JP5581808B2 - 直流電源装置 - Google Patents
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Description
本発明は、直流電源装置に係り、特にＤＣ／ＤＣコンバータとＰＦＣ（Power Factor Correction：力率改善）回路を一つのスイッチング素子で制御するように構成した直流電源装置において、ＰＦＣ回路の平滑用コンデンサの軽負荷時における電圧上昇を抑制する技術に関する。
商用交流電源から整流平滑回路により直流電源に変換し、この直流電源をＤＣ／ＤＣコンバータにより所望の直流電圧に変換して出力する直流電源装置が従来から用いられている。商用交流電源から整流平滑回路により直流電源を得る際、正弦波交流電圧のピーク付近のみにおいて平滑用コンデンサに電流が流れるので、力率が悪化したり、高調波を発生して周辺に悪影響を与える。これを解決するため整流平滑回路にＰＦＣ回路を設けることがある。このとき、ＰＦＣ回路で使用するスイッチとＤＣ／ＤＣコンバータで使用するスイッチング素子を共用すると直流電源装置の小型化とコスト低減に有効である。ＰＦＣ回路とＤＣ／ＤＣコンバータで使用するスイッチング素子を共用したものに、例えば、特開２００２−２４７８４３号公報（特許文献１）や米国特許第５９９１１７２号（特許文献２）などを挙げることができる。
上記従来技術は、ＰＦＣ回路とＤＣ／ＤＣコンバータで使用するスイッチング素子とコントローラを一つに纏めることにより、小型化とコスト低減に有効であるが、ＤＣ／ＤＣコンバータの出力電圧しか安定に制御することができない。このため、ＤＣ／ＤＣコンバータの負荷が軽負荷の場合に、ＰＦＣ回路の平滑コンデンサの端子電圧が上昇してしまうという問題がある。図６はＤＣ／ＤＣコンバータの出力電力（負荷状態）を横軸、ＰＦＣ回路の平滑コンデンサの端子電圧を縦軸にとった特性を表わしたものである。ＤＣ／ＤＣコンバータの出力電力が少なくなる（軽負荷状態になる）とＰＦＣ回路の平滑コンデンサの端子電圧が上昇してくる様子がわかる。
平滑コンデンサは一般に電解コンデンサが使用され、固有の絶対定格電圧があり、平滑コンデンサにかけることのできる電圧には制限がある。ＤＣ／ＤＣコンバータの負荷が軽負荷のときＰＦＣ回路の平滑コンデンサの端子電圧が上昇する、というその原因がよくつかめなかったため、平滑コンデンサとして、従来は十分な耐圧定格のあるものとするか、２個あるいはそれ以上を直列接続するなどにより耐圧を確保しなければならなかった。あるいは過電圧保護回路を設けてコンデンサを過電圧から保護しなければならなかった。これらはコストアップを招き、また、実装の面でも装置を小型化する上で障害となっていた。
そこで、本発明者らは、鋭意、検討を進めた結果、軽負荷時はＰＦＣ回路のリアクトルが放出するエネルギーをトランスの二次側に効率よく伝達できないことが原因であることを突き止めた。すなわち、軽負荷時はスイッチング素子をＯＮ／ＯＦＦするＯＮパルス幅が狭くなるため、トランスの一次側巻線に存在する浮遊容量、あるいはトランスの一次側巻線にサージ電圧吸収用として接続されたスナバ回路のコンデンサを十分に充電できず、トランスの電圧が押さえ込まれてしまう。これによりＰＦＣ回路のリアクトルが放出するエネルギーをトランスの二次側に効率よく伝達できない。この現象を次に図７と図８を参照して説明する。
図７は、ＤＣ／ＤＣコンバータとＰＦＣ回路を一つのスイッチング素子で制御するように構成した従来技術の直流電源装置１００の回路構成を示したものである。図８は、直流電源装置１００の軽負荷時における動作を説明するための各部動作波形を示している。直流電源装置１００は、負荷が軽負荷であるため間欠発振動作をしており、ＰＦＣ回路の平滑コンデンサＣ１の端子電圧が上昇していく様子が示されている。
図７において、直流電源装置１００は、ＤＣ／ＤＣコンバータ動作をする平滑コンデンサＣ１、トランスＴ１、スイッチング素子Ｑ１、ダイオードＤ２、平滑コンデンサＣ２と、ＰＦＣ動作をするリアクトルＬ１、逆流防止用ダイオードとしての高速リカバリダイオードＤ１、スイッチング素子Ｑ１を備えている。ここでスイッチング素子Ｑ１は、ＤＣ／ＤＣコンバータ部とＰＦＣ部に共用されている。また、ＤＣ／ＤＣコンバータ部はフライバックコンバータとして動作する。トランスＴ１の電圧極性はフライバックコンバータとして動作するように図中●印で示したようになっている。
スイッチング素子Ｑ１がＯＮ／ＯＦＦ動作すると、トランスＴ１の一次巻線Ｎ１の２つの巻線Ｎ１ａ（第１の一次巻線）、Ｎ１ｂ（第２の一次巻線）が接続されたタップ部にはスイッチング素子Ｑ１のＯＮ／ＯＦＦに応じて高周波の電圧変化が発生する。この電圧変化によりリアクトルＬ１には高周波電流が流れ、この電流の振幅は商用交流電源Ｖｓの電圧振幅に応じて変化するので、力率が改善されたＰＦＣ動作が達成される。
