUT)，以供在輸出節點SW處輸出。
開關控制設備U3具有：第一輸出端子，其 發送第一開關控制信號來驅動第一MOSFET M1之控制端子；以及第二輸出端子，其發送第二開關控制信號來驅動第二MOSFET M2之控制端子。第二開關控制信號始終與第一開關控制信號相對或互補，以便電源轉換橋接器M1、M2之節點SW處的輸出可根據負載要求在『接通』狀態與『斷開』狀態之間切換。PWM控制模組包含PWM控制邏輯電路，用於經由脈衝寬度調變(PWM)來控制或改變開關控制信號之脈衝寬度，從而改變輸出電源。開關控制設備U3之輸出端子係經由一對輸出緩衝器連接至電源轉換橋接器。
開關控制設備U3包括複數個輸入端子，用於接收與SMPS之輸出或負載條件相關的控制參數，以便計劃開關控制信號產生。控制參數之一為負載電流參數。負載電流參數為表示電源轉換橋接器M1、M2之輸出節點SW處的瞬時輸出電流之估計值的參數。瞬時輸出電流之估計值係藉由電流估計模組U4之操作，經由監視電源轉換橋接器M1、M2之輸出節點SW處的輸出電壓條件 來產生。開關控制設備U3包括時鐘信號輸入端子CLK，其係連接至振盪器模組OSC之脈衝(PULSE)端子且自其接收時鐘信號。在操作中，開關控制設備U3用以參考負載電流參數來判定輸出或負載條件，且據此產生開關控制信號。開關控制設備U3可為諸如微處理器之處理器，其係組配來產生開關控制信號以操作電子可開關網路之電源轉換橋接器(作為實例)，從而促進執行指令之後的電源轉換。在操作期間，開關控制設備U3之PWM控制邏輯電路用以在其輸出處產生開關控制信號，以便以互補方式重複地操作第一MOSFET M1及第二MOSFET M2，以便當兩個MOSFET M1、M2之一開啟時，另一者將關閉來促進脈衝寬度調變(PWM)輸出。待產生的瞬時開關脈衝係藉由PWM控制邏輯電路、根據經由監視輸出節點SW處的輸出條件的瞬時估計負載條件來決定並構成。負載電流感測佈置及負載電壓感測佈置係提供來促進負載條件之監視。負載電壓感測佈置包括分壓器，其係連接至感應器L1之輸出端子VOUT。此輸出端子VOUT亦為SMPS之輸出端子。分壓器係連接在輸出端子VOUT與輸出接地之間，且包含第一電阻器R1及第二電阻器R2之串聯連接。 分壓器之輸出節點處的輸出電壓係饋送至包含參考電壓U8及誤差放大器U7之電壓比較電路。誤差放大器U7處的電壓比較之結果連同來自U1零交叉資訊係饋送至比較器U5，且結果係發送至PWM控制邏輯電路U3以供設定開關控制信號。
負載電流感測佈置包含端子SW處的電壓資 訊或電壓波形感測節點，其處於藉由第一MOSFET及第二MOSFET界定的可開關導電路徑上。端子SW處的電壓感測節點感測電壓波形資訊以促進非損耗電流估計。
為促進作為適用選擇的零交叉開關，提供作 為選擇的零交叉偵測佈置。零交叉佈置包含輸入電流感測佈置及電壓差感測器。輸入電流感測佈置包含比較器U1，其具有連接至第一MOSFET開關之電流輸入節點的其負輸入節點及連接至電流感測器之輸出的其正輸入節點。電流感測器係佈置來偵測經由第一MOSFET開關進入電源轉換橋接器中之電流流動，且電流感測器之輸出係成電壓信號形式，其具有相應於所感測電流流動之量值的量值。電壓差感測器包含比較器U2，其係佈置來偵測跨於第二MOSFET開關之汲極端子及源極端子的電壓差。 比較器U2經連接以使得其正輸入端子連接至第二MOSFET開關之較高電位側，且其負輸入端子連接至較低電位側。比較器U2之輸出係連接至開關控制設備U3之輸入端子，該輸入端子係展示為U3之左側上的第四端子。
電阻器R1及R2之互連處的電壓感測節點 係連接至電壓比較器U7之負輸入端子，且電壓比較器U7之正輸入端子係連接至參考電壓V REF 。U7之比較器輸出係連接至另一比較器U5之負輸入端子，且比較器U5之正輸入端子係連接至斜坡(RAMP)輸出及比較器U1之輸出的總和輸入。比較器U5之輸出係連接至開關控制 設備U3之輸入端子。彼輸入端子係展示為U3之左側的第三端子。
