KR101468719B1 - 전력 변환기 및 그 구동 방법 - Google Patents

전력 변환기 및 그 구동 방법 Download PDF

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Abstract

본 발명에 따른 전력 변환기는 전력 공급부, 출력부 및 PWM 제어부를 포함한다. 전력 공급부는 입력 전압을 입력받는 트랜스포머의 1차 코일, 그리고 제어 전극, 제1 전극 및 상기 1차 코일에 연결되어 있는 제2 전극을 가지는 스위치를 포함한다. 출력부는 트랜스포머의 2차 코일을 포함하며, 입력 전압이 트랜스포머에 의해 변환된 출력 전압을 출력한다. PWM 제어부는 출력 전압에 대응하는 피드백 전압 및 스위치의 제1 전극과 제2 전극 사이에 흐르는 스위치 전류에 대응하는 감지 전압을 입력 받아 스위치의 제1 전극과 제2 전극 사이의 스위치 전압의 밸리 시점을 검출하며, 밸리 시점에 따라 스위치의 제어 전극에 제어 신호를 전달한다. 또한, PWM 제어부는 스위치 전류의 최대값을 이용하여 밸리 시점을 검출한다.
밸리(Valley) 시점, MOSFET, 자화 인덕턴스, 기생 커패시턴스, 감지 전압, 포토 다이오드

Description

전력 변환기 및 그 구동 방법{POWER CONVERTER AND DRIVING METHOD THEREOF}
본 발명은 전력 변환기에 관한 것으로, 특히 밸리(Valley)에 도달하는 시점을 검출하기 위한 전력 변환기 및 그 구동 방법에 관한 것이다.
전력 변환기, 예를 들면 스위치 모드 전력 공급기(Switch Mode Power Supply, SMPS)는 입력 교류 전압을 입력 직류 전압으로 정류하고, 입력 직류 전압을 다른 레벨을 갖는 직류 출력 전압으로 변환하는 장치이다. 이때, 직류 출력 전압은 입력 직류 전압보다 크거나 또는 작은 크기를 갖는다.
이러한 전력 변환기의 메인 스위치 역할을 하는 스위칭 소자의 양단에 인가되는 스위치 전압이 공진 파형의 밸리(Valley) 시점에 도달하면 스위치는 턴온된다.
이때, 스위치의 양단에 인가되는 스위치 전압이 밸리 시점에 도달하였는지 판단하기 위해서는 외부 입출력 단자를 별도로 사용해야 하기 때문에 SMPS의 구조 및 동작이 복잡하게 되는 문제점이 발생할 수 있다. 또한, 이러한 복잡한 회로를 사용하게 됨에 따라 SMPS의 생산 단가가 증가하는 문제점이 발생할 수 있다.
본 발명이 이루고자 하는 기술적 과제는 별도의 입출력 단자를 사용하지 않고 스위치 양단에 인가되는 스위치 전압의 밸리 시점을 보다 쉽게 검출할 수 있는 방법을 제공하는 것이다.
본 발명의 한 특징에 따른 입력 전압을 입력받는 트랜스포머의 1차 코일, 그리고 제어 전극, 제1 전극 및 상기 1차 코일에 연결되어 있는 제2 전극을 가지는 스위치를 포함하는 전력 공급부, 상기 트랜스포머의 2차 코일을 포함하며, 상기 입력 전압이 상기 트랜스포머에 의해 변환된 출력 전압을 출력하는 출력부, 그리고 상기 출력 전압에 대응하는 피드백 전압 및 상기 스위치의 제1 전극과 제2 전극 사이에 흐르는 스위치 전류에 대응하는 감지 전압을 입력 받아 상기 스위치의 제1 전극과 제2 전극 사이의 스위치 전압의 밸리 시점을 검출하며, 상기 밸리 시점에 따라 상기 스위치의 제어 전극에 제어 신호를 전달하는 PWM 제어부를 포함하며, 상기 PWM 제어부는, 상기 스위치 전류의 최대값을 이용하여 상기 밸리 시점을 검출한다.
본 발명의 다른 특징에 따른 입력 전압을 입력받는 트랜스포머의 1차 코일, 그리고 제어 전극, 제1 전극 및 상기 1차 코일에 연결되어 있는 제2 전극을 가지는 제1스위치를 포함하는 전력 공급부, 상기 트랜스포머의 2차 코일을 포함하며, 상기 입력 전압이 상기 트랜스포머에 의해 변환된 출력 전압을 출력하는 출력부, 그리고 상기 입력 전압을 입력받아 상기 제1 스위치의 제1 전극과 상기 제2 전극 사이의 스위치 전압의 밸리 시점을 검출하며, 상기 밸리 시점에 따라 상기 제1 스위치의 제어 전극에 제어 신호를 전달하는 PWM 제어부를 포함하며, 상기 PWM 제어부는, 상기 제1 스위치의 턴온 시 상기 입력 전압에 대응하는 제1 전류와 상기 제1 스위치의 턴오프 시 상기 트랜스포머의 1차측 전압에 대응하는 제2 전류를 이용하여 상기 밸리 시점을 검출한다.