直流電源装置１００の回路構成を図７を参照して説明する。ダイオードがブリッジ構成された整流回路ＲＣ１には商用交流電源Ｖｓが接続され、整流回路ＲＣ１の正極側出力端子と負極側出力端子間には平滑コンデンサＣ１よりも容量の小さいバイパスコンデンサＣ３が接続されている。整流回路ＲＣ１の正極側出力端子とバイパスコンデンサＣ３の一方の端子が接続された接続点にはリアクトルＬ１の一方の端子が接続され、リアクトルＬ１の他方の端子には高速リカバリダイオードＤ１のアノード端子が接続されている。また、高速リカバリダイオードＤ１のカソード端子は、トランスＴ１の一次巻線Ｎ１のタップ部に接続されている。トランスＴ１の一次巻線Ｎ１は２つの巻線Ｎ１ａ（第１の一次巻線）、Ｎ１ｂ（第２の一次巻線）から構成され、第１の一次巻線Ｎ１ａの他方の端子と第２の一次巻線Ｎ１ｂの一方の端子（図中●印側）の接続点が上記タップ部となる。第１の一次巻線Ｎ１ａの一方の端子（図中●印側）は平滑コンデンサＣ１の一方の端子（正極側）に接続され、また、平滑コンデンサＣ１の他方の端子（負極側）は、整流回路ＲＣ１の負極側出力端子とバイパスコンデンサＣ３の他方の端子が接続された接続点に接続されている。第２の一次巻線Ｎ１ｂの他方の端子はスイッチング素子Ｑ１のドレイン端子に接続され、スイッチング素子Ｑ１のソース端子は、整流回路ＲＣ１の負極出力端子、バイパスコンデンサＣ３の他方の端子、及び平滑コンデンサＣ１の他方の端子が接続された接続点に接続されている。
トランスＴ１の二次巻線Ｎ２の他方の端子はダイオードＤ２のアノード端子に接続され、ダイオードＤ２のカソード端子は平滑コンデンサＣ２の一方の端子（正極側）に接続されている。また、トランスＴ１の二次巻線Ｎ２の一方の端子（図中●印側）は平滑コンデンサＣ２の他方の端子（負極側）に接続されている。平滑コンデンサＣ２の一方及び他方の端子は、それぞれ直流電源装置１００の正極側出力端子Ａ及び負極側出力端子Ｂとなる。直流電源装置１００の正極側出力端子Ａ及び負極側出力端子Ｂ間の電圧は、制御回路ＣＴＬ５に入力され、目標の電圧になるようにスイッチング素子Ｑ１をＯＮ／ＯＦＦするパルス信号が、制御回路ＣＴＬ５からスイッチング素子Ｑ１のゲート端子に出力される。
図８に示した各波形は、上からそれぞれ、整流回路ＲＣ１の正極側出力電圧Ｖｉｎ（＝バイパスコンデンサＣ３の電圧Ｖｃ３）、スイッチング素子Ｑ１のドレイン・ソース間電圧Ｖｄｓ、平滑コンデンサＣ１の電圧Ｖｃ１、リアクトルＬ１の電流ＩＬ１、平滑コンデンサＣ１の電流ＩＣ１、スイッチング素子Ｑ１のドレイン電流ＩＱ１、ダイオードＤ２の電流ＩＤ２、直流電源装置１００の出力電圧Ｖｏ（＝平滑コンデンサＣ２の電圧ＶＣ２）を示している。最下段に示したｔ１〜ｔ１８は時刻を示している。
（〜ｔ０）
整流回路ＲＣ１の正極側出力電圧Ｖｉｎ（＝バイパスコンデンサＣ３の電圧Ｖｃ３）は、ＤＣ／ＤＣコンバータに負荷が軽負荷であるため消費電力は少なく、略一定になっている。時刻ｔ０において、出力電圧Ｖｏは定格電圧より低いスイッチング動作再開電圧まで低下し、制御回路ＣＴＬ５はスイッチング素子Ｑ１へＯＮ／ＯＦＦ制御を促すゲート信号を出力する。
整流回路ＲＣ１の正極側出力電圧Ｖｉｎ（＝バイパスコンデンサＣ３の電圧Ｖｃ３）は、ＤＣ／ＤＣコンバータに負荷が軽負荷であるため消費電力は少なく、略一定になっている。時刻ｔ０において、出力電圧Ｖｏは定格電圧より低いスイッチング動作再開電圧まで低下し、制御回路ＣＴＬ５はスイッチング素子Ｑ１へＯＮ／ＯＦＦ制御を促すゲート信号を出力する。
（ｔ０〜ｔ１）
時刻ｔ０でスイッチング素子Ｑ１がオンすると、スイッチング素子Ｑ１のドレイン・ソース間電圧Ｖｄｓの電圧波形は図８に示すように略０Ｖになり、平滑コンデンサＣ１は、トランスＴ１の第１の一次巻線Ｎ１ａ、第２の一次巻線Ｎ１ｂを介して放電される（放電電流はＩＣ１）。そのため、平滑コンデンサＣ１の電圧ＶＣ１は時刻ｔ０〜ｔ１にかけて低下する。また、時刻ｔ０〜ｔ１にかけてリアクトルＬ１の電流ＩＬ１は、トランスＴ１の第２の一次巻線Ｎ１ｂとスイッチング素子Ｑ１を介して流れ、０Ａから上昇する。このとき、スイッチング素子Ｑ１のドレイン電流ＩＱ１には、平滑コンデンサＣ１の放電電流ＩＣ１とリアクトルＬ１からの電流ＩＬ１の和の電流が流れる。