時鐘信號係藉由將振盪器之CLK輸出連接 至開關控制設備U3之輸入端子而提供至開關控制設備U3。彼輸入端子係展示為U3之左側的第二端子。電流估計電路U4之輸出係連接至開關控制設備U3之輸入端子。彼輸入端子係展示為U3之左側的第一端子。開關控制設備U3之第一、第二、第三及第四輸入端子為彼此隔離的單獨輸入端。
電流估計電路包含參考端子SW處出現的電 壓條件來判定負載或輸出電流之佈置。在一實例中，負載或輸出電流係參考高電壓脈衝或低電壓脈衝之數量來估計。此種電流估計方法緩和對串聯連接電流感測電阻器之需要，且同時提供對相對小負載電流之合理精確估計。
開關控制設備U3係佈置來參考負載條件而 控制SMPS在兩個模式中之操作，該等模式即連續導電模式(CCM)及不連續導電模式(DCM)。連續導電模式(CCM)係因為能量轉移感應器中之電流在每一開關循環中從不變為零而由此得名。在不連續導電模式(DCM)中，電流在開關循環之部分期間變為零。
當SMPS經設定進入初始操作時，SMPS將 通常處於連續導電模式(CCM)。當處於CCM中時，第一MOSFET及第二MOSFET以規則間隔交替地接通及斷開，且端子SW處的電壓將在第一電壓與第二電壓之間以 彼規則間隔交替地開關，如圖4A中所描繪。在此CCM模式中，電流始終流過輸出感應器L1，且電流脈衝按照或依賴於CLK週期或開關循環呈規則間隔。如圖4B之電流波形中所描繪，每一電流脈衝具有三角形形狀。
當負載處的負載條件使得需要比CCM電流 更低的負載電流時，例如，如負載電壓升高至預定閾值所指示，開關控制設備U3將使操作模式變化成DCM。當處於DCM中時，電壓脈衝在開關循環期間在第一電壓VIN、第二接地電壓(0V)與瞬時負載電壓VOUT之間變化，電流僅流過輸出感應器L1歷時一部分時間，但電流脈衝仍按照或依賴於CLK週期而呈規則間隔。在如圖5A中描繪的示例性DCM電壓波形中，在每一開關循環期間存在接通脈衝，且接通脈衝均相同。然而，每一「接通」脈衝不具有恆定峰值電壓位準VIN，但包括處於VIN的第一部分、處於參考接地電壓的第二部分及處於VOUT的第三部分。第一部分及第二部分之相對持續時間可改變來使輸出電流變化。在PWM(脈衝寬度調變)期，相對持續時間稱為工作比，且時鐘循環稱為PWM循環。如圖5B中所描繪，在每一開關循環期間存在電流脈衝，且電流脈衝均相同。然而，電流脈衝中之每一者不擴展至全開關循環而僅是開關循環之部分。
當負載處的負載條件使得需要比最小可利 用DCM電流更低的負載電流時，例如，如負載電壓進一步升高至另一更高預定閾值所指示，開關控制設備U3將 使操作模式變化成脈衝跳越模式(PSM)。PSM亦稱為脈衝頻率模式(PFM)，其為DCM之特定狀況。當處於PSM中時，電壓脈衝在第一MOSFET開關之接通週期期間僅在一些時鐘週期而非所有時鐘週期期間具有達到第一電壓之電壓及負載電壓VOUT，電流流過輸出感應器L1僅歷時一些時鐘週期而非所有時鐘週期。在如圖6A中描繪的示例性DCM電壓波形中，在一些開關循環而非所有開關循環期間存在間歇接通電壓脈衝。每一接通脈衝之形狀與圖5A之形狀相似或實質上相同。然而，每一「接通」脈衝不具有恆定峰值電壓位準VIN，但包括處於VIN的第一部分、處於參考接地電壓(0V)的第二部分及處於VOUT的第三部分，且第一部分及第二部分之相對持續時間為可變的以使電流輸出變化。如圖6B所描繪，電流脈衝僅發生在間歇開關循環而非所有開關循環。間歇電流脈衝相應於間歇「接通」電壓脈衝且電流脈衝均相同。然而，電流脈衝中之每一者不擴展至全開關循環而僅是開關循環之部分。
