KR101165386B1 - 준공진형 컨버터 및 그 제어 방법 - Google Patents

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Abstract

본 발명은 준공진형 컨버터에 관한 것이다. 본 발명의 준공진형 컨버터에는 소정의 기간인 제1 기간과 제1 기간에 연속하는 제2 기간을 설정되어 있다. 제2 기간에서 스위치의 양단 간의 전압이 최소가 되는 지점이 존재하는 경우 최소 지점에서 스위치가 턴온되고, 제2 기간에서 스위치의 양단 간의 전압이 최소가 되는 지점이 존재하지 않는 경우 상기 제2 기간의 종료 시점에 스위치가 턴온된다. 이를 통해 스위치의 스위칭 주파수를 소정의 범위내로 한정시킬 수 있다.
Figure R1020060052860
준공진형 컨버터, 주파수, 스위치

Description

준공진형 컨버터 및 그 제어 방법{QUSI-RESONAT CONVERTER AND CONTROLLING METHOD THEREOF}
도 1은 본 발명의 실시예에 따른 준공진형 컨버터의 전제 구성을 나타내는 도면이다.
도 2는 도 1의 각 구성에서 발생되는 신호를 나타내는 도면이다.
도 3은 도 1에서의 Vds 신호, V4 신호, V5 신호 및 V6 신호를 예시적으로 나타내는 도면이다.
도 4는 도 2에서의 출력 부하보다 높은 출력 부하의 경우 각 신호를 나타내는 도면이다.
도 5는 도 4에서의 출력 부하보다 높은 출력 부하의 경우 각 신호를 나타내는 도면이다.
도 6는 본 발명의 실시예에 따른 준공진형 컨버터에서의 출력 부하(Po)와 스위칭 주파수(f)의 관계와 일반적인 준공진형 컨버터에서 출력 부하(Po)와 스위칭 주파수(f)의 관계를 나타내는 그래프이다.
본 발명은 컨버터(Converter)에 관한 것으로, 특히 준공진형(Quasi-Resonant) 컨버터에 관한 것이다.
컨버터는 하나의 직류 전압을 하나 이상의 직류 전압으로 변환하는 장치이다. 이때, 직류 출력 전압은 입력 전압보다 크거나 또는 작은 크기를 갖는다. 이와 같은 컨버터는 파워 전자 장치들, 특히 이동 전화, 랩탑 컴퓨터 등과 같은 밧데리 파워 공급 장치들에 주로 사용된다.
한편, 준공진형 컨버터는 전력 변환 효율(Power Conversion Efficiency)을 높이고 EMI(Electromagnetic Interference)를 줄이는 효과가 있어 널리 사용된다. 일반적으로 준공진형 컨버터는 공진에 의해 스위칭 트랜지스터의 양단간에 최저의 전압이 인가될 시에 스위칭 트랜지스터를 턴온시킨다. 이를 통해 스위칭 노이즈와 스위칭 손실을 줄일 수 있다.
그러나 준공진형 컨버터에서 출력 부하가 낮은 경우 스위칭 주파수가 증가한다. 이와 같이 스위칭 주파수가 증가하는 경우에는 스위칭 손실이 증가하는 문제가 발생한다. 즉, 출력 부하가 낮아지는 경우 스위칭 소자를 통해 흐는 전류의 피크 전류가 감소하게 되며, 이에 따라 스위칭 주파수가 증가하게 된다.
본 발명이 이루고자 하는 기술적 과제는 부하에 관계 없이 스위칭 트랜지스터의 스위칭 주파수를 소정의 범위내로 한정하는 준공진형 컨버터 및 그 제어 방법을 제공하기 위한 것이다.
본 발명의 특징에 따르면 준공진형 컨버터가 제공된다. 이 준공진형 컨버터는, 정류된 직류전압 신호에 제1 단이 전기적으로 연결되는 트랜스 포머의 1차 코일; 상기 트랜스 포머의 1차 코일의 제2 단에 전기적으로 연결되는 스위치; 상기 스위치의 양단간의 전압을 나타내는 제1 신호를 검출하는 스위치 전압 검출부; 및 소정의 제1 기간과 상기 제1 기간에 연속되는 제2 기간을 설정하고, 상기 제2 기간에서 상기 제1 신호가 최저 전압이 되는 시점이 존재하는 경우 상기 최저 전압이 되는 시점에 상기 스위치를 턴온시키며, 상기 제2 기간에서 상기 제1 신호가 상기 최저 전압이 되는 시점이 존재하지 않는 경우 상기 제2 기간의 종료 시점에 상기 스위치를 턴온시키는 스위칭 제어부를 포함한다. 여기서, 상기 최저 전압은 상기 스위치가 턴오프된 후 상기 제1 신호가 최저가 되는 지점의 전압이다. 그리고, 상기 제1 기간은 상기 스위치가 턴온되는 시점에서 시작되는 기간이다. 한편, 상기 스위치 전압 검출부는 상기 트랜스 포머의 2차 코일에 유도되는 전압을 지연하는 지연 회로를 포함하며, 상기 지연 회로에 의해 상기 제1 신호에 대응하는 제2 신호를 출력한다. 또한, 상기 지연 회로는, 상기 2차 코일과 접지 사이에 전기적으로 직렬로 연결되는 제1 및 제2 저항, 그리고 상기 제1 저항과 제2 저항의 접점과 상기 접지 사이에 전기적으로 연결되는 커패시터를 포함할 수 있다.
