JP3528920B2

JP3528920B2 - スイッチング電源装置

Info

Publication number: JP3528920B2
Application number: JP2001259303A
Authority: JP
Inventors: 浩一森田; 利幸山岸
Original assignee: Sanken Electric Co Ltd
Current assignee: Sanken Electric Co Ltd
Priority date: 2001-08-29
Filing date: 2001-08-29
Publication date: 2004-05-24
Anticipated expiration: 2021-08-29
Also published as: EP1289110B1; DE60200710D1; JP2003070249A; US6680854B2; DE60200710T2; EP1289110A1; US20030043602A1

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、力率改善及び波形
改善を行うことができるスイッチング電源装置に関す
る。

【０００２】

【従来の技術】交流電源に接続されたダイオード整流回
路とこの整流回路に接続された平滑用コンデンサとから
成る整流平滑回路によって交流−直流変換を行うことが
できる。しかし、平滑用コンデンサの充電電流は正弦波
交流電圧のピーク領域のみにおいて流れる。このためダ
イオード整流回路の交流入力端子における力率が悪い。
また、ダイオード整流回路のみでは、直流電圧の調整が
できない。

【０００３】上記の整流平滑回路の欠点を解決するため
のスイッチング電源装置が、特開平８−１５４３７９号
公報に開示されている。ここに開示されているスイッチ
ング電源装置は、整流回路と平滑用コンデンサとＤＣ−
ＤＣコンバータ回路と力率改善用のインダクタ即ちリア
クトルとを有する。ＤＣ−ＤＣコンバータ回路のスイッ
チがオン状態になると、インダクタが整流回路の対の出
力端子間にスイッチを介して接続され、ここに電流が流
れる。インダクタを流れる電流の振幅は交流電圧の振幅
の変化に応じて変化するので、力率及び交流入力電流の
波形が改善される。

【０００４】

【発明が解決しようとする課題】ところで、力率改善及
び波形改善機能を有するスイッチング電源装置の電力損
失の低減即ち効率の向上が要求されている。

【０００５】そこで、本発明の目的は、比較的簡単な構
成によって力率改善、波形改善及び効率向上を達成する
ことができるスイッチング電源装置を提供することにあ
る。

【０００６】

【課題を解決するための手段】上記課題を解決し、上記
目的を達成するための本発明は、実施形態を示す図面の
参照符号を参照して説明する。但し、ここでの参照符号
は本発明の理解を助けるためのものであるが、本発明を
限定するものではない。本発明の交流電源から供給され
た交流電圧を直流電圧に変換するためのスイッチング電
源装置は、交流電圧を供給するための第１及び第２の交
流入力端子（１、２）と、前記第１及び第２の交流入力
端子（１、２）に接続され且つ第１及び第２の整流出力
導体（４３、４５）を有している整流回路（４又は４
ａ）と、主巻線（Ｎ1 ）と前記主巻線（Ｎ1 ）に電磁結
合された補助巻線（Ｎ3 ）とを有するトランス（５又は
５ａ又は５ｂ又は５ｃ）と、前記主巻線（Ｎ1 ）の一端
と前記第２の整流出力導体（４５）との間に接続された
平滑用コンデンサ（Ｃ1 ）と、前記第１の整流出力導体
（４３）に接続された一端と少なくとも前記主巻線（Ｎ
1 ）の一部を介して前記平滑用コンデンサ（Ｃ1 ）に接
続された他端とを有する主インダクタ（Ｌ1 ）と、前記
主巻線（Ｎ1 ）の他端と前記第２の整流出力導体（４
５）との間に接続された主スイッチ（Ｑ1 ）と、前記主
スイッチ（Ｑ1 ）に並列に接続されたコンデンサ又は寄
生容量から成るソフトスイッチング用キャパシタンス手
段（Ｃq1）と、直流出力電圧を得るために前記トランス
（５又は５ａ又は５ｂ又は５ｃ）に接続された整流平滑
回路（６）と、前記ソフトスイッチング用キャパシタン
ス手段（Ｃq1）の放電を可能にするための電圧を前記主
巻線（Ｎ1 ）に発生させることが可能な電流を前記補助
巻線（Ｎ3 ）に供給するために、前記主巻線（Ｎ 1 ）を
介さず且つ前記補助巻線（Ｎ3）を介して前記平滑用コ
ンデンサ（Ｃ1）に対して並列に接続された補助スイッ
チ（Ｑ２）と、前記主スイッチ（Ｑ1 ）及び前記補助ス
イッチ（Ｑ2 ）に接続され、且つ前記交流入力端子
（１、２）に印加される交流電圧の周波数よりも高い繰
返し周波数で前記主スイッチ（Ｑ1 ）をオン・オフ制御
する第１の機能と、前記主スイッチ（Ｑ1 ）のターンオ
ン時に前記主スイッチ（Ｑ1 ）をソフトスイッチングさ
せるために前記主スイッチ（Ｑ1 ）のオン制御の開始時
点（ｔ2 ）よりも前の時点（ｔ1 ）で前記補助スイッチ
（Ｑ2 ）のオン制御を開始し、前記主スイッチ（Ｑ1 ）
のオン終了時点（ｔ5 ) 又はこのオン終了時点（ｔ5 ）
よりも前の時点（ｔ4 〜ｔ5）で前記補助スイッチ（Ｑ2
）のオン制御を終了させる第２の機能とを有している
制御回路（８）とを備えている。

【０００７】なお、請求項２に示すように、前記補助巻
線（Ｎ3 ）と前記補助スイッチ（Ｑ2 ）との直列回路
を、少なくとも前記主巻線（Ｎ１）の一部を介して前記
平滑用コンデンサ（Ｃ１）に並列に接続することができ
る。また、請求項３に示すように、更に、逆流を阻止す
るために前記補助巻線（Ｎ3 ）及び前記補助スイッチ
（Ｑ2 ）に対してそれぞれ直列に接続された補助ダイオ
ード（Ｄa ）を有していることが望ましい。また、請求
項４に示すように、更に、前記整流回路（４又は４ａ）
から前記第１の整流出力導体（４３）と実質的に同一の
整流電圧を出力するための補助整流出力導体（４４）
と、前記平滑用コンデンサ（Ｃ1 ）を充電するための電
圧を得るために前記主巻線（Ｎ1 ）に電磁結合され且つ
前記補助整流出力導体（４４）と前記平滑用コンデンサ
（Ｃ1 ）の一端との間に接続された充電用補助巻線（Ｎ
４）とを有していることが望ましい。また、請求項５に
示すように、更に、前記補助整流出力導体（４４）にそ
の一端が接続された補助インダクタ（Ｌ2 ）と、前記補
助インダクタ（Ｌ2 ）の他端と前記充電用補助巻線（Ｎ
4）との間に接続された充電用補助コンデンサ（Ｃ2）
と、前記充電用補助巻線（Ｎ4）と前記充電用補助コン
デンサ（Ｃ2 ）との直列回路に対して並列に接続された
充電用補助ダイオード（Ｄ6 ）とを有していることが望
ましい。また、請求項６に示すように、更に、前記補助
整流出力導体（４４）にその一端が接続された補助イン
ダクタ（Ｌ2 ）と、前記補助インダクタ（Ｌ2 ）の他端
と前記充電用補助巻線（Ｎ4 ）との間に接続された充電
用補助ダイオード（Ｄ6）と、前記充電用補助巻線（Ｎ4
）と前記充電用補助ダイオード（Ｄ6 ）との直列回路
に対して並列に接続された充電用補助コンデンサ（Ｃ2
）とを有していることが望ましい。また、請求項７に
示すように、更に、前記補助整流出力導体（４４）と前
記充電用補助巻線（Ｎ4 ）との間に接続された逆流阻止
用補助ダイオード（Ｄ7 ）を有していることが望まし
い。また、請求項８に示すように、更に、前記補助イン
ダクタ（Ｌ2 ）に直列に接続された逆流阻止用ダイオー
ド（Ｄ7 ）を有していることが望ましい。また、請求項
９に示すように、更に、前記主インダクタ（Ｌ1 ）に対
して直列に接続された逆流阻止用ダイオード（Ｄ5 ）を
有していることが望ましい。また、請求項１０に示すよ
うに、前記整流回路（４）は、前記第１の交流入力端子
（１）に接続された第１の電極と前記第１の整流出力導
体（４３）及び補助整流出力導体（４４）にそれぞれ接
続された第２の電極とを有する第１のダイオード（Ｄ1
）と、電極が前記第２の整流出力導体（４５）に接続
された第１の電極と前記第１の交流入力端子（１）に接
続された第２の電極とを有する第２のダイオード（Ｄ2
）と、前記第２の交流入力端子（２）に接続された第
１の電極と前記第１の整流出力導体（４３）及び前記補
助整流出力導体（４４）にそれぞれ接続された第２の電
極とを有する第３のダイオード（Ｄ3 ）と、前記第２の
整流出力導体（４５）に接続された第１の電極と前記第
２の交流入力端子（２）に接続された第２の電極とを有
する第４のダイオード（Ｄ4 ）とから成ることが望まし
い。また、請求項１１に示すように、前記整流回路
（４）は、前記第１の交流入力端子（１）に接続された
第１の電極と前記第１の整流出力導体（４３）に接続さ
れた第２の電極とを有する第１のダイオード（Ｄ1 ）
と、前記第２の整流出力導体（４５）に接続された第１
の電極と前記第１の交流入力端子（１）に接続された第
２の電極とを有する第２のダイオード（Ｄ2 ）と、前記
第２の交流入力端子（２）に接続された第１の電極と前
記第１の整流出力導体（４３）に接続された第２の電極
とを有する第３のダイオード（Ｄ3 ）と、前記第２の整
流出力導体（４５）に接続された第１の電極と前記第２
の交流入力端子（２）に接続された第２の電極とを有す
る第４のダイオード（Ｄ4 ）と、前記第１の交流入力端
子（１）に接続された第１の電極と前記補助整流出力導
体（４４）に接続された第２の電極とを有する第５のダ
イオード（Ｄ11）と、前記第２の交流入力端子（２）に
接続された第１の電極と前記補助整流出力導体（４４）
に接続された第２の電極とを有する第６のダイオード
（Ｄ12）とから成ることが望ましい。また、請求項１２
に示すように、前記主インダクタ（Ｌ１）を、前記第1
の整流出力導体（４３）と前記主巻線（Ｎ１）のタップ
（１０）との間に接続することができる。また、請求項
１３に示すように、前記主インダクタ（Ｌ１）を、前記
第１の整流出力導体（４３）と前記主スイッチ（Ｑ１）
との間に前記主巻線（Ｎ１）を介さないで接続すること
ができる。

【０００８】

【発明の効果】各請求項の発明は次の効果を有する。（１）主スイッチ（Ｑ1 ）のオン期間に主インダクタ
（Ｌ1 ）を通って電流が流れ、この主インダクタ（Ｌ1
）の電流の振幅は交流電圧の振幅に比例する。従っ
て、スイッチング電源装置の力率改善及び波形改善が達
成される。（２）補助スイッチ（Ｑ2 ）がオン状態になると、補
助巻線（Ｎ3 ）に電流が流れる。この結果、主巻線（Ｎ
１）の電圧がソフトスイッチング用キヤパシタンス手段
（Ｃｑ1）の放電を許す状態に変化し、ソフトスイッチ
ング用キャパシタンス手段（Ｃq1）が放電し、主スイッ
チ（Ｑ1 ）の両端子間電圧が低下する。主スイッチ（Ｑ
1 ）の電圧が低下した状態でこの主スイッチ（Ｑ1 ）を
ターンオン制御すると、主スイッチ（Ｑ1 ）のソフトス
イッチング又は零電圧スイッチング（ＺＶＳ）が達成さ
れ、スイッチング損失及びノイズが低減する。（３）主スイッチ（Ｑ1 ）は、力率改善及び波形改善
のための電圧のオン・オフとＤＣ−ＤＣ変換のための電
圧のオン・オフとの両方に使用されている。従って、力
率改善及び波形改善が可能なスイッチング電源装置の小
型化及び低コスト化を達成できる。（４）主スイッチ（Ｑ1 ）をソフトスイッチングさせ
るための補助巻線（Ｎ3 ）は主巻線（Ｎ1 ）と共にトラ
ンス（５〜５ｅ）に含まれているので、スイッチング電
源装置の小型化が可能になる。請求項２及び３の発明に
よれば、補助巻線（Ｎ3 ）に対する電流の供給を簡単な
回路で容易に達成することができる。請求項４〜１５の
各発明によれば、次の効果が得られる。（１）力率改善及び波形改善のための主インダクタ
（Ｌ1 ）に流れる電流（Ｉ_L1）を小さくしても補助充電
回路（３０）によって平滑用コンデンサ（Ｃ1 ）を所望
の値に充電することができる。即ち、平滑用コンデンサ
（Ｃ1）は、力率改善及び波形改善用インダクタ（Ｌ1
）を通る第１の充電経路で充電されると共に、補助充
電回路（３０又は３０ａ又は３０ｂ又は３０ｃ）を通る
第２の充電経路によっても充電される。従って、第１の
充電経路のみで平滑用コンデンサ（Ｃ1 ）の充電電流を
供給する場合に比べて、本発明に従う第１及び第２の充
電経路で充電電流を供給する場合には、第２の充電経路
の電流値の分だけ第１の充電経路の充電電流を小さくす
ることができる。このため、第１の充電経路に含まれて
いる主インダクタ（Ｌ1 ）における電力損失が少なくな
り、スイッチング電源装置の効率が向上する。また主イ
ンダクタ（Ｌ1 ）の外形寸法を小さくすることができ
る。（２）平滑用コンデンサ（Ｃ1 ）の充電電圧を、補助
充電回路（３０又は３０ａ又は３０ｂ又は３０ｃ）の助
けを借りて高めることができる。平滑用コンデンサ（Ｃ
1 ）の充電電圧が高くなると、入力交流電圧のピーク値
又はこの近傍で第１の充電経路の主インダクタ（Ｌ1 ）
を通して平滑用コンデンサ（Ｃ1 ）に過大な電流が流れ
込むことを防ぐことができる。この結果、交流入力電流
の高調波成分を低減することができる。（３）補助充電回路はトランス（５ｂ又は５ｃ）の主
巻線（Ｎ1 ）に電磁結合された充電用補助巻線（Ｎ4）
から成るので、補助充電回路（３０又は３０ａ又は３０
ｂ又は３０ｃ）の構成が簡単且つ小型になる。請求項５
及び６の発明によれば、補助充電回路を流れる電流の平
滑化を容易に図ることができる。請求項１２の発明によ
れば、主インダクタ（Ｌ１）の入力電圧がタップ（１
０）の電圧よりも高い時にのみ主インダクタ（Ｌ１）に
電流が流れる。従って、主インダクタ（Ｌ１）における
電力損失が少なくなり、スイッチング電源装置の効率が
高くなる。請求項１３の発明によれば、主インダクタ
（Ｌ１）を流れる電流が主巻線（Ｎ１）によって制限さ
れない。従って、力率改善及び波形改善の電流を十分に
流すことができる。