因此，已描述具有同步整流器之DC-DC轉 換器。當負載電流高時，DC-DC轉換器以CCM模式操作，且當負載電流要求變低時，開關控制設備將使DC-DC轉換器操作自CCM變化至DCM。當負載電流進一步減小時，開關控制設備將進一步使操作自DCM變化至藉由跳越一些脈衝達成的特殊狀況。
理想DC-DC轉換器不需要在DCM中跳越脈 衝，因為其脈衝寬度可理想地降低至零或接近於零。然 而，實際實行方案中之DC-DC轉換器具有最少開啟時間及有限回應延遲及其他不利的非理想因素。因此，DC-DC轉換器需要跳越脈衝，以便輸出低於可藉由非脈衝跳越DCM操作所供應之負載電流的負載電流。
當此DC-DC轉換器之負載或輸出電流實質 上自CCM變化至DCM及PSM時，經由偵測跨於電流感測電阻器之電壓降的電流量測可為有問題的。
在示例性DC-DC轉換器中，負載或輸出電 流係參考端子SW處的電壓來判定。例如，負載或輸出電流係藉由判定在所選窗週期期間「接通」脈衝之密度來估計。「接通」脈衝之密度意指每個時鐘循環的「接通」脈衝之平均數，且此密度等於在一週期期間「接通」脈衝之數量(N PULSE )除以在彼週期期間時鐘循環之數量(N CYCLE )。CCM及DCM之密度為1，但PSM之密度小於1。
舉例而言，在PSM期間的負載電流可如下 估計：
其中I REF_PSM 為相應於「接通」脈衝密度等 於1時的電流之參考平均負載電流。此參考負載電流可參考峰值負載電流IMAX、第一MOSFET之接通時間、第二MOSFET之接通時間、每一開關時鐘循環之持續時間並且考慮其他因素或誤差來預定。
在DC-DC轉換器中，電流估計電路U4用以 計數在彼週期期間「接通」脈衝之數量(N PULSE )及時鐘循環之數量(N CYCLE )，以判定「接通」脈衝密度及負載電流。 比較器U2係組配為ZCA(零交叉放大器)以偵測零電流，且在偵測出零電流時給予零電流信號。零電流信號將表明DC-DC轉換器在DCM中操作。藉由利用時鐘信號CLK、開關信號SW及零電流信號，可判定「接通」脈衝密度，且可估計負載電流。
圖1C中描繪的示例性電流估計電路140之 功能方塊圖包含高偵測器142、低偵測器144及計算邏輯電路146。高偵測器142為用於判定其輸入處的電壓是否已升高至預定高電壓的比較器。低偵測器144為用於判定其輸入處的電壓是否已下降至預定低電壓的比較器。高偵測器142之輸出係連接至計算邏輯電路146之第一輸入節點，且低偵測器144之輸出係連接至計算邏輯電路146之第二輸入節點。時鐘信號CLK係連接至計算邏輯電路146之第三輸入節點。包括就參考偵測窗而言的參考平均負載電流之值(I REF_PSM )及PWM時鐘循環之數量(N CYCLE )的預定義常數可設定至計算邏輯電路146中。
在操作期間，高偵測器142將判定開關節點 SW是否已達到第一較高電壓VIN，且將在偵測出第一較高電壓的情況下給予「高」邏輯輸出。低偵測器144將判定開關節點SW處的電壓是否已達到第二較低電壓(參考接地電壓)，且將在偵測出第二較低電壓時給予「低」邏 輯輸出。若在計算邏輯電路146之相應輸入節點處未偵測出來自高偵測器之「高」輸出或來自低偵測器之「低」輸出，則計算邏輯電路146將對彼情況解譯為相應於SW節點受拉至輸出感應器(例如，圖1之L1)之VOUT的輸出電壓時之條件，且此條件將解譯為脈衝跳越條件(「PSC」)。 應注意，當開關節點受拉至VOUT時，感應器電流為零，且非零電流持續時間之持續時間將為開關節點SW受拉至高或低的時間。
當藉由計算邏輯電路146偵測出此PSC之出 現時，計算邏輯電路146之計算邏輯將操作來計數N CYCLE 循環之每一參考偵測窗週期期間脈衝之數量N PULSE 。計算邏輯電路146可隨後使用參考電流值(I REF_PSM )及參考PWM計數(N CYCLE )之預設或預定義常數如下估計負載電流：
