TWI411214B - 開關模式電源變換系統及其工作模式的方法 - Google Patents

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開關模式電源變換系統及其工作模式的方法
本發明涉及準諧振(QR)系統。更具體地，本發明提供了用於電子設備的雙模QR系統和方法。僅僅作為示例，本發明已被應用於諸如反激(flyback)開關模式電源變換器之類的開關模式電源變換器的控制器。但是，將會瞭解，本發明具有更寬的適用範圍。例如，本發明可應用於除積體電路之外的設備。在另一個示例中，本發明適用於使用QR控制的任何電源變換系統。
準諧振(QR)技術已廣泛用於中高功率水準的電源變換器。這些電源變換器通常包括各種控制技術，例如，反激技術。傳統的QR系統可以使能零電壓開關(ZVS)，零電壓開關對於許多高功率應用是很重要的。另外，傳統的QR系統通過利用寄生器件能夠減少外部器件的數目。
圖1是示出利用QR控制的傳統反激脈寬調制(PWM)系統的簡圖。利用QR控制的反激PWM系統100包括輔助線圈用以生成用於QR控制器的退磁信號DEM。例如，DEM信號指示了如圖1所示的電源變壓器T的退磁。另外，系統100還包括用於生成DC輸入電壓Vin的一個或多個元件。DC輸入電壓Vin可以是整流線電壓或者功率因素校正(PFC)級的輸出。例如，將PFC級置於二極體橋和DC-DC變換器之間以用於某些高功率應用。這樣的高功率應用可以包括利用QR控制的反激電源變換器和/或利用QR控制的正激(forward)電源變換器。
如圖1所示，反激PWM系統100與Lleak和Cp的組合相關聯。Lleak是初級電感Lm的洩漏部分，Cp是在MOSFET S1的漏極處的寄生電容。
圖2是示出利用QR控制的傳統反激脈寬調制(PWM)系統的工作機制的簡圖。例如，該傳統反激脈寬調制(PWM)系統是系統100。
如圖2所示，在t0處，PWM開關被使能。電源MOSFET S1(如圖1所示)導通。因此，初級電感的電流斜線上升，電源變壓器T存儲能量。
在t1處，初級電感的電流斜線上升到由回饋確定的值。電源MOSFET S1截至。MOSFET S1的漏源電壓Vds因為變壓器電流而快速上升。漏源電壓Vds的峰值由洩漏電感Lleak、DC輸入電壓Vin和反射輸出電壓Vr確定。Vr等於N×Vout，如圖1所示。
在t2處，洩漏電感Lleak的退磁完成，並且初級電感Lm(如圖1所示)開始退磁。
在t3處，初級電感Lm的退磁結束，並且開始阻尼諧振。諧振週期等於2×Tv，其由Lm和Cp確定。如圖2所示，諧振通常產生一個或多個波谷。例如，第一個波谷出現在t4，第二個波谷出現在t5。
在這些波谷之一處，由QR控制器重新開始新的PWM週期。如果在t4處的第一波谷開始新PWM週期，則QR控制器以QR模式工作。如果在後續波谷(例如，t5處的第二波谷)開始新PWM週期，則QR控制器以QR返送(foldback)模式工作。
因為在這些波谷處，Vds等於零或局部最低點，所以提高了系統效率。例如，因為t4處的第一波谷對應於最小的局部最低點，所以通常會選擇該波谷。
與具有固定頻率的傳統反激PWM系統相比，利用QR控制的傳統反激PWM系統100具有以下特性。
(a)改善了EMI性能。在沒有PFC級的情況下，由於經過輸入大容量電容器(bulk capacitor)的脈動(ripple)，所以可以以兩倍的線頻率來調制系統100的開關頻率。調制深度也取決於脈動幅度。因此，頻譜延續一個或多個頻帶，而不是集中於單個頻率值。於是可以減小EMI濾波器的大小和成本。
(b)提高了電源效率。例如，系統100基本上可以實現零電壓開關(ZVS)；因此提高了系統100的電源效率。
(c)內在的短路保護。例如，在變壓器全部退磁之前抑制電源MOSFET的導通週期；因此，變壓器飽和是不可能的。在另一個示例中，在短路期間，退磁電壓非常低；因此系統以具有小占空因數的低頻率工作。其結果是，由變換器傳遞的功率也很低。
圖3是示出包括傳統QR控制器的傳統反激PWM系統的簡圖。如圖3所示，反激系統300包括QR控制器310。控制器310包括觸發器塊、UVLO&POR塊、DEM塊、PWM發生器塊和LEB&OCP塊。例如，UVLO&POR塊可以向控制IC提供電源，並且DEM塊可以檢測變壓器T1的退磁並觸發新的PWM週期。PWM發生器塊可以控制初級電流峰值。LEB&OCP塊用於前沿空白(leading edge blanking)和過電流保護。如圖3所示，輔助線圈不僅可以向IC提供電源，還可以提供DEM信號。
利用QR控制的反激PWM系統的傳統技術可能是昂貴且大尺寸的。因此，高度希望改進與QR控制相關的技術。
本發明涉及準諧振(QR)系統。更具體地，本發明提供了用於電子設備的雙模QR系統和方法。僅僅作為示例，本發明已被應用於開關模式電源變換器(例如，反激開關模式電源變換器)的控制器。但是，將會瞭解，本發明具有更寬的應用範圍。例如，本發明可被應用於除積體電路之外的設備。在另一個示例中，本發明適用於使用QR控制的任何電源變換系統。
根據本發明一個實施例，開關模式電源變換系統包括初級線圈和次級線圈，初級線圈被配置為接收輸入電壓，次級線圈與初級線圈耦合並被配置為利用一個或多個其它元件來生成輸出信號。另外，開關模式電源變換系統包括回饋元件和電壓檢測器，回饋元件被配置為接收輸出信號並至少基於與輸出信號相關聯的資訊來生成回饋信號，電壓檢測器被配置為接收輸入電壓並輸出檢測信號。而且，開關模式電源變換系統包括模式控制器和開關，模式控制器被配置為接收檢測信號和回饋信號，並至少基於與檢測信號和回饋信號相關聯的資訊來生成開關信號，開關被配置為接收開關信號並影響流經初級線圈的第一電流。模式控制器還被配置為處理與檢測信號和第一閾值相關聯的資訊，判斷該檢測信號和第一閾值是否滿足第一預定標準，處理與回饋信號和第二閾值相關聯的資訊，判斷該回饋信號和第二閾值是否滿足第二預定標準，並至少基於對第一預定標準是否得以滿足的判定和對第二預定標準是否得以滿足的判定來判斷開關模式電源變換系統的工作模式是否為準諧振模式。此外，開關信號對應於開關模式電源變換系統的工作模式。