본 발명의 다른 특징에 따르면, 정류된 직류전압 신호에 제1 단이 전기적으로 연결되는 트랜스 포머의 1차 코일 및 상기 트랜스 포머의 1차 코일의 제2 단에 전기적으로 연결되는 스위치를 포함하는 준공진형 컨버터를 제어하는 방법이 제공된다. 이 제어 방법은, 상기 스위치의 양단간의 전압을 나타내는 제1 신호를 검출 하는 단계; 소정의 제1 기간과 상기 제1 기간에 연속되는 제2 기간을 설정하는 단계; 및 상기 제2 기간에서 상기 제1 신호가 최저 전압이 되는 시점이 존재하는 경우 상기 최저 전압이 되는 시점에 상기 스위치를 턴온시키며, 상기 제2 기간에서 상기 제1 신호가 상기 최저 전압이 되는 시점이 존재하지 않는 경우 상기 제2 기간의 종료 시점에 상기 스위치를 턴온시키는 단계를 포함한다. 그리고 상기 제어 방법은, 상기 스위치를 통해 흐르는 전류에 대응하는 신호와 상기 준공진형 컨버터의 출력 전압에 대응하는 신호를 비교하여 상기 스위치의 턴오프 시점을 결정하는 단계를 더 포함할 수 있다. 한편, 상기 최저 전압은 상기 스위치가 턴오프된 후 상기 제1 신호가 최저가 되는 지점의 전압이다. 또한, 상기 제1 기간은 상기 스위치가 턴온되는 시점에서 시작되는 기간이다.
아래에서는 첨부한 도면을 참고로 하여 본 발명의 실시예에 대하여 본 발명이 속하는 기술 분야에서 통상의 지식을 가진 자가 용이하게 실시할 수 있도록 상세히 설명한다. 그러나 본 발명은 여러 가지 상이한 형태로 구현될 수 있으며 여기에서 설명하는 실시예에 한정되지 않는다. 그리고 도면에서 본 발명을 명확하게 설명하기 위해서 설명과 관계없는 부분은 생략하였으며, 명세서 전체를 통하여 유사한 부분에 대해서는 유사한 도면 부호를 붙였다.
명세서 전체에서, 어떤 부분이 다른 부분과 "연결"되어 있다고 할 때, 이는 "직접적으로 연결"되어 있는 경우뿐 아니라, 그 중간에 다른 소자를 사이에 두고 "전기적으로 연결"되어 있는 경우도 포함한다. 또한 어떤 부분이 어떤 구성요소를 "포함"한다고 할 때, 이는 특별히 반대되는 기재가 없는 한 다른 구성요소를 제외하 는 것이 아니라 다른 구성요소를 더 포함할 수 있는 것을 의미한다.
이하 본 발명의 실시예에 따른 준공진형 컨버터 및 그 제어 방법에 대하여 도면을 참고로 하여 상세하게 설명한다.
도 1은 본 발명의 실시예에 따른 준공진형 컨버터의 전제 구성을 나타내는 도면이다.
도 1에 나타낸 바와 같이, 본 발명의 실시예에 따른 준공진형 컨버터는 전력 공급부(100), 출력부(200), 바이어스 전압 공급부(300), 스위칭 제어부(400) 및 스위치 전압 검출부(500)를 포함한다.
전력 공급부(100)는 교류 입력(AC)를 정류하는 브리지 다이오드(BD), 정류된 전압을 평활화하기 위한 커패시터(Cin), 커패시터(Cin)에 일단이 연결되는 트랜스 포머의 1차 코일(L1)을 포함한다. 전력 공급부(100)는 브리지 다이오드(BD) 및 커패시터(Cin)에 의해 교류 전압(AC)을 직류 전압(Vin)으로 변환하고, 스위칭 트랜지스터(Qsw)의 듀티(duty)에 따라 트랜스 포머의 2차측, 즉 출력부(200)에 전력을 공급한다.
