KR100231227B1

KR100231227B1 - 교류 직류 변환 전원 회로

Info

Publication number: KR100231227B1
Application number: KR1019960003140A
Authority: KR
Inventors: 마사시 오치아이
Original assignee: 니시무로 타이죠; 가부시끼가이샤 도시바
Priority date: 1995-02-10
Filing date: 1996-02-09
Publication date: 1999-11-15
Also published as: EP0726640A3; US5748458A; EP0726640A2; DE69617487T2; EP0726640B1; DE69617487D1

Abstract

전원 라인의 역률을 향상시키고, 정류 전류에 포함되는 고주파 전류를 감소시킬 수 있고, 또한 출력 직류 전압에 포함되는 리플 전압분도 적게할 수 있는 교류 직류 변환 전원 회로를 제공한다.

브릿지 정류 다이오드 회로(2)에서의 정류 출력 전압 Vi에 대하여, DC-DC컨버터(30)내의 고주파 컨버터(4∼11)의 공진 콘덴서(10)에서 발생하는 정현파 전압을 가산한 후, 새로 설치한 정류 다이오드(25)에 의하여 재차 정류하고, 평활 콘덴서(3)로 평활하고, 출력 직류 전압 EB로서 출력함으로써, 평활전의 정류 전류의 폭이 확대되고, 역률은 향상시킬 수 있음과 동시에, 정류 전류에 포함되는 고주파 전류도 적게 할 수 있다.

Description

교류 직류 변환 전원 회로

제1도는 종래의 교류 직류 변환 전원 회로를 도시하는 회로도.

제2도는 본 발명 실시에와 종래의 공통된 회로 부분의 동작을 설명하는 도면.

제3도는 본 발명 실시예와 종래예의 공통된 회로 부분의 동작을 설명하는 도면.

제4도는 본 발명 실시에와 종래예의 공통된 회로 부분의 동작을 설명하는 도면.

제5도는 제1도의 종래 회로의 동작을 설명하는 도면.

제6도는 본 발명의 교류 직류 변환 전원 회로의 제1실시예를 도시하는 회로도.

제7도는 제6도의 회로 동작을 설명하는 파형도.

제8도는 본 발명의 교류 직류 변환 전원 회로의 제2실시예를 도시하는 회로도.

제9도는 제8도의 회로동작을 설명하는 파형도.

제10도는 본 발명의 교류 직류 변환 전원 회로의 제3실시예를 도시하는 회로도.

제11도는 제10도의 회로동작을 설명하는 파형도.

제12도는 본 발명의 교류 직류 변환 전원 회로의 제4실시예를 도시하는 회로도.

제13도는 제12도의 회로 동작을 설명하는 파형도.

제14도는 본 발명의 교류 직류 변환 전원 회로의 제5실시에를 도시하는 회로도.

* 도면의 주요부분에 대한 부호의 설명

1 : 교류 전원 2 : 브릿지 정류 다이오드 회로

3 : 평활 콘덴서 4, 5 : MOS FET(제1, 제2 스윗칭 소자)

6 : 다이오드(제1, 제2 다이오드) 8A, 8B, 8C : 트랜스

9 : 1차 코일 10 : 공진 콘덴서

11 ; 2차 코일 12, 13 : 정류 다이오드

12, 13, 14 : 전파 정류 회로 14 : 평활 콘덴서

15 : 안정화 직류 전압의 출력 단자 17 ; 오차 증폭기

19 : 포토 커플러 23 : 제어 회로

24 : 저역 필터 25 : 직류 저지 콘덴서

30 : DC-DC-컨버터 125, 127 : 3차 코일

126, 128 : 정류 다이오드 129 : 직류 저지 콘덴서

본 발명은 텔레비전 수상기 등의 전자 기기에 사용하는 교류 직류 변환 전원 회로에 관한 것이며, 특히 역률을 개선시킨 교류 직류 변환 전원 회로에 관한 것이다.

최근의 전자 기기에 있어서는, IC화에 의한 고성능, 소형, 경량화가 진행됨에 따라 이들의 장치에 불가결한 전원 장치에 대해서도 동일하게 고성능, 소형, 경량화가 요구되고 있다. 이 요구를 충족시키는 안정화 전원으로서 스위칭 방식에 의한 전원 회로가 있다.

스위칭 방식에 의한 안정화 직류 전원 회로는 입력의 직류 전원 전압을 트랜지스터 등의 고속 스위칭 소자로 온, 오프하고, 그 온 시간을 변화시키거나, 온, 오프 주파수를 변화시킴으로써 출력으로서 얻어지는 직류 전압을 일정하게 하도록 제어하는 것이다.

스위칭 전원 회로에는 여러가지 방식이 있으나, 여기에서는 고주파 인버터에 의한 DC-DC컨버터 방식의 전원회로에 대하여 설명한다.

제1도에, 종래의 교류 직류 변환 전원 회로의 회로도를 도시한다.

제1도에 있어서, 상용 교류 전원(1)에서의 전원 전압은 브릿지 정류 다이오드 회로(2)에서 전파 정류되고, 다시 평활 콘덴서(3)에서 평활되어, DC-DC 컨버터(30)에 공급된다.

DC-DC 컨버터(30)는 상기 평활 콘덴서(3)의 정극측 출력단과 기준 전위점간에, 제1, 제2 스위칭 소자로서의 MOS FET(4, 5)를 직렬로 접속하고, 이들 MOS FET(4, 5)의 각 스위치 정류와는 역방향으로 전류가 흐르는 극성으로 상기 MOS FET(4, 5)의 각각과 병렬로 다이오드(6, 7)를 접속하고 있다. 즉, MOS FET(4)의 드레인, 소스에 각각 다이오드(6)의 캐소드, 애노드를 접속하고, MOS FET(5)의 드레인, 소스에 각각 다이오드(7)의 캐소드, 애노드를 접속하고 있다. MOS FET(4, 5)의 각 게이트에는 제어 회로(23)로부터 MOS FET(4, 5)를 교대로 온, 오프시키기 위한 게이트 펄스가 공급되도록 되어 있다. MOS FET(4)와 다이오드(6)로 이루어지는 제1병렬 회로와 MOS FET(5)와 다이오드(7)로 이루어지는 제2병렬 회로와의 접속점과, 기준 전위점과의 사이에 , 트랜스(8)의 1차 코일(9)과 공진 콘덴서(10)의 직렬 회로를 접속하고, 트랜스(8)의 2차 코일(11)에서 소정의 교류 전압을 출력시키도록 하고 있다. MOS FET(4)와 다이오드(6)의 제1 병렬회로, MOS FET(5)와 다이오드(7)의 제2 병렬 회로, 1차 코일(9)과 공진 콘덴서(10)의 직류 회로, 및 제어 회로(23)는 , 직류를 교류로 변환하는 하프 브릿지형의 고주파 인버터를 구성하고 있다.

트랜스(8)의 2차 코일(11)의 일단은 정류 다이오드(12)를 통해 직류 전압 출력 단자(15)에 접속하고, 2차 코일(11)의 타단은 정류 다이오드(13)를 통해 직류 전압 출력 단자(15)에 접속하고, 2차 코일(11)의 중간점은 기준 전위점에 접속하고, 다이오드(12, 13)의 각 캐소드의 접속점과 기준 전위 점과의 사이에는, 평활 콘덴서(14)가 접속되어 있다. 트랜스(8)의 2차측에 구성되는 2차 코일(11)과, 정류 다이오드(12, 13), 2차 코일(11)의 중간점에 접속한 접지 라인과는 전파 전류회로를 구성하고 있다.

직류 전압 출력 단자(15)로 부터의 직류 전압 EB는 저항(16)을 통해 오차(誤差) 증폭기(17)에 공급되어 있고, 이 오차 증폭기(17)에서 기준치와 비교되어 증폭되고, 그 출력인 오차 전압에 따라 저항(18)과 발광 다이오드(20)의 직렬 회로에 전류가 흐르고, 발광 다이오드(20)와 수광 다이오드(21)에 의한 포터 커플러(19)를 통하여, 오차 신호가 수광 트랜지스터(21)측으로 전달되고, 저항(22)을 통하여 제어 회로(23)로 제어 신호로서 귀환되도록 되어 있다. 제어 회로(23)는 제1, 제2 스위칭 소자인 MOS FET(4, 5)를 교대로 온, 오프 시키는 제어를 행하므로, 상기의 귀환된 제어 신호에 의하여 MOS FET(4, 5)에 공급하는 게이트 펄스의 주파수를 변경하고, MOS FET(4, 5)의 온, 오프의 주파수를 제어함으로써, 출력 전압 EB를 항상 일정하게 하도록 제어한다.

다음에 제1도의 회로의 동작을 제2 도및 제3도를 참조하여 설명한다.

제2도 (a)∼(e)는, 제1도에 있어서, DC-DC 컨버터(30)의 각 부의 전압 및 전류의 파형을도시하는 도면이다.