根據本發明另一個實施例，開關模式電源變換系統包括初級線圈和次級線圈，初級線圈被配置為接收輸入電壓，次級線圈與初級線圈耦合並被配置為利用一個或多個其它元件來生成輸出信號。另外，開關模式電源變換系統包括回饋元件和電壓檢測器，回饋元件被配置為接收輸出信號並至少基於與輸出信號相關聯的資訊來生成回饋信號，電壓檢測器被配置為接收輸入電壓並輸出檢測信號。而且，開關模式電源變換系統包括第一模式控制器和開關，第一模式控制器被配置為接收檢測信號和回饋信號，並至少基於與檢測信號和回饋信號相關聯的資訊來生成開關信號，開關被配置為接收開關信號並影響流經初級線圈的第一電流。第一模式控制器至少包括模式選擇元件和準諧振模式控制器。模式選擇元件被配置為處理與檢測信號和第一閾值相關聯的資訊，判斷該檢測信號和第一閾值是否滿足第一預定標準，處理與回饋信號和第二閾值相關聯的資訊，判斷該回饋信號和第二閾值是否滿足第二預定標準，並至少基於對第一預定標準是否得以滿足的判定和對第二預定標準是否得以滿足的判定來判斷開關模式電源變換系統的工作模式是否為準諧振模式。另外，模式選擇元件還被配置為：如果判定工作模式為準諧振模式，則向準諧振模式控制器發送模式選擇信號以生成與準諧振模式相對應的開關信號。
根據本發明又一個實施例，一種用於確定開關模式電源變換系統的工作模式的方法包括：由初級線圈和電壓檢測器接收輸入電壓，以及由電壓檢測器至少基於與輸入電壓相關聯的資訊來生成檢測信號。另外，該方法包括：至少基於與輸入電壓相關聯的資訊來生成輸出信號，由回饋元件接收該輸出信號，以及至少基於與該輸出信號相關聯的資訊來生成回饋信號。此外，該方法包括：由模式控制器接收檢測信號和回饋信號，至少基於與檢測信號和回饋信號相關聯的資訊來生成開關信號，以及至少基於與該開關信號相關聯的資訊來影響流經初級線圈的第一電流。用於至少基於與檢測信號和回饋信號相關聯的資訊來生成開關信號的處理包括：處理與檢測信號和第一閾值相關聯的資訊，判斷檢測信號和第一閾值是否滿足第一預定標準，處理與回饋信號和第二閾值相關聯的資訊，判斷回饋信號和第二閾值是否滿足第二預定標準，以及至少基於對第一預定標準是否得以滿足的判定和對第二預定標準是否得以滿足的判定來判斷開關模式電源變換系統的工作模式是否是準諧振模式。開關信號對應於開關模式電源變換系統的工作模式。
通過本發明實現了許多相對傳統技術的優點。本發明的某些實施例極大地減小了頻率變化。本發明的一些實施例極大地簡化了變壓器設計。
取決於實施例，可以實現這些優點中的一個或多個。參考以下詳細描述和附圖，可以完整地理解本發明的這些優點和各種附加目的、特徵和優點。
本發明涉及準諧振(QR)系統。更具體地，本發明提供了用於電子設備的雙模QR系統和方法。僅僅作為示例，本發明已被應用於開關模式電源變換器(例如，反激開關模式電源變換器)的控制器。但是，將會瞭解，本發明具有更寬的應用範圍。例如，本發明可被應用於除積體電路之外的設備。在另一個示例中，本發明適用於使用QR控制的任何電源變換系統。
傳統技術具有明顯缺點。例如，如果選擇t4處的第一波谷開始新PWM週期，並且如果Tv與Ts相比非常小，則利用QR控制的傳統反激PWM系統可能工作於過渡模式，即，CCM/DCM邊界模式，如圖2所示。具體而言，Ts是從t0到t5的時間段，Tv是從t3到t4的時間段。
對於如圖1、2和3所示的傳統反激PWM系統，占空因數由匝數比、輸入電壓和輸出電壓確定，如下所示。
其中，Vout 是輸出電壓，Vin 是輸入電壓，D是占空因數，n是變壓器初級線圈與次級線圈的匝數比。另外，D等於Ton/(Ton＋Toff)。因此，功率傳遞方程可用下式表示：
其中，Lm 是初級電感，fs 是開關頻率，Ipk 是開關週期中的初級峰值電流，P0 是輸出功率。另外，fs 等於1/(Ton＋Toff)。因此，fs 可用下式表示：
如式(3)所示，利用QR控制的傳統反激PWM系統具有可變開關頻率。頻率fs 與輸入電壓Vin 、輸出功率P0 和輸出電壓Vout 相關。
圖4是示出對於恆定Vout 在Vin 等於90V AC和等於260V AC時作為P0 的函數的開關頻率的簡圖。P0 表示負載變化。如圖4所示，260V AC處的fs 和90V AC處的fs 之間的頻率比在整個負載範圍內為恆定。更具體而言，
圖5是示出在滿負載下作為Vin 的函數的開關頻率的簡圖。如圖5所示，如果在二極體橋之後直接跟有利用QR控制的傳統反激PWM系統，則頻率變化的範圍通常很大。考慮到這個頻率範圍，變壓器的大小通常變得更大並且更加昂貴。實踐中，由於EMI問題，所以開關頻率無法太高。例如，fs 限於130KHz。
圖6是示出根據本發明一個實施例的利用多模控制器的脈寬調制(PWM)電源變換系統的簡圖。該圖僅僅是一個示例，其不應當不適當地限制權利要求的範圍。本領域普通技術人員將會認識到許多變化、替換和修改。系統600包括多模控制器610、電壓檢測器620、開關630、初級線圈640、次級線圈642、輔助線圈644、二極體650、電容器652和回饋組件660。
電壓檢測器620和初級線圈640兩者都接收輸入電壓Vin 。例如，Vin 是整流後的線輸入電壓。在另一個示例中，初級線圈640對應於Lm 的電感值。如圖6所示，初級線圈640與次級線圈642一起形成了變壓器T1。變壓器T1對應於初級線圈640與次級線圈642的匝數比N。作為回應，次級線圈642與二極體650和電容器652相組合來生成輸出用於負載690的輸出電壓Vout 。例如，二極體650和電容器652分別是二極體D1和電容器C1。輸出電壓Vout 也被回饋元件660接收，回饋元件660又生成回饋電壓VFB 。例如，回饋元件660是隔離回饋子系統。
如圖6所示，次級線圈642電磁耦合到初級線圈640和輔助線圈644。例如，輔助線圈644生成退磁信號DEM並將信號DEM輸出到多模控制器610。另外，多模控制器610還從電壓檢測器620接收檢測電壓Vd ，並從回饋元件660接收回饋電壓VFB 。作為回應，多模控制器610確定系統600的工作模式，並向開關630發送相應的驅動信號。例如，控制信號閉合或開啟開關630。在一個實施例中，開關630是MOSFET電晶體S1。如果MOSFET電晶體S1導通，則開關閉合。如果MOSFET電晶體S1截止，則開關開啟。