【０００９】

【実施形態】次に、図１〜図２０を参照して本発明の第
１〜第１４の実施形態を説明する。なお、各実施形態に
おいて互いに共通する部分については、同一の参照符号
を付し、いずれか１つの実施形態において詳しく説明
し、別の実施形態では、その説明を省略する。

【００１０】

【第１の実施形態】図１に示す第１の実施形態のスイッ
チング電源装置は、第１及び第２の交流入力端子１、２
と、ノイズ除去フィルタ３と、ブリッジ型整流回路４
と、主インダクタＬ1 と、平滑用コンデンサＣ1 と、ト
ランス５と、主スイッチＱ1 と、スナバ用又はＺＶＳ
（ゼロ・ボルト・スイッチング）用又は共振用とも呼ぶ
ことができるソフトスイッチング用コンデンサＣq１
と、第１及び第２の並列ダイオードＤq１、Ｄq２と、整
流平滑回路６と、本発明に従うソフトスイッチング補助
回路７と、制御回路８とから成る。

【００１１】第１及び第２の交流入力端子１、２は、例
えば５０Ｈｚの正弦波交流電圧を供給するための商用交
流電源に接続される。第１及び第２の交流入力端子１，
２と整流回路４との間に接続されたノイズ除去用フィル
タ３は、複数のインダクタと複数のコンデンサから成る
周知の回路から成り、高周波電流成分を除去するもので
ある。

【００１２】整流回路４は、第１及び第２の交流入力導
体４１、４２と、第１の整流出力導体４３と、第２の整
流出力導体４５と、第１及び第２の電極をそれぞれ有す
る第１、第２、第３及び第４のダイオードＤ1 、Ｄ2 、
Ｄ3 、Ｄ4 とから成る。第１及び第２の交流入力導体４
１、４２はフィルタ３を介して第１及び第２の交流入力
端子１、２に接続されている。第１のダイオードＤ1 の
第１の電極即ちアノードは第１の交流入力導体４１に接
続され、第２のダイオードＤ2 の第２の電極即ちカソー
ドは第１の交流入力導体４１に接続され、第３のダイオ
ードＤ3 の第１の電極（アノード）は第２の交流入力導
体４２に接続され、第４のダイオードＤ4 の第２の電極
（カソード）は第２の交流入力導体４２に接続され、第
１及び第３のダイオードＤ1 、Ｄ3 の第２の電極（カソ
ード）は相互に接続され、この相互接続点４８が第１の
整流出力導体４３に接続されている。第２及び第４のダ
イオードＤ2 、Ｄ4 のアノードは相互に接続され、この
相互接続点４９が第２の整流出力導体４５に接続されて
いる。なお、以下において第２の整流出力導体４５をグ
ランド側整流出力導体又は共通整流出力導体と呼ぶこと
もある。

【００１３】トランス５は、磁性体コア９と主巻線とし
ての１次巻線Ｎ1 と出力巻線としての２次巻線Ｎ2 と本
発明に従うソフトスイッチング用補助巻線としての３次
巻線Ｎ3 とを有する。１次巻線Ｎ1 、２次巻線Ｎ2 及び
３次巻線Ｎ3 は磁性体コア９に巻き回されて相互に電磁
結合されている。主巻線としての１次巻線Ｎ1 はタップ
１０を有し、第１及び第２の部分Ｎ1a、Ｎ1bに分割され
ている。１次巻線Ｎ1と２次巻線Ｎ2 と３次巻線Ｎ3 と
の極性は黒丸で示すように設定されている。１次巻線Ｎ
1 と２次巻線Ｎ2 とは互いに逆の極性を有する。

【００１４】電解コンデンサから成る平滑用コンデンサ
Ｃ1 は１次巻線N１の一端と第２の整流出力導体４５と
の間に接続されている。主インダクタＬ１の一端は第１
の整流出力導体４３に接続され、主インダクタＬ１の他
端は１次巻線Ｎ１のタップ１０に接続されている。従っ
て、主インダクタＬ１の他端は少なくとも１次巻線Ｎ１
の第１の部分Ｎ１ａを介して平滑用コンデンサＣ１の一
端に接続されている。主インダクタＬ１を接続するため
の１次巻線Ｎ１のタップ１０の位置は、任意に変更し得
る。１次巻線Ｎ１の第１の部分Ｎ１ａに対する第２の部
分Ｎ１ｂの割合を大きくすると、スイッチング電源装置
の効率が向上するが、逆に力率改善の効果は低下する。

【００１５】絶縁ゲート型電界効果トランジスタンスか
ら成る主スイッチＱ1 は１次巻線Ｎ1 の他端と第２の整
流出力巻線４５との間に接続されている。また主スイッ
チＱ１は１次巻線Ｎ１を介して平滑用コンデンサＣ1 に
並列に接続されている。

【００１６】ソフトスイッチング用キャパシタンス手段
としてのソフトスイチング用コンデンサＣq１は主スイ
ッチＱ1 に並列に接続され、平滑用コンデンサＣ1 より
も十分に小さい容量値を有している。このソフトスイッ
チング用コンデンサＣq１は図１では個別コンデンサと
して示されているが、この代りに主スイッチＱ1 の２つ
の主電極即ちドレイン・ソース間の寄生容量とすること
ができる。

【００１７】主スイッチＱ１の保護機能を有する並列ダ
イオードＤq１は、主スイッチＱ1に逆方向並列に接続さ
れている。なお、この並列ダイオードＤq１は図１では
個別ダイオ−ドとして示されているが、この代りに主ス
イッチＱ1 のボディダイオードと呼ばれている内蔵ダイ
オードとすることができる。

【００１８】トランス５の２次巻線Ｎ2 に接続された整
流平滑回路６は整流ダイオードＤoと平滑用コンデンサ
Ｃo とから成る。平滑用コンデンサＣo はダイオードＤ
o を介して２次巻線Ｎ2 に並列に接続されている。ダイ
オードＤo は、スイッチＱ1がオンの時にオフ、主スイ
ッチＱ1 がオフの時にオンになる方向性を有している。
平滑用コンデンサＣo に接続された対の出力端子１１、
１２間に直流出力電圧が得られ、これが負荷２０に供給
される。

【００１９】ソフトスイッチング補助回路７は、共振補
助回路とも呼ぶことができるものであり、補助巻線とし
ての３次巻線Ｎ3 と補助スイッチＱ2 と補助ダイオード
Ｄaと第２の並列ダイオードＤq２とから成る。

【００２０】３次巻線Ｎ3 は１次巻線Ｎ1 及び２次巻線
Ｎ2 に電磁結合されている。３次巻線Ｎ３の極性は、こ
こに流れる電流によって、ソフトスイッチング用コンデ
ンサＣｑ1の放電を可能にするための電圧を１次巻線Ｎ
１に発生させることが可能なように設定されている。な
お、３次巻線Ｎ3 は漏れインダクタンスＬa を有してい
る。３次巻線Ｎ3の漏れインダクタンスによって必要な
インダクタンスＬa の全部を得ることができない時に
は、個別インダクタを３次巻線Ｎ3 に直列に接続するこ
とができる。

【００２１】３次巻線Ｎ3 と逆流阻止用補助ダイオード
Ｄa と補助スイッチＱ2 との直列回路は、平滑用コンデ
ンサＣ１に並列に接続されている。また、補助回路７の
上記直列回路は、１次巻線Ｎ１と主スイッチＱ１との直
列回路に対して並列に接続されている。ＦＥＴから成る
補助スイッチＱ2 は、逆方向電流が流れる方向性を有す
る並列ダイオードＤｑ２を内蔵している。また、図示は
されていないが、補助スイッチＱ２はそのドレイン・ソ
ース間に寄生容量を有する。補助ダイオードＤa は主ス
イッチＱ1 のオフ期間に３次巻線Ｎ3 に誘起する電圧で
順方向バイアスされる方向性を有する。

【００２２】スイッチ制御回路８は、出力電圧Ｖo を検
出するために導体１３、１４によって直流出力端子１
１、１２に接続され、且つ導体１５によって主スイッチ
Ｑ1 の制御端子に接続され、且つ導体１６によって補助
スイッチＱ2 の制御端子に接続されている。なお、制御
回路８と２つのスイッチＱ１、Ｑ２のソースとの間も電
気的に接続されているが、この図示は省略されている。
この制御回路８は、主スイッチＱ1 をオン・オフするた
めの第１の制御信号Ｖg1と補助スイッチＱ2 をオン・オ
フするための第２の制御信号Ｖg2とを形成する。

【００２３】図１の制御回路８は、図２に示すように電
圧検出回路２１と、誤差増幅器２２と、基準電圧源２３
と、鋸波発生器２４と、第１の比較器２５と、レベル調
整用電圧源２６と、第２の比較器２７とから成る。電圧
検出回路２１は導体１３、１４によって図１の出力端子
１１、１２に接続され、出力電圧Ｖo の検出値を誤差増
幅器２２に送る。誤差増幅器２２は前記検出値と基準電
圧源２３の基準電圧との差に相当する誤差電圧Ｖr1を第
１の比較器２５に送る。なお、誤差増幅器２２の出力を
周知のフォトカプラを使用して比較器２５及びレベル設
定回路２６に送ることができる。また、電圧検出回路２
１と誤差増幅器２２をフォトカプラで結合することもで
きる。第１の比較器２５は誤差電圧Ｖr1と鋸波発生器２
４の鋸波Ｖt とを図５（Ａ）に示すように比較して周知
のＰＷＭパルスから成る第１の制御信号Ｖg1を図４
（Ａ）及び図５（Ｂ）に示すように形成する。第１の制
御信号Ｖg1は導体１５によって主スイッチＱ1 のゲート
に送られる。レベル調整用電圧源２６は直流電圧−Ｖｄ
を有し、誤差増幅器２２の出力電圧Ｖｒ1よりもＶｄだ
け低い電圧Ｖr2を得るものである。第２の比較器２７は
鋸波発生器２４の鋸波Ｖt とレベル調整用電圧源２６の
出力側の電圧Ｖr2とを図５（Ａ）に示すように比較して
第１の比較器２５のＰＷＭパルスよりも僅かに広いパル
スから成る第２の制御信号Ｖg2を図４（Ｂ）及び図５
（Ｃ）に示すように形成し、これを導体１６によって補
助スイッチＱ2 のゲートに送る。

【００２４】図４（Ｂ）に示すように補助スイッチＱ2
のための第２の制御信号Ｖg2は、主スイッチＱ1 のオフ
期間中の例えば図４のｔ1 時点で低レベルから高レベル
に転換し、補助スイッチＱ2 のオン制御を開始する。図
４（Ａ）に示すように主スイッチＱ1 のための第１の制
御信号Ｖg1は補助スイッチＱ2 のオン制御開始時点ｔ1
よりも少し遅れたｔ2 時点で低レベルから高レベルに転
換し、主スイッチＱ1のオン制御を開始する。補助スイ
ッチＱ2 のオン制御開始時点ｔ1 から主スイッチＱ1 の
オン制御開始時点ｔ2 までの時間幅は、主スイッチＱ1
のターンオン動作時のスイッチング損失を低減すること
ができるように決定される。この実施形態では補助スイ
ッチＱ2 のオン期間の終了時点が主スイッチＱ1 のオン
終了時点と同一の図４及び図５においてｔ5 時点とされ
ている。しかし、補助スイッチＱ2 のオン終了時点を補
助スイッチＱ2 の電流Ｉq2が零になる図４のｔ4 時点と
オン終了時点ｔ5 との間の任意の時点に変更することが
できる。即ち、補助スイッチＱ２のオン終了時点は遅く
とも主スイッチＱ１のオン終了時点ｔ５に決定される。
補助スイッチＱ2 のオン終了時点を例えば図４（Ｂ）で
点線で示すようにｔ4 時点に変える場合には、例えば図
２の第２の比較器２７の出力端子に点線で示すようにモ
ノマルチバイブレータ（ＭＭＶ）２８を接続し、このＭ
ＭＶ２８で例えば図４でｔ1 〜ｔ4 のパルスを形成すれ
ばよい。