제2도(a), (b)에 도시하는 VG1, VG2는 각각 MOS FET(4, 5)의 게이트 펄스를 나타내고 있고, 제2도(c)에 도시하는 V_c는 공진 콘덴서(10)에서 발생하는 정현파 전압(공진 전압)이고, 제2도(d)에 도시하는 V_L은 트랜스(30)의 1차 코일(9)에서 발생하는 정현파 전압(공진 전압)이다. 제2도(c), (d)에 도시하는 Vi0은, 브릿지 정류 다이오드 회로(2)에서 전파 정류한 전압을 평활 콘덴서(3)에서 평활하여 얻어지는 전압이다. 제2도(e)에 도시하는 Ir은, 1차 코일(9) 및 공진 콘덴서(10)에 흐르는 정현파 전류(공진 전류)를 나타낸다. 이 전류 Ir의 정방향은 제1도의 화살표로 표시하는 방향이다.

제3도 (a)∼(d)는 이 전현파 전류 Ir에 대한 1 주기의 동작을 설명하기 위한 도면이다.

시간 t=0일 때에, 제2도(b)에 도시하는 바와 같이 MOS FET(5)의 게이트 펄스 VG2가 0이 되면, MOS FET(5)는 오프한다. t=0의 직전의 기간 D(제2도의 t=t3∼t4에 상당하는 기간)에 공진 콘덴서(10)에서 트랜스(8)의 1차 코일(9)을 통하여, MOS FET(5)에 흘러 들어간 전류 Ir(이때의 전류 Ir은 공진 콘덴서(10)에 충전되어 있던 전하에 의거하여 흐르고 있다)은, t=0에 이르면, 이번에는 1차 코일(9)에 축적한 에너지를 방출함으로써 제1다이오드(6)를 통하여 제3도(a)의 기간 A(t=0∼t1 기간: 제1댐퍼 기간이라고 부름)와 같이 흐른다. 이 전류 Ir은 트랜스(8)의 2차측 부하가 0인 경우, 제2도(e)의 Ir에 나타낸 것과 같은 전류이다. t=0 이후에는 이미 게이트 펄스 VG1가 MOS FET(4)에 공급되어 온 하고 있고, 시각 t1에 도달하면, 제1 다이오드(6)는 오프하고, 이번에는 직류 전원에서 MOS FET(4)를 통하여 전류 Ir이 정방향으로 흐르고, 제3도(b)의 기간 B(t=t1∼t2)에 나타낸 바와 같이 된다. 다음에, 시각 t2에 이르면, 게이트 펄스 VG1이 0이 되므로 MOS FET(4)는 오프하고, 전류 Ir은 코일(9)에서 콘덴서(10)에 대하여 흘러 들어가도록 제2 다이오드(7)를 통하여 정방향으로 계속 흐르고, 제3도(c)의 기간 C(t=t2∼T3: 제2 댐퍼 기간이라고 부름)에 나타낸 것과 같이 된다.

시각 t2 이후는 이미 게이트 펄스 VG2가 MOS FET(5)에 공급되어 온하고 있고, 시각 t3에 도달하면, 제2다이오드(7)는 오프하고, 콘덴서(10)에 충전되어 있는 전하에 의거하여 전류 Ir이 코일(9) 및 MOS FET(5)를 통하여 부의 방향으로 흐르고, 제3도(d)의 기간 D(t=t3∼t4)에 표시한 것과 같이 된다. 시각 t4가 되면, MOS FET(5)의 게이트 펄스가 VG2가 0이되고, 상기한 시각 0의 동작으로 되돌아온다.

이상이 스위치 소자(4, 5)와, 1차 코일(9)과 공진콘덴서(10)에 의한 1주기의 동작이다. 게이트 펄스의폭 T1과 T2(제2도 참조)는 서로 동일하게 선택하고 있으므로, MOS FET(4)와 MOS FET(5), 제1 다이오드(6)와 제2다이오드(7)는 각각 동일한 도통 시간에서 온, 오프를 반복함과 동시에, 브릿지 정류 다이오드 회로(2)에 의한 정류 전원으로부터 트랜스(8)의 1차 코일(9)과 공진 콘덴서(10)의 직렬 회로에 대하여 1주기의 동작에 필요한 전력이 공급된다. 즉, 정류 전원으로부터는 1 주기마다 소비하는 전력이 공급된다. 이 때, 트랜스(8)의 1차 코일(9)과 공진 콘덴서(10)에는, 제2도의 V_L, V_C에 표시하는 바와 같은 서로 역위상인정현파 전압 V_L, V_C가 발생하고 있다. 그리고 , 트랜스 (8)의 2차측에는, 트랜스 권선비에 의하여, 1차 코일(9)에서 발생한 전압에 비례한 정현파 정압이 발생하고, 정류 다이오드(12, 13) 및 평활 콘덴서(14)에서 전파 정류된 후, 출력 직류 전압 EB로서 도시하지 않은 부하에 공급된다.

제4도는 교류 직류 전원 회로의 출력 직류 전압 EB의 제어 특성을 도시한 것이다. 횡축에 스위칭 소자의 스위칭 주파수 f를, 종축에 출력 직류 전압 EB를 취하고 있다. 출력 직류 전압 EB의 제어는 1차 코일(9)과 공진 콘덴서(10)의 값으로 결정되는 공진 주파수 fo에 대하여, 스위칭 소자로서의 MOS FET(4, 5)의 스위칭 주파수 f, 즉 게이트 펄스 VG1, VG2의 주파수를 변경함으로써 행하여진다. 예를 들면, MOS FET(4, 5)가 스위칭 주파수 f1에서 동작하고 있다고 하고, 부하 전류가 증가하여 출력 직류 전압 EB가 전하한 경우에는, 오차 증폭기(17)에 의해 오차 전압이 포토 커플러(19)를 통하여 1차측 제어 회로(23)로 귀환되고, MOS FET(4, 5)의 스위칭 주파수 f를 내리고 출력 전압 EB를 올려서 일정하게 하도록 자동적으로 제어가 행해진다.

제5도는 교류 직류 변환 전원 회로중의 브릿지 정류 다이오드 회로(2)의 동작 파형을 도시한 도면이다. 브릿지 정류 다이오드 회로(2)의 출력측에는 제1도에 도시하는 바와 같이 평활 콘덴서(3)가 접속되어 있고, 교류 전원(1)으로부터의 전원 전압은 브릿시 정류 다이오드 회로(2)에서 전파 정류된 후, 평활 콘덴서(3)에서 평활된다. 그러므로, 제5도(a)의 전압 파형에 나타낸 것과 같이, 정류 출력 전압을 평활한 전압 Vi0에 포함되는 전원 리플 전압(Vi0의 변동)은 대단히 작고, 따라서 전원 주파수의 1주기중 브릿시 정류 다이오드 회로(2)가 도통하는 시간은 극히 짧다. 즉, 전원 라인에 흐르는 정류 전류는 브릿지 정류 다이오드 회로(2)의 전파 정류 출력 전압이 평활 콘덴서(3)에 충전되어 있는 전압을 초과했을 때만 흐르고, 제5도(b)에 도시하는 바와 같은 맥류가 되고, 전원 주파수의 1 주기에 대한 도통 기간은 폭이 좁다. 따라서, 전원 라인의 역률도 0.6 정도로 낮고, 맥류에 포함되는 고주파 전류도 크다는 문제가 있다.,

이러한 문제점에 대한 해결책으로서, 평활 콘덴서(3)의 용량을 내리면 브릿지 정류 다이오드 회로(2)의 도통 시간은 길어져서 역률이 향상되고, 맥류에 포함되는 고주파 전류도 적어진다. 그러나, 이 때는, 평활 콘덴서(3)에 의한 평활성(적분 효과)이 감소하고, 전파 정류 파형의 특징에서 볼 수 있는 바와 같이, 출력 직류 전압 EB에 포함되는 상용 전원 주파수의 2배의 주파수의 리플 전압이 증가하고, 정전압으로서의 본래의 기능을 다하지 못하게 된다.

상기와 같이, 종래에는 전원 라인의 역률이 낮고, 더구나 정류 전류에 포함되는 고주파 전류도 커지고, 혹은 이것을 개선하고자 평활 용량을 감소시키면 리플분이 증가하여 본래의 정전압 기능을 손상한다는 문제가 있다.

여기에서, 본 발명은 상기의 문제에 감안하여, 교류 전원라인의 역률을 향상 시키고, 정류 전류에 포함되는 고주파 전류를 감소시킬 수가 있고, 더구나 본래의 정전압 기능을 손상시키는 일이 없는 교류 직류 변환 전원 회로를 제공함을 목적으로 하는 것이다.

