KR102116705B1 - 컨버터 및 그 구동 방법 - Google Patents

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Abstract

컨버터 및 그 구동 방법이 개시된다. 컨버터는 트랜스포머, 메인 스위치, 클램프 스위치, 그리고 스위칭 제어부를 포함한다. 여기서 스위칭 제어부는 출력 부하의 크기에 대응하여 메인 스위치의 턴온 시점 및 클램프 스위치의 턴오프 시점을 제어한다.

Description

컨버터 및 그 구동 방법{CONVERTER AND DRIVING METHOD THEREOF}
본 발명은 컨버터 및 그 구동 방법에 관한 것이다.
컨버터는 소정의 입력 전압을 원하는 출력 전압으로 변환하는 회로이다. 이러한 컨버터는 각종 전자기기 제품에 탑재되어 각종 전원을 발생시킨다.
컨버터는 부스트(boost) 컨버터, 벅(Buck) 컨버터 및 플라이백(flyback) 컨버터 등 다양한 종류가 있다. 플라이백 컨버터 중 액티브 클램프(Active Clamp) 플라이백 컨버터는 넓은 입력 전압 범위와 고전력 밀도(High power density)가 요구되는 애플리케이션에 널리 사용되고 있다.
액티브 클램프 플라이백 컨버터는 메인 스위치 외에 클램프 스위치를 더 포함하고 있으며, 그리고 별도의 클램프 커패시터를 더 포함하고 있다. 메인 스위치가 턴오프될 때 클램프 스위치가 턴온된다. 이러한 액티브 클램프 플라이백 컨버터는 클램프 스위치와 클램프 커패시터를 통해, 쉽게 영전압 스위칭(Zero Voltage Swithching)을 구현할 수 있다. 일반적인 플라이백 컨버터는 메인 스위치의 턴오프 시 트랜스포머의 누설 인덕턴스 성분과 메인 스위치의 기생 커패시턴스 성분에 의해 전압 오버슈트(voltage overshoot)가 발생하며, 이를 제거하기 위해 스너버(Snubber) 회로를 사용한다. 액티브 클램프 플라이백 컨버터는 스너버(snubber) 회로를 사용하지 않고 메인 스위치 턴오프 시 클램프 스위치의 턴온과 클램프 커패시터를 통해 전압 오버슈트(over shoot)를 방지할 수 있다.
그러나 이러한 액티브 클램프 플라이백 컨버터는 높은 도통 손실(High conduction loss)이 발생하는 문제점이 있으며, 이로 인해 이동 통신 단말과 같이 초전력 밀도(Ultra-high power density)를 요구하는 애플리케이션에는 부적합할 수 있다.
본 발명이 해결하고 하는 과제는 낮은 도통 손실을 가지는 컨버터 및 그 구동 방법을 제공하는 것이다.
본 발명의 실시예에 따르면 컨버터가 제공된다. 상기 컨버터는, 일차 권선과 이차 권선을 포함하는 트랜스 포머, 상기 일차 권선의 일단과 접지 사이에 연결되는 제1 스위치, 상기 일차 권선의 일단과 일차 권선의 타단 사이에 연결되며, 상기 제1 스위치와 교대로 스위칭되는 제2 스위치, 상기 이차 권선에 연결되는 제1 출력부, 그리고 상기 제1 출력부에 연결되는 부하의 크기에 대응하여, 상기 제1 스위치의 턴온 시점인 제1 시점을 제어하는 제1 스위칭 제어부를 포함할 수 있다.
상기 컨버터는 상기 제1 출력부의 출력 전압에 대응하여, 상기 제1 스위치의 턴오프 시점인제2시점을 제어하는 제2 스위칭 제어부를 더 포함할 수 있다.
상기 제1 스위칭 제어부는 상기 부하의 크기가 작을 수록 상기 제1 스위칭의 주파수를 상승시키도록 제어할 수 있다.
상기 제1 출력부는 상기 이차 권선에 연결되는 다이오드를 포함할 수 있으며, 상기 제1 스위칭 제어부는 상기 다이오드에 흐르는 전류에 대응하는 제1 정보를 입력 받으며 상기 제1 정보에 대응하여 상기 제1 시점을 제어할 수 있다.
상기 제1 스위칭 제어부는 상기 다이오드에 흐르는 상기 전류가 소정의 기준전류 값이 되는 시점 또는 그 직후에, 상기 제1 스위치를 턴온시키도록 제어할 수 있다.
상기 트랜스포머는 이차측에 보조 권선을 더 포함할 수 있으며, 상기 컨버터는 상기 보조 권선에 연결되며, 상기 보조 권선의 일단에 애노드가 연결되는 다이오드를 포함하는 제2 출력부를 더 포함할 수 있으며, 상기 제1 정보는 상기 다이오드의 애노드 전압일 수 있다.
상기 제1 스위칭 제어부는 상기 다이오드의 애노드 전압과 기준 전압을 비교하는 비교기를 포함할 수 있으며, 상기 컨버터는, 상기 비교기의 출력을 입력받으며 상기 비교기의 출력에 대응하여 상기 제1 시점을 출력하는 SR 래치를 더 포함할 수 있다.