如上所述以及這裡進一步強調的，圖6僅僅是一個示例，該示例不應當不適當地限制權利要求的範圍。本領域普通技術人員將會認識到許多變化、替換和修改。例如，電壓檢測器620輸出檢測電流Id ，該檢測電流Id 被多模控制器610所接收。在另一個示例中，多模控制器610和電壓檢測器620相組合。
圖7是示出根據本發明一個實施例的作為回饋電壓和檢測電壓的函數的工作模式的簡圖。該圖僅僅是一個示例，該示例不應當不適當地限制權利要求的範圍。本領域普通技術人員將回認識到許多變化、替換和修改。
如圖7所示，多模控制器610使用回饋電壓VFB 和檢測電壓Vd 來實現對系統600的工作模式的二維控制。根據本發明一個實施例，系統600的工作模式按如下方式確定。
(a)如果VFB 高於閾值Vref_h 並且Vd 高於閾值Vref_d ，則多模控制器610工作於QR模式。
(b)如果VFB 高於閾值Vref_h 並且Vd 低於閾值Vref_d ，則多模控制器610工作於固定頻率模式。例如，在固定頻率模式下，開關頻率被設置在預定值。在另一個示例中，固定頻率模式是連續電流模式(CCM)。
(c)如果VFB 低於閾值Vref_h 但高於閾值Vref_l ，則多模控制器610工作於QR返送模式。例如，QR返送模式是脈衝頻率調制(PFM)模式或頻率返送模式。
(d)如果VFB 低於閾值Vref_l ，則多模控制器610工作於高載模式。例如，在高載模式下，多模控制器610以預定頻率提供一個脈衝或一組脈衝。根據一個實施例，每一個脈衝可以接通開關630達一時間段。
根據一個實施例，Vd 、Vref_l 和Vref_h 中的每一個表示兩級閾值。例如，Vd 、Vref_l 和Vref_h 中的每一個對應於兩個遲滯閾值電壓。在另一個示例中，為了簡化起見，省略了關於模式過渡的遲滯的詳細描述。對於模式過渡，簡單地說，如果V>Vth ，則控制器處於模式A，而如果V<Vth ，則控制器處於模式B。但是，根據一個實施例，Vth 事實上是雙級電壓閾值。Vd 、Vref_l 和Vref_h 中的每一個都可記為Vth 。
根據另一個實施例，如果V>Vth ，則控制器處於模式A，否則，控制器處於模式B。例如，因為在模式過渡之間存在遲滯，所以過渡閾值Vth 代表幅度彼此接近的兩個閾值水準Vth_1 和Vth_2 。Vth 大於Vth_1 但小於Vth_2 。Vth_1 和Vth_2 中的每一個均是遲滯閾值電壓。如果V<Vth_1 ，則控制器處於模式B，而如果V>Vth_2 ，則控制器處於模式A。對於Vth_1 <V<Vth_2 ，控制器的模式取決於先前的狀態。
如上所述以及這裡進一步強調的，圖7僅僅是一個示例，該示例不應當不適當地限制權利要求的範圍。本領域普通技術人員將會認識到許多變化、替換和修改。例如，多模控制器610使用回饋電壓VFB 和檢測電流Id 或N×Id 來實現對系統600的工作模式的二維控制。N是正整數。根據一個實施例，多模控制器610對檢測電流Id 或N×Id 與閾值Iref_d 進行比較，而不是對檢測電壓Vd 與閾值Vref_d 進行比較。
根據另一個實施例，無論是使用檢測電壓Vd 還是使用檢測電流Id 或N×Id 來進行比較，多模控制器610都有效地對輸入電壓Vin 與閾值Vref_in 進行比較，這是因為檢測電壓Vd 和檢測電流Id 各自指示了輸入電壓Vin 的幅度。例如，如果VFB 高於閾值Vref_h 並且Vin 高於閾值Vref_in ，則系統610工作於QR模式。在另一個示例中，如果VFB 高於閾值Vref_h 並且Vin 低於閾值Vref_in ，則系統610工作於固定頻率模式。
圖8是示出根據本發明另一個實施例的具有多模控制器的脈寬調制(PWM)電源變換系統的簡圖。該圖僅僅是一個示例，該示例不應當不適當地限制權利要求的範圍。本領域普通技術人員將會認識到許多變化、替換和修改。系統800包括多模控制器810、電壓檢測器820、開關830、初級線圈840、次級線圈842、輔助線圈844、二極體850、電容器852和回饋組件860。多模控制器810包括模式選擇元件880、QR模式控制器870、固定頻率模式控制器872、QR返送模式控制器874、高載模式控制器876和柵極驅動器882。
根據一個實施例，系統800與系統600相同。例如，多模控制器810、電壓檢測器820、開關830、初級線圈840、次級線圈842、輔助線圈844、二極體850、電容器852和回饋元件860分別與多模控制器610、電壓檢測器620、開關630、初級線圈640、次級線圈642、輔助線圈644、二極體650、電容器652和回饋組件660相同。如圖8所示，多模控制器810從電壓檢測器820接收檢測電壓Vd ，並從回饋元件860接收回饋電壓VFB 。作為回應，多模控制器810確定系統800的工作模式並向開關830發送相應的驅動信號。
例如，模式選擇元件880接收檢測電壓Vd 和回饋電壓VFB ，並選擇系統應當工作的模式。根據一個實施例，基於圖7，從QR模式、固定頻率模式、QR返送模式和高載模式中選擇模式。根據另一個實施例，驅動信號按如下方式來生成。
(a)如果選擇QR模式，則QR模式控制器870向柵極驅動器882輸出控制信號。作為回應，柵極驅動器882向開關830發送與QR模式相對應的驅動信號。
(b)如果選擇固定頻率模式，則固定頻率模式控制器872向柵極驅動器882輸出控制信號。作為回應，柵極驅動器882向開關830發送與固定頻率模式相對應的驅動信號。
(c)如果選擇QR返送模式，則QR返送模式控制器874向柵極驅動器882輸出控制信號。作為回應，柵極驅動器882向開關830發送與QR返送模式相對應的驅動信號。
(d)如果選擇高載模式，則高載模式控制器876向柵極驅動器882輸出控制信號。作為回應，柵極驅動器882向開關830發送與高載模式相對應的驅動信號。
如上所述以及這裡進一步強調的，圖8僅僅是一個示例，該示例不應當不適當地限制權利要求的範圍。本領域普通技術人員將會認識到許多變化、替換和修改。例如，電壓檢測器820輸出檢測電流Id ，該檢測電流Id 被多模控制器810所接收。