출력부(200)는 트랜스 포머의 2차 코일(L2), 트랜스 포머의 2차 코일(L2)의 일단에 애노드가 연결되는 다이오드(D1), 다이오드(D1)의 캐소드와 접지 사이에 연결되는 커패시터(C1)를 포함한다. 여기서 커패시터(C1)의 양단에 걸리는 전압이 출력 전압(Vo)이다.
바이어스 전압 공급부(300)는 트랜스 포머의 2차 코일(L3), 트랜스 포머의 2차 코일(L3)의 일단에 애노드가 연결되는 다이오드(D2) 및 다이오드(D2)의 캐소드 와 접지 사이에 연결되는 커패시터(C2)를 포함한다. 스위칭 제어부(400)는 일반적으로 IC를 통해 구현가능하며, 바이어스 전압 공급부(500)는 IC를 동작시키기 위한 바이어스 전압을 공급한다. 즉, 스위칭 트랜지스터(Qsw)가 스위칭을 시작하는 경우에 트랜스 포머의 2차 코일(L3) 및 다이오드(D2)가 동작하여, 커패시터(C2)의 양단에 바이어스 전압(Vcc)이 충전된다.
스위칭 제어부(400)는 PWM(Pulse With Modulator) 신호 발생기(410), 신호 발생기(420), 제1 바이브레이터(Vibrator)(430), 제2 바이브레이터(440) 및 비교기(450)를 포함한다. 스위칭 제어부(400)는 피드백 신호(Vfb), 스위칭 트랜지스터(Qsw)를 통해 흐르는 전류(Ids)를 감지한 신호(이하 '센싱 신호'이라 함)(Vsense) 및 스위치 전압 검출부(500)의 출력 신호(V5)를 입력받아, 스위칭 트랜지스터(Qsw)의 턴온/턴오프를 제어하는 신호(VGS)를 출력한다. 여기서, 피드백 신호(Vfb)는 출력 전압(Vo)에 대응하는 정보를 가지는 신호로서 스위칭 트랜지스터(Qsw)의 턴오프 시점을 결정하는데 사용된다. 이 피드백 신호(Vfb)을 생성하는 방법은 본 발명과 직접적인 관계가 없고 당업자라면 쉽게 알 수 있으므로 구체적 설명은 생략한다.
PWM 신호 발생기(410)는 신호 발생기(420)로부터 전송되는 신호(V3), 센싱 신호(Vsense), 피드백 신호(Vfb)을 입력 받아, 스위칭 트랜지스터(Qsw)의 턴온/턴오프를 제어하는 신호(VGS)를 출력한다.
제1 바이브레이터(430)는 PWM 신호 발생기로부터 출력되는 신호(VGS)를 이용 하여 V1신호를 생성하며, 신호 발생기(420) 및 제2 바이브레이터(440)에 V1신호를 전송한다. 그리고 제2 바이브레이터(440)는 제1 바이브레이터(440)로부터 전송되는 V1 신호을 이용하여 V2 신호를 생성하며, V2 신호를 신호 발생기(420)에 전송한다.
신호 발생기(420)는 V1 신호, V2 신호, 비교기(450)의 출력 신호(V6)를 이용하여 V3신호를 생성하며, PWM 신호 발생기(410)에 스위칭 트랜지스터(Qsw)를 턴온시키기 위한 V3신호를 전송한다. V2 신호가 하이(High)(즉, 도 2에서 Tw 기간)이며 비교기(450)의 출력신호(V6)가 하이(High)에서 로우(Low)로 변하는 경우, 신호 발생기(420)는 숏펄스를 출력한다. 그리고 V2 신호가 하이(High)이나 비교기(450)의 출력신호(V6)가 하이(High)에서 로우(Low)로 변하지 않는 경우에는 신호 발생기(420)는 V2 신호가 하이(High)에서 로우(Low)로 변하는 시점에 숏펄스를 출력한다. PWM 신호 발생기(410)는 신호 발생기(420)로부터 숏 펄스를 전송받은 경우 스위칭 트랜지스터(Qsw)를 턴온시키도록 로우(Low)에서 하이(High)로 변경되는 VGS신호를 출력한다.
비교기(450)는 스위치 전압 검출부(450)의 출력 신호(V5) 및 기준 전압(Vref1/Verf2)를 각각 비반전 단자(+) 및 반전 단자(-)로 입력받고, 두 입력 신호를 비교하여 V6신호를 출력한다. 여기서, 기준 전압(Vref1)은 기준 전압(Vref2)보다 높은 전압이다. 비교기(450)는 비반전 단자(+)로 입력되는 V5 신호가 Verf1보다 높은 경우 하이(High) 신호를 출력하고 V5 신호가 Vref2보다 낮은 경우 로 우(Low) 신호를 출력하며, V5 신호가 Vref1과 Vref2 사이인 경우에는 종전 신호 상태를 유지한다. 이와 같은 비교기(450)는 슈미트 트리거(Schmitt Trigger)를 통해 구현이 가능하다.