본 발명의 또 다른 특징에 따른 입력 전압을 입력받는 1차 코일과 출력 전압을 전달하는 2차 코일을 가지는 트랜스포머, 그리고 제어 전극, 제1 전극 및 상기 1차 코일에 연결되어 있는 제2 전극을 가지는 스위치를 포함하는 전력 변환기의 구동 방법에 있어서, 상기 제어 신호의 제1 전압에 응답하여 상기 스위치를 턴온하는 단계, 상기 제어 신호의 제2 전압에 응답하여 상기 스위치를 턴오프하는 단계, 상기 스위치의 턴오프 시의 상기 트랜스포머의 1차측 전압을 이용하여 제1 기간을 검출하는 단계, 상기 트랜스포머의 자화 인덕턴스 성분과 상기 스위치의 기생 커패시턴스 성분을 이용하여 제2 기간을 검출하는 단계, 상기 제1 기간 및 상기 제2 기간을 이용하여 상기 스위치의 제1 전극과 제2 전극 사이의 스위치 전압의 밸리 시점을 결정하는 단계, 그리고 상기 밸리 시점에 응답하여 상기 제어 신호를 상기 제1 전압으로 설정하는 단계를 포함한다.
본 발명의 실시예에 따르면, 스위치 양단에 인가되는 스위치 전압의 밸리 시점을 보다 쉽게 검출할 수 있다.
또한, 별도의 입출력 단자의 사용하지 않으므로 SMPS의 구조 및 동작을 간소 화 시킬 수 있다.
아래에서는 첨부한 도면을 참고로 하여 본 발명의 실시 예에 대하여 본 발명이 속하는 기술 분야에서 통상의 지식을 가진 자가 용이하게 실시할 수 있도록 상세히 설명한다. 그러나 본 발명은 여러 가지 상이한 형태로 구현될 수 있으며 여기에서 설명하는 실시 예에 한정되지 않는다. 도면에서 본 발명을 명확하게 설명하기 위해서 설명과 관계없는 부분은 생략하였다. 명세서 전체를 통하여 유사한 부분에 대해서는 유사한 도면 부호를 붙였다.
명세서 전체에서, 어떤 부분이 다른 부분과 "연결"되어 있다고 할 때, 이는 "직접적으로 연결"되어 있는 경우뿐 아니라 그 중간에 다른 소자를 사이에 두고 "전기적으로 연결"되어 있는 경우도 포함한다. 또한, 어떤 부분이 어떤 구성요소를 "포함"한다고 할 때, 이는 특별히 반대되는 기재가 없는 한 다른 구성요소를 제외하는 것이 아니라 다른 구성요소를 더 포함할 수 있는 것을 의미한다.
이하, 도 1 내지 도 4를 참조하여 본 발명의 제1 실시예에 따른 전력 변환기 및 그 구동 방법에 대하여 구체적으로 설명한다.
도 1은 본 발명의 제1 실시예에 따른 전력 변환기를 나타내는 도면이다.
도 1에 도시한 바와 같이, 본 발명의 제1 실시예에 따른 전력 변환기는 전력 공급부(100), 출력부(200) 및 PWM 제어부(300)를 포함한다.
전력 공급부(100)는 교류 입력(AC)을 정류하기 위한 전파 브리지 정류기(BD), 정류된 전압을 평활화하기 위한 커패시터(C1), 커패시터(C1)와 전파 브리 지 정류기(BD)에 일단이 연결되어 있는 트랜스포머의 1차 코일(L1), 스위치(M1), 그리고 감지 저항(Rsense)을 포함한다. 한편, 트랜스포머의 1차 코일(L1)의 양단에는 자화 인덕턴스(Magnetzing Inductance) 성분(Lm)이 형성된다.
스위치(M1)는 게이트 전극, 드레인 전극 및 소스 전극을 각각 제어 전극 및 두 전극으로 가지며, 스위치(M1)의 두 전극 사이에는 커패시턴스 성분(Coss)이 형성되어 있다. 스위치(M1)의 드레인 전극은 트랜스포머의 1차 코일(L1)의 타단에 연결되어 있다. 도 1에서는 스위치(M1)를 N채널 전계 효과 트랜지스터(Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor, 이하 "MOSFET"라함.)인 것으로 가정하여 설명하지만, 이와는 달이 스위치(M1)로 다른 채널 또는 다른 유형의 트랜지스터가 사용될 수 있다.
감지 저항(Rsense)은 스위치(M1)의 소스와 접지단 사이에 연결되어 있으며, 스위치(M1)가 턴온되었을 때, 스위치(M1)의 드레인에서 소스로 흐르는 스위치 전류(Ids)를 감지한다. 스위치 전류(Ids)에 대응하여 감지 전압(Vsense)이 결정되어 PWM 제어부(300)로 입력된다.
출력부(200)는 트랜스포머의 2차 코일(L2), 다이오드(D1) 및 커패시터(C2)를 포함한다.
트랜스포머의 2차 코일(L2)의 일단은 다이오드(D1)의 애노드 전극에 연결되어 있으며, 다이오드(D1)의 캐소드 전극은 출력단(+)에 연결되어 있다. 커패시터(C2)는 출력단(+)에 일단이 연결되어 있으며, 출력단(-)에 타단이 연결되어 있다.