圖9是示出根據本發明一個實施例包括在脈寬調制(PWM)電源變換系統中的電壓檢測器和多模控制器的簡圖。這個圖僅僅是一個示例，該示例不應當不適當地限制權利要求的範圍。本領域普通技術人員將會認識到許多變化、替換和修改。
多模控制器810包括模式選擇元件880、QR模式控制器870、固定頻率模式控制器872、QR返送模式控制器874、高載模式控制器876和柵極驅動器882。如圖9所示，模式選擇元件880包括電壓比較器910、920和930以及邏輯元件940。電壓比較器910、920和930也分別稱為電壓比較器A1、A2和A3。另外，電壓檢測器820包括電阻器950和952。電阻器950和952也稱為電阻器R1和R2。
電壓檢測器820包括由電阻器950和952形成的分壓器。該分壓器接收輸入電壓Vin 並生成檢測電壓Vd 。檢測電壓Vd 被發送給模式選擇元件880。如果檢測電壓Vd 高於閾值Vref_d ，則電壓比較器910輸出僅可使能QR模式、QR返送模式和高載模式的信號912。如果檢測電壓Vd 低於閾值Vref_d ，則電壓比較器910輸出僅可使能固定頻率模式、QR返送模式和高載模式的信號912。
另外，模式選擇元件880還接收回饋電壓VFB 。電壓比較器920對回饋電壓VFB 與閾值Vref_h 進行比較，電壓比較器930對回饋電壓VFB 與閾值Vref_l 進行比較。電壓比較器920和930兩者都將它們的輸出信號發送給邏輯元件940，作為響應，邏輯元件940生成信號942。如果回饋電壓VFB 高於閾值Vref_h ，則信號942僅僅使能QR模式和固定頻率模式。如果VFB 低於閾值Vref_h 但高於閾值Vref_l ，則信號942僅僅使能QR返送模式。如果VFB 低於閾值Vref_l ，則信號942將僅僅使能高載模式。
根據一個實施例，多模控制器810被進一步配置為如下所示。
(a)如果信號912和942兩者都使能QR模式，則QR模式控制器870向柵極驅動器882輸出控制信號。作為回應，柵極驅動器882向開關830發送與QR模式相對應的驅動信號。如果信號912或信號942不使能QR模式，則QR模式控制器870不被啟動，因而驅動信號將不與QR模式相對應。
(b)如果信號912和942兩者都使能固定頻率模式，則固定頻率模式控制器872向柵極驅動器882輸出控制信號。作為回應，柵極驅動器882向開關830發送與固定頻率模式相對應的驅動信號。如果信號912或信號942不使能固定頻率模式，則固定頻率模式控制器872不被啟動，因而驅動信號將不與固定頻率模式相對應。
(c)如果信號912和942兩者都使能QR返送模式，則QR返送模式控制器874向柵極驅動器882輸出控制信號。作為回應，柵極驅動器882向開關830發送與QR返送模式相對應的驅動信號。如果信號912或信號942不使能QR返送模式，則QR返送模式控制器874不被啟動，因而驅動信號將不與QR返送模式相對應。
(d)如果信號912和942兩者都使能高載模式，則高載模式控制器876向柵極驅動器882輸出控制信號。作為回應，柵極驅動器882向開關830發送與高載模式相對應的驅動信號。如果信號912或信號942不使能高載模式，則高載模式控制器876不被啟動，因而驅動信號將不與高載模式相對應。
如上所述以及這裡進一步強調的，圖9僅僅是一個示例，該示例不應當不適當地限制權利要求的範圍。本領域普通技術人員將會認識到許多變化、替換和修改。例如，與電阻器950或952並聯地向電壓檢測器820添加電容器以對檢測電壓Vd 進行清空(clean up)。在另一個示例中，向電壓比較器910添加具有反跳(debounce)的某種遲滯。
圖10是示出根據本發明另一個實施例包括在脈寬調制(PWM)電源變換系統中的電壓檢測器和多模控制器的簡圖。該圖僅僅是一個示例，該示例不應當不適當地限制權利要求的範圍。本領域普通技術人員將會認識到許多變化、替換和修改。
多模控制器810包括模式選擇元件1080、QR模式控制器870、固定頻率模式控制器872、QR返送模式控制器874、高載模式控制器876和柵極驅動器882。如圖10所示，模式選擇元件1080包括電流比較器1010、電壓比較器1020和1030、邏輯元件1040和鉗壓二極體1056。比較器1010、1020和1030也分別稱為比較器A1、A2和A3，鉗壓二極體1056也稱為二極體Vclamp。另外，電壓檢測器820包括電阻器1050和電容器1052。電阻器1050和電容器1052也稱為電阻器R1和電容器C1。
對於電壓檢測器820，電阻器1050和電容器1052通過節點1054直接連接，節點1054的電壓水準由鉗壓二極體1056鉗位。如圖10所示，電壓檢測器820接收輸入電壓Vin ，並向模式選擇元件1080輸出檢測電流Id 。檢測電流Id 被鏡像以生成電流比較器1010的輸入電流，該輸入電流等於N×Id 。
如果輸入電流N×Id 高於閾值Iref_d ，則電流比較器1010輸出將僅僅使能QR模式、QR返送模式和高載模式的信號1012。如果輸入電流N×Id 低於閾值Iref_d ，則電流比較器1010輸出將僅僅使能固定頻率模式、QR返送模式和高載模式的信號1012。
另外，模式選擇元件1080還接收回饋電壓VFB 。電壓比較器1020對回饋電壓VFB 與閾值Vref_h 進行比較，電壓比較器1030對回饋電壓VFB 與閾值Vref_l 進行比較。電壓比較器1020和1030兩者都將它們的輸出信號發送給邏輯元件1040，作為響應，邏輯元件1040生成信號1042。
如果回饋電壓VFB 高於閾值Vref_h ，則信號1042僅僅使能QR模式和固定頻率模式。如果VFB 低於閾值Vref_h 但高於閾值Vref_l ，則信號1042僅僅使能QR返送模式。如果VFB 低於閾值Vref_l ，則信號1042將僅僅使能高載模式。
根據一個實施例，多模控制器810被進一步配置為如下所示。
(a)如果信號1012和1042兩者都使能QR模式，則QR模式控制器870向柵極驅動器882輸出控制信號。作為回應，柵極驅動器882向開關830發送與QR模式相對應的驅動信號。如果信號1012或信號1042不使能QR模式，則QR模式控制器870不被啟動，因而驅動信號將不與QR模式相對應。