상기 보조 권선은 상기 일차 권선과 동일한 접지를 공유할 수 있다.
상기 이차 권선과 상기 보조 권선의 비가 1:m인 경우, 상기 기준 전압은 상기 제1 출력부의 출력 전압에 m배한 값일 수 있다.
상기 컨버터는 상기 일차 권선의 타단과 상기 제2 스위치 사이에 연결되는 커패시터를 더 포함할 수 있다.
상기 제2 스위치가 턴온되는 경우, 상기 트랜스포머의 누설 인덕턴스 성분과 상기 커패시터간에 공진이 발생할 수 있다.
본 발명의 다른 실시예에 따르면, 컨버터의 구동 방법이 제공된다. 상기 구동 방법은, 트랜스포머의 일차 권선의 일단과 접지 사이에 연결되는 제1 스위치를 제공하는 단계, 상기 일차 권선의 양단 사이에 연결되는 제2 스위치를 제공하는 단계, 상기 트랜스포머의 이차 권선에 연결되는 제1 다이오드를 통해 흐르는 전류를 감지하는 단계, 그리고 상기 감지된 전류가 소정의 기준 전류 값이 되는 제1 시점에, 상기 제1 스위치를 턴온시키고 상기 제2 스위치를 턴오프시키는 단계를 포함할 수 있다.
상기 구동 방법은, 상기 컨버터의 출력 전압에 대응하여, 상기 제1 스위치를 턴오프시키고 상기 제2 스위치를 턴온시키는 단계를 더 포함할 수 있다.
상기 제1 시점은 상기 컨버터의 출력 부하에 대응하여 변동될 수 있다.
상기 제1 시점은 상기 출력 부하가 작을수록 더욱 빨라 질 수 있다.
상기 트랜스포머는 보조 권선을 더 포함할 수 있으며, 상기 전류를 감지하는 단계는, 상기 보조 권선에 연결되는 제2 다이오드의 애노드 전압을 감지하는 단계, 그리고 상기 제2 다이오드의 애노드 전압과 기준 전압을 비교하는 단계를 포함할 수 있다. 상기 전류를 감지하는 단계는, 상기 제2 다이오드의 애노드 전압이 상기 기준 전압보다 낮은 경우 상기 제1 다이오드를 통해 흐르는 전류가 상기 소정의 기준 전류 값인 것으로 판단하는 단계를 더 포함할 수 있다.
본 발명의 또 다른 실시예에 따르면 컨버터가 제공된다. 상기 컨버터는, 일차 권선, 이차 권선 및 보조 권선을 포함하는 트랜스 포머, 상기 일차 권선의 일단과 접지 사이에 연결되는 제1 스위치, 상기 일차 권선의 타단에 일단이 연결되는 커패시터, 상기 커패시터의 타단과 상기 일차 권선의 일단 사이에 연결되며, 상기 제1 스위치와 교대로 스위칭되는 제2 스위치, 상기 이차 권선에 연결되는 제1 출력부, 상기 보조 권선에 연결되는 다이오드를 포함하는 제2 출력부, 그리고 상기 다이오드의 애노드 전압을 통해 상기 제1 출력부에 연결되는 부하의 크기를 감지하며, 상기 부하의 크기에 따라 상기 제1 스위치 및 상기 제2 스위치의 스위칭 주파수를 변동시키도록 제어하는 제1 스위칭 제어부를 포함할 수 있다.
상기 제1 스위칭 제어부는 상기 부하의 크기가 작을수록 상기 스위칭 주파수를 상승시키도록 제어할 수 있다.
상기 제1 스위칭 제어부는 상기 다이오드의 애노드 전압과 기준 전압을 비교하는 비교기를 포함할 수 있으며, 상기 컨버터는, 상기 비교기의 출력을 입력받으며 상기 비교기의 출력에 대응하여 상기 제1 스위치의 턴온 시점을 출력하는 SR래치를 더 포함할 수 있다.
본 발명의 실시예에 따르면, 출력 부하의 크기에 따라 스위칭 주파수를 변경함으로써, 불필요한 도통손실을 줄일 수 있다.
도 1은 본 발명의 실시예에 따른 컨버터를 나타내는 도면이다.
도 2은 본 발명의 실시예에 따른 컨버터의 신호 파형을 나타내는 도면이다.
도 3은 부하가 높은 때, 일반적인 방법이 적용된 경우와 본 발명의 실시예가 적용된 경우에 대한 신호 파형을 나타내는 도면이다.
도 4는 부하가 낮을 때, 일반적인 방법이 적용된 경우와 본 발명의 실시예가적용된 경우에 대한 신호 파형을 나타내는 도면이다.