時刻ｔ０でスイッチング素子Ｑ１がオンすると、スイッチング素子Ｑ１のドレイン・ソース間電圧Ｖｄｓの電圧波形は図８に示すように略０Ｖになり、平滑コンデンサＣ１は、トランスＴ１の第１の一次巻線Ｎ１ａ、第２の一次巻線Ｎ１ｂを介して放電される（放電電流はＩＣ１）。そのため、平滑コンデンサＣ１の電圧ＶＣ１は時刻ｔ０〜ｔ１にかけて低下する。また、時刻ｔ０〜ｔ１にかけてリアクトルＬ１の電流ＩＬ１は、トランスＴ１の第２の一次巻線Ｎ１ｂとスイッチング素子Ｑ１を介して流れ、０Ａから上昇する。このとき、スイッチング素子Ｑ１のドレイン電流ＩＱ１には、平滑コンデンサＣ１の放電電流ＩＣ１とリアクトルＬ１からの電流ＩＬ１の和の電流が流れる。
（ｔ１〜ｔ２）
時刻ｔ１〜ｔ２において、スイッチング素子Ｑ１がＯＦＦ信号によりオフすると、リアクトルＬ１に蓄積された磁気エネルギーによりトランスＴ１の第１の一次巻線Ｎ１ａを介して平滑コンデンサＣ１が充電される。このとき、第１の一次巻線Ｎ１ａに印加される電圧により、二次巻線Ｎ２の電圧は巻数比分の電圧を発生するが、出力電圧Ｖｏ（＝平滑コンデンサＣ２の電圧ＶＣ２）を超えないためダイオードＤ２はオフのままであり、二次側にある平滑コンデンサＣ２は二次巻線Ｎ２の電圧で充電されるに至らない。
時刻ｔ１〜ｔ２において、スイッチング素子Ｑ１がＯＦＦ信号によりオフすると、リアクトルＬ１に蓄積された磁気エネルギーによりトランスＴ１の第１の一次巻線Ｎ１ａを介して平滑コンデンサＣ１が充電される。このとき、第１の一次巻線Ｎ１ａに印加される電圧により、二次巻線Ｎ２の電圧は巻数比分の電圧を発生するが、出力電圧Ｖｏ（＝平滑コンデンサＣ２の電圧ＶＣ２）を超えないためダイオードＤ２はオフのままであり、二次側にある平滑コンデンサＣ２は二次巻線Ｎ２の電圧で充電されるに至らない。
（ｔ２〜ｔ６）
以降、時刻ｔ２から時刻ｔ６まで同様に動作する。このとき、平滑コンデンサＣ１の電圧は充放電を繰り返し、図８のように徐々に上昇していく。また、トランスＴ１の巻線間に存在する浮遊容量（あるいはスナバ回路のコンデンサＣ５（浮遊容量は不図示、スナバ回路はコンデンサＣ５と抵抗Ｒ１で簡易に記載してある））も充放電が繰り返されその電圧が徐々に上昇していく。しかしながら、トランスＴ１の巻線間に存在する浮遊容量（あるいはスナバ回路のコンデンサＣ５）にはトランスＴ１の巻線が並列接続されているので、平滑コンデンサＣ１に比べ放電し易くなっている。このため、トランスＴ１の巻線間に存在する浮遊容量（あるいはスナバ回路のコンデンサＣ５）の電圧は、平滑コンデンサＣ１の電圧に比べて遅れて上昇していく。負荷が軽負荷ほどスイッチング素子Ｑ１のＯＮ期間が短くなりトランスＴ１の巻線間に存在する浮遊容量（あるいはスナバ回路のコンデンサＣ５）の充電期間が短くなるので、トランスＴ１の巻線間に存在する浮遊容量（あるいはスナバ回路のコンデンサＣ５）は軽負荷では充電されにくくて放電し易くなる。軽負荷ほど充電するときのパルス幅が狭くなるのでこの遅れる傾向は強くなる。これにより、制御回路ＣＴＬ５からのＯＮパルスがスイッチング素子Ｑ１のゲートに供給されてからトランスＴ１の二次電圧が出力電圧Ｖｏまで立ち上がるのに要する時間が長くかかり、この間に平滑コンデンサＣ１の電圧はより多く上昇することになる。
以降、時刻ｔ２から時刻ｔ６まで同様に動作する。このとき、平滑コンデンサＣ１の電圧は充放電を繰り返し、図８のように徐々に上昇していく。また、トランスＴ１の巻線間に存在する浮遊容量（あるいはスナバ回路のコンデンサＣ５（浮遊容量は不図示、スナバ回路はコンデンサＣ５と抵抗Ｒ１で簡易に記載してある））も充放電が繰り返されその電圧が徐々に上昇していく。しかしながら、トランスＴ１の巻線間に存在する浮遊容量（あるいはスナバ回路のコンデンサＣ５）にはトランスＴ１の巻線が並列接続されているので、平滑コンデンサＣ１に比べ放電し易くなっている。このため、トランスＴ１の巻線間に存在する浮遊容量（あるいはスナバ回路のコンデンサＣ５）の電圧は、平滑コンデンサＣ１の電圧に比べて遅れて上昇していく。負荷が軽負荷ほどスイッチング素子Ｑ１のＯＮ期間が短くなりトランスＴ１の巻線間に存在する浮遊容量（あるいはスナバ回路のコンデンサＣ５）の充電期間が短くなるので、トランスＴ１の巻線間に存在する浮遊容量（あるいはスナバ回路のコンデンサＣ５）は軽負荷では充電されにくくて放電し易くなる。軽負荷ほど充電するときのパルス幅が狭くなるのでこの遅れる傾向は強くなる。これにより、制御回路ＣＴＬ５からのＯＮパルスがスイッチング素子Ｑ１のゲートに供給されてからトランスＴ１の二次電圧が出力電圧Ｖｏまで立ち上がるのに要する時間が長くかかり、この間に平滑コンデンサＣ１の電圧はより多く上昇することになる。
（ｔ７〜ｔ９）