(b)如果信號1012和1042兩者都使能固定頻率模式，則固定頻率模式控制器872向柵極驅動器882輸出控制信號。作為回應，柵極驅動器882向開關830發送與固定頻率模式相對應的驅動信號。如果信號1012或信號1042不使能固定頻率模式，則固定頻率模式控制器872不被啟動，因而驅動信號將不與固定頻率模式相對應。
(c)如果信號1012和1042兩者都使能QR返送模式，則QR返送模式控制器874向柵極驅動器882輸出控制信號。作為回應，柵極驅動器882向開關830發送與QR返送模式相對應的驅動信號。如果信號1012或信號1042不使能QR返送模式，則QR返送模式控制器874不被啟動，因而驅動信號將不與QR返送模式相對應。
(d)如果信號1012和1042兩者都使能高載模式，則高載模式控制器876向柵極驅動器882輸出控制信號。作為回應，柵極驅動器882向開關830發送與高載模式相對應的驅動信號。如果信號1012或信號1042不使能高載模式，則高載模式控制器876不被啟動，因而驅動信號將不與高載模式相對應。
如上所述以及這裡進一步強調的，圖10僅僅是一個示例，該示例不應當不適當地限制權利要求的範圍。本領域普通技術人員將會認識到許多變化、替換和修改。例如，使用電容器1052來執行可程式設計軟啟動功能和/或濾波器功能。在另一個示例中，電容器1052被移除。
本發明提供了許多優點。本發明的某些實施例極大地減小了開關頻率的變化範圍。本發明的一些實施例極大地減小了電源變壓器的尺寸。本發明的某些實施例極大地提高了電源變壓器的效率，例如，在輕負載時。本發明的一些實施例極大地降低了電源變壓器的成本。
根據某些實施例，利用QR控制的系統具有多個工作模式。例如，如果輸入電壓高於預定閾值並且回饋電壓高於另一個預定閾值，則系統工作於QR模式。在另一個示例中，如果輸入電壓低於預定閾值並且回饋電壓高於另一個預定閾值，則系統工作於固定頻率模式。
根據本發明的一些實施例，由電壓檢測器檢測輸入電壓。例如，電壓檢測器包括分壓器，該分壓器輸出與輸入電壓成正比的檢測電壓。在另一個示例中，電壓檢測器包括電阻器，該電阻器的一個末端接收輸入電壓，另一個末端輸出檢測電流。該檢測電流與輸入電壓成正比。
根據本發明的某些實施例，多模控制器使用引腳來接收來自電壓檢測器的檢測電壓或檢測電流。例如，基於所接收的檢測電壓或電流以及所接收的回饋電壓，多模控制器確定PWM電源變換系統的工作模式。在另一個示例中，用於接收檢測電壓或電流的引腳也可用於一個或多個其它功能，例如，軟啟動。在另一個示例中，多模控制器包括用於執行閉鎖保護等的一個或多個元件。
根據本發明的某些實施例，多模控制器使用二維控制來確定工作模式。例如，基於回饋電壓和由檢測電壓或檢測電流指示的輸入電壓來選擇工作模式。
根據本發明又一個實施例，開關模式電源變換系統包括初級線圈和次級線圈，初級線圈被配置為接收輸入電壓，次級線圈與初級線圈耦合並被配置為利用一個或多個其它元件來生成輸出信號。另外，開關模式電源變換系統包括回饋元件和電壓檢測器，回饋元件被配置為接收輸出信號並至少基於與輸出信號相關聯的資訊來生成回饋信號，電壓檢測器被配置為接收輸入電壓並輸出檢測信號。而且，開關模式電源變換系統包括模式控制器和開關，模式控制器被配置為接收檢測信號和回饋信號，並至少基於與檢測信號和回饋信號相關聯的資訊來生成開關信號，開關被配置為接收開關信號並影響流經初級線圈的第一電流。模式控制器還被配置為處理與檢測信號和第一閾值相關聯的資訊，判斷該檢測信號和第一閾值是否滿足第一預定標準，處理與回饋信號和第二閾值相關聯的資訊，判斷該回饋信號和第二閾值是否滿足第二預定標準，並至少基於對第一預定標準是否得以滿足的判定和對第二預定標準是否得以滿足的判定來判斷開關模式電源變換系統的工作模式是否為準諧振模式。此外，開關信號對應於開關模式電源變換系統的工作模式。例如，根據圖6、7、8、9和/或10來實現開關模式電源變換系統。
在另一個示例中，第一預定標準是檢測信號在幅度上大於第一閾值，第二預定標準是回饋信號在幅度上大於第二閾值。在又一個實施例中，模式控制器被進一步配置為至少基於對第一預定標準是否得以滿足的判定和對第二預定標準是否得以滿足的判定來判斷工作模式是否為固定頻率模式。
在又一個實施例中，模式控制器被進一步配置為處理與回饋信號、第二閾值和第三閾值相關聯的資訊，判斷該回饋信號、第二閾值和第三閾值是否滿足第三預定標準，並且至少基於對第三閾值是否得以滿足的判定來判斷工作模式是否為準諧振返送模式，其中，準諧振返送模式不同於準諧振模式。在又一個示例中，第三預定標準是回饋信號在幅度上小於第二閾值並大於第三閾值。
在又一個實施例中，模式控制器被進一步配置為判斷回饋信號和第三閾值是否滿足第四預定標準，並且至少基於對第四預定標準是否得以滿足的判定來判斷工作模式是否為高載模式。在又一個實施例中，第四預定標準是回饋信號在幅度上小於第三閾值。
在又一個實施例中，開關模式電源變換系統是脈寬調制電源變換系統。在又一個實施例中，電壓檢測器包括第一電阻器和第二電阻器，該第一電阻器和第二電阻器彼此串聯連接，並且檢測信號是電壓信號。在又一個實施例中，電壓檢測器包括至少一個電阻器，該電阻器與鉗壓二極體相連接，並且檢測信號是電流信號。在又一個示例中，輸入信號是整流後的線輸入電壓，輸出信號是輸出電壓，並且/或者一個或多個其它元件包括從由二極體和電容器構成的群組中選擇的至少一個。
根據本發明又一個實施例，開關模式電源變換系統包括初級線圈和次級線圈，初級線圈被配置為接收輸入電壓，次級線圈與初級線圈耦合並被配置為利用一個或多個其它元件來生成輸出信號。另外，開關模式電源變換系統包括回饋元件和電壓檢測器，回饋元件被配置為接收輸出信號並至少基於與輸出信號相關聯的資訊來生成回饋信號，電壓檢測器被配置為接收輸入電壓並輸出檢測信號。而且，開關模式電源變換系統包括第一模式控制器和開關，第一模式控制器被配置為接收檢測信號和回饋信號，並至少基於與檢測信號和回饋信號相關聯的資訊來生成開關信號，開關被配置為接收開關信號並影響流經初級線圈的第一電流。第一模式控制器至少包括模式選擇元件和準諧振模式控制器。模式選擇元件被配置為處理與檢測信號和第一閾值相關聯的資訊，判斷該檢測信號和第一閾值是否滿足第一預定標準，處理與回饋信號和第二閾值相關聯的資訊，判斷該回饋信號和第二閾值是否滿足第二預定標準，並至少基於對第一預定標準是否得以滿足的判定和對第二預定標準是否得以滿足的判定來判斷開關模式電源變換系統的工作模式是否為準諧振模式。另外，模式選擇元件還被配置為：如果工作模式被判定為準諧振模式，則向準諧振模式控制器發送模式選擇信號以生成與準諧振模式相對應的開關信號。例如，根據圖6、7、8、9和/或10來實現開關模式電源變換系統。