아래에서는 첨부한 도면을 참고로 하여 본 발명의 실시예에 대하여 본 발명이 속하는 기술 분야에서 통상의 지식을 가진 자가 용이하게 실시할 수 있도록 상세히 설명한다. 그러나 본 발명은 여러 가지 상이한 형태로 구현될 수 있으며 여기에서 설명하는 실시예에 한정되지 않는다. 그리고 도면에서 본 발명을 명확하게 설명하기 위해서 설명과 관계없는 부분은 생략하였으며, 명세서 전체를 통하여 유사한 부분에 대해서는 유사한 도면 부호를 붙였다.
명세서 전체에서, 어떤 부분이 다른 부분과 "연결"되어 있다고 할 때, 이는 "직접적으로 연결"되어 있는 경우뿐 아니라, 그 중간에 다른 소자를 사이에 두고 "전기적으로 연결"되어 있는 경우도 포함한다. 또한 어떤 부분이 어떤 구성요소를 "포함"한다고 할 때, 이는 특별히 반대되는 기재가 없는 한 다른 구성요소를 제외하는 것이 아니라 다른 구성요소를 더 포함할 수 있는 것을 의미한다.
이하, 도면을 참조하여 본 발명의 실시예에 따른 컨버터 및 그 구동 방법에 대하여 설명한다.
도 1은 본 발명의 실시예에 따른 컨버터를 나타내는 도면이다.
도 1에 나타낸 바와 같이 본 발명의 실시예에 따른 컨버터(100)는 정류부(110), 입력 커패시터(Cin), 클램프 커패시터(Cc), 트랜스포머(120), 메인 스위치(S1), 클램프 스위치(S2), 제1 스위칭 제어부(130), 제2 스위칭 제어부(140), 제1 출력부(150), 제2 출력부(160) 및 SR 래치(170)를 포함한다.
정류부(110)는 4개의 다이오드가 브리지(bridge) 형태로 구성되며, 외부에서 입력되는 교류 전압(Vac)을 정류한다. 도 1에서는 다이오드가 풀 브리지(full bridge) 형태로 구성되는 것으로 나타내었으나 하프 브리지(half bridge)형태 등 다양한 방법으로 구성될 수 있다.
정류부(100)에 의해 정류된 전압은 입력 커패시터(Cin)에 의해 필터링 되며, 입력 커패시터(Cin)의 양단 전압은 일정량의 리플을 갖는 직류 전압(Vin)이 된다.
트랜스포머(120)는 일차 권선(primary winding)과 이차 권선(secondary winding)으로 구성되며, 일차 권선에 인가되는 에너지를 이차 권선으로 전달한다. 도 1에서는 트랜스포머가 실제 구현되는 경우 이를 모델링 한 것을 나타내었다. 트랜스포머가 실제 구현되는 경우 누설(leakage) 인덕턴스 성분과 자화(magnetizing) 인덕턴스 성분이 발생하며, 도 1에서는 누설 인덕턴스 성분을 Llk로 나타내었으며 자화 인덕턴스 성분을 Lm으로 나타내었다. 그리고 이러한 누설 인덕턴스 성분과 자화 인덕턴스 성분을 제외한 이상적인(ideal) 트랜스포머를 121 내지 123으로 나타내었다. 도 1에서는 일차 권선(121)과 이차 권선(122)는 n:1의 턴비(turn ratio)를 가지며 일차 권선(121)과 보조(auxiliary) 권선(123)은 n:m의 턴비를 가지는 것으로 가정하였으나, 이는 변경될 수 있음은 당연하다.
그리고 트랜스포머(120)의 제1 일차 단자(P1)은 입력 커패시터(Cin)의 일단에 연결되며, 입력 커패시터(Cin)의 타단은 접지에 연결된다. 그리고 메인 스위치(S1)는 트랜스포머(120)의 제2 일차 단자(P2)와 접지 사이에 연결된다.
클램프 커패시터(Cc)의 일단은 트랜스포머(120)의 제1 일차 단자(P1)에 연결되며, 클램프 스위치(S2)는 클램프 커패시터(Cc)의 타단과 트랜스포머(120)의 제2 일차 단자(P2) 사이에 연결된다.
메인 스위치(S1)는 트랜스포머(120)의 제2 일차 단자(P2)와 접지 사이에 연결된다.
도 1에서 메인 스위치(S1) 및 클램프 스위치(S2)가 FET인 것으로 나타내었으나 BJT, IGBT 등 다른 스위칭 소자로 대체될 수 있다.
제1 출력부(150)는 이차 권선(122)에 연결되며, 다이오드(Do) 및 커패시터(Co)를 포함한다. 다이오드(Do)의 애노드는 이차 권선(122)의 일단에 연결되며, 커패시터(Co)는 다이오드(Do)의 캐소드와 접지(이차측 접지) 사이에 연결된다. 그리고 커패시터(Co)의 양단에 충전되는 전압이 제1 출력 전압(Vo)이다.
제2 출력부(150)는 보조 권선(123)에 연결되며, 다이오드(Dcc) 및 커패시터(Ccc)를 포함한다. 다이오드(Dcc)의 애노드는 보조 권선(123)의 일단에 연결되며, 커패시터(Ccc)는 다이오드(Dcc)의 캐소드와 접지(일차측 접지) 사이에 연결된다. 그리고 커패시터(Ccc)의 양단에 충전되는 전압이 제2 출력 전압(Vcc)이다.