【００２５】

【動作】第１及び第２の交流入力端子１、２が交流電源
に接続され、主スイッチＱ1 がオン・オフ動作すると、
平滑用コンデンサＣ1 は所望の直流電圧Ｖc1に充電され
る。平滑用コンデンサＣ1 が電圧Ｖc1に充電された正常
状態における図１及び図２の回路の動作を図３及び図４
を参照して説明する。図３は力率改善及び波形改善を説
明するために図１の各部の状態を概略的に示すものであ
る。図３（Ｅ）に示す例えば５０Ｈｚの正弦波交流電圧
Ｖacが第１及び第２の交流入力端子１、２間に供給され
ている状態で、主スイッチＱ1 を図３（Ａ）に概略的に
示す例えば２０ｋＨｚの繰返し周波数を有する第１の制
御信号Ｖg1でオン・オフ制御すると、図３（Ｃ）に示す
主スイッチＱ1 の電流Ｉq1及び図３（Ｂ）に示す整流回
路４の出力電流Ｉ4 の振幅即ちピ−ク値が交流電圧Ｖac
の振幅に応じて変化する。この結果、図３（Ｄ）に示す
交流入力電流Ｉacが正弦波に近似し、力率及び波形が改
善される。なお、主インダクタＬ1 が１次巻線Ｎ1 のタ
ップ１０に接続されているので、平滑用コンデンサＣ1
の電圧Ｖc1によって与えられるタップ１０の電圧よりも
整流出力電圧Ｖ4 が高くならないと主インダクタＬ1 に
電流ＩL1が流れない。図３ではｔ1 〜ｔ6 期間及びｔ8
〜ｔ9 期間に整流出力電流Ｉ4 及び交流入力電流Ｉacが
流れている。

【００２６】図１の補助回路７を除いた主回路部分の動
作を更に詳しく説明する。例えば図３のｔ2 〜ｔ3 に示
す主スイッチＱ1 のオン期間Ｔonには、整流回路４、主
インダクタＬ1 、１次巻線Ｎ1 の第２の部分Ｎ1b、及び
主スイッチＱ1 の経路に電流が流れる。これと同時に平
滑用コンデンサＣ1 と１次巻線Ｎ1 と主スイッチＱ1の
経路にも電流が流れる。このオン期間Ｔonに２次巻線Ｎ
2 に発生する電圧はダイオードＤo を逆バイアスする方
向性を有しているので、ダイオードＤo は非導通に保た
れる。この結果、このオン期間Ｔonにトランス５にエネ
ルギが蓄積される。また、主インダクタＬ1 にもエネル
ギが蓄積される。図３のｔ3 〜ｔ5 に示すオフ期間Ｔof
f において主スイッチＱ1 がオフになると、主インダク
タＬ1 及びトランス５の蓄積エネルギの放出が生じ、整
流回路４、主インダクタＬ1 、１次巻線Ｎ1 の第１の部
分Ｎ1a及び平滑用コンデンサＣ1の経路に電流Ｉ4 が流
れ、平滑用コンデンサＣ1 が充電される。この電流Ｉ4
は時間の経過と共に減少し、図３のｔ4 時点で零にな
る。このオフ期間Ｔoff には、ダイオードＤo を導通さ
せる向きの電圧が誘起し、ダイオードＤo を介してコン
デンサＣo 及び負荷１３に電力が供給される。図３のｔ
5 時点で主スイッチＱ1 が再びオンになると、ｔ2 〜ｔ
5 期間と同様な動作の繰返しが生じる。コンデンサＣｏ
の電圧Ｖｏが基準値よりも高くなった時には、主スイッ
チＱ1のオン期間が短くなり、トランス５の蓄積エネル
ギが低下し、出力電圧Ｖｏが基準値に戻される。出力電
圧Ｖｏが基準値よりも低くなった時には、主スイッチＱ
1のオン期間が長くなり、トランス５の蓄積エネルギが
増大し、出力電圧Ｖｏが基準値に戻される。

【００２７】次に、図４を参照して補助回路７に基づく
主スイッチＱ1 のソフトスイッチング動作を説明する。

【００２８】（ｔ1 以前）図４のｔ1 よりも前の期間に
は、主スイッチＱ1 と補助スイッチＱ2 との両方がオフ
である。従って、図４のｔ1 以前には、図３のｔ3 〜ｔ
5 期間と同様な動作が生じ、ダイオードＤo の電流Ｉdo
は図４（Ｈ）に示すように流れ、主スイッチＱ1 の電圧
Ｖq1及び補助スイッチＱ2 の電圧Ｖq2は図４（Ｃ）
（Ｅ）に示すように高レベルに保たれる。

【００２９】（ｔ1 〜ｔ2 期間）補助スイッチＱ2 が図
４のｔ1 時点でオン制御されると、平滑用コンデンサＣ
1 、３次巻線Ｎ3 、補助ダイオードＤa 、及び補助スイ
ッチＱ2 の経路に電流Ｉq2が図４（Ｆ）に示すように流
れる。３次巻線Ｎ３に上述の電流Ｉq2が流れると、２次
巻線Ｎ2 に出力整流ダイオードＤo を逆バイアスする方
向の電圧が発生するので、このダイオードＤo は非導通
に転換し、図４（Ｈ）に示すようにダイオードＤo の電
流Ｉdoは零になる。これにより、２次巻線Ｎ２を介して
１次巻線Ｎ１を出力電圧Ｖｏでクランプする状態が解消
される。また、３次巻線Ｎ3の電流に基づいて１次巻線
Ｎ1に平滑用コンデンサＣ1の電圧と逆の向きの電圧が発
生する。この結果、ソフトスイッチング用コンデンサＣ
q1の放電が可能になり、ソフトスイッチング用コンデン
サＣq1、１次巻線Ｎ1、３次巻線Ｎ3 、補助ダイオード
Ｄa 及び補助スイッチＱ2 の経路でソフトスイッチング
用コンデンサＣq1の放電電流が流れ、主スイッチＱ1 の
電圧Ｖq1が図４（Ｃ）に示すように徐々に低下し、ｔ2
時点で実質的に零になる。なお、補助スイッチＱ2 に直
列にされている３次巻線Ｎ3 はインダクタンスＬa を有
するので、ソフトスイッチング用コンデンサＣq1の放電
電流は、コンデンサＣｑ１のキャパシタンスと３次巻線
Ｎ３のインダクタンスＬａとの共振動作に基づいて流
れ、補助スイッチＱ２の電流Ｉq2はｔ1 から徐々に増大
する。従って、補助スイッチＱ2 はｔ1 時点で零電流ス
イッチングされ、補助スイッチＱ２のターンオン時のス
イッチング損失は小さい。

【００３０】（ｔ2 〜ｔ3 期間）ｔ2 時点でソフトスイ
ッチング用コンデンサＣq1の放電が終了すると、３次巻
線Ｎ3 のインダクタンスＬａに蓄積されたエネルギの放
出によって、図４（Ｄ）（Ｆ）に示す電流Ｉq1、Ｉｑ2
が３次巻線Ｎ3 、第１の補助ダイオードＤa 、補助スイ
ッチＱ2 、並列ダイオードＤq1、１次巻線Ｎ1の経路で
流れる。補助スイッチＱ2を流れる電流Ｉｑ2はｔ2時点
から徐々に減少する。また、第１の並列ダイオ−ドＤｑ
1の電流もｔ2時点から徐々に減少する。なお、図４
（Ｄ）の電流Ｉq1は、主スイッチＱ1 のドレイン・ソー
ス間の電流と並列ダイオードＤq1の電流との合計で示さ
れている。ここでは説明を簡略化するために電流Ｉq1を
主スイッチＱ1 の電流と呼ぶことにする。ｔ2で主スイ
ッチＱ1がオン制御された時又は第１の並列ダイオ−ド
Ｄｑ1がオンになった時には、１次巻線Ｎ１に平滑用コ
ンデンサＣ1の電圧Ｖｃ1が印加される。３次巻線Ｎ3 の
インダクタンスＬa の蓄積エネルギは、３次巻線Ｎ3 、
第１の補助ダイオードＤa 、補助スイッチＱ2 、平滑用
コンデンサＣ1 から成る経路でも放出される。並列ダイ
オードＤq1を流れる電流即ち主スイッチＱ1 の電流Ｉq1
はｔ3 時点で零になる。並列ダイオードＤq1は図４のｔ
2 〜ｔ3 期間にオン状態であるので、主スイッチＱ1 の
電圧Ｖq1はｔ2〜ｔ3 期間にほぼ零に保持されている。
従って、ｔ2 〜ｔ3 期間に主スイッチＱ1 をオン制御す
れば、主スイッチＱ1 のＺＶＳが達成される。図４
（Ａ）では主スイッチＱ1 の制御信号Ｖg1がｔ2 時点で
低レベルから高レベルに転換している。しかし、主スイ
ッチＱ1のターンオン制御のバラツキを考慮すれば、ｔ2
〜ｔ3期間の中間に主スイッチＱ1 のオン制御を開始す
るのが望ましい。但し、主スイッチＱ1 のオン制御開始
時点が主スイッチＱ1の電圧Ｖq1が零になるｔ2 よりも
前であっても、この電圧Ｖq1がｔ1 時点から低下を開始
した後であれば、この電圧Ｖq1が低下している分だけス
イッチング損失の低減効果を得ることができる。また、
主スイッチＱ1 のオン制御開始時点が、ｔ3 よりも少し
後であってもスイッチング損失低減効果を得ることがで
きる。即ち、ｔ3 で主スイッチＱ1 がオンにならないた
めに、共振用コンデンサＣq1の充電が開始しても、この
コンデンサＣq1の電圧がｔ1 以前の主スイッチＱ1 のオ
フ期間の電圧Ｖq1よりも低い範囲であれば、この低い分
だけスイッチング損失が低減する。従って、主スイッチ
Ｑ1 のオン制御開始の可能な時点は、補助スイッチＱ2
をオン制御した時点ｔ1 よりも後であり且つ主スイッチ
Ｑ1 の電圧Ｖq1がｔ1 以前に示すオフ期間における主ス
イッチＱ1 の電圧Ｖq1よりも低くなっている期間内の任
意の時点である。図４は図３のｔ1 〜ｔ6 期間内の状態
を示しているので、図４のｔ2 時点で並列ダイオードＤ
q1が導通状態になると、主インダクタＬ1 を通る電流Ｉ
_L1が図４（Ｇ）に示すように流れ始める。

【００３１】（ｔ3 〜ｔ4 期間）ｔ3 時点において並列
ダイオードＤq1のオン状態を維持することができなくな
ると、主スイッチＱ1 の電流Ｉq1は零になり、その後、
電流Ｉq1は正方向に流れる。このｔ3 〜ｔ4 期間には、
整流回路４、主インダクタＬ1 、１次巻線Ｎ1 の第２の
部分Ｎ1b、及び主スイッチＱ1 から成る第１の経路と、
平滑用コンデンサＣ1 、１次巻線Ｎ1 及び主スイッチＱ
1 とから成る第２の経路との両方によって図４（Ｄ）に
示す主スイッチＱ1の電流Ｉq1が流れる。この実施形態
では、３次巻線Ｎ3 のインダクタンスＬa の蓄積エネル
ギの放出がｔ3 時点で終了せずにｔ4 時点で終了してい
る。このため、ｔ3 〜ｔ4 期間において、３次巻線Ｎ3
、第１の補助ダイオードＤa 、補助スイッチＱ2 、平
滑用コンデンサＣ1の経路で図４（Ｆ）に示す電流Ｉq2
が流れる。なお、ｔ3〜ｔ4期間には、ｔ4〜ｔ5期間と同
様に、１次巻線Ｎ1に平滑用コンデンサＣ1の電圧が印加
され、整流平滑回路６のダイオ−ドＤｏが非導通である
ので、１次側のエネルギはトランス５に蓄積される。

【００３２】（ｔ4 〜ｔ5 期間）ｔ4 〜ｔ5 期間には、
図４（Ｆ）に示すように補助スイッチＱ2 の電流Ｉq2は
零に保たれ、図４（Ｄ）に示すように主スイッチＱ1 の
電流Ｉq1が流れる。ｔ4〜ｔ5 期間には、ｔ3 〜ｔ4 期
間と同様に、第１の交流入力端子１、フィルタ３、第１
のダイオードＤ1 、インダクタＬ1 、１次巻線Ｎ1 の第
２の部分Ｎ1b、主スイッチＱ1 、第４のダイオードＤ4
、フィルタ３及び第２の交流入力端子２から成る第１
の経路の力率改善及び波形改善用電流と、平滑用コンデ
ンサＣ1 と１次巻線Ｎ1 と主スイッチＱ1 とから成る第
２の経路のＤＣ−ＤＣ変換用の電流が流れる。上記第１
の経路の電流は図４（Ｇ）に示すインダクタＬ1 の電流
Ｉ_L1に等しい。ｔ4〜ｔ5期間には、図４（Ｈ）に示す２
次側のダイオ−ドＤｏの電流Ｉdoが零に保たれている。
このため、ｔ4〜ｔ5期間にトランス５にネルギが蓄積さ
れる。