在另一個示例中，第一預定標準是檢測信號在幅度上大於第一閾值，第二預定標準是回饋信號在幅度上大於第二閾值。在又一個實施例中，第一模式控制器至少還包括固定頻率模式控制器，並且模式選擇元件被進一步配置為至少基於對第一預定標準是否得以滿足的判定和對第二預定標準是否得以滿足的判定來判斷工作模式是否為固定頻率模式，並且如果判定工作模式是固定頻率模式，則向固定模式控制器發送模式選擇信號以生成與固定頻率模式相對應的開關信號。
在又一個實施例中，第一模式控制器至少還包括準諧振返送模式控制器，並且第一模式控制器被進一步配置為處理與回饋信號、第二閾值和第三閾值相關聯的資訊，判斷該回饋信號、第二閾值和第三閾值是否滿足第三預定標準，至少基於對第三閾值是否得以滿足的判定來判斷工作模式是否為準諧振返送模式，並且如果判定工作模式是準諧振返送模式，則向準諧振返送模式控制器發送模式選擇信號以生成與準諧振返送模式相對應的開關信號。準諧振返送模式不同於準諧振模式。在又一個示例中，第三預定標準是回饋信號在幅度上小於第二閾值並大於第三閾值。
在又一個實施例中，第一模式控制器至少還包括高載模式控制器，並且第一模式控制器被進一步配置為判斷回饋信號和第三閾值是否滿足第四預定標準，至少基於對第四預定標準是否得以滿足的判定來判斷工作模式是否為高載模式，並且如果判定工作模式是高載模式，則向高載模式控制器發送模式選擇信號以生成與高載模式相對應的開關信號。在又一個實施例中，第四預定標準是回饋信號在幅度上小於第三閾值。
根據本發明又一個實施例，一種用於確定開關模式電源變換系統的工作模式的方法包括：由初級線圈和電壓檢測器接收輸入電壓，以及由電壓檢測器至少基於與輸入電壓相關聯的資訊來生成檢測信號。另外，該方法包括：至少基於與輸入電壓相關聯的資訊來生成輸出信號，由回饋元件接收該輸出信號，以及至少基於與該輸出信號相關聯的資訊來生成回饋信號。此外，該方法包括：由模式控制器接收檢測信號和回饋信號，至少基於與檢測信號和回饋信號相關聯的資訊來生成開關信號，以及至少基於與該開關信號相關聯的資訊來影響流經初級線圈的第一電流。用於至少基於與檢測信號和回饋信號相關聯的資訊來生成開關信號的處理包括：處理與檢測信號和第一閾值相關聯的資訊，判斷檢測信號和第一閾值是否滿足第一預定標準，處理與回饋信號和第二閾值相關聯的資訊，判斷回饋信號和第二閾值是否滿足第二預定標準，以及至少基於對第一預定標準是否得以滿足的判定和對第二預定標準是否得以滿足的判定來判斷開關模式電源變換系統的工作模式是否是準諧振模式。開關信號對應於開關模式電源變換系統的工作模式。例如，根據圖6、7、8、9和/或10來實現該方法。在另一個示例中，第一預定標準是檢測信號在幅度上大於第一閾值，第二預定標準是回饋信號在幅度上大於第二閾值。在又一個實施例中，用於至少基於與檢測信號和回饋信號相關聯的資訊來生成開關信號的處理包括：至少基於對第一預定標準是否得以滿足的判定和對第二預定標準是否得以滿足的判定來判斷工作模式是否為固定頻率模式。
在又一個實施例中，用於至少基於與檢測信號和回饋信號相關聯的資訊來生成開關信號的處理包括：處理與回饋信號、第二閾值和第三閾值相關聯的資訊，判斷該回饋信號、第二閾值和第三閾值是否滿足第三預定標準，並且至少基於對第三閾值是否得以滿足的判定來判斷工作模式是否為準諧振返送模式，其中，準諧振返送模式不同於準諧振模式。在又一個示例中，第三預定標準是回饋信號在幅度上小於第二閾值並大於第三閾值。
在又一個實施例中，用於至少基於與檢測信號和回饋信號相關聯的資訊來生成開關信號的處理包括：判斷回饋信號和第三閾值是否滿足第四預定標準，並且至少基於對第四預定標準是否得以滿足的判定來判斷工作模式是否為高載模式。在又一個實施例中，第四預定標準是回饋信號在幅度上小於第三閾值。
通過本發明實現了許多相對於傳統技術的優點。本發明的某些實施例極大地減小了頻率變化。本發明的一些實施例極大地簡化了變壓器設計。
雖然已經描述了本發明的具體實施例，但是本領域技術人員將會瞭解，存在與所描述的實施例相等同的其它實施例。因此，應當理解，本發明並非由那些具體示出的實施例來限定，而僅僅由權利要求來限定。
600、800．．．系統
610、810．．．多模控制器
620、820．．．電壓檢測器
630、830．．．開關
640、840．．．初級線圈
642、842．．．次級線圈
644、844．．．輔助線圈
650、850．．．二極體
652、852．．．電容器
660、860．．．回饋組件
880．．．模式選擇元件
870．．．QR模式控制器
872．．．固定頻率模式控制器
874．．．QR返送模式控制器
876．．．高載模式控制器
882．．．柵極驅動器
910、920、930．．．電壓比較器
940．．．邏輯元件
950、952、1050．．．電組器
912、942、1012、1042．．．信號
1080．．．模式選擇元件
1010．．．電流比較器
1020、1030．．．電壓比較器
1040．．．邏輯元件
1056．．．鉗壓二極體
1052．．．電容器
1054．．．節點
圖1是示出利用QR控制的傳統反激脈寬調制(PWM)系統的簡圖。
圖2是示出利用QR控制的傳統反激脈寬調制(PWM)系統的工作機制的簡圖。
圖3是示出包括傳統QR控制器的傳統反激系統的簡圖。
圖4是示出對於恒定的Vout 在Vin 等於90V AC和等於260V AC時作為P0 的函數的開關頻率的簡圖。
圖5是示出在滿負載下作為Vin 的函數的開關頻率的簡圖。
圖6是示出根據本發明一個實施例具有多模控制器的脈寬調制(PWM)電源變換系統的簡圖。
圖7是示出根據本發明一個實施例作為回饋電壓和檢測電壓的函數的工作模式的簡圖。
圖8是示出根據本發明另一個實施例具有多模控制器的脈寬調制(PWM)電源變換系統的簡圖。