제1 스위칭 제어부(130)는 다이오드(Do)에 흐르는 전류(iDo)에 대응하는 정보를 입력 받으며, 메인 스위치(S1)를 턴온시키는 제어신호(S1_ON)를 출력한다. 메인 스위치(S1)를 턴온시키는 제어신호(S1_ON)는 SR래치(170)의 셋 단자(S)에 입력된다. 더욱 상세히 설명하면, 제1 스위칭 제어부(130)는 다이오드(Do)에 흐르는 전류(iDo)가 0이 되는 시점 또는 그 직후에 메인 스위치(S1)이 턴온되도록 제어신호(S1_ON)를 생성한다. 여기서 다이오드(Do)에 흐르는 전류(iDo)가 0이 되는 시점은 부하(load)의 크기에 따라 변동되며, 이에 따라 메인 스위치(S1)의 턴온시점은 부하의 크기에 따라 변동된다.
본 발명의 실시예에 따른 제1 스위칭 제어부(130)가 다이오드(Do)에 흐르는 전류(iDo)에 대응하는 정보를 입력 받아, 메인 스위치(S1)를 턴온시키는 제어신호(S1_ON)를 생성하는 방법에 대해서 구체적으로 설명한다.
도 1에 나타낸 바와 같이 본 발명의 실시예에 따른 제1 스위칭 제어부(130)는 비교기(CP)를 포함한다.
비교기(CP)의 반전 단자(-)는 다이오드(Dcc)의 애노드에 연결되며, 비교기(131)의 비반전 단자(+)에는 소정의 기준 전압이 인가된다. 도 1에서는 소정의 기준 전압을 mVo로 나타내었으나 이는 변경될 수 있다. 제1 스위칭 제어부(130)는 다이오드(Do)에 흐르는 전류(iDo)에 대응하는 정보를 입력 받는데, 도 1의 실시예에서는 전류(iDo)의 정보를 제2 출력부(150)를 통해 간접적으로 입력 받는다. 다이오드(Do)가 포워드(forward) 바이어스 되는 경우, 전류(iDo)가 다이오드(Do)를 통해 흐른다. 이때, 다이오드(Do)의 애노드 전압은 Vo(다이오드(Do)의 포워드 전압은 생략함)이 되며 다이오드(Dcc)의 애노드 전압(VDcc)은 턴비에 의해 mVo가 된다. 한편, 전류(iDo)가 점점 감소하여 0이 되는 시점에서는 이차 권선(122)의 도트(dot) 방향으로 양의 전압이 인가되면서 다이오드(Do)에 역전압이 걸린다. 따라서 다이오드(Dcc)의 애노드 전압(VDcc)은 mVo 전압보다 낮은 전압이 된다. 이와 같이 다이오드(Do)를 통해 흐르는 전류(iDo)에 대한 정보는 다이오드(Dcc)의 애노드 전압(VDcc)이 mVo 전압에서 더욱 낮은 전압으로 변경되는지 여부를 통해 알 수 있다.
비교기(CP)는 다이오드(Dcc)의 애노드 전압(VDcc)이 mVo보다 낮은 경우 하이(High) 신호를 출력하는데, 비교기(CP)의 출력 신호가 메인 스위치(S1)를 턴온시키는 제어신호(S1_ON)이다.
이와 같은 본 발명의 실시예에 따른 제1 스위칭 제어부(130)는 1차측 접지와 동일한 접지를 사용하는 제2 출력부(160)를 통해 전류(iDo)에 대응하는 정보를 입력 받기 때문에 포토 커플러 등의 별도 소자가 사용하지 않아도 된다.
도 1에서는 본 발명의 제1 스위칭 제어부(130)가 제2 출력부(160)를 통해 전류(iDo)의 정보를 입력 받는 경우를 나타내었으나, 제1 출력부(150)를 통해 전류(iDo)의 정보를 직접 입력 받을 수 있다. 이 경우에는 트랜스 포머(120)의 일차측과 이차측의 접지가 서로 다르므로, 포토 커플러(photo coupler) 등이 필요할 수 있으며, 이에 대한 구체적인 방법은 본 발명이 속하는 기술분야의 통상의 지식을 가진 자라면 쉽게 알 수 있으므로 이하 구체적인 설명은 생략한다.
제2 스위칭 제어부(140)는 제1 출력 전압(Vo)에 대응하는 정보를 피드백 받으며, 메인 스위치(S1)를 턴오프시키는 제어신호(S1_OFF)를 출력한다. 다시 말하면, 제2 스위칭 제어부(140)는 제1 출력 전압(Vo)에 대응하여 메인 스위치(S1)를 턴오프시키는 제어신호(S1_OFF)를 생성하여 출력한다. 그리고 메인 스위치(S1)를 턴오프시키는 제어신호(S1_OFF)는 SR 래치(170)의 리셋 단자(R)에 입력된다. 메인 스위치(S1)의 턴오프 시점에 의해 제1 출력 전압(Vo)은 설정하고자 하는 직류 전압으로 레귤레이션 된다. 제2 스위칭 제어부(140)가 제1 출력 전압(Vo)에 대응하는 정보를 피드백 받아 제어신호(S1_OFF)를 생성하는 방법은 포토 커플러(photo coupler), 비교기 등을 통해 구현될 수 있는데, 이는 본 발명이 속하는 기술분야의 통상의 지식을 가진 자라면 쉽게 구현할 수 있으므로 구체적인 설명은 생략한다.