【００３３】図４のｔ4 〜ｔ5 期間には、１次巻線Ｎ1
の電圧に基づいて３次巻線Ｎ3に平滑用コンデンサＣ1の
電圧Ｖｃ1と逆の向きの電圧が誘起している。この結
果、補助ダイオ−ドＤａは非導通に保たれ、且つ図４
（Ｅ）に示すように補助スイッチＱ2 の電圧Ｖq2は零に
保たれ、且つ図４（Ｆ）に示すように補助スイッチＱ2
の電流Ｉq2は零に保たれる。従って、図４のｔ4 〜ｔ5
期間内の任意の時点で補助スイッチＱ2 をターンオフ制
御すると、ＺＶＳ及び零電流スイッチング即ちＺＣＳが
達成される。この実施形態では補助スイッチＱ2 のオン
制御の終了時点が主スイッチＱ1 のオン制御の終了時点
と同一のｔ5 時点とされている。従って、補助スイッチ
Ｑ2 のＺＶＳ及びＺＣＳの条件が満足され、補助スイッ
チＱ2 のターンオフ時のスイッチング損失は小さい。前
述したように、図４のｔ4 〜ｔ5 期間であれば、補助ス
イッチＱ2 のＺＶＳ及びＺＣＳが可能であるので、図４
（Ｂ）で点線で示すように補助スイッチＱ2 のターンオ
フ時点をｔ4に移動すること、又はｔ4 〜ｔ5 間の任意
の時点に移動することができる。

【００３４】（ｔ5 〜ｔ6 期間）ｔ5 時点で主スイッチ
Ｑ1 がターンオフ制御されると、主スイッチＱ1 の電流
Ｉq1は図４（Ｄ）に示すように零になり、且つソフトス
イッチング用コンデンサＣq1が充電され、主スイッチＱ
1 の電圧Ｖq1が図４（Ｃ）に示すように傾斜を有して徐
々に高くなる。従って、主スイッチＱ1 はＺＶＳでター
ンオフされる。なお、ソフトスイッチング用コンデンサ
Ｃq1の充電電流は、整流回路４、インダクタＬ1 、１次
巻線Ｎ1 の第２の部分Ｎ1b、及びソフトスイッチング用
コンデンサＣq1の第１の経路と、平滑用コンデンサＣ1
、１次巻線Ｎ1 、及びソフトスイッチング用コンデン
サＣq1の第２の経路とで流れる。

【００３５】（ｔ6 〜ｔ7 期間）ｔ6 〜ｔ7 期間には、
インダクタＬ1 及びトランス５の蓄積エネルギの放出に
よって２次巻線Ｎ2 にダイオードＤo を順方向バイアス
させる方向の電圧が発生し、このダイオードＤo に図４
（H）に示す電流Ｉdoが流れる。また、整流回路４、イ
ンダクタＬ1 、１次巻線Ｎ1 の第１の部分Ｎ1a及び平滑
用コンデンサＣ1の経路で平滑用コンデンサＣ1 の充電
電流が流れる。

【００３６】（ｔ7 〜ｔ8 期間）インダクタＬ1 の電流
Ｉ_L1は図４（Ｇ）に示すようにｔ7 で零になる。このｔ
7 時点後にはトランス５の蓄積エネルギの放出によって
ダイオードＤo の導通は維持される。ｔ8 時点で再び補
助スイッチＱ2 がオン制御されると、ｔ1 〜ｔ8期間と
同様な動作の繰返しが生じる。

【００３７】本実施形態によれば次の効果が得られる。（１）主スイッチＱ1 のターンオン時とターンオフ時
とのいずれにおいてもＺＶＳとなるので、主スイッチＱ
1 のスイッチング損失を低減させ、スイッチング電源装
置の効率を向上させることができる。（２）補助スイッチＱ2 はターンオン時に零電流スイ
ッチング（ＺＣＳ）され、ターンオフ時にＺＶＳ及びＺ
ＣＳされる。この結果、補助スイッチＱ2 のスイッチン
グ損失を低く抑えることができる。（３）インダクタＬ1 を通る電流Ｉ_L1のピーク値は交
流入力電圧Ｖacの振幅に追従して変化するので、交流入
力の力率及び波形が改善される。この力率改善及び波形
改善は、平滑用コンデンサＣ1 とトランス５と主スイッ
チＱ1 と整流平滑回路６とから成るＤＣ−ＤＣコンバー
タ回路における主スイッチＱ1 の助けを借りて行われて
いる。従って、簡単な回路で力率改善、波形改善、及び
出力電圧調整を達成することができる。（４）主スイッチＱ1 のスイッチング損失低減のため
の補助回路７の３次巻線Ｎ3 は、ＤＣ−ＤＣコンバータ
用のトランス５に一体に形成されているので、スイッチ
ング電源装置の大型化及びコストの上昇を抑えることが
できる。（５）インダクタＬ1 が１次巻線Ｎ1 のタップ１０に
接続されているので、主スイッチＱ1 がオンであっても
第１の整流出力導体４３の電位がタップ１０の電位より
も高くならないと、インダクタＬ1 の電流Ｉ_L1が流れな
い。このため、図３のｔ0 〜ｔ1 、ｔ6 〜ｔ8 、ｔ9 〜
ｔ10期間にはインダクタＬ1 の電流Ｉ_L1が流れず、波形
改善及び力率改善の点では不利になる。しかし、インダ
クタＬ1に電流が流れない期間にはここでの電力損失も
生じない。従って、タップ１０の位置を調整し、要求さ
れた波形改善及び力率改善を達成される範囲で効率を高
めることができる。

【００３８】

【第２の実施形態】次に、図６を参照して第２の実施形
態のスイッチング電源装置を説明する。但し、図６及び
後述する図７〜図２０において、図１〜図５と実質的に
同一の部分には同一の符号を付してその説明を省略す
る。また必要に応じて図３及び図４を参照する。

【００３９】図６のスイッチング電源装置は、主インダ
クタＬ1 と１次巻線Ｎ1 との接続関係を変えた他は図１
の回路と同一に構成されている。図６のトランス５ａは
タップを持たない１次巻線N1と２次巻線N2と３次巻線N3
とから成る。図６の主インダクタＬ1 は１次巻線Ｎ1 と
主スイッチＱ1 との相互接続点に接続されている。従っ
て、主インダクタＬ１は、１次巻線Ｎ１の全部を介して
平滑用コンデンサＣ1に接続されていと共に、１次巻線
Ｎ１を全く介さないで主スイッチＱ１に接続されてい
る。

【００４０】図６のスイッチング電源装置において、主
スイッチＱ1 がオンになると、図３のｔ0 〜ｔ1 、ｔ6
〜ｔ8 、ｔ9 〜ｔ10のように交流入力電圧Ｖacの振幅が
低い領域においても、第１の整流出力導体４３、主イン
ダクタＬ1 、主スイッチＱ1及び第２の整流出力導体４
５の経路で電流Ｉ_L1が流れる。この結果、図６のスイッ
チング電源装置は、図１のスイッチング電源装置よりも
波形改善及び力率改善効果が大きくなるという特徴を有
する。しかし、交流電源電圧Ｖacの１周期中のほぼ全部
で主インダクタＬ1 を電流Ｉ_L1が流れるので、ここでの
電力損失が大きくなり、スイッチング電源装置の効率が
図１のスイッチング電源装置に比べて低下する。このた
め、高効率が要求されている時には、図１のスイッチン
グ電源装置を使用し、図１のスイッチング電源装置より
も波形改善及び力率改善を高めたい時には図６のスイッ
チング電源装置を使用する。なお、図６のスイッチング
電源装置は、図１と同様なソフトスイッチング用補助回
路７を有するので、この補助回路７によるスイッチング
損失低減の効果を図１の回路と同様に得ることができ
る。

【００４１】

【第３の実施形態】図７に示す第３の実施形態のスイッ
チング電源装置は、図１の回路における補助回路７の接
続位置を変え、この他は図１と同一に構成したものであ
る。この図７は図１５及び図１７から補助充電回路３
０，３０ａを削除したものに相当する。従って、図７は
図１５及び図１７の理解を助けるものとして示されてい
る。図７の補助回路７における３次巻線N3と補助ダイオ
−ドDaと補助スイッチQ2とから成る直列回路は１次巻線
N1を介さないで主スイッチQ1に並列に接続されている。
また、上記直列回路は、１次巻線Ｎ1を介して平滑用コ
ンデンサＣ1に並列に接続されている。

【００４２】図７の補助回路７を除いた主回路部分の動
作は図１の主回路部分の動作と同一である。また、図７
の補助回路７の動作も図１の補助回路７と本質的には同
一である。従って、図７の各部の波形は、図１の各部の
波形を示す図４と実質的に同一である。従って、図７の
回路の動作を図４を参照して説明する。

【００４３】図４のｔ1 時点で図７の補助スイッチＱ2
がオン制御されると、平滑用コンデンサＣ1 と１次巻線
Ｎ1と補助巻線Ｎ3 と補助ダイオードＤa と補助スイッ
チＱ2の経路で電流Ｉq2が流れる。ｔ1 時点から補助巻
線Ｎ3に電流が流れ始めると、トランス５の２次巻線Ｎ2
にダイオードＤo を逆バイアスする向きの電圧が発生
し、ダイオードＤo は図４（H）に示すように非導通と
なる。この結果、コンデンサＣo の電圧Ｖo による２次
巻線Ｎ2 を介した１次巻線Ｎ1 のクランプが解除され、
ソフトスイッチング用コンデンサＣq1の放電が開始し、
ソフトスイッチング用コンデンサＣq1と３次巻線Ｎ3 と
補助ダイオ−ドDaと補助スイッチQ1の経路でソフトスイ
ッチング用コンデンサＣq1の放電電流が流れる。この結
果、図４（Ｃ）に示すように主スイッチＱ1 の電圧Ｖq1
はｔ1 時点から徐々に低下し、ｔ2時点でほぼ零にな
る。従って、ｔ2 時点又はｔ2 〜ｔ3 時点で主スイッチ
Ｑ1 をオン制御すると、主スイッチQ1のＺＶＳが達成さ
れる。補助巻線Ｎ3 はインダクタンスLaを有するので、
ｔ1 〜ｔ2 期間に補助スイッチＱ2 を流れる電流Iｑ1は
図４（Ｆ）示すように徐々に増大する。

【００４４】図４のｔ2時点でソフトスイッチング用コ
ンデンサCｑ1の放出が終了し、且つ図４（Ａ）に示すよ
うにｔ2 時点で主スイッチＱ1 をオン制御すると、ｔ1
〜ｔ2 期間に３次巻線N3に蓄積されたエネルギの放出に
よって３次巻線Ｎ３と補助ダイオ−ドＤａと補助スイ
ッチＱ２と第１の並列ダイオ−ドＤｑ1とから成る第１
の経路と、３次巻線Ｎ３と補助ダイオ−ドＤａと補助ス
イッチＱ２と平滑用コンデンサＣ１と１次巻線Ｎ１とか
ら成る第２の経路とに電流が流れる。補助回路７におけ
る補助スイッチＱ2の電流Ｉq2は図４（Ｆ）に示すよう
にｔ2 時点から徐々に低下し、ｔ4 時点で零になる。従
って、ｔ4 〜ｔ5 期間に補助スイッチQ2をタ−ンオフす
ると、ＺＶＳが達成される。

【００４５】主スイッチＱ1 がｔ5 時点でターンオフさ
れた時には図１の場合と同様にソフトスイッチング用コ
ンデンサＣq1が徐々に充電され、ＺＶＳが達成される。

【００４６】図７のスイッチング電源装置の補助回路７
及びインダクタンスＬ1 が図１の補助回路７及びインダ
クタンスＬ1 と同様に働くので、第３の実施形態のスイ
ッチング電源装置は第１の実施形態のスイッチング電源
装置と同一の効果を有する。

【００４７】

【第４の実施形態】図８に示す第４の実施形態のスイッ
チング電源装置は、図７の第３の実施形態のスイッチン
グ電源装置の主インダクタＬ1 を図６と同様に１次巻線
Ｎ1 と主スイッチＱ1 との相互接続点に接続し、この他
は図７と同一に形成したものである。この図８は図１６
及び図１８から補助充電回路３０，３０ａを削除したも
のに相当する。従って、図８は図１６及び図１８の理解
を助けるものとして示されている。従って、図８の変形
されたトランス５ａは、タップを有さない１次巻線Ｎ1
と２次巻線Ｎ2 と補助巻線としての３次巻線Ｎ3 とから
成る。

【００４８】図８のスイッチング電源装置は、主インダ
クタＬ1 及び主スイッチＱ1 を含む主回路の動作は図６
と同一であるので、図６の回路と同一の効果を有する。
また、補助回路７は図７のそれと同一に形成され且つ同
一に接続されているので、図７と同様に主スイッチＱ1
のＺＶＳ即ちソフトスイッチングを達成することができ
る。

【００４９】

【第５の実施形態】図９に示す第５の実施形態のスイッ
チング電源装置は、図１の回路に第２の補助回路として
補助充電回路３０と逆流素子用ダイオードＤ5 とを付加
し、この他は図１と同一に形成したものである。補助充
電回路３０は、充電加算回路とも呼ぶことができるもの
であり、充電用補助巻線Ｎ４、充電用補助コンデンサＣ
2 、第１及び第２の充電用補助ダイオードＤ6 、Ｄ7 、
及び充電用補助インダクタＬ2 を有する。この補助充電
回路３０は、補助整流出力導体４４と平滑用コンデンサ
Ｃ1 との間に接続されており、補助整流出力導体４４と
第２の整流出力導体４５との間に得られる整流出力電圧
Ｖ4 に加算するための補助電圧を形成する。