時刻ｔ７から時刻ｔ９の中間の時刻ｔ８でダイオードＤ２に電流が流れ始めている。これは、時刻ｔ８に達したとき、トランスＴ１の巻線間に存在する浮遊容量（あるいはスナバ回路のコンデンサＣ５）の電圧が充電されていき、二次巻線Ｎ２に発生する電圧が平滑コンデンサＣ２を充電できる電圧ＶＣ２まで立ち上がったことを示しており、トランスＴ１の二次巻線Ｎ２の発生する電圧で、時刻ｔ８〜ｔ９の期間はダイオードＤ２を介して平滑コンデンサＣ２が充電される。なお、時刻ｔ０〜ｔ８はトランスＴ１の二次巻線Ｎ２により平滑コンデンサＣ２の充電がなされないので、出力電圧Ｖｏ（平滑コンデンサＣ２の電圧ＶＣ２）は低下し続けている。
時刻ｔ７から時刻ｔ９の中間の時刻ｔ８でダイオードＤ２に電流が流れ始めている。これは、時刻ｔ８に達したとき、トランスＴ１の巻線間に存在する浮遊容量（あるいはスナバ回路のコンデンサＣ５）の電圧が充電されていき、二次巻線Ｎ２に発生する電圧が平滑コンデンサＣ２を充電できる電圧ＶＣ２まで立ち上がったことを示しており、トランスＴ１の二次巻線Ｎ２の発生する電圧で、時刻ｔ８〜ｔ９の期間はダイオードＤ２を介して平滑コンデンサＣ２が充電される。なお、時刻ｔ０〜ｔ８はトランスＴ１の二次巻線Ｎ２により平滑コンデンサＣ２の充電がなされないので、出力電圧Ｖｏ（平滑コンデンサＣ２の電圧ＶＣ２）は低下し続けている。
（ｔ９〜ｔ１０）
時刻ｔ９でスイッチング素子Ｑ１がオンすると、スイッチング素子Ｑ１のドレイン・ソース間電圧Ｖｄｓの電圧波形は図８に示すように略０Ｖになり、平滑コンデンサＣ１の電圧ＶＣ１は、トランスＴ１の第１の一次巻線Ｎ１ａ、第２の一次巻線Ｎ１ｂを介して放電される（放電電流はＩＣ１）ため、時刻ｔ９〜ｔ１０にかけて低下する。また、時刻ｔ９〜ｔ１０にかけてリアクトルＬ１の電流ＩＬ１は、トランスＴ１の第２の一次巻線Ｎ１ｂとスイッチング素子Ｑ１を介して流れ、０Ａから上昇する。このとき、スイッチング素子Ｑ１のドレイン電流ＩＱ１には、平滑コンデンサＣ１の放電電流ＩＣ１とリアクトルＬ１からの電流ＩＬ１の和の電流が流れる。
時刻ｔ９でスイッチング素子Ｑ１がオンすると、スイッチング素子Ｑ１のドレイン・ソース間電圧Ｖｄｓの電圧波形は図８に示すように略０Ｖになり、平滑コンデンサＣ１の電圧ＶＣ１は、トランスＴ１の第１の一次巻線Ｎ１ａ、第２の一次巻線Ｎ１ｂを介して放電される（放電電流はＩＣ１）ため、時刻ｔ９〜ｔ１０にかけて低下する。また、時刻ｔ９〜ｔ１０にかけてリアクトルＬ１の電流ＩＬ１は、トランスＴ１の第２の一次巻線Ｎ１ｂとスイッチング素子Ｑ１を介して流れ、０Ａから上昇する。このとき、スイッチング素子Ｑ１のドレイン電流ＩＱ１には、平滑コンデンサＣ１の放電電流ＩＣ１とリアクトルＬ１からの電流ＩＬ１の和の電流が流れる。
（ｔ１０〜ｔ１１）
時刻ｔ１０において、スイッチング素子Ｑ１がＯＦＦ信号によりオフすると、リアクトルＬ１に蓄積された磁気エネルギーによりトランスＴ１の第１の一次巻線Ｎ１ａを介して平滑コンデンサＣ１が充電される。このとき、第１の一次巻線Ｎ１ａに印加される電圧により、二次巻線Ｎ２の電圧は巻数比分の電圧を発生する。このとき二次巻線Ｎ２の電圧は既に電圧ＶＣ２まで立ち上がっているので、ダイオードＤ２はオンし、時刻ｔ１０〜ｔ１１において平滑コンデンサＣ２は二次巻線Ｎ２の電圧で充電される。
時刻ｔ１０において、スイッチング素子Ｑ１がＯＦＦ信号によりオフすると、リアクトルＬ１に蓄積された磁気エネルギーによりトランスＴ１の第１の一次巻線Ｎ１ａを介して平滑コンデンサＣ１が充電される。このとき、第１の一次巻線Ｎ１ａに印加される電圧により、二次巻線Ｎ２の電圧は巻数比分の電圧を発生する。このとき二次巻線Ｎ２の電圧は既に電圧ＶＣ２まで立ち上がっているので、ダイオードＤ２はオンし、時刻ｔ１０〜ｔ１１において平滑コンデンサＣ２は二次巻線Ｎ２の電圧で充電される。
（ｔ１１〜ｔ１５）
以降、時刻ｔ１１から時刻ｔ１５まで同様に動作する。このとき、平滑コンデンサＣ１の電圧は、充放電を繰り返して変動するが、時刻ｔ０〜ｔ８のときと比べるとトランスＴ１の二次側にエネルギーが伝達されている分だけ充電量が少なく放電量が多くなっているので、図８のように徐々に低下していく。また、平滑コンデンサＣ２の電圧ＶＣ２（＝出力電圧Ｖｏ）は、トランスＴ１の二次電圧により充電されることにより徐々に上昇していく。上記時刻ｔ８から時刻ｔ１５までの期間は、ＰＦＣ回路のリアクトルが放出する磁気エネルギーはトランスＴ１の二次側に伝達される。
以降、時刻ｔ１１から時刻ｔ１５まで同様に動作する。このとき、平滑コンデンサＣ１の電圧は、充放電を繰り返して変動するが、時刻ｔ０〜ｔ８のときと比べるとトランスＴ１の二次側にエネルギーが伝達されている分だけ充電量が少なく放電量が多くなっているので、図８のように徐々に低下していく。また、平滑コンデンサＣ２の電圧ＶＣ２（＝出力電圧Ｖｏ）は、トランスＴ１の二次電圧により充電されることにより徐々に上昇していく。上記時刻ｔ８から時刻ｔ１５までの期間は、ＰＦＣ回路のリアクトルが放出する磁気エネルギーはトランスＴ１の二次側に伝達される。