스위치 전압 검출부(500)는 트랜스 포머의 2차 코일(L3)의 전압(V4)를 이용하여 스위칭 트랜지스터(Qsw)의 드레인-소스 전압에 대응하는 V5를 생성하여 스위칭 제어부(400)에 전송한다. 스위치 전압 검출부(500)는 저항(R1, R2), 커패시터(C3) 및 다이오드(D3)를 포함한다. 트랜스 포머의 2차 코일(L3)과 접지 사이에 저항(R1, R2)가 직렬로 연결되며, 저항(R1, R2)의 접점과 접지 사이에 병렬로 커패시터(C3) 및 다이오드(D3)가 연결된다. 트랜스 포머의 2차 코일(L3)는 1차 코일(L1)의 양단 전압을 반영하며, 1차 코일(L1)의 양단 전압은 스위칭 트랜지스터(Qsw)의 드레인-소스 전압(Vds)를 Vin 전압만큼 뺀 전압이다. 이에 따라 트랜스 포머의 2차 코일(L3)의 양단 전압(V4)은 스위칭 트랜지스터(Qsw)의 드레인-소스 전압을 반영한다. 여기서, 저항(R1, R2) 및 커패시터(C3)는 RC 필터 역할(즉, 지연 회로 역할)을 하며, V5 전압은 아래의 도 3에서 설명하는 바와 같이 스위칭 트랜지스터(Qsw)의 드레인 소스 전압(Vds)에 대응한다. 한편, 다이오드(D3)는 V5 전압이 소정의 전압 이하로 떨어지지 않도록 클램핑하는 역할을 한다.
한편, 스위칭 트랜지스터(Qsw)의 드레인은 트랜스 포머의 1차 코일(L1)의 타단에 연결되며, 스위칭 트랜지스터(Qsw)의 소스와 접지 사이에 센싱 저항(Rsense)이 연결된다. 그리고 스위칭 트랜지스터(Qsw)의 드레인과 소스 사이에 공진 커패 시터(CR)가 별도로 연결될 수 있으며, 공진 커패시터(CR)를 사용하지 않을 경우에는 스위칭 트랜지스터(Qsw)의 드레인-소스 간의 기생 커패시턴스가 공진에 사용된다. 이하에서는 편의상 공진 커패시터(CR)를 사용하는 경우를 가정하여 설명한다. 도 1에서는 스위칭 트랜지스터(Qsw)를 MOSFET으로 나타내었으나 스위치 역할을 하는 다른 스위칭 트랜지스터로 대체될 수 있다. 스위칭 트랜지스터(Qsw)는 PWM 신호 발생기(410)의 출력 신호(VGS)에 의해 제어되어 턴온/턴오프된다.
이하에서는 도 2 내지 도 5를 참조하여, 본 발명의 실시예에 따른 준공진형 컨버터의 동작에 대해서 설명한다.
도 2는 도 1의 각 구성에서 발생되는 신호를 나타내는 도면이다.
먼저, t1 시점에 PWM 신호 발생기(410)의 출력신호(VGS)가 하이(High)로 되면, 스위칭 트랜지스터(Qsw)가 턴온된다. VGS 신호가 하이(High) 상태로 변동되는 방법에 대해서는 아래에서 설명한다. 이때 도 2의 (a)에 나타낸 바와 같이 스위칭 트랜지스터(Qsw)를 통해 흐르는 전류(Ids)가 소정의 기울기(Vin/L1)를 가지며 증가한다. 이와 같은 전류(Ids)는 센싱 저항(Rsense)에 의해 센싱 신호(Vsense)로 변환되어 PWM 신호 발생기(410)로 전송되며, PWM 신호 발생기(410)는 피드백 신호(Vfb)와 센싱 신호(Vsense)를 비교하여 t2 시점에 VGS 신호를 하이(High)상태에서 로우(Low)상태로 변경한다. 이에 따라 t2 시점에 스위칭 트랜지스터(Qsw)는 턴오프된다.
t2 시점에 스위칭 트랜지스터(Qsw)가 턴오프되면, 도 2의 (b)에 나타낸 바와같이 다이오드(D1)를 통해 흐르는 전류(Is)는 -Vo/L2의 기울기를 가지며 영(zero)로 감소한다. 한편, 스위칭 트랜지스터(Qsw)가 턴오프되면 스위칭 트랜지스터(Qsw)의 드레인-소스 전압(Vds)은 Vin+Vo*Np/Ns(여기서, Np와 Ns는 트랜스 포머의 1차측과 2차측의 턴비를 나타냄)까지 상승한다.