【００５０】充電用補助巻線Ｎ４の一端（下端）は１次
巻線Ｎ1 の一端（上端）及び平滑用コンデンサＣ1 の一
端（上端）にそれぞれ接続されている。充電用補助巻線
Ｎ４の他端（上端）は充電用補助コンデンサＣ2 と充電
用補助インダクタＬ2 と第２の充電用補助ダイオードＤ
7 とを介して補助整流出力導体４４に接続されている。
第１の充電用補助ダイオードＤ6 は充電用補助コンデン
サＣ2 を介して充電用補助巻線Ｎ4に並列に接続されて
いる。充電用補助コンデンサＣ2 は充電用補助インダク
タＬ2 の他端と充電用補助巻線Ｎ4 の他端との間に接続
されている。第１の充電用補助ダイオードＤ6 のアノー
ドは充電用補助コンデンサＣ2 と充電用補助インダクタ
Ｌ2 との相互接続点に接続されている。補助充電回路３
０を接続するための補助整流出力導体４４は第１及び第
３のダイオードＤ1 、Ｄ3 の相互接続点４８に接続され
ている。

【００５１】図９のトランス５ｂは、図１のトランス５
に４次巻線から成る充電用補助巻線Ｎ4 を付加し、この
他は図１のトランス５と同一に構成したものである。充
電用補助巻線Ｎ4 は、１次巻線Ｎ1 及び２次巻線Ｎ2 に
電磁結合されている。逆流阻止用ダイオードＤ5 は、主
インダクタＬ1 に直列に接続されている。

【００５２】図９のスイッチング電源装置における補助
充電回路３０を除いた部分の動作は図１のスイッチング
電源装置の動作と実質的に同一である。図９の回路にお
いて、第１及び第２の交流入力端子１、２が交流電源に
接続され、スイッチＱ1 が図１０のｔ2 〜ｔ3 のオン期
間Ｔonとｔ3 〜ｔ4 のオフ期間Ｔoff とを１周期Ｔとし
て繰返してオン・オフ動作すると、平滑用コンデンサＣ
1 は所望の直流電圧Ｖc1に充電される。また、充電用補
助巻線Ｎ4 の電圧によって充電用補助コンデンサＣ2 が
電圧Ｖc2に充電される。平滑用コンデンサＣ1 が電圧Ｖ
c1に充電され且つ充電用補助コンデンサＣ2 が電圧Ｖc2
に充電された正常状態におけるスイッチング電源装置の
主回路部分及び補助充電回路３０の動作を図１０を参照
して次に説明する。図１０は図９の各部の状態を図３と
同様に概略的に示すものである。図１０（Ｅ）に示す例
えば５０Hzの交流電圧Ｖacが対の交流入力端子１、２間
に供給されている状態で、図１０（Ａ）に概略的に示す
例えば２０kHz の繰返し周波数を有する制御信号Ｖg1で
スイッチＱ1 をオン・オフ制御すると、図１０（Ｃ）に
示す主スイッチＱ1 の電流Ｉq1及び図１０（Ｂ）に示す
整流回路４の出力電流Ｉ4 の振幅が交流電圧Ｖacの振幅
に応じて変化する。この結果、図１０（Ｄ）に示す交流
入力電流Ｉacが正弦波に近似し、力率及び波形が改善さ
れる。なお、図１０（Ｂ）の電流Ｉ4 は、図９の第１及
び第３のダイオードＤ1 、Ｄ3 の相互接続点４８を流れ
る電流として示されている。従って、整流出力電流Ｉ4
は、主インダクタＬ1 と補助インダクタＬ2 の電流Ｉ_L2
との和の値を有する。主インダクタＬ1 が逆流阻止用ダ
イオードＤ5 を介して１次巻線Ｎ1 のタップ１０に接続
されているので、たとえ主スイッチＱ1 がオン状態であ
っても、平滑用コンデンサＣ1 の電圧Ｖc1によって与え
られたタップ１０の電圧が整流出力電圧Ｖ4 よりも高く
なるｔ0 〜ｔ1 、ｔ6 〜ｔ8及びｔ9 〜ｔ10期間には、
主インダクタＬ1 の電流Ｉ_L1及び交流入力電流Ｉacが流
れない。図１０では、ｔ1 〜ｔ6 期間及びｔ8 〜ｔ9 期
間に整流出力電流Ｉ4 及び交流入力電流Ｉacが流れてい
る。

【００５３】図９の回路は、図１０（Ｅ）に示す交流電
源電圧Ｖacの瞬時値の変化に応じて大別して第１、第２
及び第３のモードで動作する。今、交流電源電圧Ｖacの
０〜１８０度区間を例にとって説明すると、交流電源電
圧Ｖacが０Ｖと第１の電圧値Ｖa との間の値をとるｔ0
〜ｔ1 及びｔ6 〜ｔ7 の期間に第１のモードとなり、交
流電源電圧Ｖacが第１の電圧Ｖa と第２の電圧Ｖb との
間の値をとるｔ1 〜ｔ3 及びｔ5 〜ｔ6 期間に第２のモ
ードとなり、交流電源電圧Ｖacが第２の値Ｖbよりも高
い値になるｔ3 〜ｔ5 期間に第３のモードとなる。ここ
で、第1の電圧値Ｖａは、主スイッチＱ1のオン期間にお
ける1次巻線Ｎ1のタップ１０とグランド導体４５との間
の電圧を示し、第２の電圧値Ｖｂは、平滑コンデンサＣ
1の電圧Ｖｃ１を示す。なお、交流電源電圧Ｖacに第２
の値Ｖb がクロスする時点が主スイッチＱ1 のオン期間
Ｔonの終了時点に一致するように示されているが、これ
は図示の都合であって、両者は必ずしも一致しない。ま
た、図１０（Ｅ）の交流電源電圧Ｖacのｔ7 〜ｔ10に示
す負の半波は、整流回路４で整流され、整流後の整流出
力電圧Ｖ4 の状態ではｔ0 〜ｔ7 の正の半波と同一にな
る。従って、ｔ7 〜ｔ10の負の半波期間においてもｔ0
〜ｔ7 の正の半波期間と同様に第１〜第３のモードが生
じる。

【００５４】まず、図１０のｔo 〜ｔ1 、ｔ6 〜ｔ7 の
第１のモード期間の動作を説明する。この第１のモード
期間において、スイッチＱ1 がオンになると、平滑用コ
ンデンサＣ1 、１次巻線Ｎ1 及び主スイッチＱ1 の経路
で図１０（Ｃ）に示す主スイッチＱ1 の電流Ｉq1が流れ
る。この時、２次側のダイオードＤo はオフ状態に保た
れるので、トランス５ｂを介して２次側にエネルギが放
出されず、トランス５ｂにエネルギが蓄積される。この
第１のモード期間には、１次巻線Ｎ1 のタップ１０の電
位が第１の整流出力導体４３の電位よりも高いために主
インダクタＬ1を通る電流Ｉ_L1が流れない。また、第１
のモード期間には、平滑用コンデンサＣ1 の電圧Ｖc1が
整流出力電圧Ｖ4 よりも高いので、補助インダクタＬ2
の電流Ｉ _L2も流れない。主スイッチＱ1 がオフになる
と、トランス５ｃの蓄積エネルギの放出によって２次巻
線Ｎ2 とダイオードＤo とコンデンサＣo との回路に電
流が流れる。従って、交流電源電圧Ｖacの瞬時値が低い
期間であっても、コンデンサＣo 及び負荷１３に電力を
供給することができる。

【００５５】図１０（Ｅ）のｔ1 〜ｔ3 及びｔ5 〜ｔ6
の第２のモード期間には、１次巻線Ｎ1 のタップ１０の
電位が第１の整流出力導体４３の電位よりも低くなるの
で、主インダクタＬ1 に電流Ｉ_L1が流れる。この第２の
モード期間において主スイッチＱ1 がオンになった時に
は、第１の整流出力導体４３、主インダクタＬ1 、逆流
阻止用ダイオードＤ5 、１次巻線Ｎ1 の第２の部分Ｎ1
b、主スイッチＱ1 及び共通整流出力導体４５から成る
第１の経路に電流Ｉ_L1が流れ、同時に平滑用コンデンサ
Ｃ1 と１次巻線Ｎ1 と主スイッチＱ1 とから成る第２の
経路にも電流が流れる。従って、図１０（Ｃ）に示す主
スイッチＱ1 の電流Ｉq1は、上記第１及び第２の経路の
電流の和になる。なお、この第２のモ−ド期間には、平
滑用コンデンサＣ1の電圧Ｖｃ1が整流出力電圧Ｖ4より
も高いので、ダイオ−ドＤ7はオフ状態に保たれる。図
１０のｔ3 〜ｔ4 に示す主スイッチＱ1 のオフ期間Ｔof
f には、主インダクタＬ1 の蓄積エネルギの放出を伴っ
て平滑用コンデンサＣ1 を充電する電流Ｉ_L1が流れ、ま
た、トランス５ｂ及び主インダクタＬ1 の蓄積エネルギ
の２次側への放出に基づいてダイオードＤo が導通し、
この電流Ｉdoが流れる。トランス５ｂ及び主インダクタ
Ｌ1 の蓄積エネルギの放出が進むに従って主インダクタ
Ｌ1 の電流Ｉ_L1は減少する。

【００５６】図１０のｔ3 〜ｔ5 に示す第３のモード期
間には、交流入力電圧Ｖac及びこの整流出力電圧Ｖ4 が
平滑用コンデンサＣ1の電圧Ｖｃ1よりも高いので、第１
及び第２の充電用補助ダイオードＤ6 、Ｄ7 がオンにな
る。この結果、主インダクタＬ1 の電流Ｉ_L1と補助イン
ダクタＬ2 の電流Ｉ_L2との両方が流れる。この第３のモ
ード期間の動作を図１１を参照して説明する。図１１の
ｔo 〜ｔ1 において図１１（Ａ）の第１の制御信号Ｖｇ
1に応答して主スイッチＱ1 がオンになると、前述の第
２のモード期間と同様な経路で図１１（Ｆ）に示す主イ
ンダクタＬ1 の電流Ｉ_L1が流れると共に、平滑用コンデ
ンサＣ1 と１次巻線Ｎ1 と主スイッチＱ1 の回路にも電
流が流れる。図１１（Ｅ）に示す主スイッチＱ1 の電流
Ｉq1は、図１１（Ｆ）の主インダクタＬ1 の電流Ｉ_L1と
平滑用コンデンサＣ1 の放電電流（図示せず）との和に
なる。

【００５７】主スイッチＱ1 のオン期間Ｔonには、１次
巻線Ｎ1 と充電用補助巻線Ｎ4との巻数比で決定される
電圧Ｖn4が充電用補助巻線Ｎ4 に図１１（Ｈ）に示すよ
うに得られる。この電圧Ｖn4の向きは第１の充電用補助
ダイオードＤ6 を順方向バイアスする向きであるので、
充電用補助巻線Ｎ4 と充電用補助コンデンサＣ2 と第１
の充電用補助ダイオードＤ6 の閉回路に電流が流れ、充
電用補助コンデンサＣ2 が図９に示す極性に充電され、
充電用補助コンデンサＣ2 の電圧がＶc2になる。補助イ
ンダクタＬ2 には、図１１のｔ0 〜ｔ1 のオン期間の前
のオフ期間に、ｔ1 〜ｔ2 期間と同様な電流Ｉ_L2が既に
流れている。主スイッチＱ1 のオン期間Ｔonにおける第
１の充電用補助ダイオードＤ6 のアノード側即ち補助イ
ンダクタＬ2 の右端側の電位は、主スイッチＱ1 のオフ
期間Ｔoff における第１の充電用補助ダイオードＤ6 の
アノード側の電位よりも高くなるので、補助インダクタ
Ｌ2 の電流Ｉ_L2は図１１（Ｇ）に示すように徐々に低下
する。このオン期間Ｔonに補助インダクタＬ2 に流れる
電流Ｉ_L2の経路は、第１の交流入力端子１、フィルタ
３、第１のダイオードＤ1 、第２の充電用補助ダイオー
ドＤ7 、補助インダクタＬ2 、第１の充電用補助ダイオ
ードＤ6 、平滑用コンデンサＣ1 、第４のダイオードＤ
4 、フィルタ３、及び第２の交流入力端子２から成る経
路である。なお、補助インダクタＬ2 の電流Ｉ_L2は交
流入力電圧Ｖacの瞬時値の増大に応じて大きくなる。