在圖6A及圖6B之實例中，八個循環之每 一樣本窗中存在兩個脈衝，且參考平均電流I REF_PSM 為100mA，從而得出估計負載電流I OUTPUT 為：
開關控制器可隨後使用估計負載電流來促 進電源轉換橋接器之操作，以便符合不同的負載電流要求。
電流方式PWM轉換器
圖1之DC-DC轉換器為電流方式PWM DC-DC轉換器。在電流模式PWM DC-DC轉換器中，調變電壓相應於感應器電流。PSM處的最大感應器電流IMAX可參考DC-DC轉換器之最小調變電壓及回應延遲來估計。增加邏輯電路來計數每一取樣週期(N CYCLE )中脈衝之數量(N PULSE )，且偵測每一循環中輸出導電時間之總持續時間(tON_HS+tON_LS)。總負載電流IOUTPUT可如下估計：對電流模式降壓轉換器而言，
對電流模式增壓轉換器而言，
電壓模式PWM轉換器
雖然以上描述已參考電流模式DC-DC轉換器來進行，本揭示內容同樣可利用以下改編而適用於電壓模式DC-DC轉換器。
在電壓模式PWM DC-DC轉換器中，調變電壓與最大感應器電流不具直接關係。最大感應器電流IMAX必須根據轉換器之最少開啟時間tMIN(tON_LS)、輸入電壓VIN、輸出電壓VOUT及感應器L1之電感來估計。感應器之峰值電流IMAX可如下估計：對電壓模式降壓轉換器而言，
對電壓模式增壓轉換器而言，
在圖2之示例性DC-DC轉換器中，電源開關控制器與電源開關控制器100之彼者相同，且係呈IC(積體電路)形式，其排除電源轉換橋接器及零電流偵測。電源轉換橋接器，尤其為第一MOSFET開關Q1及第二MOSFET開關Q2處於IC 10外部。IC 10包括：第一開關節點GATEP，其係連接至MOSFET Q1之閘極控制端子；第二開關節點GATEN，其係連接至MOSFET Q2之閘極控制端子；開關信號偵測端子SW，其係連接至第一MOSFET開關及第二MOSFET開關之互連點；供應端子VDD，其係連接至供應或源極電壓；接地端子GND，其係連接至參考地面；電壓反饋端子FB，其係連接至負載電壓感測橋接器R1+R2。SW端子用以經由串聯感應器L1連接至負載。
在圖3之示例性DC-DC轉換器中，電源開關控制器係組配來形成增壓轉換器。在此佈置中，SW端子用以經由串聯感應器L2連接至供應電壓V IN ，VDD端子為連接至負載之輸出端子，且電壓反饋端子FB用以連接至負載電壓感測橋接器R3+R4。在此示例性增壓轉換器中，操作及電流估計方法實質上為相同的，儘管圖4A、5A及6A之VIN及VOUT用以互換而不喪失一般性。
在示例性操作期間，DC-DC轉換器之操作模 式將藉由電流估計電路U4來判定。若DC-DC轉換器處於PSM中，則將計數脈衝密度，且將據此計算負載電流。 估計邏輯將檢查節點SW來瞭解開關循環中是否存在遭跳越的任何脈衝。若存在，則其處於PSM中且估計邏輯可對脈衝密度計數。若不存在，則估計邏輯簡單地報告負載電流不為低值。一旦對脈衝密度計數(亦即100個開關循環中10個脈衝)，則估計邏輯使用預定義電流參考IREF_PSM(亦即100mA)來計算負載電流。
因此，本發明揭示一種判定開關式電源供應 器在脈衝跳越模式操作下之負載電流輸出之方法。開關式電源供應器包含電源轉換橋接器，其至少具有第一電子開關，該第一電子開關用以操作來將輸入電壓切換成該第一電子開關之輸出端子處的接通電壓脈衝或斷開電壓脈衝。參考圖1B，該方法包含於510處在脈衝跳越模式下操作開關式電源供應器，在520處判定該輸出端子處的電壓脈衝特性，在530處參考電壓脈衝特性估計負載電流，以及在540處產生開關控制信號。