그리고 SR 래치(170)는 셋 단자(S)를 통해 메인 스위치(S1)를 턴온시키는 제어신호(S1_ON)를 입력 받으며 리셋 단자(R)를 통해 메인 스위치(S1)을 턴오프시키는 제어신호(S1_OFF)를 입력 받으며, 최종적으로 출력 단자(Q)를 통해 메인 스위치(S1)를 제어하는 제1 스위칭 제어신호(Scont1)를 출력한다. 그리고 클램프 스위치(S2)를 제어하는 제2 스위칭 제어신호(Scont2)는 메인 스위치(S1)를 제어하는 제1 스위칭 제어신호(Scont1)의 반전신호이다. 도 1에 나타낸 바와 같이, 제1 스위칭 제어신호(Scont1)는 인버터(INV)에 의해 반전되며, 이 반전된 신호가 제2 스위칭 제어신호(Scont2)이다. 따라서, 클램프 스위치(S2)는 일정한 데드 타임(dead time)을 두고서 메인 스위치(S1)가 턴온될 때 턴오프되며 메인 스위치(S1)가 턴오프될 때 턴온된다.
다음으로 도 2을 참조하여, 본 발명의 실시예에 따른 컨버터의 구동 방법에 대하여 알아본다.
도 2는 본 발명의 실시예에 따른 컨버터의 신호 파형을 나타내는 도면이다. 도 2에서는 본 발명의 실시예에 따른 컨버터의 동작에 대한 설명 편의를 위해, 주요 신호 파형만을 나타내었다.
먼저 시점(t0)에서, 제1 스위칭 제어신호(Scont1)가 하이(high) 레벨이 되어 메인 스위치(S1)가 턴온된다. 그러면, 입력 커패시터(Cin), 누설 인덕턴스(Llk), 자화 인덕턴스(Lm), 메인 스위치(S1)를 통해 전류 경로가 형성된다. 이러한 전류 경로에 의해, 도 2에 나타낸 바와 같이 자화 인덕턴스(Lm)를 통해 흐르는 전류(iLm)는 점진적으로 상승한다. 그리고 누설 인덕턴스(Llk)를 통해 흐르는 전류(iLk)도 점진적으로 상승한다.
시점(t1)에서, 제1 스위칭 제어신호(Scont1)가 로우(low) 레벨이 되며 제2 스위칭 제어신호(Scont2)가 하이(high) 레벨이 된다. 이에 따라, 메인 스위치(S1)가 턴오프되며, 클램프 스위치(S2)가 턴온된다. 그러면, 시점(t1)부터 시점(t2)까지, 자화 인덕턴스(Lm)를 통해 흐르는 전류(iLm) 및 누설 인덕턴스(Llk)를 통해 흐르는 전류(iLk)는 점진적으로 감소한다. 제1 스위칭 제어신호(Scont1)가 로우(low) 레벨이 되는 시점(t1)은 제2 스위칭 제어부(140)에 의해 결정된다.
다음으로, 시점(t1)으로부터 소정의 시간 후인 시점(t2)에서, 클램프 커패시터(Cc), 누설 인덕턴스(Llk) 사이에 LC 공진이 발생하며, 이로 인해 누설 인덕턴스(Llk)를 통해 흐르는 전류(iLk)는 공진 파형을 가진다. 한편, 자화 인덕턴스(Lm)를 통해 흐르는 전류(iLm)는 점진적으로 감소한다.
한편, 다이오드(Do)에 흐르는 전류(iDo)는 자화 인덕턴스(Lm)에 흐르는 전류(iLm)에서 누설 인덕턴스(Llk)에 흐르는 전류(iLk)를 뺀 값에 대응하여 형성된다. 따라서 시점(t2)이후, 다이오드(Do)에 흐르는 전류(iDo)는 공진 전류의 형태로 점점 상승한 후 점점 감소한다. 이와 같이 다이오드(Do)에 흐르는 전류(iDo)가 형성되는 경우(즉, 시점(t2)에서 시점(t3)까지의 기간)에는 다이오드(Do)의 애노드 전압은 Vo이 되며, 다이오드(Dcc)의 애노드 전압(VDcc)은 mVo 전압이 된다.