전류(Is)가 영(zero)가 되는 시점, 즉 t3에서 다이오드(D1)는 턴오프되며 2차코일(L2)은 높은 임피던스(High Impedance)상태로 변환된다. 이에 따라 트랜스 포머의 1차 코일(L1)과 공진 커패시터(CR)간에 공진이 발생하며, 공진 주기는 1차 코일(L1)의 인덕턴스와 공진 커패시터(CR)의 커패시턴스 값에 의해 정해진다. 이와 같이 트랜스 포머의 1차 코일(L1)과 공진 커패시터(CR)간에 공진이 발생하는 경우, 도 2의 (c)에 나타낸 바와 같이 Vds 신호가 Vin 전압을 기준으로 코사인 커브(cosine curve)를 그리며 변동된다.
한편, 제1 바이브레이터(430)는 VGS 신호의 상태에 따라 V1 신호를 출력한다. 도 2의 (d)에 나타낸 바와 같이, 제1 바이브레이터(430)는 VGS 신호가 로우(Low) 상태에서 하이(High) 상태로 변하는 시점(즉, 도 2에서 t1 시점)에 V1 신호를 하이(High) 상태로 변동시키며 소정의 정해진 블랭킹 기간(TB) 기간동안 하이(High) 상태를 유지한 후 로우(Low) 상태로 변동시킨다. 여기서 TB 기간은 임의로 설정되는 기간이며, 이 블랭킹 기간(TB) 내에서는 스위칭 트랜지스터(Qsw)의 다 음 턴온을 방지하기 위해, 신호 발생기(420)는 VGS 신호를 하이 상태로 변경시키는 숏 펄스를 발생시키지 않는다.
그리고 제2 바이브레이터(440)는 V1 신호의 상태에 따라 V2 신호를 출력한다. 도 2의 (e)에 나타낸 바와 같이, 제2 바이브레이터(440)는 V1 신호가 하이(High) 상태에서 로우(Low) 상태로 변하는 시점(즉, 도 2에서 t4 시점)에 V2 신호를 하이(High) 상태로 변동시키며 소정의 정해진 감지 기간(TW)동안 하이(High) 상태로 유지한 후 로우(Low) 상태로 변동시킨다. 여기서, 감지 기간(TW)내에서만 스위칭 트랜지스터(Qsw)의 드레인-소스 전압(Vds)의 최소 전압이 감지되며, 감지 기간(Tw)내에서 스위칭 트랜지스터(Qsw)의 드레인-소스 전압(Vds)의 최소 전압이 감지되는 경우 신호 발생기(420)는 숏 펄스를 발생시킨다. 도 2의 (c) 및 (e)를 참조하면, 감지 기간(Tw)내에서 Vds 신호가 최소 전압이 되는 지점(즉, t5)이 존재하며, 이 t5 시점에 신호 발생기(420)는 숏 펄스를 발생시킨다. 한편, 아래의 도 5에서 설명하는 바와 같이, 감지 기간(Tw)내에서 Vds 신호가 최소 전압이 되지 않는 경우에는 신호 발생기(420)는 감지 기간(Tw)후에 숏 펄스를 발생시킨다. 공진을 시작한 후 Vds 신호가 최소가 되는 지점을 검출하는 방법에 대해서는 아래의 도 3에서 구체적으로 설명한다.
도 2의 (f)에 나타낸 바와 같이, t5 시점에 신호 발생기(410)는 숏 펄스를 발생시키며, 이 숏 펄스에 의해 PWM 신호 발생기(410)는 VGS 신호를 하이(High) 상태로 변경시킨다. 이에 따라 스위칭 트랜지스터(Qsw)는 스위칭 트랜지스터(Qsw)의 드레인-소스 전압(Vds)가 낮은 시점인 t5에서 턴온되어, 스위칭 손실이 감소한다.
이하에서는 도 3을 참조하며, 스위칭 트랜지스터(Qsw)의 드레인-소스 전압(Vds)를 감지하는 방법과 스위칭 트랜지스터(Qsw)의 드레인-소스 전압이 공진 후 최저 전압되는 시점을 감지하는 방법에 대해서 알아본다.
도 3은 도 1에서의 Vds 신호, V4 신호, V5 신호 및 V6 신호를 예시적으로 나타내는 도면이다.