PWM 제어부(300)는 피드백 전압(Vfb) 및 감지 전압(Vsense)을 입력받는다. 이때, 피드백 전압(Vfb)은 피드백 회로(도시하지 않음)에 의해 생성된 출력부(200)의 출력 전압(Vout)에 대응하는 전압이다. PWM 제어부(300)는 피드백 전압(Vfb) 및 감지 전압(Vsense)을 이용하여 스위치(M1)의 두 전극 사이, 즉 드레인 전극과 소스 전극 사이에 걸리는 스위치 전압(Vds)이 밸리(Valley)에 도달하는 시점(이하, 밸리 시점)을 검출하며, 밸리 시점에 따라 소정의 주기를 가지는 클록 신호(CLK)를 생성한다. 또한, PWM 제어부(300)는 클록 신호(CLK)에 따라 스위치(M1)를 턴온 또는 턴오프하기 위한 게이트 제어 신호(Vg)를 생성한다. 앞서 설명한 것처럼 스위치(M1)가 N 채널 트랜지스터인 경우, 게이트 제어 신호(Vg)는 스위치(M1)를 턴온하기 위한 고전압 또는 스위치(M1)를 턴오프하기 위한 저전압을 가진다. 이와는 달리 스위치(M1)가 P채널 트랜지스터인 경우에, 게이트 제어 신호(Vg)는 스위치(M1)를 턴온하기 위한 저전압 또는 스위치(M1)를 턴오프하기 위한 고전압을 가진다.
다음, 도 2 내지 도 4를 참조하여 본 발명의 제1 실시예에 따른 PWM 제어부(300)에 대하여 상세히 설명한다.
도 2는 본 발명의 제1 실시예에 따른 PWM 제어부의 블록도이며, 도 3은 도 2에 도시한 PWM 제어부의 게이트 제어 신호에 따른 자화 전류와 스위치 전압을 나타내는 도면이다. 도 4는 도 2에 도시한 PWM 제어부를 구체적으로 나타내는 도면이다. 아래에서는 설명의 편의상 자화 인덕턴스 성분(Lm)의 인덕턴스를 Lm으로, 스위치(M1)의 커패시턴스 성분(Coss)의 커패시터를 Coss로 표시한다.
도 2에 도시한 바와 같이, 본 발명의 제1 실시예에 따른 PWM 제어부(300)는 밸리 스위칭 제어부(Valley Switching Control Unit, 310) 및 PWM 신호 생성부(320)를 포함한다.
밸리 스위칭 제어부(310)는 감지 전압(Vsense)을 전달받으며, 감지 전압(Vsense)에 따라 스위치 전압(Vds)의 밸리 시점을 검출하여 밸리 스위칭 신호(Vsw)를 생성한다. PWM 신호 생성부(320)는 밸리 스위칭 신호(Vsw), 피드백 전압(Vfb) 및 감지 전압(Vsense)을 전달받아 스위치(M1)를 턴온 또는 턴오프하기 위해 고전압 또는 저전압을 게이트 제어 신호(Vg)로 생성한다.
구체적으로 도 1 내지 도 3을 보면, 온 기간(Ton) 동안 게이트 제어 신호(Vg)가 고전압이 되어 스위치(M1)가 턴온된다. 그러면, 입력 전압(Vin)에 의해 자화 인덕턴스 성분(Lm)을 통하여 흐르는 자화 전류(Im)가 선형적으로 증가한다. 이때, 트랜스포머의 절연 특성을 무시한 경우, 자화 전류(Im)는 스위치(M1)의 스위치 전류(Ids)와 동일하다.
다음, 오프 기간(Toff) 동안 게이트 제어 신호(Vg)가 저전압이 되어 스위치(M1)가 턴오프된다. 스위치(M1)가 턴오프되기 직전에 자화 전류(Im), 즉 스위치 전류(Ids)가 최대이므로 밸리 스위칭 제어부(310)는 스위치 전류(Ids)의 최대값(Ipk)을 검출할 수 있다. 즉, 밸리 스위칭 제어부(310)는 스위치(M1)가 턴오프되기 직전의 감지 전압(Vsense)을 통하여 스위치 전류(Ids)의 최대값(Ipk)을 계산할 수 있다.
그리고, 스위치(M1)가 턴오프되면 자화 전류(Im)는 자화 인덕턴스 성분(Lm)과 1차 코일(L1)을 통하여 프리휠링된다. 이때, 트랜스포머의 1차 코일(L1)측 전압(이하, "트랜스포머의 1차측 전압"이라 함)은 출력 전압(Vout)의 n배(n*Vout전압)이므로, 자화 전류(Im)는 (n*Vout/Lm)의 기울기를 가지고 선형적으로 감소한다. 따라서, 자화 전류(Im)가 최대값(Ipk)이 된 시점에서 0A가 될 때까지의 기간(Toff)은 수학식1처럼 주어진다. 즉, 밸리 스위칭 제어부(310)는 감지 전압(Vsense)을 이용하여 계산한 스위치 전류(Ids)의 최대값(Ipk)과 설정되어 있는 출력 전압(Vout)을 이용하여 자화 전류(Im)가 0A가 될 때까지의 기간, 즉 스위치 전압(Vds)이 감소하기 직전까지의 기간(Toff1)을 산출한다.
Figure 112008018025109-pat00001
(여기서, n은 2차 코일(L2)의 권선수(N2)에 대한 1차 코일(L1)의 권선수(N1)의 비(N1/N2)이다.
이때, 밸리 스위칭 제어부(310)는 스위치(M1)가 턴온되는 시점부터 스위치 전류(Ids)의 최대값(Ipk)이 검출되는 시점까지 카운트하여 온 기간(Ton)을 검출한다.