청구항 1에 기재된 발명에 의한 교류 직류 변환 전원 회로는, 교류 전원과, 상기 상기 교류 전원의 전압을 전파 정류하는 제1정류 회로(2)와 , 상기 전파 정류 회로에서 정류된 전압을 다시 정류 및 평활하는 제2 정류 회로(25, 3)(126, 3)와, 직류 전압을 교류로 변환하는 고주파 인버터를 포함하며, 상기 고주파 인버터는 상기 제2정류 회로에서 정류·평활된 직류 저압이 동작 전압으로서 공급되는 스위칭 소자(4, 5)와, 이 스위칭 소자에서 생성되는 스위칭 전류가 1차 권선(1)에 공급되는 트랜스(8)와, 상기 1차 권선과 직렬로 접속된 공진 콘덴서(10)를 포함하고, 상기 트랜스의 다른 권선(11)에서 발생되는 교류 전압을 정류 및 평활하여 원하는 직류 전압(EB)를 얻는 DC-DC 컨버터(30)와, 상기 1차 권선(1)과 공진 콘덴서(10)의 공진에 기초하여 상기 고주파 인버터에서 발생한 교류 전압을 상기 제1 정류 회로로부터의 전파 정류 전압에 가산하는 가산 수단(26, 125, 127, 129)을 구비하는 것을 특징으로 한다.

청구항 2에 기재된 발명은 청구항 1에 기재된 교류 직류 변환 전원 회로에 있어서, 상기 DC-DC컨버터는, 제1스위칭 소자 및 이 제1스위칭 소자에 흐르는 전류와는 역방향으로 전류가 흐르는 극성으로 제1스위칭 소자와 병렬로 접속된 제1 다이오드로 이루어지는 제1병렬 회로와, 제1스위칭 소자에 대하여 교대로 온·오프하는 제2 스위칭 소자 및 이 제2스위칭 소자에 흐르는 전류와는 역방향으로 전류가 흐르는 극성으로 제2스위칭 소자와 병렬로 접속된 제2 다이오드로 이루어지는 제2 병렬 회로와, 상기 제1, 제2 병렬 회로를 직렬로 하여 상기 제2 정류 회로의 출력단과 기준 전위점 사이에 접속하는 수단과, 1차 권선, 2차 권선을 가지며, 상기 제1, 제2 병렬 회로의 접속점에 상기 1차 권선을 접속하는 동시에 상기 2차 권선에 소정의 교류 전압을 출력하는 트랜스와, 상기 트랜스의 2차 권선에서 발생하는 교류 전압을 정류 및 평활하여 직류 전압을 출력하는 제3 정류 회로와, 상기 제3 정류 회로로부터의 직류 전압의 변화에 응답하여 상기 제1, 제2 스위칭 소자의 온·오프 상태를 제어하는 제어 회로를 포함한 것을 특징으로 한다.

청구항 3에 기재된 발명은 청구항 1에 기재된 교류 직류 변환 전원 회로에 있어서, 상기 제1 정류 회로는 브릿지 정류 다이오드 회로로 구성되고, 상기 제2정류 회로는 정류 다이오드와 평활 콘덴서로 구성된 것을 특징으로 한다.

청구항 4에 기재된 발명은, 청구항 1에 기재된 교류 직류 변환 전원 회로에 있어서, 상기 가산 수단은 상기 공진 콘덴서에서 발생되는 정현파 교류 전압을, 직류 저지 콘덴서를 통해 상기 제1 정류 회로의 출력측으로 공급하도록 구성한 것을 특징으로 한다.

청구항 5에 기재된 발명은 청구항 2에 기재된 교류 직류 변환 전원 회로에 있어서, 상기 제어 회로는 상기 제3 정류 회로로부터 직류 전압을 검출하고, 이 검출 결과에 응답하여 상기 제1, 제2 스윗칭 소자의 온·오프 주파수를 변화시켜, 상기 제3정류 회로로부터의 직류 전압이 일정해지도록 제어하는 것을 특징으로 한다.

청구항 6에 기재된 발명은 청구항 1에 기재된 교류 직류 변환 전원 회로에 있어서, 상기 제1 정류 회로와 상기 제2 정류 회로 사이에 저역 필터를 접속하는 동시에, 상기 공진 콘덴서에서 발생되는 정현파 교류 전압을 직류 저지 콘덴서를 통해 상기 저역 필터의 출력측으로 공급하도록 한 것을 특징으로 한다.

청구항 7에 기재된 발명은 청구항 1에 기재된 교류 직류 변환 전원 회로에 있어서, 상기 가산 수단은 상기 트랜스에 감긴 3 차 권선을 가지며, 상기 3차 권선에 상기 고주파 인버터에서 발생되는 교류 전압과 동일한 교류 전압이 유기되도록 하고, 3차 권선의 일단을 상기 제1 정류 회로의 출력측에 접속하고 타단을 상기 제2 정류 회로에 접속하여 이루어지며, 상기 3차 권선에 유기한 교류 전압을 상기 제2 정류 회로로 공급하도록 한 것을 특징으로 한다.

청구항 8에 기재된 발명은 청구항 1에 기재된 교류 직류 변환 전원 회로에 있어서, 상기 가산 수단은 상기 트랜스에 서로 역극성이 되도록 감긴 제1, 제2 코일에 상기 고주파 인버터에서 발생되는 교류 전압과 동일한 교류 전압이 유기되도록 하여, 상기 제1 코일의 일단을 상기 제1 정류 회로의 출력측에 접속하고 제1 코일의 타단을 제2 정류 회로에 접속하며, 상기 제1 코일에서 유기한 교류 전압을 상기 제2 정류 회로로 공급하는 동시에, 상기 제2 코일에서 유기한 교류 전압을 정류하여 상기 제2 정류 회로의 출력측으로 공급하는 수단을 포함하는 것을 특징으로 한다.

청구항 9에 기재된 발명은 청구항 1에 기재된 교류 직류 변환 전원 회로에 있어서,상기 가산 수단은 상기 트랜스에 감긴 3차 권선을 가지며, 상기 3차 권선에 상기 고주파 인버터에서 발생되는 교류 전압과 동일한 교류 전압이 유기되도록 하여, 3차 권선의 일단을 상기 제1 정류 회로의 출력측에 접속하고 타단을 상기 제2 정류 회로에 접속하며, 상기 3차 권선에 유기한 교류 전압을 상기 제2 정류 회로로 공급하는 제1 수단과, 상기 공진 콘덴서에서 발생되는 정현파 교류 전압을 직류 저지 콘덴서를 통해 상기 제1정류 회로의 출력측으로 공급하는 제2 수단을 포함하는 것을 특징으로 한다.

청구항 10항에 기재된 발명은 청구항 1에 기재된 교류 직류 변환 전원 회로에 있어서, 상기 제2정류 회로는 상기 제1정류 회로에서 정류된 전압을 정류하는 정류 다이오드와 이 정류 다이오드에서 정류된 전압을 평활하는 평활 콘덴서로 이루어지며, 상기 가산 수단은, 상기 트랜스에 감긴 3차 권선을 가지며, 이 3차 권선에 상기 고주파 인버터에서 발생되는 교류 전압과 동일한 교류 전압이 유기되도록 하여, 3차 권선을 상기 정류 다이오드와 평활 콘덴서 사이에 접속하여 상기 3차 권선에 유기한 교류 전압을 상기 평활 콘덴서에 공급하는 제1 수단과, 상기 공진 콘덴서에서 발생되는 정현파 교류 전압을 직류 저지 콘덴서를 통해 상기 제1정류 회로의 출력측으로 공급하는 제2수단을 포함하는 것을 특징으로 하는 교류 직류 변환 전원 회로.

청구항 11에 기재된 발명은 청구항 7 내지 9중 어느 한 항에 기재된 교류 직류 변환 전원 회로에 있어서, 상기 제1정류 회로와 상기 트랜스와 3차 권선 사이에, 고주파 성분을 상기 제1정류 회로측으로 흐르지 않게 하기 위한 저역 필터를 구비한 것을 특징으로 한다.

청구항 12에 기재된 발명은 청구항 10에 기재된 교류 직류 변환 전원 회로에 있어서, 상기 제1정류 호로와 상기 제2정류 회로 사이에, 고주파 성분을 상기 제1 정류 회로측으로 흐르지 않게 하기 위한 저역 필터를 구비한 것을 특징으로 한다.

청구항 1에 기재된 발명에 의하면, 교류 전원 전압을 제1의 정류 회로에서 전파 정류하여 얻어지는 정류 출력 전압에 대하여 DC-DC 컨버터내의 트랜스에 설치한 코일에서 발생한 정현파 전압을 가산하고, 이 가산한 전압을 제2의 정류 회로에 의하여 재차 정류하여 평활함으로써 전원 라인에 있어서의 정류 전류의 폭을 확산하고 역률을 향상시킬 수 있고 또한 정류 전류에 포함되는 고주파 전류도 적게 할 수가 있다.

청구항 8에 기재된 발명에 의하면, 교류 전원 전압을 제1의 정류 회로에서 전파 정류하여 얻어지는 정류 출력 전압에 대하여 DC-DC 컨버터내의 트랜스에 설치한 코일에서 발생한 정현파 전압을 가산하고, 이 가산한 전압을 재차 제2의 정류 회로에서 전파 정류하고 평활함으로써, 전원 라인에 있어서의 정류 전원의 폭 및 진폭을 더 넓히고, 청구항 1 기재의 발명에 비하여 역률을 더 향상시킬 수가 있고, 또한 정류 전류에 포함되는 고조파 전류도 다시 적게할 수 있다.