먼저 도 3의 (a)와 같은 Vds 신호가 생성되는 것으로 가정한다.
Vds 신호가 도 3의 (a)와 같은 경우, 트랜스 포머의 1차 코일(L1)에는 Vds 신호에서 Vin 전압만큼 전체적으로 하강한 신호가 생성된다. 그리고 트랜스 포머의 2차 코일(L3)에는 트랜스 포머의 턴비에 따라 도 3의 (b)와 같은 V5 신호가 생성된다. 도 3의 (a) 및 (b)에 나타낸 바와 같이 V4 신호는 Vds 신호를 그대로 반영하고 있으므로, V4 신호를 이용하여 Vds 신호의 최저 전압을 감지할 수 있다.
한편, 스위치 전압 검출부(500)에 의해 도 3의 (c)와 같은 V5 신호가 생성된다. 즉, 스위치 전압 검출부(500)의 저항(R1, R2) 및 커패시터(C5)에 의해 도 3의 (c)와 같은 V5 신호가 생성된다. 여기서, RC 시정수에 의해 V5 신호는 V4 신호보다 조금 늦게 상승하거나 하강한다. 이에 따라 Vds 신호가 최소가 되는 지점과 V5 신호가 최소가 되는 지점이 약간 어긋나게 된다. 즉, 스위치 전압 검출부(500)의 저항(R1, R2) 및 커패시터(C5)는 V4 신호를 지연하여 V5 신호를 생성하는 지연회로(delay circuit) 역할을 한다. 이를 감안하여 상기에서 설명한 바와 같이 비교기(450)는 두개의 기준 전압(Vref1, Vref2)를 가지고 있다. Vref1는 V5 신호의 최 고 전압보다 낮은 전압으로 설정되며, Vref3 전압은 공진 후 Vds 신호가 최저 전압이 되는 시점의 V5 전압으로 설정된다.
상기에서 설명한 바와 같이, 비교기(450)는 V5 신호가 Vref1보다 높은 경우 하이(High) 신호를 출력하고 V5 신호가 Vref2보다 낮은 경우 로우(Low) 신호를 출력하며 V5 신호가 Vref1과 Vref2 사이인 경우에는 종전 상태를 유지한다. 이에 따라 도 3의 (d)에 나타낸 바와 같이, 비교기(450)의 출력신호인 V6 신호는 t2' 시점에서 하이(High) 상태로 변경되며 t4' 시점에서 하이(High) 상태에서 로우(Low) 상태로 변경된다. 즉, V6 신호가 하이(High) 상태에서 로우(Low) 상태로 변경되는 시점이 Vds 신호가 최저 전압이 되는 시점이다.
이에 따라 신호 발생기(420)는 V2 신호가 하이(High) 상태이며 V6 신호가 하이(High) 상태에서 로우(Low) 상태로 변경되는 시점(즉, 도 2의 t5)에서 숏 펄스를 발생시킨다. 이를 통해, 신호 발생기(420)는 블랭킹 기간(TB)에서 숏 펄스를 발생시키지 않고 감지 기간(Tw) 기간 내에 Vds 신호의 최저 전압이 감지되는 때 숏 펄스를 발생시킨다.
도 4는 도 2에서의 출력 부하보다 높은 출력 부하의 경우 각 신호를 나타내는 도면이다. 도 5는 도 4에서의 출력 부하보다 높은 출력 부하의 경우 각 신호를 나타내는 도면이다. 도 4 및 도 5는 출력 부하가 변동된 것을 제외하고 나머지 부분은 도 2와 동일하므로 중복되는 부분의 설명은 생략한다.
도 4에 나타낸 바와 같이, 출력 부하가 도 2의 경우보다 높은 경우 Ids 신호 가 높은 피크 레벨까지 상승한다. 이에 따라 트랜스 포머의 1차 코일(L1)과 공진 커패시터(CR) 간의 공진 시점도 좀더 늦어진다. 이때, 블랭킹 기간(TB)와 감지 기간(Tw)는 소정의 값으로 고정된 값이므로, 트랜스 포머의 1차 코일(L1)과 공진 커패시터(CR) 간에 공진이 발생하여 Vds 전압이 첫번째로 최저 전압이 되는 시점에서 스위칭 트랜지스터(Qsw)가 턴온된다.