자화 전류(Im)가 OA가 되는 시점에서 스위치(M1)의 기생 커패시턴스 성분(Coss)과 자화 인덕턴스 성분(Lm)에 의해 LC 공진이 발생하고, 이에 따라 자화 전류(Im)는 사인 함수 형태로 변한다. 한편, 자화 전류(Im)가 사인 함수의 (1/2) 주기가 되는 시점에서 스위치 전압(Vds)이 가장 낮아지는 밸리에 도달한다. 따라서, 밸리 스위칭 제어부(310)는 스위치 전압(Vds)이 감소하기 시작하여 밸리 시점 에 도달하기까지의 기간(Toff2)을 수학식2와 같이 공진 주기의 (1/2)로 계산한다.
Figure 112008018025109-pat00002
이와 같이 밸리 스위칭 제어부(310)는 수학식 1 및 2를 이용하여 계산한 두 기간(Toff1, Toff2) 및 온 기간(Ton)을 통하여 스위치 전압(Vds)의 밸리 시점을 검출한 후 밸리 스위칭 신호(Vsw)를 생성하여 PWM 신호 생성부(320)로 전달한다.
PWM 신호 생성부(320)는 밸리 스위칭 신호(Vsw)에 따라 소정의 주기를 가지는 내부 클록 신호(CLK)를 발생한다. 그리고, PWM 신호 생성부(320)는 피드백 전압(Vfb) 및 감지 전압(Vsense)을 비교한 결과와 클록 신호(CLK)를 이용하여 스위치(M1)를 제어한다. 이를 위해, PWM 신호 생성부(320)는 게이트 제어 신호(Vg)를 생성하여 스위치(M1)로 전달한다.
구체적으로 도 3 및 도 4를 참조하면, 밸리 스위칭 제어부(310)는 감지 전압 검출부(311) 및 밸리 시점 검출부(312)를 포함한다. 그리고, PWM 신호 생성부(320)는 비교기(321), 오실레이터(oscillator, 이하 "OSC"라 함)(322), 플립플롭(323), NOR 게이트(324) 및 게이트 드라이버(325)를 포함한다.
감지 전압 검출부(311)는 감지 전압(Vsense)을 통하여 스위치 전류(Ids)의 최대값(Ipk)을 검출한다. 그리고, 감지 전압 검출부(311)는 검출된 스위치 전류(Ids)의 최대값을 밸리 시점 검출부(312)로 전달한다. 다음, 밸리 시점 검출부(312)는 수학식1처럼 스위치 전류(Ids)의 최대값(Ipk)과 출력 전압(Vout)을 통하 여 스위치 전압(Vds)이 감소하기 직전까지의 기간(Toff1)을 산출한다. 그리고, 밸리 시점 검출부(312)는 스위치 전압(Vds)이 감소하기 시작하여 밸리 시점에 도달하기까지의 기간(Toff2)을 수학식2와 같이 계산한다. 이때, 밸리 시점 검출부(312)가 두 기간(Toff1, Toff2) 및 온 기간(Ton)을 통하여 스위치 전압(Vds)의 밸리 시점을 검출하면, 밸리 스위칭 신호(Vsw)를 생성하여 오실레이터(322)로 전달한다.
한편, 비교기(321)는 피드백 전압(Vfb)을 입력받는 반전 단자(-)와 감지 전압(Vsense)을 입력받는 비반전 단자(+)를 가지며, 피드백 전압(Vfb)과 감지 전압(Vsense)을 비교한 결과에 따른 비교기 출력(U1)을 플립플롭(323)으로 전달한다. 피드백 전압(Vfb)이 감지 전압(Vsense) 보다 높으면, 비교기 출력(U1)은 로우 레벨을 갖고, 피드백 신호(Vfb)가 감지 전압(Vsense)보다 낮으면, 비교기 출력(U1)은 하이 레벨을 갖는다. 오실레이터(322)는 밸리 스위칭 신호(Vsw)에 따라 소정의 주기를 가지는 클록 신호(CLK)를 생성하여 플립플롭(323)의 세트 단자(S) 및 NOR 게이트(324)로 전달한다.
플립플롭(323)은 클록 신호(CLK)를 입력받는 세트 단자(S), 비교기 출력(U1)을 입력받는 리셋 단자(R), 출력 단자(Q) 및 반전 출력 단자(/Q)를 가진다. 플립플롭(323)은 비교기 출력(U1) 및 클록 신호(CLK)에 따른 플립플로 출력(U2)을 반전 출력 단자(/Q)를 통하여 NOR 게이트(324)로 전달한다. 플립플롭(323)은 하이 레벨의 신호가 세트 단자(S)에 입력되면 반전 출력 단자(/Q)로 로우 레벨의 신호(U2)를 출력하고, 하이 레벨의 신호가 리셋 단자(R)에 입력되면, 반전 출력 단자(/Q)로 하이 레벨의 신호(U2)를 출력한다.
NOR 게이트(324)는 클록 신호(CLK) 및 플립플로 출력(U2)을 NOR 연산한 신호(U3)를 게이트 드라이버(325)로 전달한다. 게이트 드라이버(325)는 NOR 게이트(324)의 출력(U3)이 하이 레벨인 경우에 고전압을 가지는 게이트 제어 신호(Vg)를 생성하여 스위치(M1)의 게이트 전극으로 출력하고, NOR 게이트(324)의 출력(U3)이 로우 레벨인 경우에 저전압을 가지는 게이트 제어 신호(Vg)를 생성하여 스위치(M1)의 게이트 전극으로 출력한다.