【００５８】図１１のｔ1 〜ｔ2 に示すように主スイッ
チＱ1 がオフになると、主インダクタＬ1 の電流Ｉ_L1に
よる平滑用コンデンサＣ1 の充電が前述の第２のモード
期間と同様に行われると共に、図１１（Ｃ）に示すよう
に２次側の整流素子としてダイオードＤo に電流Ｉdoが
流れる。また、２次巻線Ｎ2 がコンデンサＣo の電圧Ｖ
o でクランプされるために、充電用補助巻線Ｎ4 に図１
１（Ｈ）に示す電圧Ｖn4が得られる。オフ期間Ｔoff の
充電用補助巻線Ｎ4 の電圧Ｖn4の向きは、オン期間Ｔon
の向きと逆であり、第１の充電用補助ダイオードＤ6 を
逆方向バイアスする向きである。このオフ期間Ｔoff の
充電用補助巻線Ｎ4 の電圧Ｖn4は、平滑用コンデンサＣ
1 の電圧Ｖc1と逆向きの電圧であるので、補助インダク
タＬ2 の右側端子の電位がオン期間の場合よりも低くな
り、補助インダクタＬ2 の電流Ｉ _L2はオフ期間Ｔoff 中
に徐々に増大する。この補助インダクタＬ2 を流れる電
流Ｉ_L2は、第１の交流入力端子１、フィルタ３、第１の
ダイオードＤ1 、第２の充電用補助ダイオードＤ7 、補
助インダクタＬ2 、充電用補助コンデンサＣ2 、充電用
補助巻線Ｎ4 、平滑用コンデンサＣ1 、第４のダイオー
ドＤ4 、フィルタ３及び第２の交流入力端子２の経路で
流れ、平滑用コンデンサＣ1 の充電に使用される。第３
のモード期間には、主インダクタＬ1 を通る電流Ｉ_L1と
補助インダクタＬ2 による電流Ｉ_L2との両方で平滑用コ
ンデンサＣ1 が充電される。従って、平滑用コンデンサ
Ｃ1 の電圧Ｖc1が、図１の回路の主インダクタＬ1 の電
流Ｉ_L1のみで充電する場合に比べて高くなる。

【００５９】図１１（Ｂ）の整流回路４を通る電流Ｉ4
の波形は、図１１（Ｆ）（Ｇ）に示す主及び補助インダ
クタＬ1 、Ｌ2 の電流Ｉ_L1、Ｉ_L2の和になる。なお、図
１１の各波形は時間的変化を示すものであって、これ等
の振幅は忠実には示されていない。

【００６０】図９の実施形態によれば、主インダクタＬ
1 及び補助回路７に基づいて、第１の実施形態と同一の
効果が得られる他に、更に、補助充電回路３０に基づい
て次の効果が得られる。（１）平滑用コンデンサＣ1 が、整流回路４と主イン
ダクタＬ1 と逆流阻止用ダイオードＤ5 と１次巻線Ｎ1
の第１の部分Ｎ1aとから成る主充電回路で充電されるの
みでなく、補助充電回路３０によっても充電される。こ
のため、もし、平滑用コンデンサＣ1 を図１の回路で同
一の電圧値に充電すると仮定すれば、図１の回路に比べ
て、図９の回路では主インダクタＬ1 に流れる電流Ｉ_L1
を小さくすることができ、主インダクタＬ1 の小型化が
可能であるのみでなく、ここでの電力損失の低減が可能
になり、スイッチング電源装置の効率を高くすることが
できる。即ち、要求された入力電流波形改善及び力率改
善を達成できる範囲内において主インダクタＬ1 の電流
Ｉ_L1を小さく設定し、ここでの電力損失の低減を図るこ
とができる。補助充電回路３０も電力損失を有するが、
補助充電回路３０には平滑用コンデンサＣ1 の充電電流
が流れるのみであり、さほど大きな電流が流れないの
で、補助充電回路３０の電力損失はさほど大きくならな
い。従って、図９の回路は効率及び小型化の点で従来回
路よりも優れている。（２）図９の回路において、もし、主インダクタＬ1
を流れる平滑用コンデンサＣ1 を充電するための電流が
図１の回路と同一に設定されていると仮定すると、図９
の平滑用コンデンサＣ1 の電圧Ｖc1は、補助充電回路３
０による充電の分だけ図１の回路のそれよりも高くな
る。平滑用コンデンサＣ1 の電圧Ｖc1が高くなると、整
流出力電圧Ｖ4 のピーク値又はこの近傍で平滑用コンデ
ンサＣ1 に流れ込む電流のピークを抑制することがで
き、入力電流の高調波成分が低減する。（３）第２の充電用補助ダイオードＤ7 は補助充電回
路３０側から主インダクタＬ1 側への電流の逆流を阻止
する。このため主インダクタＬ1 の電流Ｉ_L1が低減さ
れ、ここでの電力損失が小さくなる。

【００６１】

【第６の実施形態】図１２に示す第６の実施形態のスイ
ッチング電源装置は、主インダクタＬ1 と１次巻線Ｎ1
との接続関係を変えた他は図９と同一に構成されてい
る。即ち、図１２の回路では、主インダクタＬ1 が逆流
阻止用ダイオードＤ5 を介して１次巻線Ｎ1 と主スイッ
チＱ1 との相互接続点に接続されている。図１２のトラ
ンス５ｃは、図９のトランス５ｂの１次巻線Ｎ１からタ
ップ１０を省いたものに相当する。図１２の回路におけ
る主インダクタＬ1 と１次巻線Ｎ1 との関係は図６の回
路におけるこれ等の関係と同一であるので、図１２の第
６の実施形態は、図９の第５の実施形態の効果と、図６
の第２の実施形態の効果との両方を有する。

【００６２】

【第７の実施形態】図１３に示す第７の実施形態のスイ
ッチング電源装置は、図９の回路における補助充電回路
３０を補助充電回路３０ａに変形し、この他は図９と同
一に構成したものである。図１３の補助充電回路３０ａ
では、第１の充電用補助ダイオードＤ6 が補助インダク
タＬ2 と充電用補助巻線Ｎ4 との間に接続され、充電用
補助コンデンサＣ2 が補助インダクタＬ2 と平滑用コン
デンサＣ1 との間に接続されている。図１３の補助充電
回路３０ａは、第１の充電用補助ダイオードＤ6 と充電
用補助コンデンサＣ2 との接続位置を変えた他は、図９
の補助充電回路３０と同一に形成されている。

【００６３】図１３のスイッチング電源装置の補助充電
回路３０ａ以外の部分の動作は、図９のスイッチング電
源装置と実質的に同一である。従って、図１３の回路に
おける力率改善及び波形改善に関する動作の説明を省略
する。

【００６４】図１３のスイッチング電源装置において、
主スイッチＱ1 のオン期間に充電用補助巻線Ｎ4 に発生
する電圧は第１の充電用補助ダイオードＤ6 を逆バイア
スする方向を有する。従って、主スイッチＱ1 のオン期
間には充電用補助コンデンサＣ2 を充電する電流が第１
の充電用補助ダイオードＤ6 を流れない。主スイッチＱ
1 のオフ期間には、第１の充電用補助ダイオードＤ6 を
順バイアスする方向の電圧が充電用補助巻線Ｎ4 に得ら
れるので、充電用補助巻線Ｎ4 と充電用補助コンデンサ
Ｃ2 と第１の充電用補助ダイオードＤ6 との閉回路が形
成され、充電用補助コンデンサＣ2 の充電電流が流れ
る。

【００６５】今、第２の充電用補助ダイオードＤ7 の電
圧降下を無視すると、補助インダクタＬ2 の入力側端子
と第２の整流出力導体４５との間の電圧は整流出力電圧
Ｖ4に一致し、補助インダクタＬ2 の出力側端子と第２
の整流出力導体４５との間の電圧は平滑用コンデンサＣ
1 の電圧Ｖc1から補助コンデンサＣ2 の電圧Ｖc2を引き
算した値Ｖc1−Ｖc2に相当する。従って、補助インダク
タＬ2 の電圧Ｖ_L2は、Ｖ_L2＝Ｖ4 −（Ｖc1−Ｖc2）＝Ｖ
4 −Ｖc1＋Ｖc2となる。補助インダクタＬ2 の電流Ｉ_L2
は、Ｖ4 −Ｖc1＋Ｖc2に基づいて流れ、この電流Ｉ_L2は
Ｖ4 ＋Ｖc2がＶc1よりも高い時のみ流れる。平滑用コン
デンサＣ1 は、図９の第５の実施形態と同様に主インダ
クタＬ1 を通る電流Ｉ_L1と補助インダクタＬ2 を通る電
流Ｉ_L2の両方で充電され、平滑用コンデンサＣ1 の電圧
Ｖc1は図１の回路のこれよりも高くなる。従って、図１
３の第７の実施形態によっても図９の第５の実施形態と
同様な効果を得ることができる。

【００６６】

【第８の実施形態】図１４に示す第８の実施形態のスイ
ッチング電源装置は、図１３の第７の実施形態の主イン
ダクタＬ1 と１次巻線Ｎ1 との接続関係を図１２の第６
の実施形態と同一に変形し、この他は図１３と同一に形
成したものである。即ち、図１４の第８の実施形態にお
いては、主インダクタＬ1 が逆流阻止用ダイオードＤ5
を介して１次巻線Ｎ1 と主スイッチＱ1 との相互接続点
に接続されている。従って、図１４の第８の実施形態
は、図１２の第６の実施形態及び図１３の第７の実施形
態と同様な効果を有する。

【００６７】

【第９の実施形態】図１５に示す第９の実施形態のスイ
ッチング電源装置は、図７の第３の実施形態の回路に図
９の第５の実施形態の補助充電回路３０と逆流阻止用ダ
イオードＤ5 と同一のものを付加し、この他は図７と同
一に形成したものである。図１５の補助充電回路３０は
図９の補助充電回路３０と同一に形成され、同様に動作
する。従って、図１５の第９の実施形態は、図７の第３
の実施形態の効果と図９の第５の実施形態の効果との両
方を有する。

【００６８】

【第１０の実施形態】図１６に示す第１０の実施形態の
スイッチング電源装置は、図１５の第９のスイッチング
電源装置の主インダクタＬ1 の接続箇所を変え、この他
は図１５の回路と同一に形成したものである。図１６に
おいては、主インダクタＬ1 が図１２の第６の実施形態
と同様に逆流阻止用ダイオードＤ5 を介して１次巻線Ｎ
1 と主スイッチＱ1 との相互接続点に接続されている。
図１６のトランス５ｃは、図１２のトランス５ｃと同様
に形成されている。

【００６９】図１６の第１０の実施形態の回路は、主回
路及び補助回路７が図８の第４の実施形態と同一であ
り、補助充電回路３０が図９の第５の実施形態と同一で
あるので、第４の実施形態の効果と第５の実施形態の効
果との両方を有する。

【００７０】

【第１１の実施形態】図１７に示す第１１の実施形態の
スイッチング電源装置は、図１５の第９の実施形態の補
助充電回路３０を補助充電回路３０ａに変形し、この他
は図１５と同一に形成したものである。図１７の補助充
電回路３０ａは、図１３の第７の実施形態の補助充電回
路３０ａと同一に形成され、同一に動作する。従って、
図１７の第１１の実施形態は、図１５の第９の実施形態
の効果と、図１３の第７の実施形態の効果との両方を有
する。

【００７１】

【第１２の実施形態】図１８の第１２の実施形態のスイ
ッチング電源装置は、図１７の実施形態の主インダクタ
Ｌ1 の接続箇所を変形し、この他は図１８と同一に形成
したものである。図１８の主インダクタＬ1 は図１６の
回路と同様に逆流阻止用ダイオードＤ5 を介して１次巻
線Ｎ1 と主スイッチＱ1 との相互接続点に接続されてい
る。従って、図１８のトランス５ｃの１次巻線Ｎ1 はタ
ップを有さない。

【００７２】図１８の第１２の実施形態は、図８の第４
の実施形態と同様な主回路及び補助回路７を有し、且つ
図１３の第７の実施形態と同様な補助充電回路３０ａを
有するので、第４の実施形態の効果と第７の実施形態の
効果との両方を有する。

【００７３】

【第１３の実施形態】図１９に示す第１３の実施形態の
スイッチング電源装置は、第７の実施形態を示す図１３
の補助充電回路３０ａを変形した補助充電回路３０ｂを
設け、この他は図１３と同一に形成したものである。図
１９の補助充電回路３０ｂは、図１３の補助充電回路３
０ａから充電用補助コンデンサＣ2 と補助インダクタＬ
2 と第１の充電用補助ダイオードＤ6 とを省いたものに
相当する。従って、図１９の補助充電回路３０ｂは充電
用補助巻線Ｎ4 と充電用補助ダイオードＤ7 とから成
る。充電用補助巻線Ｎ4 は補助ダイオードＤ7 を介して
補助整流出力導体４４と平滑用コンデンサＣ1 との間に
接続されており且つ漏れインダクタンスを有する。充電
用補助巻線Ｎ4 には主スイッチＱ1 のオフ期間に充電用
補助ダイオードＤ7を順方向バイアスする向きの電圧Ｖn
4が発生する。充電用補助ダイオードＤ7 の電流は、整
流出力電圧Ｖ4 と充電用補助巻線Ｎ4 の電圧Ｖn4との和
Ｖ4 ＋Ｖn4が平滑用コンデンサＣ1 の電圧Ｖc1よりも高
くなった時にのみ流れ、これが平滑用コンデンサＣ1 の
充電に使用される。

【００７４】図１９の第１３の実施形態は、図１３の補
助充電回路３０ａの補助インダクタＬ2 と補助コンデン
サＣ2 とによる平滑効果を得ることができない点を除い
て図１３の第７の実施形態と同一の効果を得ることがで
きる、また、図１９の第１３の実施形態によれば、補助
充電回路３０ｂの構成の簡略化及び小型化を図ることが
できる。

【００７５】なお、図１９において図１２及び図１４の
回路と同様に逆流阻止用ダイオードＤ5 のカソードを１
次巻線Ｎ1 のタップ１０に接続せずに、１次巻線Ｎ1 と
主スイッチＱ1 の相互接続点に接続することができる。
また、図１９の補助回路７を、図７に示す第３の実施形
態と同様に主スイッチＱ1に並列に接続することができ
る。要するに、図９、図１２、図１３、図１４、図１
５、図１６、図１７及び図１８の補助充電回路３０又は
３０ａを、図１９の補助充電回路３０ｂに置き換えるこ
とができる。