청구항 9,10에 기재된 발명에 의하면, 교류 전원 전압을 제1의 정류 회로에서 전파 정류하여 얻어지는 정류 출력 전압에 대하여 DC-DC 컨버터내의 트랜스에 설치한 코일에서 발생하고 있는 제1의 정현파 전압과, DC-DC 컨버터내의 고주파 인버터에서 발생하고 있는 상기 1의 정현파 전압과 동상인 제2의 정현파 전압을 가산한 후, 재차 정류하고 평활함으로써 전원 라인에 있어서의 정류 전류의 폭 및 진폭을 넓히고, 청구항 1 기재의 발명에 비하여 역률을 더 향상시킬 수 있고, 또한 정류 전류에 포함되는 고주파 전류도 더 작게 할 수 있다.

실시예에 대하여 도면을 참조하여 설명한다.

제6도는 본 발명의 일실시예의 교류 직류 변환 전원 회로의 제1 실시예를 도시하는 회로도이다. 제1도와 동일한 구성 요소에는 동일 부호를 붙여서 설명한다.

제6도에 있어서는 제1도의 종래 회로에 대하여, 브릿지 정류 다이오드 회로(2)와 평활 콘덴서(3)와의 사이에 저역 필터(24)와 정류 다이오드(25)를 직렬로 접속하는 구성으로 하고, 또 저역 필터(24)와 정류 다이오드(25)의 접속점 a와, 1차측 코일(9)과 공진 콘덴서(10)우 접속점 b와의 사이를 직류 저지 콘덴서(26)로 접속한 구성으로 한 것이다. 기타의 구성은 제3도와 동일하다.

제6도에 있어서, 상용 교류 전원(1)으로부터의 전원 전압은 브릿지 정류 다이오드 회로(2)에서 전파 정류되고, 저역 필터(24)를 통하여 접속점 a에 출력된다. 저역 필터(24)는 후술하지만, 공진 콘덴서(10)에서 발생하는 정현파 전압 V_C를 정류할 때의 고주파 성분을 브릿지 정류 다이오드 회로(2)에 흐르지 않도록 하기 위한 것이다. 점속점 a에서는, 브릿지 정류 다이오드(2)로부터의 전파 정류 출력 전압에 대하여, 상기 공진 콘덴서(10)에서 발생하고 있는 교류 전압(공진 전압)이 가산되고, 다시 평활 콘덴서(3)에서 평활되어 DC-DC 컨버터(30)의 스위칭 수단에 공급된다. 브릿지 정류 다이오드 회로(2)는 제1 정류 회로를 구성하고 있고, 정류 다이오드(25)와 평활 콘덴서(3)는 제2정류 회로를 구성하고 있다.

DC-DC 컨버터(30)는, 상기 평활 콘데서(3)의 정극 전압의 출력 단자와 기준 전위점간에 제1,제2스위칭 소자로서의 , MOS FET(4, 5)를 직렬로 접속하고, 이들 MOS FET(4, 5)의 각 스위칭 전류와는 역방향으로 전류가 흐르는 극성으로 상기 MOS FET(4, 5)의 각각의 양단에 병렬로 제1, 제2다이오드(6,7)를 접속하고 있다. 즉, MOS FET(4)의 드레인, 소스에 각각 다이오드(6)의 캐소드, 애노드를 접속하고, MOS FET(5)의 드레인, 소스에 각각 다이오드(7)의 캐소드, 애노드를 접속하고 있다. MOS FET(4, 5)의 각 게이트에는, 제어회로(23)로부터 MOS FET(4, 5)를 번갈아 온·오프 시키기 위한 게이트 펄스가 공급되도록 되어 있다. MOS FET(4)와 다이오드(6)로 이루어진 제1병렬 회로와 MOS FET(5)와 다이오드(7)로 이루어진 제2병렬 회로와의 접속점과, 기준 전위점과의 사이에, 트랜스(8)의 1차측 코일(9)과 공진 콘덴서(10)의 직렬 회로를 접속하고, 트랜스(8)의 2차측 코일(11)로부터 소정의 교류 전압을 발생하도록 하고 있다. 2차측 코일(11)에는, 통상 트랜스(8)의 1차측 코일과 2차측 코일의 권선비에 의하여 승압된 교류 전압이 출력된다. 2차측 코일(11)의 일단은 정류 다이오드(12)를 통해 직류 전압 출력 단자(15)에 접속하고, 2차 코일(11)의 타단은 정류 다이오드(13)를 통해 직류 전답 출력 단자(15)에 접속하고, 2차측 코일(11)의 중간점은 기준 전위점에 접속하고, 다이오드(12, 13)의 각 캐소드는 공통으로 접속하고, 이 공통 접속점과 기준 전위점간에는 평활 콘덴서(14)를 접속하고 있다. 정류 다이오드(12, 13)와 평활 콘덴서(14)는, 트랜스(11)의 2차측 교류 전압을 전파 정류 및 평활하여 출력하는 제3정류 회로 구성하고 있다. 직류 전압 출력 단자(15)로부터 출력되는 출력 전압 EB는 저항(16)을 통해 오차 증폭기(17)에 공급되고 있고, 이 오차 증폭기(17)에서 기준치와 비교되고 증폭되며, 그 출력인 오차 전압에 따라서 저항(18)과 발광 다이오드(20)의 직렬 회로에 전류가 흐른다. 발광 다이오드(20)는 수광 다이오드(21)와 함께 포토 커플러(19)를 구성하고 있으며, 발광 다이오드(20)에 흐르는 오차 신호는 수광 트랜지스터(21)로 전달되고, 제어 신호로서 저항(22)을 통해 제어 회로(23)로 귀환되도록 되어 있다. 제어 회로(23)는 제1, 제2 스위칭 소자로서의 MOS FET(4, 5)를 번갈아 온·오프시키는 제어를 행함으로써 상기 귀환 제어 신호에의하여 MOS FET(4, 5)의 온·오프 주파수를 변경하고, 출력 전압 EB를 항상 일정한 전압으로 하도록 제어한다.

다음에, 제6도의 회로 동작을 제7도를 참조하여 설명한다.

DC-DC 컨버터(30)의 동작에 대하여는, 제1도의 종래 회로와 동일한 동작을 행한다. MOS FET(4)와 MOS FET(5)의 게이트에는 각각 게이트 펄스 VG1, VG2가 제2도의 (a), (b)의 타이밍으로 공급되고 있으며, 트랜스(8)의 1차측 코일(9)과 공진 콘덴서(10)의 직렬 회로에는 제2도(e)에 도시하는 파형인 정현파 전류 Ir이 각 기간 A∼D에 있어서 제3도(a)∼(d)에 도시하는 바와 같이 흐른다. 그 결과, 1차측 코일(9)과 공진 콘덴서(10)에는 제2도(d), (c)에 도시하는 파형의 정현파 전압 V_L, V_C가 발생한다. 트랜스(8)의 2차측에는, 권선비에 의거하여, 1차측 코일(9)에서 발생하고 있는 정현파 전압 V_L에 비례한 전압이 발생하고 있고, 정류 다이오드(12, 13)과 평활 콘덴서(14)로 구성되는 전파 정류 회로에서 정류 및 평활되어, 출력 직류 전압 EB 로서 출력된다. 출력 전압 EB의 제어는, 종래와 동일하게 제4도에 도시하는 제어 특성에 의하여 행해진다. 출력 전압 EB는 오차 증폭기(17)에 인가되고 있고, 여기에서 비교 및 증폭된 오차 전압을 포토 커플러(19)를 통하여 제어 회로(23)에 귀한함으로써 스위칭 소자로서 동작하는 MOS FET(4, 5)의 스위칭 주파수(동작 주파수)를 변화시켜서, 출력 전압 EB를 일정 전압이 되도록 안정화 시키고 있다.

다음에, 교류 전원측의 제1, 제2 정류 회로의 동작에 대하여 설명한다. 브릿지 정류 다이오드 회로(2)로부터는 정류 출력 전압(상용 주파수의 2배의 주파수의 맥류 전압) Vi가 얻어지고, 이 전압 Vi에 대하여 전술한 바와 같이 공진 콘덴서(10)에서 발생하고 있는 정현파 전압 V_C가 직류 저지용 콘덴서(26)를 통하여 가산된다. 이 가산된 전압은, 제7도(a)에 도시하는 바와 같이 상용 전원 주파수의 2배의 정류 출력 전압(실선으로 표시함)에 대하여, 공진 콘덴서(10)의 양단 전압(점선으로 포락선만을 표시하고 있다)을 중첩한 전압이다. 이 가산된 전압은, 정류 다이오드(25)의 애노드에 인가되어 정류되고, 다시 평활 콘덴서(3)에서 평활된 후, DC-DC 컨버터(30)로 입력 직류 전압으로서 공급된다. 제7도(b)에 공진 콘덴서(10)의 양단 전압의 파형을 표시한다. 이 파형은 LC 공진에 의거한 정현파형으로 되어 있다. 제7도(b)의 정현파형의 주기 T는 MOS FET(4, 5)의 스위칭 주파수 f의 주기와 일치하고 있다.