그러면 이러한 PWM 신호 생성부(320)의 동작에 대하여 간략히 설명한다.
오프 기간(Toff) 동안 감지 전압(Vsense)이 피드백 전압(Vfb)보다 낮아서, 플립플롭(323)은 리셋 단자(R)로 로우 레벨의 비교기 출력(U1)을 입력 받는다. 이때, 밸리 시점이 검출되어 오실레이터(322)가 클록 신호(CLK)를 하이 레벨로 설정하면, 플립플롭(323)은 반전 출력 단자(/Q)로 로우 레벨의 신호(U2)를 출력한다. 이후 오실레이터(322)가 클록 신호(CLK)를 로우 레벨로 전환하면, 플립플롭(323)은 로우 레벨의 출력(U2)을 유지하고, NOR 게이트(324)는 하이 레벨의 신호(U3)를 출력한다. 이에 따라 게이트 드라이버(325)는 고전압의 게이트 제어 신호(Vg)를 출력하여 스위치(M1)을 턴온시킨다.
스위치(M1)을 턴온되면, 스위치(M1)를 흐르는 스위치 전류(Ids)는 다시 상승하여 감지 전압(Vsense)은 증가한다. 감지 전압(Vsense)이 피드백 전압(Vfb)보다 높아지면, 비교기(321)는 하이 레벨의 신호(U1)를 출력한다. 리셋 단자(R)에 입력되는 하이 레벨의 신호(U1)에 따라 플립플롭(323)은 반전 출력 단자(/Q)로 하이 레벨의 신호(U2)를 출력하고, NOR 게이트(324)는 로우 레벨의 신호(U3)를 출력한다. 그리고, 게이트 드라이버(325)는 로우 레벨의 신호(U3)에 따라 저전압의 게이트 제어 신호(Vg)를 출력하여 스위치(M1)를 턴오프시킨다.
스위치(M1)가 턴오프되면, 스위치(M1)를 흐르는 스위치 전류(Ids)는 하강하여, 감지 전압(Vsense)은 감소한다. 이에 따라 비교기(321)의 출력(U1)이 다시 로우 레벨로 되어 플립플롭(323)은 반전 출력 단자(/Q)로 출력되는 로우 레벨의 신호(U2)를 유지하고, 게이트 드리이버(325)도 게이트 제어 신호(Vg)를 저전압으로 유지한다. 다시 오실레이터(322)가 밸리 스위칭 신호(Vsw)를 수신하면 앞서 설명한 것처럼 클록 신호(CLK)를 제어하여, 게이트 드라이버(325)가 고전압의 게이트 제어 신호(Vg)를 출력할 수 있다.
이와 같이, 본 발명의 제1 실시예에 따르면, 스위치(M1)의 스위치 전류(Ids)의 최대값(Ipk)과 출력 전압(Vout)을 이용하여 스위치 전압(Vds)이 감소하기 직전까지의 기간(Toff1)을 산출하며, 스위치(M1)의 커패시턴스 성분(Coss)과 자화 인덕턴스 성분(Lm)에 의한 공진 주기의 (1/2)을 이용하여 스위치 전압(Vds)이 감소하기 시작하여 밸리 시점에 도달하기까지의 기간(Toff2)을 산출하고, 스위치(M1)가 턴온되는 시점부터 스위치 전류(Ids)의 최대값(Ipk)이 검출되는 시점까지를 카운트하여 온 기간(Ton)을 검출하여 스위치 전압(Vds)의 밸리 시점을 검출할 수 있다.
다음, 도 5 내지 도 8을 참조하여 본 발명의 제2 실시예에 따른 전력 변환기 및 그 구동 방법에 대하여 구체적으로 설명한다.
도 5는 본 발명의 제2 실시예에 따른 따른 전력 변환기를 나타내는 도면이다. 도 6은 본 발명의 제2 실시예에 따른 PWM 제어부의 블록도를 나타내는 도면이 며, 7은 도 6에 도시된 밸리 스위칭 제어부의 블록도를 나타내는 도면이다. 도 8은 도 6에 도시한 PWM 제어부의 게이트 제어 신호에 따른 스위치 전압, 자화 전류 및 커패시터 전압을 나타내는 도면이다.
도 5 내지 도 6을 참고하면, 본 발명의 제2 실시예에 따른 전력 변환기는 전력 공급부(100), 출력부(200) 및 PWM 제어부(300')를 포함하며, PWM 제어부(300')는 밸리 스위칭 제어부(310') 및 PWM 신호 생성부(320)를 포함한다.
본 발명의 제2 실시예에 따른 PWM 제어부(300')는 본 발명의 제1 실시예에 도시된 PWM 제어부(300)와 달리 전력 공급부(100)로부터 입력 전압(Vin)을 전달 받는다.
밸리 스위칭 제어부(310')는 입력 전압(Vin)을 전달받으며, 커패시터(Ce)의 전압(Ve)에 따라 스위치 전압(Vds)의 밸리 시점을 검출하여 밸리 스위칭 신호(Vsw)를 생성하며, 전압 추정부(313) 및 지연부(314)를 포함한다.
도 7에 도시한 바와 같이, 전압 추정부(313)는 비교기(313a), 커패시터(Ce) 및 두 스위치(M2, M3)를 포함한다.
비교기(313a)는 커패시터(Ce)에 연결되어 있는 반전 단자(-)와 기준 전압(Vref)을 입력받는 비반전 단자(+)를 가진다.