（ｔ１５〜ｔ１６）
時刻ｔ１５において、出力電圧Ｖｏが目標の定格電圧まで上昇すると、これを制御回路ＣＴＬ５が検出し、制御回路ＣＴＬ５からスイッチング素子Ｑ１にＯＦＦ信号が出力される。これによりスイッチング素子Ｑ１は時刻ｔ１６まで停止状態を保つ。このときの平滑コンデンサＣ１の電圧は時刻ｔ０のときの電圧よりも上昇している。また、このとき平滑コンデンサＣ１の電荷を放電する回路がないので、電圧ＶＣ１は略一定の電圧に維持される。これに対し、トランスＴ１の巻線間に存在する浮遊容量（あるいはスナバ回路のコンデンサＣ５）の電荷はトランスＴ１の巻線を通して放電される。したがって、時刻ｔ０〜ｔ８で説明したと同様に、スイッチング素子Ｑ１のスイッチングが再開されても、直ちにはトランスＴ１の二次巻線Ｎ２の電圧は立ち上がらない状態となる。
時刻ｔ１５において、出力電圧Ｖｏが目標の定格電圧まで上昇すると、これを制御回路ＣＴＬ５が検出し、制御回路ＣＴＬ５からスイッチング素子Ｑ１にＯＦＦ信号が出力される。これによりスイッチング素子Ｑ１は時刻ｔ１６まで停止状態を保つ。このときの平滑コンデンサＣ１の電圧は時刻ｔ０のときの電圧よりも上昇している。また、このとき平滑コンデンサＣ１の電荷を放電する回路がないので、電圧ＶＣ１は略一定の電圧に維持される。これに対し、トランスＴ１の巻線間に存在する浮遊容量（あるいはスナバ回路のコンデンサＣ５）の電荷はトランスＴ１の巻線を通して放電される。したがって、時刻ｔ０〜ｔ８で説明したと同様に、スイッチング素子Ｑ１のスイッチングが再開されても、直ちにはトランスＴ１の二次巻線Ｎ２の電圧は立ち上がらない状態となる。
（ｔ１６〜ｔ１７）
次に、時刻ｔ１６になると、出力電圧Ｖｏがスイッチング動作再開電圧まで降下し、これを制御回路ＣＴＬ５が検出し、制御回路ＣＴＬ５は時刻ｔ０と同様にスイッチング素子Ｑ１へＯＮ／ＯＦＦ制御を促すゲート信号を出力する。これにより、スイッチング動作が開始される。しかしながら、時刻ｔ１５〜ｔ１６においてトランスＴ１の巻線間に存在する浮遊容量（あるいはスナバ回路のコンデンサＣ５）の電荷は放電しているので、時刻ｔ１７までは上記時刻ｔ０〜ｔ８と同様の理由により、平滑コンデンサＣ２はトランスＴ１の二次巻線Ｎ２に発生する電圧により充電されるまでに至らない。時刻ｔ１６〜ｔ１７の期間が時刻ｔ０〜ｔ８と同程度の期間とすると、平滑コンデンサＣ１の電圧は時刻ｔ１６を起点に略時刻ｔ０〜ｔ８で上昇した電圧分だけ上昇するので、平滑コンデンサＣ１の電圧は時刻ｔ８時点より更に上昇することになる。
次に、時刻ｔ１６になると、出力電圧Ｖｏがスイッチング動作再開電圧まで降下し、これを制御回路ＣＴＬ５が検出し、制御回路ＣＴＬ５は時刻ｔ０と同様にスイッチング素子Ｑ１へＯＮ／ＯＦＦ制御を促すゲート信号を出力する。これにより、スイッチング動作が開始される。しかしながら、時刻ｔ１５〜ｔ１６においてトランスＴ１の巻線間に存在する浮遊容量（あるいはスナバ回路のコンデンサＣ５）の電荷は放電しているので、時刻ｔ１７までは上記時刻ｔ０〜ｔ８と同様の理由により、平滑コンデンサＣ２はトランスＴ１の二次巻線Ｎ２に発生する電圧により充電されるまでに至らない。時刻ｔ１６〜ｔ１７の期間が時刻ｔ０〜ｔ８と同程度の期間とすると、平滑コンデンサＣ１の電圧は時刻ｔ１６を起点に略時刻ｔ０〜ｔ８で上昇した電圧分だけ上昇するので、平滑コンデンサＣ１の電圧は時刻ｔ８時点より更に上昇することになる。
（ｔ１７〜ｔ１８）
時刻ｔ１７でダイオードＤ２に電流が流れ始めている。これは、時刻ｔ８と同様に、トランスＴ１の巻線間に存在する浮遊容量（あるいはスナバ回路のコンデンサＣ５）の電圧が充電されていき、二次巻線Ｎ２に発生する電圧が平滑コンデンサＣ２を充電できる電圧ＶＣ２まで立ち上がったことを示している。したがって時刻ｔ１７〜時刻ｔ１８の期間は、先の時刻ｔ８〜ｔ１５の期間と同様に動作する。時刻ｔ１８でスイッチング動作が停止したとき、時刻ｔ１５で平滑コンデンサＣ１の電圧が時刻ｔ０時点より上昇したと同様に、時刻ｔ１６時点より更に上昇する。
時刻ｔ１７でダイオードＤ２に電流が流れ始めている。これは、時刻ｔ８と同様に、トランスＴ１の巻線間に存在する浮遊容量（あるいはスナバ回路のコンデンサＣ５）の電圧が充電されていき、二次巻線Ｎ２に発生する電圧が平滑コンデンサＣ２を充電できる電圧ＶＣ２まで立ち上がったことを示している。したがって時刻ｔ１７〜時刻ｔ１８の期間は、先の時刻ｔ８〜ｔ１５の期間と同様に動作する。時刻ｔ１８でスイッチング動作が停止したとき、時刻ｔ１５で平滑コンデンサＣ１の電圧が時刻ｔ０時点より上昇したと同様に、時刻ｔ１６時点より更に上昇する。
（ｔ１８〜）