제7도(b)에 도시하는 정현파 전압 V_C가 직류 저지 콘덴서(26)를 통하여 정류 다이오드(25)의 애노드에 인가되면 정류 다이오드(25)는 제7도(c)에 도시한 것과 같이 종래 회로에 비하여 정현파 전압 V_C가 가산된 분만큼의 시간 △t1만큼 빨리 도통하고, 비도통이 되는 시각도 시간 △t2만큼 지연된다. 즉, 종래 회로에 비하여 도통 시간이 (△t1+△t2)만큼 신장한 것이 된다. 제7도(c)에, 본 발명 실시예에 있어서의 평활 이전(즉 정류 다이오드(25))의 정류 전류를 나타내고, 제7도(d)에 종래예에 있어서의 평활 이전(즉 브릿지 정류 다이오드 호로(2))의 정류 전류(제5도(b)와 동일)를 나타낸다.

이상과 같이, 정류 전류의 도통 시간이 확장되면, 전원 라인의 역률은 향상되고, 또한 정류 전류에 포함되는 고주파 전류도 감소한다.

또한, 저역 필터(24)는 정현파 전압 V_C를 정류 할 때의 고주파 성분을 브릿지 정류 다이오드 회로(2)에 흐르지 않게 하기 위한 것이며, 이 회로(24)가 업어도 동일한 동작을 한다. 그러나, 저역 필터(24)가 없으면, 종래 회로에 비하여 스위치 특성이 빠른 브릿지 정류 다이오드가 필요하게 되고, 또한 교류 전원(1)으로의 불필요한 복사(輻射)(고주파 성분)가 증가하는 문제점이 생긴다.

제8도는 본 발명의 교류 직류 변환 전원 회로의 제2실시예를 도시하는 회로도이다. 제1도와 동일한 구성 요소에는 동일 부호를 붙여서 설명한다.

제8도에 있어서는, 제1도의 종래 회로에 있어서의 브릿지 정류 다이오드 회로(2)와 평활 콘덴서(3)와의 사이에, 저역 필터(24)와 트랜스(8A)의 3차 코일(125)와 정류 다이오드(126)를 직렬로 더 접속하는 구성으로 한 것이다. 트랜스(8A)는 1차 코일(9)과 2차 코일(11) 이외에, 상기 3차 코일(125)을 권선한 구성으로 되어 있다. 기타의 구성은 제1도에서와 동일하다.

제8도에 있어서, 상용 교류 전원(1)으로부터의 전원 전압은 제1 정류 회로로서의 브릿지 정류 다이오드 회로(2)에서 전파 정류되고, 저역 필터(24)를 통하여 트랜스(8A)의 3차 코일(125)에서 발생하는 정현파 전압(고주파 성분)을 브릿지 정류 다이오드 회로(2)에 흐르지 않게 하기 위한 것이다. 트랜스(8A)의 3차 코일의 양단에는 1차 코일(9)의 양단 전압(공진 전압)에 의하여 유기한 정현파 전압이 발생하고 있으며, 이 정현파 전압이 브릿지 정류 다이오드 회로(2)로 부터의 전파 정류 출력 전압에 대하여 가산되며, 다시 제2 정류 회로를 구성하는 정류 다이오드(126) 및 평활 콘덴서(3)에서 정류 및 평활되어 DC-DC 컨버터(30)의 스위칭 수단에 공급된다.

DC-DC 컨버터(30)는 상기 평활 콘덴서(3)의 정극 전압의 출력단과 기준전위 점간에 제1,제2 스위칭 소자로서의 MOS FET(4, 5)를 직렬로 접속하고, 이들 MOS FET(4, 5)의 각 스위칭 전류와는 역방향으로 전류가 흐르는 극성으로 상기 MOS FET(4, 5)의 각각의 양단에 병렬로 제1,제2 다이오드(6, 7)를 접속하고 있다. 즉, MOS FET(4)의 드레인 소스에 각각 다이오드(6)의 캐소드, 애노드를 접속하고, MOS FET(5)의 드레인, 소스에 각각 다이오드(7)의 캐소드, 애노드를 접속하고 있다. MOS FET(4, 5)의 각 게이트에는 제어 회로(23)로부터 MOS FET(4, 5)를 교대로 온·오프시키기 위한 게이트 펄스가 공급되도록 되어 있다.

MOS FET(4)와 다이오드(6)로 구성되는 제1 병렬 회로와 MOS FET(5)와 다이오드(7)로 구성되는 제2 병렬 회로와의 접속점과 기준 전위점과의 사이에, 트랜스(8A)의 1차 코일(9)과 공진 콘덴서(10)의 직렬 회로를 접속하고, 트랜스(8A)의 2차 코일(11)로부터 소정의 교류 전압을 발생하도록 하고 있다. MOS FET(4)와 다이오드(6)의 제1 병렬 회로, MOS FET(5)와 다이오드(7)의 제2 병렬 회로, 1차 코일(9)과 공진 콘덴서(10)의 직렬 회로 및 제어 회로(23)는 직류를 교류로 변환하는 하프 브릿지형의 고주파 인버터를 구성하고 있다.

2차 코일(11)에는 통상 트랜스(8A)의 1차 코일과 2차 코일과의 권선비에 의하여 승압된 교류 전압이 출력된다. 2차 코일(11)의 일단은 정류 다이오드(12)를 통해 직류 전압 출력 단자 (15)에 접속하고, 2차 코일(11)의 타단을 정류 다이오드(13)를 통해 직류 전압 출력 단자(15)에 접속하고, 2차 코일(11)의 중간점은 기준 전위점에 접속하고, 다이오드(12, 13)의 각 캐소드는 공통으로 접속하고, 이 공통 접속점과 기준 전위점 간에는 평활 콘덴서(14)를 접속하고 있다. 2차 코일(11)과, 정류 다이오드(12, 13)와, 2차 코일(11)의 중간점에 접속한 접지 라인과, 평활 콘덴서(14)와는 트랜스(8A)의 2차측 교류 전압을 전파 정류 및 평활하여 출력하는 제3 정류 회로를 구성하고 있다. 직류 전압 출력 단자(15)로부터 출력되는 출력 전압 EB는 저항(16)을 통해 오차 증폭기(17)에 공급되고 있고, 이 오차 증폭기(17)에서 기준치와 비교되고 증폭되어, 그 출력인 오차 전압에 따라서 저항(18)과 발광 다이오드(20)의 직렬 회로에 전류가 흐른다. 발광 다이오드(20)는 수광 다이오드(21)과 함께 포토 커플러(19)를 구성하고 있고, 발광 다이오드(20)에 흐르는 오차 신호는 수공 트랜지스터(21)로 전달되어, 제어 신호로서 저항(22)을 통해 제어 회로(23)로 귀환되도록 되어 있다. 제어 회로(23)는 제1,제2 스위칭 소자로서의 MOS FET(4, 5)를 교대로 온·오프시키는 제어를 행함으로써 상기한 귀환 제어 회로에 따라서 MOS FET(4, 5)의 온·오프 주파수를 변경하여, 출력 전압EB를 항상 일정한 전압으로 하도록 제어한다.

다음에, 제8도의 회로동작을 제9도를 참조하여 설명한다.

DC-DC 컨버터(30)의 동작에 대하여는, 제8도의 종래 회로와 동일한 동작을 행하고 있다. MOS FET(4)와 MOS FET(5)의 게이트에는 각각 게이트 펄스 VG1, VG2가 제2도 (a), (b)의 타이밍으로 공급되고 있으며, 트랜스(8A)의 1차 코일(9)과 공진 콘덴서(10)의 직렬 회로에는 제2도(e)에 도시하는 파형인 정현파 전류 Ir이 각 기간 A∼D에 있어서 제3도(a)∼(d)에 도시하는 바와 같이 흐른다. 그 결과, 1차측 코일(9)과 공진 콘덴서(10)에는 제2도(d), (c)에 도시하는 파형인 정현파 전압 V_L, V_C가 발생한다. 트랜스(8A)의 2차측에는, 권선비에 의하여, 1차측 코일(9)에서 발생하고 있는 정현파 전압 V_L에 비례한 전압이 발생하고 있고, 정류 다이오드(12, 13)과 평활 콘덴서(14)로 구성되는 전파 정류 회로에서 정류 및 평활되어, 출력 직류 전압 EB로서 출력된다. 출력 전압 EB의 제어는 제1도의 종래예와 동일하게, 제4도에 도시하는 제어 특성에 의하여 행해지고 있다. 출력 전압 EB는 오차 증폭기(17)에 인가되고 있고, 여기에서 비교 및 증폭된 오차 전압을 포토 커플러(19)를 통하여 제어 회로(23)에 귀환함으로써 스위칭 소자로서 동작하는 MOS FET(4, 5)의 스위칭 주파수(동작 주파수)를 변화시켜서, 출력 전압 EB를 일정 전압이 되도록 안정화 시키고 있다.