도 5에 나타낸 바와 같이, 출력 부하가 도 4의 경우보다 높은 경우 Ids 신호가 좀더 높은 피크 레벨까지 상승한다. 이에 따라 트랜스 포머의 1차 코일(L1)과 공진 커패시터(CR) 간의 공진 시점도 좀더 늦어진다. 이때, 블랭킹 기간(TB)와 감지 기간(Tw)는 소정의 값으로 고정된 값이므로, 감지 기간(Tw) 기간 내에서 Vds 신호의 최저 전압이 감지되지 않는다. 이와 같은 경우 PWM 신호 발생기(410)는 Vds신호의 최저 전압이 감지되지 않더라도 강제적으로 감지 기간(Tw)후에 숏 펄스를 발생시킨다. 즉, 스위칭 주기의 최대 주기(Ts_max)는 TB+Tw가 된다.
이를 통해 출력 부하가 아무리 높더라도 스위칭 트랜지스터(Qsw)의 스위칭 주기가 TB+Tw 기간을 넘지 않게된다. 즉, 스위칭 트랜지스터(Qsw)의 스위칭 주파수(f)는 아래의 수학식 1의 범위내로 한정된다.
1/(TB+TW) < f < 1/TB
도 6는 본 발명의 실시예에 따른 준공진형 컨버터에서의 출력 부하(Po)와 스 위칭 주파수(f)의 관계와 일반적인 준공진형 컨버터에서 출력 부하(Po)와 스위칭 주파수(f)의 관계를 나타내는 그래프이다. 도 6에서 S100은 본 발명의 실시예에 따른 준공진형 컨버터에서의 출력 부하에 따른 스위칭 주파수(f)를 나타내며, S10은 일반적인 준공진형 컨버터에서의 출력 부하에 따른 스위칭 주파수를 나타낸다.
S100을 참조하면, 본 발명의 실시예의 경우는 스위칭 주파수(f)가 출력 부하(Po)가 변동되는 경우에도 수학식 1의 범위내로 한정된다. 즉, 출력부하가 낮은 경우에도 스위칭 주파수가 최대한 1/TB를 넘지 않으며, 출력 부하가 높은 경우에도 스위칭 주파수가 최소한 1/(TB+TW)보다 내려가지 않는다. 이에 따라 본 발명의 실시예에 따른 준공진형 컨버터의 스위칭 주파수는 소정 범위 내로 한정되어, 스위칭 손실을 더욱 줄일 수 있다.
그러나 S10을 참조하면, 일반적인 준공진형 컨버터의 경우는 출력 부하가 감소하는 경우 점점 스위칭 주파수가 증가하게 되어 스위칭 손실이 많이 발생한다.
이상에서 본 발명의 실시예에 대하여 상세하게 설명하였지만 본 발명의 권리범위는 이에 한정되는 것은 아니고 다음의 청구범위에서 정의하고 있는 본 발명의 기본 개념을 이용한 당업자의 여러 변형 및 개량 형태 또한 본 발명의 권리범위에 속하는 것이다.
이상에서 설명한 바와 같이 본 발명의 실시예에 따르면 블랭킹 기간과 감지 기간을 통해 부하에 관계 없이 스위칭 주파수를 소정의 범위내로 한정시켜, 스위칭 손실을 더욱 줄일 수 있다.

Claims (15)

  1. 정류된 직류전압 신호에 제1 단이 전기적으로 연결되는 트랜스 포머의 1차 코일;
    상기 트랜스 포머의 1차 코일의 제2 단에 전기적으로 연결되는 스위치;
    상기 스위치의 양단간의 전압을 나타내는 제1 신호를 검출하는 스위치 전압 검출부; 및
    소정의 제1 기간과 상기 제1 기간에 연속되는 제2 기간을 설정하고, 상기 제2 기간에서 상기 제1 신호가 최저 전압이 되는 시점이 존재하는 경우 상기 최저 전압이 되는 시점에 상기 스위치를 턴온시키며, 상기 제2 기간에서 상기 제1 신호가 상기 최저 전압이 되는 시점이 존재하지 않는 경우 상기 제2 기간의 종료 시점에 상기 스위치를 턴온시키는 스위칭 제어부를 포함하는 준공진형 컨버터.
  2. 제1항에 있어서,
    상기 최저 전압은 상기 스위치가 턴오프된 후 상기 제1 신호가 최저가 되는 지점의 전압인 준공진형 컨버터.
  3. 제1항에 있어서,
    상기 제1 기간은 상기 스위치가 턴온되는 시점에서 시작되는 기간인 준공진형 컨버터.
  4. 제1항에 있어서,
    상기 스위칭 제어부는 상기 스위치를 통해 흐르는 전류에 대응한 신호와 상기 준공진형 컨버터의 출력 전압에 대응한 신호를 비교하여 상기 스위치의 턴오프 시점을 결정하는 준공진형 컨버터.
  5. 제1항 내지 제4항 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 스위치 전압 검출부는 상기 트랜스 포머의 2차 코일에 유도되는 전압을 지연하는 지연 회로를 포함하며, 상기 지연 회로에 의해 상기 제1 신호에 대응하는 제2 신호를 출력하는 준공진형 컨버터.