圖7中描繪的示例性電源裝置包含作為電源 轉換器的開關式電源供應器(SMPS)，其係連接至作為電源的鋰電池，以作為行動電源(power bank)來操作。『行動電源』為具有內建式電源之可攜式充電設備之一般名稱，該可攜式充電設備常用於為手機之電池提供行動充電。典型行動電源具有5V之輸出電壓輸出，用於對具有 約3.6-3.7V之額定電壓的鋰電池充電。行動電源之SMPS為『增壓』轉換器，因為SMPS用以自3.6-3.7V之源極電壓提供約5V之充電電壓。在圖7之示例性SMPS中，電源轉換橋接器M1、M2及開關控制電路100係形成為單一積體電路(U1,PMU)。行動電源電池之正端子係經由感應器L1連接至電源轉換橋接器之SW節點。行動電源之輸出端子OUT在此增壓組態中為圖1之V IN 端子等效物，且輸出端子OUT係連接至USB輸出插座，該USB輸出插座用於與手機上的相應USB插座電氣及機械耦合。
當處於低電量條件中之手機(或其他負載)連 接至行動電源時，電源轉換電路將開始切換以及將可在USB輸出插座處得到充電電壓。若手機處於主動模式中以允許其內部電池之外部充電，則將自行動電源汲取大量之電流(亦即，1A至2A)，且SMPS將在圖8A及圖8B之CCM中操作。當手機電池之電壓升高至接近其全充電電壓時，將自行動電源汲取較小量之電流(亦即約100mA)，且SMPS將在圖9A及9B之DCM中操作。當手機電池充滿時，手機將進入深休眠模式，且自行動電源汲取極小量之電流(小於20mA)，且SMPS將在圖10A及圖10B之PSM中操作。在各種操作模式中，電流估計方案係用於設定開關控制信號以便操作SMPS。
雖然行動電源已在本文中用作實例，但應瞭 解的是，SMPS之應用及操作應在細節上予以必要的變更 而不喪失一般性。雖然本揭示內容已在本文中參考實例來描述，但實例不欲且不應當用於限制揭示內容之範疇。
100‧‧‧開關控制器/電源開關控制器

Claims (18)

  1. 一種開關式電源控制設備，其包含：開關控制電路，其用以產生開關控制信號來促進電子可開關網路之開關操作以進行電源轉換，該等開關控制信號包含交替的高能態脈衝及低能態脈衝；其中該電子可開關網路具有可開關導電路徑及處於該可開關導電路徑上之輸出，該輸出可在相應於較高電壓輸出之高輸出狀態與相應於較低電壓輸出之低輸出狀態之間切換，且回應於該等開關控制信號之施加而在該高輸出狀態與該低輸出狀態之間交替地切換；且其中該開關控制電路用以設定該等開關控制信號，以便在操作期間參考該可開關網路之該輸出處的輸出電壓資訊而設定或改變輸出至負載之電流。
  2. 如請求項1之開關式電源控制設備，其中，該開關控制電路包含電流估計電路，用於使用該輸出電壓資訊來估計該輸出處的負載電流或輸出電流。
  3. 如請求項1或2之開關式電源控制設備，其中，該開關控制電路包含偵測電路，用於獲得該輸出電壓資訊且使用該輸出電壓資訊來估計負載電流或輸出電流。
  4. 如前述請求項中任一項之開關式電源控制設備，其中，該輸出電壓資訊包括在偵測時間窗期間該高輸出狀態之總持續時間、在偵測時間窗期間該低輸出狀態之總持續時間、及/或在偵測時間窗期間該高輸出狀 態之總持續時間與該低輸出狀態之總持續時間之間的比率。
  5. 如前述請求項中任一項之開關式電源控制設備，其中，該可開關導電路徑可在導電狀態與非導電狀態之間切換，且該輸出電壓資訊包括在偵測時間窗內該導電狀態之總持續時間、在偵測時間窗內該非導電狀態之總持續時間、及/或在偵測時間窗內該導電狀態之該總持續時間與該非導電狀態之總持續時間的比率。
  6. 如前述請求項中任一項之開關式電源控制設備，其中，該輸出電壓資訊包括在偵測時間窗內高輸出狀態之數量、在偵測時間窗內低輸出狀態之數量、及/或在偵測時間窗內低輸出狀態之數量與高輸出狀態之數量之間的比率；且其中該偵測電路包含狀態計數電路，用於計數該高輸出狀態及/或該低輸出狀態之數量。