다이오드(Do)에 흐르는 전류(iDo)가 점점 감소하며 시점(t3)에서 0이 되며, 시점(t3)에서 다이오드(Dcc)의 애노드 전압(VDcc)은 mVo 전압보다 낮은 전압으로 급격히 하강한다. 도 1에서 설명한 바와 같이, 본 발명의 실시예에 따른 제1 스위칭 제어부(130)는 다이오드(Dcc)의 애노드 전압(VDcc)을 통해 다이오드(Do)에 흐르는 전류(iDo)가 0이 되는 시점을 감지하며, 메인 스위치(S1)를 턴온시키는 제어신호(S1_ON)를 출력한다. 전파 지연 시간(propagation delay time)을 감안하지 않으면, 시점(t3)에서 제1 스위칭 제어신호(Scont1)는 하이 레벨이 되고 제2 스위칭 제어신호(Scont2)가 로우 레벨로 된다. 그러나, 도 2에 나타낸 바와 같이 전파 지연 시간(propagation delay time)을 감안하면, 시점(t3)가 아니라 시점(t4)에서, 제1 스위칭 제어신호(Scont1)는 하이 레벨이 되고 제2 스위칭 제어신호(Scont2)는 로우 레벨이 된다.
시점(t4)이후의 동작은 시점(t0 ~ t4)와 동일하게 이하 구체적인 설명은 생략한다.
한편, 도 2에서는 제1 스위칭 제어신호(Scont1)가 로우 레벨로 변경되는 시점(t1)에서 제2 스위칭 제어신호(Scont2)가 하이 레벨로 변경 되고 제1 스위칭 제어신호(Scont1)이 하이 레벨로 변경되는 시점(t4)에서 제2 스위칭 제어신호(Scont2)가 로우 레벨로 변경되는 것으로 나타내었으나, 제1 스위칭 제어신호(Scont1)와 제2 스위칭 제어신호(Scont1) 간에 암 쇼트(arm short)를 방지하기 위한 소정의 데드 타임(dead time)이 설정될 수 있다.
이와 같이 본 발명의 실시예에 따르면, 메인 스위치(S1)과 클램프 스위치(S2)의 스위칭 주파수는 고정되어 있지 않고 변동된다. 상기에서 설명한 바와 같이 메인 스위치(S1)의 턴온 시점과 클램프 스위치(S2)의 턴오프 시점은 다이오드(Do)에 흐르는 전류(iDo)에 따라 변동된다. 다이오드(Do)에 흐르는 전류(iDo)의 크기는 제1 출력부(150)에 연결되는 부하의 크기에 따라 변동되므로, 메인 스위치(S1)과 클램프 스위치(S2)의 스위칭 주파수는 출력 부하의 크기에 따라 변동된다고 할 수 있다.
출력 부하가 감소하는 경우 다이오드(Do)에 흐르는 전류(iDo)의 크기도 감소하므로, 메인 스위치(S1)의 턴온 시점과 클램프 스위치(S2)의 턴오프 시점은 더욱 빨라 진다. 따라서, 출력 부하가 감소하는 경우 메인 스위치(S1) 및 클램프 스위치(S2)의 스위칭 주파수는 증가한다.
본 발명의 실시예에 따른 컨버터는 출력 부하의 크기에 따라 스위칭 주파수를 변경함으로써, 불필요한 도통손실을 줄일 수 있다. 이에 대해서 아래의 도 3 및 도 4를 참조하여 알아본다.
도 3은 부하가 높은 때, 일반적인 방법이 적용된 경우와 본 발명의 실시예가적용된 경우에 대한 신호 파형을 나타내는 도면이다. 좀 더 상세히 설명하면, 도 3a는 일반적인 경우와 같이 스위칭 주파수가 고정된 경우에 대한 신호 파형이며, 도 3b는 본 발명의 실시예와 같이 스위칭 주파수가 변동되는 경우에 대한 신호 파형이다.
도 3a에 나타낸 바와 같이, 일반적인 경우는 다이오드(Do)에 흐르는 전류(iDo)가 0가 되는 시점(t3a)에 메인 스위치(S1)이 턴온되지 않는다. 일반적인 경우는 메인 스위치(S1) 및 클램프 스위치(S2)의 스위칭 주파수가 고정되어 있으므로, 고정된 시점(t4a)에서 메인 스위치(S1)이 턴온된다. 따라서 다이오드(Do)에 흐르는 전류(iDo)가 0가 되더라도 시점(t3a)에서 시점(t4a)까지, 즉
Figure 112013093540458-pat00001
동안 자화 인덕턴스(Lm)를 통해 흐르는 전류(iLm)는 계속하여 흐르며, 이를 통해 도통 손실이 증가한다.
그러나 도 4b에 나타낸 바와 같이, 발명의 실시예의 경우는 다이오드(Do)에 흐르는 전류(iDo)가 0가 되는 시점(t3b)에 메인 스위치(S1)이 턴온된다. 도 4b에서는 시점(t3b)가 아니라 시점(t4b)에서 메인 스위치(S1)이 턴온되는 것을 나타내었는데, 이는 전파 지연 시간(propagation delay time)을 감안하여 나타낸 것이다. 따라서 전파 지연 시간(도 3b에서
Figure 112013093540458-pat00002
로 나타내었음) 동안만 자화 인덕턴스(Lm)를 통해 흐르는 전류(iLm)가 계속하여 흐르며, 전파 지연 시간(
Figure 112013093540458-pat00003
)는 고정 주파수 방식(
Figure 112013093540458-pat00004
)에 비해서 상대적으로 짧은 시간이므로 도통 손실을 줄일 수 있다.