스위치(M2)는 온 기간(Ton) 동안 입력 전압(Vin)에 비례하는 전류를 공급하는 전류원[(I(Vin)]과 비교기(313a)의 비반전 단자(-) 사이에 연결되어 있으며, 고전압의 게이트 제어 신호(Vg)에 응답하여 턴온된다. 스위치(M3)는 오프 기간(Toff) 동안의 트랜스포머의 1차측 전압, 즉 n*Vout 전압에 비례하는 전류를 공급하는 전 류원[(I(nVout)]과 비교기(313a)의 비반전 단자(-) 사이에 연결되어 있으며, 저전압의 게이트 제어 신호(Vg)에 응답하여 턴온된다. 도 7에서는 두 스위치(M2, M3)를 각각 게이트 제어 신호(Vg)와 게이트 제어 신호(Vg)의 반전 신호(/Vg)에 응답하여 동작하는 트랜스미션 게이트로 도시하였지만, 유사한 기능을 하는 다른 형태의 스위치가 사용될 수도 있다.
온 기간(Ton) 동안 게이트 제어 신호(Vg)가 고전압이 되어 스위치(M1, M2)가 턴온된다. 그러면, 앞서 설명한 것처럼 입력 전압(Vin)에 의해 자화 인덕턴스 성분(Lm)을 통하여 흐르는 자화 전류(Im)가 선형적으로 증가한다. 그리고 입력 전압(Vin)에 비례하는 입력 전류[(I(Vin)]에 의해 커패시터(Ce)가 충전되어 커패시터(Ce)의 전압(Ve)이 증가한다. 즉, 커패시터 전압(Ve)이 기준 전압(Vref)보다 높아져서 비교기(313a)는 로우 레벨의 신호(S1)을 출력한다.
다음, 오프 기간(Toff) 동안 게이트 제어 신호(Vg)가 저전압이 되어 스위치(M1, M2)가 턴오프되고 스위치(M3)가 턴온된다. 앞서 설명한 것처럼 자화 전류(Im)는 프리휠링되어서 선형적으로 감소하고, 출력 전압(Vout)에 대응하는 전압(n*Vout)에 비례하는 입력 전류[(I(nVout)]에 의해 커패시터(Ce)는 방전된다. 이때, 자화 전류(Im)가 OA까지 감소하는 시점에서 온 기간(Ton)동안 커패시터(Ce)에 충전된 전압이 모두 방전된다. 기준 전압(Vref)을 0V 전압에 근사한 전압으로 설정하면, 커패시터(Ce)에 충전된 전압이 모두 방전되는 시점에 비교기(313a)는 하이 레벨의 신호(S1)를 출력한다.
이와 같이, 전압 추정부(313)는 게이트 제어 신호(Vg)가 고전압이 된 이후 비교기(313a)가 하이 레벨의 신호(S1)를 출력하기 시작할 때까지의 온 기간(Ton)과 기간(Toff1)의 합을 검출할 수 있다.
앞서 설명한 것처럼, 차단 기간(Toff) 동안 자화 전류(Im)가 0A 가 된 후, 즉 스위치 전압(Vds)이 감소하기 시작하여 밸리 시점에 도달하기까지의 기간(Toff2)은 수학식2와 같이 결정되므로, 지연부(314)는 수학식2에 의해 결정되는 기간(Toff2)만큼이 하이 레벨의 신호(S1)를 지연하여 밸리 스위칭 신호(Vsw)로 출력한다.
이와 같이 하면, 밸리 스위칭 제어부(310')는 밸리 시점에서 하이 레벨의 밸리 스위칭 신호(Vsw)를 PWM 신호 생성부(320)로 전달할 수 있다.
이상에서 본 발명의 실시예에 대하여 상세하게 설명하였지만 본 발명의 권리범위는 이에 한정되는 것은 아니고 다음의 청구범위에서 정의하고 있는 본 발명의 기본 개념을 이용한 당업자의 여러 변형 및 개량 형태 또한 본 발명의 권리범위에 속하는 것이다.
도 1은 본 발명의 제1 실시예에 따른 전력 변환기를 나타내는 도면이다.
도 2는 본 발명의 제1 실시예에 따른 PWM 제어부의 블록도이다.
도 3은 도 2에 도시한 PWM 제어부의 게이트 제어 신호에 따른 자화 전류와 스위치 전압을 나타내는 도면이다.
도 4는 도 2에 도시한 PWM 제어부를 구체적으로 나타내는 도면이다.
도 5는 본 발명의 제2 실시예에 따른 따른 전력 변환기를 나타내는 도면이다.
도 6은 본 발명의 제2 실시예에 따른 PWM 제어부의 블록도를 나타내는 도면이다.
도 7은 도 6에 도시된 밸리 스위칭 제어부의 블록도를 나타내는 도면이다.
도 8은 도 6에 도시한 PWM 제어부의 게이트 제어 신호에 따른 스위치 전압, 자화 전류 및 커패시터 전압을 나타내는 도면이다.