다음에, 교류 전원측의 제1, 제2 정류 회로 및 트랜스(8A)의 3차 코일의 동작에 대하여 설명한다. 제1 정류 회로로서의 브릿지 정류 다이오드 회로(2)로부터는 정류 출력 전압(상용 주파수의 2배의 주파수의 맥류 전압) Vi가 얻어지고, 이 전압 Vi를 트랜스(8A)의 3차 코일(125)를 통하여 제2 정류 회로인 정류 다이오드(126) 및 평활 콘덴서(3)에 공급한다. 이때, 전술한 바와 같이 트랜스(8A)의 1차 코일(9)에서 발생하고 있는 정현파 전압(공진 전압)에 의하여 3차 코일(125)에는 동일한 정현파 전압이 유기되고 있으며, 이 정현파 전압이 브릿지 정류 다이오드 회로(2)로부터의 전파 정류 출력 전압 Vi에 대하여 가산되고, 가산된 전압이 평활 콘덴서(3)에서 발생하고 있는 전압보다 커지면 정류 다이오드(126)는 스위칭 주기로 도통하고, 평활 콘덴서(3)를 충전한다. 이 때 평활 콘덴서(3)에서 생성된 직류 전압이 DC-DC 컨버터(30)에 입력으로서 공급된다.

제9도(a)는, 상용 전원 주파수의 2배의 정류 출력 전압(실선으로 나타내는 Vi)에 대하여 코일(125)의 양단 전압(점선으로 포락선만을 나타내고 있다)을 중첩한 전압을 나타내고 있다. 제9도(b)는 3차 코일(125)의 양단 전압의 파형을 도시한다. 이 전압 파형은 1차 코일(9) 및 공진 콘덴서(10)에 의한 LC 공진에 의거한 정현파형으로 되어 있다. 제9도(b)의 정현파형의 주기 T는 MOS FET(4, 5)의 스위칭 주파수 f의 주기와 일치하고 있다.

제9도(b)에 나타내는 정현파 전압이 3차 코일(125)를 통하여 정류 다이오드(126)의 애노드에 인가되면, 정류 다이오드(126)는 제9도(c)에 도시하는 바와 같이 종래 회로에 비하여 정현파 전압이 가산된 분만큼의 시간 △t1만큼 빨리 도통하고, 비도통이 되는 시각도 시간 △t₂만큼 늦어진다. 즉 제9도(c)의 파형은 제9도(d)의 종래 회로의 파형에 비하여 도통 시간이(△t₁+△t₂)만큼 신장되고, 정류 전류 파형이 보다 이상적인 정현파형의 반파에 가까워지고 있다. 제9도(c)에, 본 발명의 실시예에 있어서의 평활 이전(즉, 정류 다이오드(126))의 정류 전류를 나타내고, 제9도(d)에 종래예에 있어서의 평활 이전(즉, 브릿지 정류 다이오드 회로(2))의 정류 전류(제5도(b)와 동일)를 나타내고 있다.

이 제2 실시예에 있어서도 제1 실시예와 동일하게 정류 전류의 도통 시간이 넓혀지면, 전원 라인의 역률이 향상되고 또한, 정류 전류에 포함되는 고주파 전류도 감소한다.

또한, 저역 필터(24)는, 3차 코일(125)에서 발생되는 정현파 전압의 고주파 성분을 브릿지 정류 다이오드 회로(2)에 흐르지 않게 하기 위한 것이며, 이 회로(24)가 없어도 동일한 동작을 한다. 그러나, 저역 필터(24)가 없으면, 종래 회로에 비하여 스위치 특성에 빠른 브릿지 정류 다이오드 회로(2)가 필요하게 되고, 또한 교류 전원(1)으로의 불필요한 복사(고주파성분)가 증가하는 문제점이 발생한다.

제10도는 본 발명의 교류 직류 변환 회로의 제3실시예를 도시하는 회로도이다.

제10도 있어서는, 제1도의 종래 회로에 있어서의 브릿지 정류 다이오드 회로(2)와 평활 콘덴서(3)와의 사이에, 저역 필터(24)와, 트랜스(8B)의 3차 코일(125, 127)과 정류 다이오드(126, 128)를 접속하는 구성으로 한 것이다. 트랜스(8B)는, 1 차 코일(9)과 2차 코일(11)이외에, 서로 역극성으로 권선된 3차 코일(125, 127)을 더 구비한 구성으로 되어 있다. 즉, 브릿지 정류 다이오드 회로(2)의 출력단은, 저역 필터(24)를 통하여 서로 역극으로 권선된 3차 코일(125, 127)의 중간점에 접속하고 있고, 3차 코일(125)의 일단에는 애노드가 3차 코일측이 되도록 정류 다이오드(126)에 접속하고, 3차 코일(127)의 일단에는 애노드가 3차 코일측이 되도록 정류 다이오드(128)에 접속하고, 제1, 제2 정류 다이오드(126, 128)의 각 캐소드는 서로 공통으로 접속하고, 이 공통 접속점과 기준 전위점간에 평활 콘덴서(3)가 접속하고 있고, 평활 콘덴서(3)에서 생성된 직류 전압을 DC-DC 컨버터(30)의 스위칭 수단에 공급하도록 되어 있다. 여기에서, 브릿지 정류 다이오드 회로(2)는 제1 정류 회로를 구성하고 있지만. 제1, 제2 정류 다이오드(126, 128)와 평활 콘덴서(3)는 3차 코일(125, 127)의 양단에서 발생하는 전압을 전파 정류하여 평활하는 제2 정류 회로를 구성하고 있다. DC-DC 컨버터(30)의 구성에 대해서는, 제1도와 동일하므로 그 설명을 생략한다.

다음에, 제10도의 회로의 동작을 제11도를 참조하여 설명한다.

제10도에 있어서, 상용 교류 전원(1)으로부터의 전원 전압은 제1 정류 회로로서의 브릿지 정류 다이오드 회로(2)에서 전파 정류되고, 저역 필터(24)를 통하여 트랜스(8B)의 3차 코일(125, 127)의 중간점에서 출력된다. 저역 필터(24)는 후술하는 바와 같이, 3차 코일(125, 127)에서 발생하는 정현파 전압의 고주파 성분을 브릿지 정류 다이오드 회로(2)에 흐르지 않도록 하기 위한 것이다. 트랜스(8B)의 3차 코일(125, 127)의 양단에는, 1차 코일(9)의 양단 전압(공진 전압)에 의하여 유기한 서로 역위상인 (위상이 180°서로 어긋난) 정현파 전압이 발생하고 있고, 이 정현파 전압이 브릿지 정류 다이오드 회로(2)로부터의 전파 정류 출력 전압 Vi에 대하여 가산되고, 가산된 전압이 평활 콘덴서(3)에서 발생하고 있는 전압 보다 커지면 정류 다이오드(126)와 정류 다이오드(128)는 반사이클 주기로 번갈아 도통하고, 평활 콘덴서(3)를 충전한다. 이때 평활 콘덴서(3)에서 생성된 전류 전압이 DC-DC 컨버터(30)에 입력으로서 공급된다. 3차 코일(125, 127)에는 권선수로 결정되는 크기의 1차 코일(9)에서 발생하고 있는 전압 VL(제2도 참조)과 동일한 정현파 전압이 서로 180°의 위상차로 발생하고 있고, 이 서로 역위상인 전압이 브릿지 정류 다이오드 회로(2)의 본래의 정류 출력 전압(상용 전원 주파수의 2배의 주파수의 맥류 전압) Vi에 각각 가산되고, 제2 정류 회로의 각각의 정류 다이오드(126, 128)에서 정류되고, 다시 평활 콘덴서(3)에서 평활 된 후, DC-DC 컨버터(30)로 입력 직류 전압으로서 공급된다.

제11도(a)는 상용 전원 주파수의 2배의 정류 출력 전압(실선으로 표시하는 Vi)에 대하여, 코일(125)의 양단 전압 및 코일(127)의 양단 전압(양전압 함께, 점선으로 포락선만 표시하고 있음)을 가산한 전압을 도시하고 있다. 제11도(b)는 코일(125)의 양단 전압과, 코일(127)의 양단 전압의 파형을 도시한다. 이들의 파형은 1차 코일(9) 및 콘덴서(10)에 의한 LC 공진에 의거한 정현 파형으로 되어 있다. 제11도(b)의 정현파형의 주기 T는 MOS FET(4, 5)의 스위칭 주파수 f의 주기와 일치하고 있다.

제11도(b)에 도시하는 서로 역위상인 정현파 전압이 각각, 3차 코일(125, 127)을 통하여 정류 다이오드(126, 128)의 애노드에 인가되면, 정류 다이오드(126, 128)는 제11도(c)에 도시하는 바와 같이 종래 회로에 비하여 정현파 전압이 가산된 분만큼의 시간 △t11만큼 빨리 도통하고, 비도통으로 되는 시각도 시간 △t12만큼 지연된다. 즉, 제11도 (c)의 파형은 제11도(d)의 종래 회로의 파형에 비하여 도통시간이 (△t11+△t12)만큼 신장된 것이 되며, 정류 전류 파형이 보다 이상적인 정현파형의 반파에 가까워지고 있다. 제11도(c)에, 본 발명의 실시에에 있어서의 평활 이전(즉, 정류 다이오드(126, 128)에 의한 정류 이후)의 정류 전류를 도시하며, 제11도(d)에 종래예에 있어서의 평활 이전(즉, 브릿지 정류 다이오드 회로(2)에 의한 정류 이후)의 정류 전류(제5도(b)와 동일)를 도시한다. 본 실시예의 회로에 의하면, 2개의 코일(125, 127)에서 유기한 서로 역위상인 교류 전압을 중첩함으로써, 제8도의 실시예의 회로보다 역률을 더 향상시킬 수 있음과 동시에, 정류 전류에 포함되는 고주파 전류도 적게할 수 있다.