도 4는 부하가 낮을 때, 일반적인 방법이 적용된 경우와 본 발명의 실시예가적용된 경우에 대한 신호 파형을 나타내는 도면이다. 도 4a는 일반적인 경우와 같이 스위칭 주파수가 고정된 경우에 대한 신호 파형이며, 도 4b는 본 발명의 실시예와 같이 스위칭 주파수가 변동되는 경우에 대한 신호 파형이다.
도 4a에 나타낸 바와 같이, 일반적인 경우는 다이오드(Do)에 흐르는 전류(iDo)가 0가 되는 시점(t3a')에 메인 스위치(S1)이 턴온되지 않는다. 일반적인 경우는 메인 스위치(S1) 및 클램프 스위치(S2)의 스위칭 주파수가 고정되어 있으므로, 고정된 시점(t4a')에서 메인 스위치(S1)이 턴온된다. 따라서 다이오드(Do)에 흐르는 전류(iDo)가 0가 되더라도 시점(t3a')에서 시점(t4a')까지, 즉
Figure 112013093540458-pat00005
동안 자화 인덕턴스(Lm)를 통해 흐르는 전류(iLm)는 계속하여 흐르며, 이를 통해 도통 손실이 증가한다.
그러나 도 4b에 나타낸 바와 같이, 발명의 실시예의 경우는 다이오드(Do)에 흐르는 전류(iDo)가 0가 되는 시점(t3b')에 메인 스위치(S1)이 턴온된다. 도 4b에서는 시점(t3b')가 아니라 시점(t4b')에서 메인 스위치(S1)이 턴온되는 것을 나타내었는데, 이는 전파 지연 시간(propagation delay time)을 감안하여 나타낸 것이다. 따라서 전파 지연 시간(도 4b에서
Figure 112013093540458-pat00006
로 나타내었음) 동안만 자화 인덕턴스(Lm)를 통해 흐르는 전류(iLm)가 흐르며, 전파 지연 시간(
Figure 112013093540458-pat00007
)는 고정 주파수 방식(
Figure 112013093540458-pat00008
)에 비해서 상대적으로 상당히 짧은 시간이므로 도통 손실을 줄일 수 있다.
이와 같이 도 3 및 도 4에 나타낸 바와 같이, 본 발명의 실시예에 따르면 다이오드(Do)에 흐르는 전류(iDo)가 0가 되는 시점에, 메인 스위치(S1)를 턴온하고 클램프 스위치(S2)를 턴오프함으로써, 도통 손실을 줄일 수 있으며 높은 효율을 얻을 수 있다.
한편, 도 4b와 같이 출력 부하가 낮은 경우가 도 4a와 같이 출력부하가 높은 경우보다 다이오드(Do)에 흐르는 전류(iDo)의 양이 작아지므로, 다이오드(Do)에 흐르는 전류(iDo)가 0이 되는 시점이 더욱 빨라 진다. 따라서, 본 발명의 실시예에서는 출력 부하가 낮을 수록 스위칭 주파수가 더욱 증가한다.
이상에서 본 발명의 실시예에 대하여 상세하게 설명하였지만 본 발명의 권리범위는 이에 한정되는 것은 아니고 다음의 청구범위에서 정의하고 있는 본 발명의 기본 개념을 이용한 당업자의 여러 변형 및 개량 형태 또한 본 발명의 권리범위에 속하는 것이다.

Claims (20)

  1. 일차 권선, 이차 권선, 및 이차 측에 보조 권선을 포함하는 트랜스 포머,
    상기 일차 권선의 일단과 접지 사이에 연결되는 제1 스위치,
    상기 일차 권선의 일단과 일차 권선의 타단 사이에 연결되며, 상기 제1 스위치와 교대로 스위칭되는 제2 스위치,
    상기 이차 권선에 연결되는 제1 출력부,
    상기 제1 출력부에 연결되는 부하의 크기에 대응하여, 상기 제1 스위치의 턴온 시점인 제1 시점을 제어하는 제1 스위칭 제어부, 및
    상기 보조 권선의 일단에 연결된 애노드를 포함하는 제1 다이오드를 포함하고,
    상기 제1 스위칭 제어부는 상기 제1 다이오드의 애노드 전압과 기준 전압을 비교하여 비교기를 포함하고, 상기 비교기의 출력은 상기 제1 시점을 지시하는 컨버터.
  2. 제1항에 있어서,
    상기 제1 출력부의 출력 전압에 대응하여, 상기 제1 스위치의 턴오프 시점인제2시점을 제어하는 제2 스위칭 제어부를 더 포함하는 컨버터.
  3. 제1항에 있어서,
    상기 제1 스위칭 제어부는 상기 부하의 크기가 작을 수록 상기 제1 스위칭의 주파수를 상승시키도록 제어하는 컨버터.