時刻ｔ１８以降、同様の動作を繰り返し、平滑コンデンサＣ１の電圧は上昇していくが、リアクトルＬ１から放出される磁気エネルギーとトランスＴ１の二次側から出力されるエネルギーが拮抗するまで上昇するとバランスして上昇は停止する。このように、出力電圧Ｖｏは制御回路ＣＴＬ５により制御されて定格電圧で安定するが、平滑コンデンサＣ１の電圧は制御回路ＣＴＬ５で制御されておらず、スイッチング開始当初よりも高い電圧まで上昇してしまう。
時刻ｔ１８以降、同様の動作を繰り返し、平滑コンデンサＣ１の電圧は上昇していくが、リアクトルＬ１から放出される磁気エネルギーとトランスＴ１の二次側から出力されるエネルギーが拮抗するまで上昇するとバランスして上昇は停止する。このように、出力電圧Ｖｏは制御回路ＣＴＬ５により制御されて定格電圧で安定するが、平滑コンデンサＣ１の電圧は制御回路ＣＴＬ５で制御されておらず、スイッチング開始当初よりも高い電圧まで上昇してしまう。
このように、平滑コンデンサＣ１の電圧は不安定であり、軽負荷時にコンデンサの耐圧を超える虞があった。そこで従来は十分な耐圧定格のあるものとするか、２個あるいはそれ以上を直列接続するなどにより耐圧を確保しなければならなかった。あるいは過電圧保護回路を設けてコンデンサを過電圧から保護しなければならなかった。これらはコストアップを招き、また、実装の面でも装置を小型化する上で障害となっていた。
本発明の目的は、上記問題点に鑑み、従来技術の問題を解決し、ＰＦＣ回路で使用するスイッチとＤＣ／ＤＣコンバータで使用するスイッチング素子を共用する直流電源装置において、ＤＣ／ＤＣコンバータが軽負荷の場合に、ＰＦＣ回路の平滑コンデンサの端子電圧の上昇を抑制することのできる直流電源装置を提供することにある。
本発明の直流装置は、交流電源から得たエネルギーを直流のエネルギーに変換する直流電源装置において、前記交流電源の交流電圧を直流電圧に変換する整流器と、第１の一次巻線と第２の一次巻線の接続点にタップを有する一次巻線、及び二次巻線を有するトランスと、前記第１の一次巻線の前記タップとは反対側の端子に正極側端子が接続され、負極側端子が前記整流器の負極側出力端子に接続された一次側平滑コンデンサと、前記第２の一次巻線の前記タップとは反対側の端子と前記整流器の負極側出力端子との間にドレイン端子とソース端子が接続された第１スイッチング素子と、前記整流器の正極側出力端子と前記トランスの前記タップとの間に直列接続されたリアクトル及び逆流防止用ダイオードと、前記トランスの二次巻線に接続された整流ダイオードと二次側平滑コンデンサで構成される直流平滑回路と、出力の軽負荷状態を検知し前記一次側平滑コンデンサの電圧上昇を抑制するように前記一次側平滑コンデンサの電荷を放電する放電手段と、を備えたことを特徴とする。
また、本発明の直流電源装置は、前記放電手段が、前記第１スイッチング素子をＯＮ／ＯＦＦ制御する制御回路の電源へ前記一次側平滑コンデンサの電荷を供給するように構成されたことを特徴とする。
また、本発明の直流電源装置は、前記放電手段が、前記第１の一次巻線と前記一次側平滑コンデンサの正極側端子が接続された接続点と前記制御回路の電源端子との間にドレイン端子及びソース端子が接続された第２スイッチング素子と、前記第２スイッチング素子のドレイン端子とゲート端子間に接続された抵抗と、前記第２スイッチング素子のゲート端子と前記整流器の負極側出力端子との間にドレイン端子及びソース端子が接続された第３スイッチング素子と、前記第３スイッチング素子のゲート端子にＯＮ／ＯＦＦ信号を出力する制御回路と、を備え、前記制御回路が、当該制御回路の電源電圧低下を検出し、前記電源電圧低下を検出した場合には前記第３スイッチング素子にＯＦＦ信号を出力するように構成されたことを特徴とする。
また、本発明の直流電源装置は、交流電源から得たエネルギーを直流のエネルギーに変換する直流電源装置において、前記交流電源の交流電圧を直流電圧に変換する整流器と、第１の一次巻線と第２の一次巻線の接続点にタップを有する一次巻線、及び二次巻線を有するトランスと、前記第１の一次巻線の前記タップとは反対側の端子に正極側端子が接続され、負極側端子が前記整流器の負極側出力端子に接続された一次側平滑コンデンサと、前記第２の一次巻線の前記タップとは反対側の端子と前記整流器の負極側出力端子との間にドレイン端子とソース端子が接続された第１スイッチング素子と、前記整流器の正極側出力端子と前記トランスの前記タップとの間に直列接続されたリアクトル及び逆流防止用ダイオードと、前記トランスの二次巻線に接続された整流ダイオードと二次側平滑コンデンサで構成される直流平滑回路と、出力の軽負荷状態を検知し、前記リアクトルの電磁エネルギーの一部を前記第２の一次巻線を介して、前記第１スイッチング素子をＯＮ／ＯＦＦ制御する制御回路の電源に供給する電磁エネルギー供給手段と、を備えたことを特徴とする。