DC-DC 컨버터(30)의 동작에 대하여는, 제8도의 회로와 전적으로 동일한 동작을 행하므로, 설명을 생략한다.

이상의 제3 실시예와 같이 정류 전류의 도통 시간이 확대되면, 전원 라인의 역률이 향상되고, 또한 정류 전류에 포함되는 고주파 전류도 감소한다.

또한, 저역 필터(24)는 3차 코일(125, 127)에서 발생하는 정현 전압의 고주파 성분을 브릿지 정류 다이오드 회로(2)에 흐르지 않게 하기 위한 것이며, 이 회로(24)가 없어도 동일한 동작을 한다. 그러나, 저역 필터(24)가 없으면, 종래 회로에 비하여 스위치 특성이 빠른 브릿지 정류 다이오드 회로(24)가 필요하게 되고, 또한 교류 전원(1)으로의 불필요한 복사(고주파 성분)가 증가하는 문제점이 발생한다.

제12도는 본 발명의 교류 직류 변환 전원 회로 제4 실시예를 도시하는 회로도이다.

제12도에 있어서는, 제1도의 종래 회로에 있어서의 브릿지 정류 다이오드 회로(2)와 평활 콘덴서(3)와의 사이에 저역 필터(24)와, 트랜스(8C)의 3차 코일(127)과, 정류 다이오드(128)를 접속하는 구성으로 한 것이다. 트랜스(8B)는 1차 코일(9)과 2차 코일(11) 이외에 1차 코일(9)과 역극성으로 권선된 3차 코일(127)을 구비한 구성으로 되어 있다. 또한, 1차 코일 (9)과 공진 콘덴서(10)의 접속점에서 발생하는 전압을 직류 저지 콘덴서(129)를 통해 저역 필터(24)의 출력단 a에 공급하는 구성으로 하고 있다. 즉, 브릿지 정류 다이오드 회로(2)의 출력단은, 저역 필터(24)를 통하여 3차 코일(127)의 일단에 접속하고 있고, 3차 코일(127)의 타단은 정류 다이오드(128) 및 평활 콘덴서(3)로 구성된 제2 정류 회로의 정류 다이오드(28)에 접속하는 한편, 1차 코일(9)과 공진 콘덴서(10)의 접속점도 직류 저지 콘덴서(129)를 통하여 3차 코일(27)의 일단에 접속하는 구성으로 되어 있고, 상기 브릿지 정류 다이오드 회로(2)로부터의 정류 출력 전압 Vi에 대하여는, 3차 코일(127)에서 발생하는 정현파 전압과 이와 동상의 공진 콘덴서(10)의 정현파 전압을 가산하여, 제2 정류 회로에 공급하고, 여기에서 정류 및 평활된 직류 전압이 DC-DC 컨버터(30)의 스위칭 수단에 공급되도록 되어 있다. DC-DC 컨버터(30)의 구성에 대하여는, 제1도와 동일하므로 생략한다.

다음에, 제12도의 회로 동작에 대하여 제13도를 참조하여 설명한다.

제12도에 있어서, 상용 교류 전원(1)으로부터의 전원 전압은 제1 정류 회로로서의 브릿지 정류 다이오드 회로(2)에서 전파 정류되고, 저역 필터(24)를 통하여 트랜스(8C)의 3차 코일(127)의 일단으로 출력된다. 저역 필터(24)에 대하여는, 후술하는 바와 같이, 3차 코일(127)에서 발생하는 정현파 전압의 고주파 성분을 브릿지 정류 다이오드 회로(2)에 흐르지 않도록 하기 위한 것이다. 트랜스(8C)의 3차 코일(127)의 양단에는 1차 코일(9)의 양단 전압(공진 전압)에 의거하여 유기한 정현파 전압이 발생하고 있다. 3차 코일(127)은 1차 코일(9)과 역극성이 되도록 권선되어 있기 때문에, 3차 코일(127)에는 1차 코일(9)에서 발생하고 있는 정현파 전압 V_L과 역극성 인 전압 -V_L에 비례한 전압(제2도 참조), 환언하면, 공진 콘덴서(10)에서 발생하고 있는 전압 V_C와 동상인 정현파 전압이 발생하게 된다. 따라서, 정류 출력 전압 Vi에 대하여는, a 점에서 3차 코일(127)에서 발생하는 정현파 전압이 가산됨과 동시에, 정류 출력 전압 Vi에 대하여, 3차 코일(127)의 정현파 전압과 동상인 공진 콘덴서(10)의 정현파 전압이 가산되게 된다. 가산된 전압은 정류 다이오드(128)를 통하여 평활 콘덴서(3)에 공급되지만, 평활 콘덴서에서 발생하고 있는 다이오드(128)는 스위칭 주기로 도통하고, 평활 콘덴서(3)를 충전한다. 이때 평활 콘덴서(3)에서 발생된 직류 전압이 DC-DC 컨버터(30)에 입력으로서 공급된다. 이와 같이 본 실시예에서는, 브릿지 정류 다이오드(2)의 정류 출력 전압 Vi에 대하여, 스위칭 주파수를 갖는 2개의 정현파 전압이 동상으로 가산되므로, 가산량(가산되는 정현파 전압의 진폭)이 제8도의 실시예 보다도 커지고, 제8도의 경우에 비하여 역률을 향상시킬 수 있는 동시에, 정류 전류에 포함되는 고주파 전류도 적게 할 수가 있다.

제13도(a)는 상용 전원 주파수의 2배의 정류 출력 전압(실선으로 도시하는 Vi)에 대하여, 공진 콘덴서(10)의 양단 전압과 권선(127)의 양단 전압(점선으로 포락선만을 도시하고 있음)을 가산한 전압을 나타내고 있다. 제13도(b)는 공진 콘덴서(10)의 양단점압과 권선(127)의 양단 전압이 동상으로 가산된 파형을 나타내고 있다. 이파형은 1차 코일(9) 및 콘덴서(10)에 의한 LC 공진에 의한 정현파형으로 되어 있다. 제13도(b)의 정현파형의 주기 T는 MOS FET(4, 5)의 스위칭 주파수 F의 주기와 일치하고 있다.

제13도(b)에 도시하는 정현파 전압이 3차 코일(127)을 통하여 정류 다이오드(128)의 애노드에 인가되면, 정류 다이오드(128)는 제13도(c)에 도시하는 바와 같이 종래 회로에 비하여 정현파 전압이 가산된 분만큼의 시간 △t₂₁만큼 빨리 도통하고, 비도통이 되는 시각도 △t₂₂만큼 지연된다. 즉, 제13도(c)의 파형은 제13도(d)의 종래 회로의 파형에 비하여 도통 시간이(△T21+△t22)만큼 신장되고, 정류 전류 파형이 보다 이상적인 정현파형의 반파에 가까워지고 있다. 제13도(c)에 본 발명 실시에에 있어서의 평활 이전(즉, 정류 다이오드(128)에 의한 정류 이후)의 정류 전류를 나타내며, 제13도(d)에 종래예에 있어서의 평활 이전(즉, 브릿지 정류 다이오드 회로(2)에 의한 정류 이후)의 정류 전류(제5도(b)와 동일)를 나타낸다. 이와 같이 본 실시예에서는, 브릿지 정류 다이오드 회로(2)의 정류 출력 전압 Vi에 대하여, 스위치 주파수를 갖는 2개의 정현파 전압이 동상으로 가산되므로, 가산량(가산되는 정현파 전압의 진폭)이 제8도의 실시예보다 크고, 제8도의 실시예에 비하여 역률을 더 향상시킬 수 있다.

DC-DC 컨버터(30)의 동작에 대하여는 제8도의 회로와 전적으로 동일한 동작을 행하므로 그 설명을 생략한다.

이상의 제4 실시예와 같이, 정류 전류의 도통 시간이 확대되면, 전원 라인의 역률을 향상되고, 또한 정류 전류에 포함되는 고주파 전류도 감소한다.

또한, 저역 필터(24)는 3차 코일(127)에서 발생하는 정현파 전압의 고주파 성분을 브릿지 정류 다이오드 회로(2)로 흐르지 않도록 하기 위한 것이며, 이 회로(24)가 없어도 동일한 동작을 한다. 그러나 저역 필터(24)가 없으면, 종래 회로에 비하여 스위칭 특성이 빠른 브릿지 정류 다이오드 회로(2)가 필요하게 되고, 또한 교류 전원(1)으로의 불필요한 복사(고주파 성분)가 증가하는 문제점이 발생한다.