【００７６】

【第１４の実施形態】図２０に示す第１４の実施形態の
スイッチング電源装置は、変形された整流回路４ａと変
形された補助充電回路３０ｃを設け、この他は図９の第
５の実施形態と同一に形成したものである。

【００７７】図２０の整流回路４ａは、図９の整流回路
４と同様に第１〜第４のダイオードＤ1 〜Ｄ4 を有する
他に第５及び第６のダイオードＤ11、Ｄ12を有する。第
５のダイオードＤ11のアノードは第１の交流入力導体４
１に接続され、そのカソードは補助整流出力導体４４に
接続されている。第６のダイオードＤ12のアノードは第
２の交流入力導体４２に接続され、そのカソードは補助
整流出力導体４４に接続されている。従って、補助整流
出力導体４４には、第１及び第３のダイオードＤ1 、Ｄ
3 の整流出力が供給されず、この代りに第５及び第６の
ダイオードＤ11、Ｄ12の整流出力が供給される。第５及
び第６のダイオードＤ11、Ｄ12の電気的特性は第１及び
第３のダイオードＤ1 、Ｄ3 の電気的特性と実質的に同
一である。従って、補助整流出力導体４４と第２の整流
出力導体４５との間の電圧は、第１の整流出力導体４３
と第２の整流出力導体４５との間の電圧Ｖ4 と実質的に
同一である。

【００７８】補助充電回路３０ｃは、図９の補助充電回
路３０から第２の充電用補助ダイオードＤ7 を省いたも
のに相当する。整流回路４ａの第５及び第６のダイオー
ドＤ11、Ｄ12が逆流防止作用を有するので、第２の充電
用補助ダイオードＤ7 を省いても、補助充電回路３０ｃ
は図９の補助充電回路３０と同様に動作する。なお、図
２０の第５及び第６のダイオードＤ11、Ｄ12は主スイッ
チＱ1 のオン・オフによる補助インダクタＬ2 の電流変
化に応答することができる高周波ダイオードである。も
し、第５及び第６のダイオードＤ11、Ｄ12が低周波ダイ
オードの場合には、補助充電回路３０ｃに図９と同様に
第２の充電用補助ダイオードＤ7 を付加することが望ま
しい。

【００７９】図２０の整流回路４ａ及び補助充電回路３
０ｃは図９の整流回路４及び補助充電回路３０と実質的
に同一に動作するので、第１３の実施形態のスイッチン
グ電源装置は図９の第５の実施形態と同様な効果を有す
る。なお、図１２、図１３、図１４、図１５、図１６、
図１７、図１８及び図１９の整流回路４の代りに図２０
の整流回路４ａを使用することができる。

【００８０】

【変形例】本発明は上述の実施形態に限定されるもので
なく、例えば次の変形が可能なものである。（１）図９、図１２、図１３、図１４、図１５、図１
６、図１７及び図１８の実施形態の第２の充電用補助ダ
イオードＤ7 を省くことができる。第２の充電用補助ダ
イオードＤ7 を省いた場合には、図１０のｔ0 〜ｔ1 期
間、ｔ6 〜ｔ8期間、ｔ9 〜ｔ10期間にも図１０（Ｄ）
の交流入力電流Ｉacが流れる。（２）各実施形態において、第１の整流出力導体４３
と第２の整流出力導体４５との間にバイパス用コンデン
サを接続することができる。このバイパス用コンデンサ
は平滑用コンデンサＣ1 よりも十分に小さい容量の高周
波コンデンサとする。これにより、例えば図１の回路に
おいて、主スイッチＱ1 のオフ期間に主インダクタＬ1
と逆流阻止用ダイオードＤ5 と１次巻線Ｎ1 の第１の部
分Ｎ1aと平滑用コンデンサＣ1 と整流回路４との経路に
流れる電流を、整流回路４を通さないでバイパス用コン
デンサを通して流すことができる。この結果、整流回路
４のダイオードＤ1 〜Ｄ4 で発生するノイズを低減する
ことができる。（３）トランス５〜５ｃに２次巻線Ｎ2 を設ける代り
に周知の単巻トランス構成にすることができる。また、
１次巻線Ｎ1 と主スイッチＱ1 との相互接続点に整流平
滑回路を接続し、昇圧型スイッチング電源装置を構成す
ることができる。（４）逆流阻止用ダイオードＤ5 を第１の整流出力導
体４３と主インダクタＬ1 との間に移すことができる。
また逆流が問題にならない場合には逆流阻止用ダイオー
ドＤ5 を省くことができる。（５）主スイッチＱ1 をＦＥＴ以外のトランジスタ、
ＩＧＢＴ（絶縁ゲート型バイポーラトランジスタ）等の
半導体スイッチとすることができる。（６）主スイッチＱ1 のオン期間に２次側のダイオー
ドＤo が導通するフォワード型のスイッチング電源装置
にも本発明を適用することができる。（７）図１、図６、図９、図１２、図１３、図１４、
図１９及び図２０において、補助回路７の一端即ち３次
巻線Ｎ3の上端を点線で示すように１次巻線Ｎ１の任意
のタップ１０ａに接続することができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明に従う第１の実施形態のスイッチング電
源装置を示す回路図である。

【図２】図１の制御回路を詳しく示すブロック図であ
る。

【図３】図１の各部の電圧及び電流を概略的に示す波形
図である。

【図４】図１の各部の電圧及び電圧を概略的に示す波形
図である。

【図５】図２の各部の状態を示す波形図である。

【図６】第２の実施形態のスイッチング電源装置を示す
回路図である。

【図７】第３の実施形態のスイッチング電源装置を示す
回路図である。

【図８】第４の実施形態のスイッチング電源装置を示す
回路図である。

【図９】第５の実施形態のスイッチング電源装置を示す
回路図である。

【図１０】図９の各部の状態を示す波形図である。

【図１１】図９の各部の状態を示す波形図である。

【図１２】第６の実施形態のスイッチング電源装置を示
す回路図である。

【図１３】第７の実施形態のスイッチング電源装置を示
す回路図である。

【図１４】第８の実施形態のスイッチング電源装置を示
す回路図である。

【図１５】第９の実施形態のスイッチング電源装置を示
す回路図である。

【図１６】第１０の実施形態のスイッチング電源装置を
示す回路図である。

【図１７】第１１の実施形態のスイッチング電源装置を
示す回路図である。

【図１８】第１２の実施形態のスイッチング電源装置を
示す回路図である。

【図１９】第１３の実施形態のスイッチング電源装置を
示す回路図である。

【図２０】第１４の実施形態のスイッチング電源装置を
示す回路図である。

【符号の説明】

５〜５ｃトランス７補助回路３０、３０ａ、３０ｂ、３０ｃ補助充電回路Ｎ1 、Ｎ2、Ｎ3 、Ｎ4 １次、２次、３次及び４次巻
線Ｑ1 主スイッチＣ1 平滑用コンデンサＬ1 、Ｌ2 主及び補助インダクタＣ2 補助コンデンサＤa 、Ｄ6 、Ｄ7 補助ダイオード

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (56)参考文献特開平11−252924（ＪＰ，Ａ) 特開平８−154379（ＪＰ，Ａ) 特開平８−186982（ＪＰ，Ａ) 特開平８−294279（ＪＰ，Ａ) (58)調査した分野(Int.Cl.⁷，ＤＢ名) H02M 3/28 H02M 7/12 H02M 7/217