また、本発明の直流電源装置は、前記電磁エネルギー放出手段が、前記第２の一次巻線と前記第１スイッチング素子のドレイン端子が接続された接続点と前記制御回路の電源端子との間にドレイン端子及びソース端子が接続された第２スイッチング素子と、前記第２スイッチング素子のドレイン端子とゲート端子間に接続された抵抗と、前記第２スイッチング素子のゲート端子と前記整流器の負極側出力端子との間にドレイン端子及びソース端子が接続された第３スイッチング素子と、前記第３スイッチング素子のゲート端子にＯＮ／ＯＦＦ信号を出力する制御回路と、を備え、前記制御回路が、当該制御回路の電源電圧低下を検出し、前記電源電圧低下を検出した場合は前記第３スイッチング素子にＯＦＦ信号を出力するように構成されたことを特徴とする。
また、本発明の直流電源装置は、交流電源から得たエネルギーを直流のエネルギーに変換する直流電源装置において、前記交流電源の交流電圧を直流電圧に変換する整流器と、第１の一次巻線と第２の一次巻線の接続点にタップを有する一次巻線、及び二次巻線を有するトランスと、前記第１の一次巻線の前記タップとは反対側の端子に正極側端子が接続され、負極側端子が前記整流器の負極側出力端子に接続された一次側平滑コンデンサと、前記第２の一次巻線の前記タップとは反対側の端子と前記整流器の負極側出力端子との間にドレイン端子とソース端子が接続された第１スイッチング素子と、前記整流器の正極側出力端子と前記トランスの前記タップとの間に直列接続されたリアクトル及び逆流防止用ダイオードと、前記トランスの二次巻線に接続された整流ダイオードと二次側平滑コンデンサで構成される直流平滑回路と、前記リアクトルの電磁エネルギーの一部を前記リアクトルに設けられた補助巻線によりダイオードを介して、前記第１スイッチング素子をＯＮ／ＯＦＦ制御する制御回路の電源に供給する電磁エネルギー供給手段と、を備えたことを特徴とする。
また、本発明の直流電源装置は、前記電磁エネルギー供給手段が、前記整流器の負極側出力端子と前記制御回路の電源との間に前記リアクトルの前記補助巻線と前記ダイオードが直列接続され、前記制御回路の電源電圧が低下することにより、前記補助巻線から前記ダイオードを介して前記制御回路の電源に電流が流れるように構成されていることを特徴とする。
また、本発明の直流電源装置は、交流電源から得たエネルギーを直流のエネルギーに変換する直流電源装置において、前記交流電源の交流電圧を直流電圧に変換する整流器と、第１の一次巻線と第２の一次巻線の接続点にタップを有する一次巻線、及び二次巻線を有するトランスと、前記第１の一次巻線の前記タップとは反対側の端子に正極側端子が接続され、負極側端子が前記整流器の負極側出力端子に接続された一次側平滑コンデンサと、前記第２の一次巻線の前記タップとは反対側の端子と前記整流器の負極側出力端子との間にドレイン端子とソース端子が接続された第１スイッチング素子と、前記整流器の正極側出力端子と前記トランスの前記タップとの間に直列接続されたリアクトル及び逆流防止用ダイオードと、前記トランスの二次巻線に接続された整流ダイオードと二次側平滑コンデンサで構成される直流平滑回路と、前記第１スイッチング素子にＯＮ／ＯＦＦ信号を出力して所定の電圧に出力電圧を制御する制御回路と、軽負荷時に同一出力電圧に対し検出電圧を大きくして前記制御回路にフィードバック信号を出力する出力電圧検出回路と、を備え、軽負荷時に出力電圧を下げるように動作させることを特徴とする。
また、本発明の直流電源装置は、ＰＦＣ回路で使用するスイッチとＤＣ／ＤＣコンバータで使用するスイッチング素子を共用した直流電源装置において、一次側平滑コンデンサに蓄えられた電荷を、軽負荷時において前記スイッチング素子を制御する制御回路の電源に供給することにより、前記一次側平滑コンデンサの電圧上昇を抑制する電圧抑制手段を備えたことを特徴とする。
また、本発明の直流電源装置は、ＰＦＣ回路で使用するスイッチとＤＣ／ＤＣコンバータで使用するスイッチング素子を共用した直流電源装置において、前記ＰＦＣ回路のリアクトルから放出される磁気エネルギーを、軽負荷時にはトランスの一次巻線の第２の巻線を介して前記スイッチング素子を制御する制御回路の電源にも供給して、一次側平滑コンデンサの充電量を抑制するようにした電圧抑制手段を備えたことを特徴とする。
また、本発明の直流電源装置は、ＰＦＣ回路で使用するスイッチとＤＣ／ＤＣコンバータで使用するスイッチング素子を共用した直流電源装置において、前記ＰＦＣ回路のリアクトルに主巻線と補助巻線を設け、軽負荷時に前記スイッチング素子を制御する制御回路の電源電圧が低下すると前記補助巻線からダイオードを介して前記制御回路の電源にリアクトルの磁気エネルギーを供給するようにした電圧抑制手段を備えたことを特徴とする。