제14도는 본 발명의 교류 직류 변환 전원 회로의 제5 실시예를 도시하는 회로도이다.

상기 제12도의 실시예에 있어서는, 정류 다이오드(128)가 3차 코일(127)의 출력측이고 또한 애노드가 3차 코일측으로 오도록 배치한 것이지만. 제14도에 도시하는 본 실시예에서는, 정류 다이오드(128)의 위치를 3차 코일(127)의 입력측이고, 또한 캐소드가 3차 코일측이고 애노드가 접속점 a측으로 오도록 배설한 것이다. 제14도와 같이 배치하여도, 제13도(a)∼(c)에 도시한 것과 동일한 정류 출력 파형 및 정류 전류 파형이 얻어지고, 제12도의 실시예와 동일한 작용 효과를 얻을 수 있다.

전술한 바와 같이 본 발명에 의하면, 종래 회로에 대하여 적은 부품의 추가로, 전원 라인의 역률을 향상시키고 또한 정류 전류에 포함되는 고주파 전류를 감소시킬 수가 있다.

Claims

교류 전원과, 상기 교류 전원의 전압을 전파 정류하는 제1 정류회로(2)와, 상기 전파 정류 회로에서 정휴된 전압을 다시 정류 및 평활하는 제2 정류 회로(25, 3) (126, 3)와, 직류 전압을 교류로 변환하는 고주파 인버터를 포함하며, 상기 고주파 인버터는 상기 제2정류 회로에서 정류ㆍ평활된 직류 전압이 동작 전압으로서 공급되는 스위칭 소자(4, 5)와, 이 스위칭 소자에서 생성되는 스위칭 전류가 1차 권선(9)에 공급되는 트랜스(8)와, 상기 1차 권선과 직렬로 접속된 공진 콘덴서(10)를 포함하고, 상기 트랜스의 다른 권선(11)에서 발생되는 교류 전압을 정류 및 평활하여 원하는 직류 전압(EB)를 얻는 DC-DC 컨버터(30)와, 상기 1차 권선(1)과 공진 콘덴서(10)의 공진에 기초하여 상기 고주파 인버터에서 발생한 교류 전압을 상기 제1 정류 회로로부터의 전파 정류 전압에 가산하는 가산 수단(26, 125, 127, 129)을 구비하는 것을 특징으로 하는 교류 직류 변환 전원 회로.
제1항에 있어서, 상기 DC-DC컨버터는, 제1 스윗칭 소자 및 이 제1스위칭 소자에 흐르는 전류와는 역방향으로 전류가 흐르는 극성으로 제1 스위칭 소자와 병렬로 접속된 제1 다이오드로 이루어지는 제1 병렬 회로와, 제1 스위칭 소자에 대하여 교대로 온ㆍ오프하는 제2스위칭 소자 및 이 제2 스위칭 소자에 흐르는 전류와는 역방향으로 전류가 흐르는 극성으로 제2 스위칭 소자와 병렬로 접속된 제2 다이오드로 이루어지는 제2 병렬 회로와, 상기 제1, 제2 병렬 회로를 직렬로 하여 상기 제2 정류 회로의 출력단과 기준 전위점 사이에 접속하는 수단과, 1차 권선, 2차 권선을 가지며, 상기 제1, 제2 병렬 회로의 접속점에 상기 1차 권선을 접속하는 동시에 상기 2차 권선에 소정의 교류 전압을 출력하는 트랜스와, 상기 트랜스의 2차 권선에서 발생하는 교류 전압을 정류 및 평활하여 직류 전압을 출력하는 제3 정류 회로와, 상기 제3 정류 회로로부터의 직류 전압의 변화에 응답하여 상기 제1, 제2 스위칭 소자의 온ㆍ오프 상태를 제어하는 제어 회로를 포함한 것을 특징으로 하는 교류 직류 변환 전원 회로.
제1항에 있어서,상기 제1 정류 회로는 브릿지 정류 다이오드 회로로 구성되고, 상기 제2 정류 회로는 정류 다이오드와 평활 콘덴서로 구성된 것을 특징으로 하는 교류 직류 변환 전원 회로.
제1항에 있어서, 상기 가산 수단은 상기 공진 콘덴서에서 발생되는 정현파 교류 전압을, 직류 저지 콘덴서를 통해 상기 제1 정류 회로의 출력측으로 공급하도록 구성한 것을 특징으로 하는 교류 직류 변환 전원 회로.
제2항에 있어서, 상기 제어 회로는 상기 제3 정류 회로로부터 직류 전압을 검출하고, 이 검출 결과에 응답하여 상기 제1, 제2 스윗칭 소자의 온ㆍ오프 주파수를 변화시켜, 상기 제3정류 회로로부터의 직류 전압이 일정해지도록 제어하는 것을 특징으로 하는 교류 직류 변환 전원 회로.
제1항에 있어서, 상기 제1 정류 회로와 상기 제2 정류 회로 사이에 저역 필터를 접속하는 동시에, 상기 공진 콘덴서에서 발생되는 정현파 교류 전압을 직류 저지 콘덴서를 통해 상기 저역 필터의 출력측으로 공급하도록 한 것을 특징으로 하는 교류 직류 변환 전원 회로.
제1항에 있어서, 상기 가산 수단은 상기 트랜스에 감긴 3 차 권선을 가지며, 상기 3차 권선에 상기 고주파 인버터에서 발생되는 교류 전압과 동일한 교류 전압이 유기되도록 하고, 3차 권선의 일단을 상기 제1 정류 회로의 출력측에 접속하고 타단을 상기 제2 정류 회로에 접속하여 이루어지며, 상기 3차 권선에 유기한 교류 전압을 상기 제2 정류 회로로 공급하도록 한 것을 특징으로 하는 교류 직류 변환 전원 회로.
제1항에 있어서, 상기 가산 수단은 상기 트랜스에 서로 역극성이 되도록 감긴 제1, 제2 코일로 이루어지는 3차권선을 가지며, 이 제1, 제2코일에 상기 고주파 인버터에서 발생되는 교류 전압과 동일한 교류 전압이 유기되도록 하여, 상기 제1 코일의 일단을 상기 제1 정류 회로의 출력측에 접속하고 제1 코일의 타단을 제2 정류 회로에 접속하며, 상기 제1 코일에서 유기한 교류 전압을 상기 제2정류 회로로 공급하는 동시에, 상기 제2코일에서 유기한 교류 전압을 정류하여 상기 제2 정류 회로의 출력측으로 공급하는 수단을 포함하는 것을 특징으로 하는 교류 직류 변환 전원 회로.
제1항에 있어서, 상기 가산 수단은 상기 트랜스에 감긴 3차 권선을 가지며, 상기 3차 권선에 상기 고주파 인버터에서 발생되는 교류 전압과 동일한 교류 전압이 유기되도록 하여, 3차 권선의 일단을 상기 제1 정류 회로의 출력측에 접속하고 타단을 상기 제2 정류 회로에 접속하며, 상기 3차 권선에 유기한 교류 전압을 상기 제2 정류 회로로 공급하는 제1 수단과, 상기 공진 콘덴서에서 발생되는 정현파 교류 전압을 직류 저지 콘덴서를 통해 상기 제1정류 회로의 출력측으로 공급하는 제2 수단을 포함하는 것을 특징으로 하는 교류 직류 변환 전원 회로.
제1항에 있어서, 상기 제2정류 회로는 상기 제1정류 회로에서 정류된 전압을 정류하는 정류 다이오드와 이 정류 다이오드에서 정류된 전압을 정류하는 정류 다이오드와 이 정류 다이오드에서 정류된 전압을 평활하는 평활 콘덴서로 이루어지며, 상기 가산 수단은, 상기 트랜스에 감긴 3차 권선을 가지며, 이 3차 권선에 상기 고주파 인버터에서 발생되는 교류 전압과 동일한 교류 전압이 유기되도록 하여, 3차 권선을 상기 정류 다이오드와 평활 콘덴서 사이에 접속하여 상기 3차 권선에 유기한 교류 전압을 상기 평활 콘덴서에 공급하는 제1 수단과, 상기 공진 콘덴서에서 발생되는 정현파 교류 전압을 직류 저지 콘덴서를 통해 상기 제1정류 회로의 출력측으로 공급하는 제2수단을 포함하는 것을 특징으로 하는 교류 직류 변환 전원 회로.
제7항 내지 9항중 어느 한 항에 있어서 상기 제1정류 회로와 상기 트랜스와 3차 권선 사이에, 고주파 성분을 상기 제1정류 회로측으로 흐르지 않게 하기 위한 저역 필터를 구비한 것을 특징으로 하는 교류 직류 변환 전원 회로.
제10항에 있어서, 상기 제1 정류 회로와 상기 제2 정류 회로 사이에, 고주파 성분을 상기 제1 정류 회로측으로 흐르지 않게 하기 위한 저역 필터를 구비한 것을 특징으로 하는 교류 직류 변환 전원 회로.