Claims (21)

  1. 입력 전압을 입력받는 트랜스포머의 1차 코일, 그리고 제어 전극, 제1 전극 및 상기 1차 코일에 연결되어 있는 제2 전극을 가지는 스위치를 포함하는 전력 공급부,
    상기 트랜스포머의 2차 코일을 포함하며, 상기 입력 전압이 상기 트랜스포머에 의해 변환된 출력 전압을 출력하는 출력부, 그리고
    상기 스위치의 제1 전극과 제2 전극 사이에 흐르는 스위치 전류에 대응하는 감지 전압을 입력받으며, 상기 감지 전압에 기초하여 상기 스위치의 제1 전극과 제2 전극 사이의 스위치 전압의 밸리 시점을 검출하며, 상기 밸리 시점에 따라 상기 스위치의 제어 전극에 상기 스위치를 턴온하기 위한 제1 전압과 상기 스위치를 턴오프하기 위한 제2 전압을 교대로 가지는 제어 신호를 전달하는 PWM 제어부를 포함하며,
    상기 제어 신호가 상기 제2 전압을 가지는 오프 기간은 제1 기간과 제2 기간을 포함하고,
    상기 PWM 제어부는, 상기 스위치 전류의 최대값을 이용하여 상기 제1 기간을 계산하고, 상기 제1 기간, 상기 제2 기간 및 상기 제어 신호가 상기 제1 전압을 가지는 제3 기간을 이용하여 상기 밸리 시점을 검출하는
    전력 변환기.
  2. 제1항에 있어서,
    상기 PWM 제어부는 상기 밸리 시점에 응답하여 상기 제어 신호를 상기 제1 전압으로 설정하는 전력 변환기.
  3. 삭제
  4. 제1항에 있어서,
    상기 PWM 제어부는 상기 트랜스포머의 자화 인덕턴스 성분과 상기 스위치의 기생 커패시턴스 성분을 이용하여 상기 제2 기간을 계산하는 전력 변환기.
  5. 제4항에 있어서,
    상기 제2 기간은 상기 자화 인덕턴스 성분과 상기 기생 커패시턴스 성분에 의해 형성되는 공진 주기의 (1/2)에 해당하는 전력 변환기.
  6. 제1항에 있어서,
    상기 제1 기간은 상기 트랜스포머의 자화 인덕턴스 성분, 상기 스위치 전류의 최대값, 상기 출력 전압 및 상기 2차 코일과 상기 1차 코일 사이의 권선비에 의해 결정되는 전력 변환기.
  7. 제6항에 있어서,
    상기 제1 기간은 상기 트랜스포머의 자화 인덕턴스 성분과 상기 스위치 전류의 최대값의 곱을 상기 출력 전압과 상기 권선비의 곱으로 나눈 값에 해당하는 전력 변환기.
  8. 제1항, 제2항, 제4항 내지 제7항 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 PWM 제어부는,
    상기 밸리 시점에 응답하여 클록 신호를 생성하는 오실레이터,
    상기 감지 전압과 상기 출력 전압에 대응하는 피드백 전압의 비교에 따른 제1 신호를 출력하는 비교기,
    상기 제1 신호와 상기 클록 신호에 따라 제2 신호를 출력하는 플립플롭,
    상기 클록 신호와 상기 제2 신호를 연산하여 제3 신호를 출력하는 논리 소자, 그리고
    상기 제3 신호에 응답하여 상기 제어 신호를 생성하는 게이트 드라이버를 포함하는 전력 변환기.
  9. 입력 전압을 입력받는 트랜스포머의 1차 코일, 그리고 제어 전극, 제1 전극 및 상기 1차 코일에 연결되어 있는 제2 전극을 가지는 제1스위치를 포함하는 전력 공급부,
    상기 트랜스포머의 2차 코일을 포함하며, 상기 입력 전압이 상기 트랜스포머에 의해 변환된 출력 전압을 출력하는 출력부, 그리고
    상기 제1 스위치의 턴온 시 상기 입력 전압에 대응하는 제1 전류를 출력하는 제1 전류원과 상기 제1 스위치의 턴오프 시 상기 트랜스포머의 1차측 전압에 대응하는 제2 전류를 출력하는 제2 전류원을 포함하며, 상기 입력 전압을 입력받으며, 상기 제1 전류원과 상기 제2 전류원을 이용하여 상기 제1 스위치의 상기 제1 전극과 상기 제2 전극 사이의 스위치 전압의 밸리 시점을 검출하고, 상기 밸리 시점에 따라 상기 제1 스위치의 제어 전극에 제어 신호를 전달하는 PWM 제어부
    를 포함하는 전력 변환기
  10. 제9항에 있어서,
    상기 PWM 제어부는 상기 제1 스위치를 턴온하기 위한 제1 전압과 제1스위치를 턴오프하기 위한 제2 전압을 교대로 가지는 제어 신호를 출력하며, 상기 밸리 시점을 검출한 시점에서 상기 제어 신호를 상기 제1 전압으로 설정하는 전력 변환기.
  11. 제10항에 있어서,
    상기 제어 신호가 상기 제2 전압을 가지는 오프 기간은 제1 기간 및 제2 기간을 포함하며,
    상기 PWM 제어부는,
    상기 제1 전류로 충전하고 상기 제2 전류로 방전하는 커패시터를 포함하며,
    상기 커패시터가 제2 전류를 방전하는 상기 제1 기간 및 상기 커패시터가 상기 제1 전류로 충전되는 제3 기간의 합을 검출하는 전력 변환기.
  12. 제11항에 있어서,
    상기 PWM 제어부는,
    상기 커패시터에 연결되어 있는 반전 단자와 기준 전압을 입력받는 비반전 단자를 가지는 제1 비교기를 더 포함하며, 상기 제1 비교기의 출력을 통해 상기 제1 기간 및 상기 제3 기간의 합을 검출하는 전력 변환기.