圖9是示出根據本發明一個實施例包括在脈寬調制(PWM)電源變換系統中的電壓檢測器和多模控制器的簡圖。
圖10是示出根據本發明另一個實施例包括在脈寬調制(PWM)電源變換系統中的電壓檢測器和多模控制器的簡圖。
610．．．多模控制器
620．．．電壓檢測器
630．．．開關
640．．．初級線圈
642．．．次級線圈
644．．．輔助線圈
650．．．二極體
652．．．電容器
660．．．回饋組件

Claims (25)

  1. 一種開關模式電源變換系統，該系統包括：初級線圈，該初級線圈被配置為接收輸入電壓；次級線圈，該次級線圈與該初級線圈耦合，並被配置為利用一個或多個其它元件來生成輸出信號；回饋元件，該回饋元件被配置為接收該輸出信號，並至少基於與該輸出信號相關聯的資訊來生成回饋信號；電壓檢測器，該電壓檢測器被配置為接收該輸入電壓並輸出檢測信號；模式控制器，該模式控制器被配置為接收該檢測信號和該回饋信號，並至少基於與該檢測信號和該回饋信號相關聯的資訊來生成開關信號；開關，該開關被配置為接收該開關信號，並影響流經該初級線圈的第一電流；其中，該模式控制器還被配置為：處理與該檢測信號和第一閾值相關聯的資訊；判斷該檢測信號和該第一閾值是否滿足第一預定標準；處理與該回饋信號和第二閾值相關聯的資訊；判斷該回饋信號和該第二閾值是否滿足第二預定標準；處理與該回饋信號、該第二閾值和第三閾值相關聯的資訊；判斷該回饋信號、該第二閾值和該第三閾值是否滿足第三預定標準； 至少基於對該第一預定標準是否得以滿足的判定和對該第二預定標準是否得以滿足的判定來判斷該開關模式電源變換系統的工作模式是否為準諧振模式或固定頻率模式；及至少基於對該第三預定標準是否得以滿足的判定來判斷該工作模式是否為不同於該準諧振模式之準諧振返送模式；其中，該開關信號對應於該開關模式電源變換系統的工作模式，且該第三預定標準是該回饋信號在幅度上小於該第二閾值並大於該第三閾值。
  2. 如申請專利範圍第1項所述的開關模式電源變換系統，其中，該第一預定標準是：該檢測信號在幅度上大於該第一閾值。
  3. 如申請專利範圍第1項所述的開關模式電源變換系統，其中，該第二預定標準是：該回饋信號在幅度上大於該第二閾值。
  4. 如申請專利範圍第1項所述的開關模式電源變換系統，其中，該固定頻率模式是連續電流模式。
  5. 如申請專利範圍第1項所述的開關模式電源變換系統，其中，該模式控制器還被配置為：判斷該回饋信號和該第三閾值是否滿足第四預定標準；至少基於對該第四預定標準是否得以滿足的判定來判斷該工作模式是否為高載模式。
  6. 如申請專利範圍第5項所述的開關模式電源變換系統，其中，該第四預定標準是：該回饋信號在幅度上小於該第三閾值。
  7. 如申請專利範圍第1項所述的開關模式電源變換系統，其中，該開關模式電源變換系統是脈寬調制電源變換系統。
  8. 如申請專利範圍第1項所述的開關模式電源變換系統，其中：該電壓檢測器包括第一電阻器和第二電阻器，該第一電阻器和該第二電阻器彼此串聯連接；該檢測信號是電壓信號。
  9. 如申請專利範圍第1項所述的開關模式電源變換系統，其中：該電壓檢測器包括至少一個電阻器，該電阻器與鉗壓二極體相連接；該檢測信號是電流信號。
  10. 如申請專利範圍第1項所述的開關模式電源變換系統，其中，該輸入電壓是整流後的線輸入電壓。
  11. 如申請專利範圍第1項所述的開關模式電源變換系統，其中，該輸出信號是輸出電壓。
  12. 如申請專利範圍第1項所述的開關模式電源變換系統，其中，該一個或多個其它元件包括從由二極體和電容器組成的群組中選擇的至少一個。
  13. 一種開關模式電源變換系統，該系統包括：初級線圈，該初級線圈被配置為接收輸入電壓；次級線圈，該次級線圈與該初級線圈耦合，並被配置為利用一個或多個其它元件來生成輸出信號； 回饋元件，該回饋元件被配置為接收該輸出信號，並至少基於與該輸出信號相關聯的資訊來生成回饋信號；電壓檢測器，該電壓檢測器被配置為接收該輸入電壓並輸出檢測信號；第一模式控制器，該第一模式控制器被配置為接收該檢測信號和該回饋信號，並至少基於與該檢測信號和該回饋信號相關聯的資訊來生成開關信號；開關，該開關被配置為接收該開關信號，並影響流經該初級線圈的第一電流；其中，該第一模式控制器至少包括模式選擇元件、準諧振模式控制器、固定頻率模式控制器及準諧振返送模式控制器；該模式選擇元件被配置為：處理與該檢測信號和第一閾值相關聯的資訊；判斷該檢測信號和該第一閾值是否滿足第一預定標準；處理與該回饋信號和第二閾值相關聯的資訊；判斷該回饋信號和該第二閾值是否滿足第二預定標準；處理與該回饋信號、該第二閾值和第三閾值相關聯的資訊；判斷該回饋信號、該第二閾值和該第三閾值是否滿足第三預定標準；至少基於對該第一預定標準是否得以滿足的判定和對該第二預定標準 是否得以滿足的判定來判斷該開關模式電源變換系統的工作模式是否為準諧振模式或固定頻率模式；如果判定該工作模式為準諧振模式，則向該準諧振模式控制器發送模式選擇信號以生成與該準諧振模式相對應的開關信號；如果判定該工作模式為固定頻率模式，則向該固定頻率模式控制器發送模式選擇信號以生成與該固定頻率模式相對應的開關信號；及至少基於對該第三預定標準是否得以滿足的判定來判斷該工作模式是否為不同於該準諧振模式之準諧振返送模式；如果判定該工作模式為準諧振返送模式，則向該準諧振返送模式控制器發送模式選擇信號以生成與該準諧振返送模式相對應的開關信號。
  14. 如申請專利範圍第13項所述開關模式電源變換系統，其中，該第一預定標準是：該檢測信號在幅度上大於該第一閾值。
  15. 如申請專利範圍第13項所述的開關模式電源變換系統，其中，該第二預定標準是：該回饋信號在幅度上大於該第二閾值。
  16. 如申請專利範圍第13項所述的開關模式電源變換系統，其中，該固定頻率模式是連續電流模式。
  17. 如申請專利範圍第13項所述的開關模式電源變換系統，其中，該第三預定標準是：該回饋信號在幅度上小於該第二閾值並大於該第三閾值。
  18. 如申請專利範圍第13項所述的開關模式電源變換系統，其中：該第一模式控制器至少還包括高載模式控制器； 該第一模式控制器還被配置為：判斷該回饋信號和該第三閾值是否滿足第四預定標準；至少基於對該第四預定標準是否得以滿足的判定來判斷該工作模式是否為高載模式；如果判定該工作模式為高載模式，則向該高載模式控制器發送模式選擇信號以生成與該高載模式相對應的開關信號。