Claims

(57)【特許請求の範囲】

【請求項１】交流電源から供給された交流電圧を直流
電圧に変換するためのスイッチング電源装置であって、交流電圧を供給するための第１及び第２の交流入力端子
（１、２）と、前記第１及び第２の交流入力端子（１、２）に接続され
且つ第１及び第２の整流出力導体（４３、４５）を有し
ている整流回路（４又は４ａ）と、主巻線（Ｎ1 ）と前記主巻線（Ｎ1 ）に電磁結合された
補助巻線（Ｎ3 ）とを有するトランス（５又は５ａ又は
５ｂ又は５ｃ）と、前記主巻線（Ｎ1 ）の一端と前記第２の整流出力導体
（４５）との間に接続された平滑用コンデンサ（Ｃ1 ）
と、前記第１の整流出力導体（４３）に接続された一端と少
なくとも前記主巻線（Ｎ1 ）の一部を介して前記平滑用
コンデンサ（Ｃ1 ）に接続された他端とを有する主イン
ダクタ（Ｌ1 ）と、前記主巻線（Ｎ1 ）の他端と前記第２の整流出力導体
（４５）との間に接続された主スイッチ（Ｑ1 ）と、前記主スイッチ（Ｑ1 ）に並列に接続されたコンデンサ
又は寄生容量から成るソフトスイッチング用キャパシタ
ンス手段（Ｃq1）と、直流出力電圧を得るために前記トランス（５又は５ａ又
は５ｂ又は５ｃ）に接続された整流平滑回路（６）と、前記ソフトスイッチング用キャパシタンス手段（Ｃq1）
の放電を可能にするための電圧を前記主巻線（Ｎ1 ）に
発生させることが可能な電流を前記補助巻線（Ｎ3 ）に
供給するために、前記主巻線（Ｎ 1 ）を介さず且つ前記
補助巻線（Ｎ3）を介して前記平滑用コンデンサ（Ｃ1）
に対して並列に接続された補助スイッチ（Ｑ２）と、前記主スイッチ（Ｑ1 ）及び前記補助スイッチ（Ｑ2 ）
に接続され、且つ前記交流入力端子（１、２）に印加さ
れる交流電圧の周波数よりも高い繰返し周波数で前記主
スイッチ（Ｑ1 ）をオン・オフ制御する第１の機能と、
前記主スイッチ（Ｑ1 ）のターンオン時に前記主スイッ
チ（Ｑ1 ）をソフトスイッチングさせるために前記主ス
イッチ（Ｑ1 ）のオン制御の開始時点（ｔ2 ）よりも前
の時点（ｔ1 ）で前記補助スイッチ（Ｑ2 ）のオン制御
を開始し、前記主スイッチ（Ｑ1 ）のオン終了時点（ｔ
5 ) 又はこのオン終了時点（ｔ5 ）よりも前の時点（ｔ
4 〜ｔ5）で前記補助スイッチ（Ｑ2 ）のオン制御を終
了させる第２の機能とを有している制御回路（８）とを
備えたスイッチング電源装置。
【請求項２】交流電源から供給された交流電圧を直流
電圧に変換するためのスイッチング電源装置であって、交流電圧を供給するための第１及び第２の交流入力端子
（１、２）と、前記第１及び第２の交流入力端子（１、２）に接続され
且つ第１及び第２の整流出力導体（４３、４５）を有し
ている整流回路（４又は４ａ）と、主巻線（Ｎ 1 ）と前記主巻線（Ｎ 1 ）に電磁結合された
補助巻線（Ｎ 3 ）とを有するトランス（５又は５ａ又は
５ｂ又は５ｃ）と、前記主巻線（Ｎ 1 ）の一端と前記第２の整流出力導体
（４５）との間に接続された平滑用コンデンサ（Ｃ 1 ）
と、前記第１の整流出力導体（４３）に接続された一端と少
なくとも前記主巻線（Ｎ 1 ）の一部を介して前記平滑用
コンデンサ（Ｃ 1 ）に接続された他端とを有する主イン
ダクタ（Ｌ 1 ）と、前記主巻線（Ｎ 1 ）の他端と前記第２の整流出力導体
（４５）との間に接続された主スイッチ（Ｑ 1 ）と、前記主スイッチ（Ｑ 1 ）に並列に接続されたコンデンサ
又は寄生容量から成るソフトスイッチング用キャパシタ
ンス手段（Ｃ q1 ）と、直流出力電圧を得るために前記トランス（５又は５ａ又
は５ｂ又は５ｃ）に接続された整流平滑回路（６）と、前記ソフトスイッチング用キャパシタンス手段（Ｃ q1 ）
の放電を可能にするための電圧を前記主巻線（Ｎ 1 ）に
発生させることが可能な電流を前記補助巻線（Ｎ 3 ）に
供給するために、前記補助巻線（Ｎ 3 ）と前記主巻線
（Ｎ1 ）の一部とを介して前記平滑用コンデンサ（Ｃ
1）に対して並列に接続された補助スイッチ（Ｑ２）
と、前記主スイッチ（Ｑ 1 ）及び前記補助スイッチ（Ｑ 2 ）
に接続され、且つ前記交流入力端子（１、２）に印加さ
れる交流電圧の周波数よりも高い繰返し周波数で前記主
スイッチ（Ｑ 1 ）をオン・オフ制御する第１の機能と、
前記主スイッチ（Ｑ 1 ）のターンオン時に前記主スイッ
チ（Ｑ 1 ）をソフトスイッチングさせるために前記主ス
イッチ（Ｑ 1 ）のオン制御の開始時点（ｔ 2 ）よりも前
の時点（ｔ 1 ）で前記補助スイッチ（Ｑ 2 ）のオン制御
を開始し、前記主スイッチ（Ｑ 1 ）のオン終了時点（ｔ
5 ) 又はこのオン終了時点（ｔ 5 ）よりも前の時点（ｔ
4 〜ｔ 5 ）で前記補助スイッチ（Ｑ 2 ）のオン制御を終
了させる第２の機能とを有している制御回路（８）とを
備えたスイッチング電源装置。
【請求項３】更に、逆流を阻止するために前記補助巻
線（Ｎ3 ）及び前記補助スイッチ（Ｑ2 ）に対してそれ
ぞれ直列に接続された補助ダイオード（Ｄa ）を有して
いることを特徴とする請求項１又は２記載のスイッチン
グ電源装置。
【請求項４】更に、前記整流回路（４又は４ａ）から
前記第１の整流出力導体（４３）と実質的に同一の整流
電圧を出力するための補助整流出力導体（４４）と、前記平滑用コンデンサ（Ｃ1 ）を充電するための電圧を
得るために前記主巻線（Ｎ1 ）に電磁結合され且つ前記
補助整流出力導体（４４）と前記平滑用コンデンサ（Ｃ
1 ）の一端との間に接続された充電用補助巻線（Ｎ4）
とを有していることを特徴とする請求項１又は２記載の
スイッチング電源装置。
【請求項５】更に、前記補助整流出力導体（４４）にその一端が接続された
補助インダクタ（Ｌ2 ）と、前記補助インダクタ（Ｌ2 ）の他端と前記充電用補助巻
線（Ｎ4 ）との間に接続された充電用補助コンデンサ
（Ｃ2 ）と、前記充電用補助巻線（Ｎ4）と前記充電用補助コンデン
サ（Ｃ2 ）との直列回路に対して並列に接続された充電
用補助ダイオード（Ｄ6 ）とを有していることを特徴と
する請求項４記載のスイッチング電源装置。
【請求項６】更に、前記補助整流出力導体（４４）にその一端が接続された
補助インダクタ（Ｌ2 ）と、前記補助インダクタ（Ｌ2 ）の他端と前記充電用補助巻
線（Ｎ4）との間に接続された充電用補助ダイオード
（Ｄ6 ）と、前記充電用補助巻線（Ｎ4）と前記充電用補助ダイオー
ド（Ｄ6 ）との直列回路に対して並列に接続された充電
用補助コンデンサ（Ｃ2 ）とを有していることを特徴と
する請求項４記載のスイッチング電源装置。
【請求項７】更に、前記補助整流出力導体（４４）と
前記充電用補助巻線（Ｎ4）との間に接続された逆流阻
止用補助ダイオード（Ｄ7 ）を有していることを特徴と
する請求項４記載のスイッチング電源装置。
【請求項８】更に、前記補助インダクタ（Ｌ2 ）に直
列に接続された逆流阻止用ダイオード（Ｄ7 ）を有して
いることを特徴とする請求項５又は６記載のスイッチン
グ電源装置。
【請求項９】更に、前記主インダクタ（Ｌ1 ）に対し
て直列に接続された逆流阻止用ダイオード（Ｄ5 ）を有
していることを特徴とする請求項４記載のスイッチング
電源装置。
【請求項１０】前記整流回路（４）は、前記第１の交流入力端子（１）に接続された第１の電極
と前記第１の整流出力導体（４３）及び補助整流出力導
体（４４）にそれぞれ接続された第２の電極とを有する
第１のダイオード（Ｄ1 ）と、前記第２の整流出力導体（４５）に接続された第１の電
極と前記第１の交流入力端子（１）に接続された第２の
電極とを有する第２のダイオード（Ｄ2 ）と、前記第２の交流入力端子（２）に接続された第１の電極
と前記第１の整流出力導体（４３）及び前記補助整流出
力導体（４４）にそれぞれ接続された第２の電極とを有
する第３のダイオード（Ｄ3 ）と、前記第２の整流出力導体（４５）に接続された第１の電
極と前記第２の交流入力端子（２）に接続された第２の
電極とを有する第４のダイオード（Ｄ4 ）とから成るこ
とを特徴とする請求項４記載のスイッチング電源装置。
【請求項１１】前記整流回路（４）は、前記第１の交流入力端子（１）に接続された第１の電極
と前記第１の整流出力導体（４３）に接続された第２の
電極とを有する第１のダイオード（Ｄ1 ）と、前記第２の整流出力導体（４５）に接続された第１の電
極と前記第１の交流入力端子（１）に接続された第２の
電極とを有する第２のダイオード（Ｄ2 ）と、前記第２の交流入力端子（２）に接続された第１の電極
と前記第１の整流出力導体（４３）に接続された第２の
電極とを有する第３のダイオード（Ｄ3 ）と、前記第２の整流出力導体（４５）に接続された第１の電
極と前記第２の交流入力端子（２）に接続された第２の
電極とを有する第４のダイオード（Ｄ4 ）と、前記第１の交流入力端子（１）に接続された第１の電極
と前記補助整流出力導体（４４）に接続された第２の電
極とを有する第５のダイオード（Ｄ11）と、前記第２の交流入力端子（２）に接続された第１の電極
と前記補助整流出力導体（４４）に接続された第２の電
極とを有する第６のダイオード（Ｄ12）とから成ること
を特徴とする請求項４記載のスイッチング電源装置。
【請求項１２】前記主巻線（Ｎ1）はタップ（１０）
を有し、前記主インダクタ（Ｌ１）は前記第1の整流出
力導体（４３）と前記タップ（１０）との間に接続され
ていることを特徴とする請求項1乃至１１のいずれかに
記載のスイッチング電源装置。
【請求項１３】前記主インダクタ（Ｌ１）の一端は前
記第1の整流出力導体（４３）に接続され、前記主イン
ダクタ（Ｌ１）の他端は前記主巻線（Ｎ１）と前記主ス
イッチ（Ｑ１）との相互接続点に接続されていることを
特徴とする請求項1乃至１１のいずれかに記載のスイッ
チング電源装置。
【請求項１４】交流電源から供給された交流電圧を直
流電圧に変換するためのスイッチング電源装置であっ
て、交流電圧を供給するための第１及び第２の交流入力端子
（１、２）と、前記第１及び第２の交流入力端子（１、２）に接続され
且つ第１及び第２の整流出力導体（４３、４５）を有し
ている整流回路（４又は４ａ）と、主巻線（Ｎ 1 ）と前記主巻線（Ｎ 1 ）に電磁結合された
補助巻線（Ｎ 3 ）とを有するトランス（５又は５ａ又は
５ｂ又は５ｃ）と、前記主巻線（Ｎ 1 ）の一端と前記第２の整流出力導体
（４５）との間に接続された平滑用コンデンサ（Ｃ 1 ）
と、前記第１の整流出力導体（４３）に接続された一端と少
なくとも前記主巻線（Ｎ 1 ）の一部を介して前記平滑用
コンデンサ（Ｃ 1 ）に接続された他端とを有する主イン
ダクタ（Ｌ 1 ）と、前記主巻線（Ｎ 1 ）の他端と前記第２の整流出力導体
（４５）との間に接続された主スイッチ（Ｑ 1 ）と、前記主スイッチ（Ｑ 1 ）に並列に接続されたコンデンサ
又は寄生容量から成るソフトスイッチング用キャパシタ
ンス手段（Ｃ q1 ）と、直流出力電圧を得るために前記トランス（５又は５ａ又
は５ｂ又は５ｃ）に接続された整流平滑回路（６）と、前記ソフトスイッチング用キャパシタンス手段（Ｃ q1 ）
の放電を可能にするための電圧を前記主巻線（Ｎ 1 ）に
発生させることが可能な電流を前記補助巻線（Ｎ 3 ）に
供給するために、前記補助巻線（Ｎ 3 ）と前記主巻線
（Ｎ 1 ）の全部とを介して前記平滑用コンデンサ（Ｃ
1 ）に対して並列に接続された補助スイッチ（Ｑ２）
と、前記主スイッチ（Ｑ 1 ）及び前記補助スイッチ（Ｑ 2 ）
に接続され、且つ前記交流入力端子（１、２）に印加さ
れる交流電圧の周波数よりも高い繰返し周波数で前記主
スイッチ（Ｑ 1 ）をオン・オフ制御する第１の機能と、
前記主スイッチ（Ｑ 1 ）のターンオン時に前記主スイッ
チ（Ｑ 1 ）をソフトスイッチングさせるために前記主ス
イッチ（Ｑ 1 ）のオン制御の開始時点（ｔ 2 ）よりも前
の時点（ｔ 1 ）で前記補助スイッチ（Ｑ 2 ）のオン制御
を開始し、前記主スイッチ（Ｑ 1 ）のオン終了時点（ｔ
5 ）又はこのオン終了時点（ｔ 5 ）よりも前の時点
（ｔ 4 〜ｔ 5 ）で前記補助スイッチ（Ｑ 2 ）のオン制御
を終了させる第２の機能とを有している制御回路（８）
と、前記整流回路（４又は４ａ）から前記第１の整流出力導
体（４３）と実質的に同一の整流電圧を出力するための
補助整流出力導体（４４）と、前記平滑用コンデンサ（Ｃ 1 ）を充電するための電圧を
得るために前記主巻線（Ｎ 1 ）に電磁結合され且つ前記
補助整流出力導体（４４）と前記平滑用コンデンサ（Ｃ
1 ）の一端との間に接続された充電用補助巻線（Ｎ 4 ）
と、前記補助整流出力導体（４４）にその一端が接続された
補助インダクタ（Ｌ 2 ）と、前記補助インダクタ（Ｌ 2 ）の他端と前記充電用補助巻
線（Ｎ 4 ）との間に接続された充電用補助コンデンサ
（Ｃ 2 ）と、前記充電用補助巻線（Ｎ 4 ）と前記充電用補助コンデン
サ（Ｃ 2 ）との直列回路に対して並列に接続された充電
用補助ダイオード（Ｄ 6 ）とを備えたスイッチング電源
装置。
【請求項１５】交流電源から供給された交流電圧を直
流電圧に変換するためのスイッチング電源装置であっ
て、交流電圧を供給するための第１及び第２の交流入力端子
（１、２）と、前記第１及び第２の交流入力端子（１、２）に接続され
且つ第１及び第２の整流出力導体（４３、４５）を有し
ている整流回路（４又は４ａ）と、主巻線（Ｎ 1 ）と前記主巻線（Ｎ 1 ）に電磁結合された
補助巻線（Ｎ 3 ）とを有するトランス（５又は５ａ又は
５ｂ又は５ｃ）と、前記主巻線（Ｎ 1 ）の一端と前記第２の整流出力導体
（４５）との間に接続された平滑用コンデンサ（Ｃ 1 ）
と、前記第１の整流出力導体（４３）に接続された一端と少
なくとも前記主巻線（Ｎ 1 ）の一部を介して前記平滑用
コンデンサ（Ｃ 1 ）に接続された他端とを有する主イン
ダクタ（Ｌ 1 ）と、前記主巻線（Ｎ 1 ）の他端と前記第２の整流出力導体
（４５）との間に接続された主スイッチ（Ｑ 1 ）と、前記主スイッチ（Ｑ 1 ）に並列に接続されたコンデンサ
又は寄生容量から成るソフトスイッチング用キャパシタ
ンス手段（Ｃ q1 ）と、直流出力電圧を得るために前記トランス（５又は５ａ又
は５ｂ又は５ｃ）に接続された整流平滑回路（６）と、前記ソフトスイッチング用キャパシタンス手段（Ｃ q1 ）
の放電を可能にするための電圧を前記主巻線（Ｎ 1 ）に
発生させることが可能な電流を前記補助巻線（Ｎ 3 ）に
供給するために、前記補助巻線（Ｎ 3 ）と前記主巻線
（Ｎ 1 ）の全部とを介して前記平滑用コンデンサ（Ｃ
1 ）に対して並列に接続された補助スイッチ（Ｑ２）
と、前記主スイッチ（Ｑ 1 ）及び前記補助スイッチ（Ｑ 2 ）
に接続され、且つ前記交流入力端子（１、２）に印加さ
れる交流電圧の周波数よりも高い繰返し周波数で前記主
スイッチ（Ｑ 1 ）をオン・オフ制御する第１の機能と、
前記主スイッチ（Ｑ 1 ）のターンオン時に前記主スイッ
チ（Ｑ 1 ）をソフトスイッチングさせるために前記主ス
イッチ（Ｑ 1 ）のオン制御の開始時点（ｔ 2 ）よりも前
の時点（ｔ 1 ）で前記補助スイッチ（Ｑ 2 ）のオン制御
を開始し、前記主スイッチ（Ｑ 1 ）のオン終了時点（ｔ
5 ）又はこのオン終了時点（ｔ 5 ）よりも前の時点
（ｔ 4 〜ｔ 5 ）で前記補助スイッチ（Ｑ 2 ）のオン制御
を終了させる第２の機能とを有している制御回路（８）
と、前記整流回路（４又は４ａ）から前記第１の整流出力導
体（４３）と実質的に同一の整流電圧を出力するための
補助整流出力導体（４４）と、前記平滑用コンデンサ（Ｃ 1 ）を充電するための電圧を
得るために前記主巻線（Ｎ 1 ）に電磁結合され且つ前記
補助整流出力導体（４４）と前記平滑用コンデンサ（Ｃ
1 ）の一端との間に接続された充電用補助巻線（Ｎ 4 ）
と、前記補助整流出力導体（４４）にその一端が接続された
補助インダクタ（Ｌ 2 ）と、前記補助インダクタ（Ｌ 2 ）の他端と前記充電用補助巻
線（Ｎ 4 ）との間に接続された充電用補助ダイオード
（Ｄ 6 ）と、前記充電用補助巻線（Ｎ 4 ）と充電用補助ダイオード
（Ｄ 6 ）との直列回路に対して並列に接続された充電用
補助コンデンサ（Ｃ 2 ）とを備えたスイッチング電源
装置。