  13. 제12항에 있어서,
    상기 PWM 제어부는,
    상기 제1 비교기의 출력을 상기 제2 기간만큼 지연하여 상기 밸리 시점을 검출하는 전력 변환기.
  14. 제12항에 있어서,
    상기 PWM 제어부는 상기 트랜스포머의 자화 인덕턴스 성분과 상기 제1 스위치의 기생 커패시턴스 성분을 이용하여 상기 제2 기간을 계산하는 전력 변환기.
  15. 제14항에 있어서,
    상기 제2 기간은 상기 자화 인덕턴스 성분과 상기 기생 커패시턴스 성분에 의해 형성되는 공진 주기의 (1/2)에 해당하는 전력 변환기.
  16. 제9항 내지 제15항 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 PWM 제어부는,
    상기 밸리 시점에 응답하여 클록 신호를 생성하는 오실레이터,
    상기 스위치의 제1 전극과 제2 전극 사이에 흐르는 스위치 전류에 대응하는 감지 전압과 상기 출력 전압에 대응하는 피드백 전압의 비교에 따른 제1 신호를 출력하는 제2 비교기,
    상기 제1 신호와 상기 클록 신호에 따라 제2 신호를 출력하는 플립플롭,
    상기 클록 신호와 상기 제2 신호를 연산하여 제3 신호를 출력하는 논리 소자, 그리고
    상기 제3 신호에 응답하여 상기 제어 신호를 생성하는 게이트 드라이버를 더 포함하는 전력 변환기.
  17. 입력 전압을 입력받는 1차 코일과 출력 전압을 전달하는 2차 코일을 가지는 트랜스포머, 그리고 제어 전극, 제1 전극 및 상기 1차 코일에 연결되어 있는 제2 전극을 가지는 스위치를 포함하는 전력 변환기의 구동 방법에 있어서,
    상기 제어 신호의 제1 전압에 응답하여 상기 스위치를 턴온하는 단계,
    상기 제어 신호의 제2 전압에 응답하여 상기 스위치를 턴오프하는 단계,
    상기 스위치의 제1 전극과 제2 전극 사이에 흐르는 스위치 전류의 최대값을 검출하는 단계,
    상기 스위치 전류의 최대값과 상기 스위치의 턴오프 시의 상기 트랜스포머의 1차측 전압을 이용하여 제1 기간을 검출하는 단계,
    상기 트랜스포머의 자화 인덕턴스 성분과 상기 스위치의 기생 커패시턴스 성분을 이용하여 제2 기간을 검출하는 단계,
    상기 제1 기간 및 상기 제2 기간을 이용하여 상기 스위치의 제1 전극과 제2 전극 사이의 스위치 전압의 밸리 시점을 결정하는 단계, 그리고
    상기 밸리 시점에 응답하여 상기 제어 신호를 상기 제1 전압으로 설정하는 단계
    를 포함하는 전력 변환기의 구동 방법.
  18. 제17항에 있어서,
    상기 결정하는 단계는, 상기 제어 신호가 상기 제1 전압을 가지는 제3 기간과 상기 제1 및 제2 기간을 이용하여 상기 스위치 전압의 밸리 시점을 결정하는 단계를 더 포함하는 전력 변환기의 구동 방법.
  19. 입력 전압을 입력받는 1차 코일과 출력 전압을 전달하는 2차 코일을 가지는 트랜스포머, 그리고 제어 전극, 제1 전극 및 상기 1차 코일에 연결되어 있는 제2 전극을 가지는 스위치를 포함하는 전력 변환기의 구동 방법에 있어서,
    상기 제어 신호의 제1 전압에 응답하여 상기 스위치를 턴온하는 단계,
    상기 제어 신호의 제2 전압에 응답하여 상기 스위치를 턴오프하는 단계,
    상기 제어 신호가 상기 제1 전압을 가질 때의 상기 입력 전압에 대응하는 제1 전류와 상기 제어 신호가 상기 제2 전압을 가질 때의 상기 트랜스포머의 1차측 전압에 대응하는 제2 전류에 기초하여 상기 스위치의 상기 제1 전극과 상기 제2 전극 사이의 스위칭 전압의 밸리 시점을 결정하는 단계, 그리고
    상기 밸리 시점에 응답하여 상기 제어 신호를 상기 제1 전압으로 설정하는 단계
    를 포함하는 전력 변환기의 구동 방법.
  20. 제17항 또는 제18항에 있어서,
    상기 결정하는 단계는,
    상기 트랜스포머의 자화 인덕턴스 성분과 상기 스위치의 기생 커패시턴스을 이용하여 상기 제2 기간을 결정하는 단계를 더 포함하는 전력 변환기의 구동 방법.
  21. 제19항에 있어서,
    상기 밸리 시점을 결정하는 단계는,
    상기 제어 신호의 제1 전압에 응답하여 제1 기간 동안 상기 제1 전류를 커패시터에 충전하는 단계,
    상기 제어 신호의 제2 전압에 응답하여 제2 기간 동안 상기 제2 전류를 상기 커패시터에서 방전하는 단계,
    상기 커패시터의 전압에 기초하여 상기 제1 기간과 상기 제2 기간의 합을 검출하는 단계, 그리고
    상기 합을 이용하여 상기 밸리 시점을 결정하는 단계
    를 포함하는 전력 변환기의 구동 방법.
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