  19. 如申請專利範圍第18項所述的開關模式電源變換系統，其中，該第四預定標準是：該回饋信號在幅度上小於該第三閾值。
  20. 一種開關模式電源變換系統的工作模式的方法，該方法包括：由初級線圈和電壓檢測器接收輸入電壓；由該電壓檢測器至少基於與該輸入電壓相關聯的資訊來生成檢測信號；至少基於與該輸入電壓相關聯的資訊來生成輸出信號；由回饋元件接收該輸出信號；至少基於與該輸出信號相關聯的資訊來生成回饋信號；由模式控制器接收該檢測信號和該回饋信號；至少基於與該檢測信號和該回饋信號相關聯的資訊來生成開關信號；至少基於與該開關信號相關聯的資訊來影響流經該初級線圈的第一電流； 其中，用於至少基於與該檢測信號和該回饋信號相關聯的資訊來生成開關信號的處理包括：處理與該檢測信號和第一閾值相關聯的資訊；判斷該檢測信號和該第一閾值是否滿足第一預定標準；處理與該回饋信號和第二閾值相關聯的資訊；判斷該回饋信號和該第二閾值是否滿足第二預定標準；處理與該回饋信號、該第二閾值和第三閾值相關聯的資訊；判斷該回饋信號、該第二閾值和該第三閾值是否滿足第三預定標準；至少基於對該第一預定標準是否得以滿足的判定和對該第二預定標準是否得以滿足的判定來判斷該開關模式電源變換系統的工作模式是否是準諧振模式或固定頻率模式；及至少基於對該第三預定標準是否得以滿足的判定來判斷該工作模式是否為不同於該準諧振模式之準諧振返送模式其中，該開關信號對應於該開關模式電源變換系統的工作模式，且該第三預定標準是該回饋信號在幅度上小於該第二閾值並大於該第三閾值。
  21. 如申請專利範圍第20項所述的方法，其中，該第一預定標準是：該檢測信號在幅度上大於該第一閾值。
  22. 如申請專利範圍第20項所述的方法，其中，該第二預定標準是：該回饋信號在幅度上大於該第二閾值。
  23. 如申請專利範圍第20項所述的方法，其中，該固定頻率模式是連續電流模式。
  24. 如申請專利範圍第20項所述的方法，其中，用於至少基於與該檢測信號和該回饋信號相關聯的資訊來生成開關信號的處理包括：判斷該回饋信號和該第三閾值是否滿足第四預定標準；至少基於對該第四預定標準是否得以滿足的判定來判斷該工作模式是否為高載模式。
  25. 如申請專利範圍第24項所述的方法，其中，該第四預定標準是：該回饋信號在幅度上小於該第三閾值。
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* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US9419527B2 (en) * 2012-03-07 2016-08-16 Dialog Semiconductor Inc. Regulation for power supply mode transition to low-load operation
US9444364B2 (en) 2013-03-15 2016-09-13 Dialog Semiconductor Inc. Adaptive peak power control
CN104022654A (zh) * 2014-06-23 2014-09-03 崇贸科技股份有限公司 用于控制可程序化调节一次侧的电源转换器的方法
CN108512442B (zh) * 2017-11-27 2020-11-13 昂宝电子（上海）有限公司 开关电源控制系统

Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US6944034B1 (en) * 2003-06-30 2005-09-13 Iwatt Inc. System and method for input current shaping in a power converter
US7030596B1 (en) * 2003-12-03 2006-04-18 Linear Technology Corporation Methods and circuits for programmable automatic burst mode control using average output current
US20070183170A1 (en) * 2006-02-03 2007-08-09 Tdk Corporation Switching power supply unit
US20090091955A1 (en) * 2007-03-28 2009-04-09 Hang-Seok Choi Quasi resonant switching mode power supply

Patent Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US6944034B1 (en) * 2003-06-30 2005-09-13 Iwatt Inc. System and method for input current shaping in a power converter
US7030596B1 (en) * 2003-12-03 2006-04-18 Linear Technology Corporation Methods and circuits for programmable automatic burst mode control using average output current
US20070183170A1 (en) * 2006-02-03 2007-08-09 Tdk Corporation Switching power supply unit
US20090091955A1 (en) * 2007-03-28 2009-04-09 Hang-Seok Choi Quasi resonant switching mode power supply

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