  4. 제1항에 있어서,
    상기 제1 출력부는 상기 이차 권선에 연결되는 제2 다이오드를 포함하며,
    상기 제1 스위칭 제어부는 상기 제2 다이오드에 흐르는 전류에 대응하는 제1 정보를 입력 받으며 상기 제1 정보에 대응하여 상기 제1 시점을 제어하는 컨버터.
  5. 제4항에 있어서,
    상기 제1 스위칭 제어부는, 상기 제2 다이오드에 흐르는 상기 전류가 소정의 기준전류 값이 되는 시점 또는 그 직후에, 상기 제1 스위치를 턴온시키도록 제어하는 컨버터.
  6. 제4항에 있어서,
    상기 제1 정보는 상기 제2 다이오드의 애노드 전압인 컨버터.
  7. 제6항에 있어서,
    상기 비교기의 출력을 입력받으며 상기 비교기의 출력에 대응하는 상기 제1 시점에서 턴온 제어신호를 출력하는 SR 래치를 더 포함하는 컨버터.
  8. 제7항에 있어서,
    상기 보조 권선은 상기 일차 권선과 동일한 접지를 공유하는 컨버터.
  9. 제7항에 있어서,
    상기 이차 권선과 상기 보조 권선의 비가 1:m인 경우, 상기 기준 전압은 상기 제1 출력부의 출력 전압에 m배한 값인 컨버터.
  10. 제1항에 있어서,
    상기 일차 권선의 타단과 상기 제2 스위치 사이에 연결되는 커패시터를 더 포함하고
    상기 비교기는 상기 기준 전압을 수신하는 비반전 입력 및 상기 제1 다이오드의 애노드 전압을 수신하는 반전 입력을 포함하는 컨버터.
  11. 제10항에 있어서,
    상기 제2 스위치가 턴온되는 경우, 상기 트랜스포머의 누설 인덕턴스 성분과 상기 커패시터간에 공진이 발생하는 컨버터.
  12. 트랜스포머의 일차 권선의 일단과 접지 사이에 연결되는 제1 스위치를 제공하는 단계,
    상기 일차 권선의 양단 사이에 연결되는 제2 스위치를 제공하는 단계,
    상기 트랜스포머의 이차 권선에 연결되는 제1 다이오드를 통해 흐르는 전류를 감지하는 단계, 그리고
    상기 감지된 전류가 소정의 기준 전류 값이 되는 제1 시점에, 상기 제1 스위치를 턴온시키고 상기 제2 스위치를 턴오프시키는 단계를 포함하고,
    상기 전류를 감지하는 단계는,
    상기 트랜스포머의 보조 권선에 연결되는 제2 다이오드의 애노드 전압을 감지하는 단계,
    상기 제2 다이오드의 애노드 전압과 기준 전압을 비교하는 단계, 및
    상기 제2 다이오드의 애노드 전압이 상기 기준 전압보다 낮은 경우 상기 제1 다이오드를 통해 흐르는 전류가 상기 소정의 기준 전류 값인 것으로 판단하는 단계를 포함하는, 컨버터의 구동 방법.
  13. 제12항에 있어서,
    상기 컨버터의 출력 전압에 대응하여, 상기 제1 스위치를 턴오프시키고 상기 제2 스위치를 턴온시키는 단계를 더 포함하는 구동 방법.
  14. 제12항에 있어서,
    상기 제1 시점은 상기 컨버터의 출력 부하에 대응하여 변동되는 구동 방법.
  15. 제14항에 있어서,
    상기 제1 시점은 상기 출력 부하가 작을수록 더욱 빨라 지는 구동 방법.
  16. 삭제
  17. 삭제
  18. 일차 권선과 접지 사이에 연결되는 메인 스위치,
    이차 권선에 연결되고 제1 다이오드를 포함하는 제1 출력부,
    보조 권선에 연결되고 제2 다이오드를 포함하는 제2 출력부 - 상기 제2 다이오드의 애노드는 상기 제1 다이오드를 통해 흐르는 전류를 지시하는 신호를 생성 -, 그리고
    상기 제1 출력부에 연결된 부하에 따라 상기 메인 스위치의 스위칭 주파수를 제어하고, 상기 제1 다이오드에 흐르는 전류가 영까지 감소한 것을 지시하는 상기 신호에 응답하여 상기 메인 스위치를 턴 온 하는 스위칭 제어부를 포함하는,
    회로.
  19. 제18항에 있어서,
    상기 스위칭 제어부는 상기 부하의 크기가 작을수록 상기 스위칭 주파수를 상승시키도록 제어하고,
    상기 스위칭 제어부는 상기 제2 다이오드의 애노드의 상기 신호와 기준 전압을 비교하는 비교기를 포함하고,
    상기 비교기의 출력은 상기 메인 스위치의 온 시점을 제어하는,
    회로.
  20. 제19항에 있어서,
    상기 비교기의 출력을 수신하고, 상기 비교기의 출력에 응답하여 상기 메인 스위치를 턴 온 하기 위한 제어신호를 출력하는 SR 래치를 더 포함하는 회로.
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