  7. 如前述請求項中任一項之開關式電源控制設備，其中，該輸出電壓資訊包括在偵測時間窗內高輸出狀態脈衝之數量、在偵測時間窗內低輸出狀態脈衝之數量、及/或該高輸出狀態脈衝之數量與該低輸出狀態脈衝之數量之間的比率；且其中該偵測電路包含脈衝計數電路，用於計數該高輸出狀態脈衝及/或該低輸出狀態脈衝之數量。
  8. 如前述請求項中任一項之開關式電源控制設備，其中，該控制電路包含振盪器，用於產生定時信號或時 鐘信號，且該電流估計電路或偵測電路使用該定時信號或該時鐘信號來判定該輸出電壓資訊及/或估計負載電流。
  9. 如前述請求項中任一項之開關式電源控制設備，其中，該開關控制電路用以參考預設參考電流或預設最大輸出電流及該輸出電壓資訊來估計該負載電流或輸出電流。
  10. 如前述請求項中任一項之開關式電源控制設備，其中，該開關控制電路會參考該輸出處的電壓工作循環來判定該輸出電壓資訊。
  11. 一種開關式電源供應器，其包含：電源轉換橋接器及如前述請求項中任一項之開關式電源控制設備；其中該電源轉換橋接器包含輸出，該輸出可在相應於較高電壓輸出之高輸出狀態與相應於較低電壓輸出之低輸出狀態之間切換，且在電源轉換操作期間回應於該等開關控制信號之施加而在該高輸出狀態與該低輸出狀態之間交替地切換；且其中設置感應器於該輸出處以將該輸出連接至負載，且促進負載電流至該負載之遞送。
  12. 如請求項11之開關式電源供應器，其中，設置電壓感測設備於該感應器之輸出端處以向該開關控制電路提供負載電壓資訊，且該開關控制電路會設定該等開關控制信號以根據該負載電壓資訊來調整輸出電壓。
  13. 如請求項11或12之開關式電源供應器，其中，該電源轉換橋接器包含串聯連接且界定可開關導電路徑的第一電子開關及第二電子開關，該輸出處於該可開關導電路徑上；其中該第一電子開關具有第一控制端子，且該第二電子開關具有第二控制端子，且該開關式電源控制設備欲發送互補或相對開關控制信號至該第一控制端子及第二控制端子，從而驅動該電源轉換橋接器可在該高輸出狀態與低輸出狀態之間交替地切換；且其中該開關控制電路會設定該等開關控制信號，以便在操作期間參考該可開關網路之該輸出處的輸出電壓資訊而改變輸出至負載之電流。
  14. 如請求項11至13中任一項之開關式電源供應器，其中，該電源轉換橋接器及該開關式電源控制設備係作為積體電路整體地形成於單一半導體上。
  15. 一種可攜式行動電源，其包含如請求項11至14中任一項之開關式電源供應器。
  16. 一種操作具有電源轉換橋接器之開關式電源供應器的方法，該方法包含：使用該電源轉換橋接器之輸出處獲得的輸出電壓資訊來產生開關控制信號，以便操作該電源轉換橋接器且設定輸出電流。
  17. 如請求項16之方法，其中，該開關式電源供應器包含電源轉換橋接器，該電源轉換橋接器至少具有第一電子開關，該第一電子開關會操作成使輸入電壓切換成該第一電子開關之輸出端子處的接通電壓脈衝或 斷開電壓脈衝，且該方法包含：判定該電源橋接器在脈衝跳越模式期間之負載或輸出電流，及/或參考該輸出端子處的電壓脈衝或電壓波形之特性來控制電流輸出。
  18. 如請求項17之方法，其中，在該輸出端子處的電壓脈衝之該等特性包括以下之一者：a)該等接通電壓脈衝及該等斷開電壓脈衝之相對發生頻率，b)在許多時鐘循環(N CYCLE )之偵測窗週期期間該等接通電壓脈衝及該等斷開電壓脈衝之相對持續時間、該等接通電壓脈衝之數量(N PULSE_ON )及/或c)在許多時鐘循環(N CYCLE )之偵測窗內該斷開電壓脈衝之數量(N PULSE_OFF )。
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