  6. 제5항에 있어서,
    상기 지연 회로는,
    상기 2차 코일과 접지 사이에 전기적으로 직렬로 연결되는 제1 및 제2 저항; 및
    상기 제1 저항과 제2 저항의 접점과 상기 접지 사이에 전기적으로 연결되는 커패시터를 포함하는 준공진형 컨버터.
  7. 제6항에 있어서,
    상기 스위치 전압 검출부는,
    상기 접점에 캐소드가 전기적으로 연결되며 상기 접지에 애노드가 전기적으로 연결되는 다이오드를 더 포함하는 준공진형 컨버터.
  8. 제5항에 있어서,
    상기 스위칭 제어부는,
    상기 스위치의 스위칭을 제어하는 제어신호를 입력받아 상기 제1 기간을 설정하는 제3 신호를 생성하는 제1 바이브레이터; 및
    상기 제3 신호를 입력받아 상기 2 기간을 설정하는 제4 신호를 생성하는 제2 바이브레이터를 포함하는 준공진형 컨버터.
  9. 제8항에 있어서,
    상기 스위칭 제어부는 상기 제2 신호와 제 1 및 제2 기준 신호를 비교하여, 제1 상태와 제2 상태를 가지는 제5 신호를 생성하는 비교기를 더 포함하며,
    상기 비교기는, 상기 제2 신호가 상기 제1 기준 신호보다 높은 경우 상기 제5 신호를 상기 제1 상태로 설정하고, 상기 제2 신호가 상기 제2 기준 신호보다 낮은 경우 상기 제2 상태로 설정하며, 상기 제2 신호가 상기 제1 기준 신호와 상기 제2 기준 신호 사이인 경우 전 상태를 유지하도록 상기 제5 신호를 설정하는 준공진형 컨버터.
  10. 제9항에 있어서,
    상기 스위칭 제어부는,
    상기 제3 내지 제5 신호를 입력받으며, 상기 제2 기간에서 상기 제5 신호가 상기 제1 상태에서 상기 제2 상태로 변동되는 경우 상기 스위치를 턴온시키도록 하며 상기 제2 기간에서 상기 제5 신호가 상기 제1 상태에서 상기 제2 상태로 변동되지 않는 경우 상기 스위치를 턴온시키도록 하는 제6 신호를 생성하는 신호 발생기; 및
    상기 제6 신호를 입력받아 상기 스위치를 스위칭을 제어하는 PWM 신호 발생기를 더 포함하는 준공진형 컨버터.
  11. 제9항에 있어서,
    상기 제1 기준 신호의 전압은 상기 제2 기준 신호의 전압보다 높은 전압이며, 상기 제1 기준 신호의 전압은 상기 제2 신호의 최고 전압보다 낮은 전압인 준공진형 컨버터.
  12. 정류된 직류전압 신호에 제1 단이 전기적으로 연결되는 트랜스 포머의 1차 코일 및 상기 트랜스 포머의 1차 코일의 제2 단에 전기적으로 연결되는 스위치를 포함하는 준공진형 컨버터를 제어하는 방법에 있어서,
    상기 스위치의 양단간의 전압을 나타내는 제1 신호를 검출하는 단계;
    소정의 제1 기간과 상기 제1 기간에 연속되는 제2 기간을 설정하는 단계; 및
    상기 제2 기간에서 상기 제1 신호가 최저 전압이 되는 시점이 존재하는 경우 상기 최저 전압이 되는 시점에 상기 스위치를 턴온시키며, 상기 제2 기간에서 상기 제1 신호가 상기 최저 전압이 되는 시점이 존재하지 않는 경우 상기 제2 기간의 종료 시점에 상기 스위치를 턴온시키는 단계를 포함하는 준공진형 컨버터의 제어 방법.
  13. 제12항에 있어서,
    상기 스위치를 통해 흐르는 전류에 대응하는 신호와 상기 준공진형 컨버터의 출력 전압에 대응하는 신호를 비교하여 상기 스위치의 턴오프 시점을 결정하는 단계를 더 포함하는 준공진형 컨버터의 제어 방법.
  14. 제12항 또는 제13항에 있어서,
    상기 최저 전압은 상기 스위치가 턴오프된 후 상기 제1 신호가 최저가 되는 지점의 전압인 준공진형 컨버터의 제어 방법.
  15. 제12항 또는 제13항에 있어서,
    상기 제1 기간은 상기 스위치가 턴온되는 시점에서 시작되는 기간인 준공진형 컨버터의 제어 방법.
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