また、本発明の直流電源装置は、ＰＦＣ回路で使用するスイッチとＤＣ／ＤＣコンバータで使用するスイッチング素子を共用した直流電源装置において、軽負荷時に出力電圧を下げるように前記ＤＣ／ＤＣコンバータを制御し、一次側平滑コンデンサの充電量を抑制するようにした電圧抑制手段を備えたことを特徴とする。
また、本発明の直流電源装置は、前記放電手段が、前記第１スイッチング素子をＯＮ／ＯＦＦ制御する制御回路の電源へ前記一次側平滑コンデンサの電荷を供給するように構成されたことを特徴とする。
また、本発明の直流電源装置は、前記放電手段が、前記第１の一次巻線と前記一次側平滑コンデンサの正極側端子が接続された接続点と前記制御回路の電源端子との間にドレイン端子及びソース端子が接続された第２スイッチング素子と、前記第２スイッチング素子のドレイン端子とゲート端子間に接続された抵抗と、前記第２スイッチング素子のゲート端子と前記整流器の負極側出力端子との間にドレイン端子及びソース端子が接続された第３スイッチング素子と、前記第３スイッチング素子のゲート端子にＯＮ／ＯＦＦ信号を出力する制御回路と、を備え、前記制御回路が、当該制御回路の電源電圧低下を検出し、前記電源電圧低下を検出した場合には前記第３スイッチング素子にＯＦＦ信号を出力するように構成されたことを特徴とする。
また、本発明の直流電源装置は、交流電源から得たエネルギーを直流のエネルギーに変換する直流電源装置において、前記交流電源の交流電圧を直流電圧に変換する整流器と、第１の一次巻線と第２の一次巻線の接続点にタップを有する一次巻線、及び二次巻線を有するトランスと、前記第１の一次巻線の前記タップとは反対側の端子に正極側端子が接続され、負極側端子が前記整流器の負極側出力端子に接続された一次側平滑コンデンサと、前記第２の一次巻線の前記タップとは反対側の端子と前記整流器の負極側出力端子との間にドレイン端子とソース端子が接続された第１スイッチング素子と、前記整流器の正極側出力端子と前記トランスの前記タップとの間に直列接続されたリアクトル及び逆流防止用ダイオードと、前記トランスの二次巻線に接続された整流ダイオードと二次側平滑コンデンサで構成される直流平滑回路と、出力の軽負荷状態を検知し、前記リアクトルの電磁エネルギーの一部を前記第２の一次巻線を介して、前記第１スイッチング素子をＯＮ／ＯＦＦ制御する制御回路の電源に供給する電磁エネルギー供給手段と、を備えたことを特徴とする。
また、本発明の直流電源装置は、前記電磁エネルギー放出手段が、前記第２の一次巻線と前記第１スイッチング素子のドレイン端子が接続された接続点と前記制御回路の電源端子との間にドレイン端子及びソース端子が接続された第２スイッチング素子と、前記第２スイッチング素子のドレイン端子とゲート端子間に接続された抵抗と、前記第２スイッチング素子のゲート端子と前記整流器の負極側出力端子との間にドレイン端子及びソース端子が接続された第３スイッチング素子と、前記第３スイッチング素子のゲート端子にＯＮ／ＯＦＦ信号を出力する制御回路と、を備え、前記制御回路が、当該制御回路の電源電圧低下を検出し、前記電源電圧低下を検出した場合は前記第３スイッチング素子にＯＦＦ信号を出力するように構成されたことを特徴とする。
また、本発明の直流電源装置は、交流電源から得たエネルギーを直流のエネルギーに変換する直流電源装置において、前記交流電源の交流電圧を直流電圧に変換する整流器と、第１の一次巻線と第２の一次巻線の接続点にタップを有する一次巻線、及び二次巻線を有するトランスと、前記第１の一次巻線の前記タップとは反対側の端子に正極側端子が接続され、負極側端子が前記整流器の負極側出力端子に接続された一次側平滑コンデンサと、前記第２の一次巻線の前記タップとは反対側の端子と前記整流器の負極側出力端子との間にドレイン端子とソース端子が接続された第１スイッチング素子と、前記整流器の正極側出力端子と前記トランスの前記タップとの間に直列接続されたリアクトル及び逆流防止用ダイオードと、前記トランスの二次巻線に接続された整流ダイオードと二次側平滑コンデンサで構成される直流平滑回路と、前記リアクトルの電磁エネルギーの一部を前記リアクトルに設けられた補助巻線によりダイオードを介して、前記第１スイッチング素子をＯＮ／ＯＦＦ制御する制御回路の電源に供給する電磁エネルギー供給手段と、を備えたことを特徴とする。
また、本発明の直流電源装置は、前記電磁エネルギー供給手段が、前記整流器の負極側出力端子と前記制御回路の電源との間に前記リアクトルの前記補助巻線と前記ダイオードが直列接続され、前記制御回路の電源電圧が低下することにより、前記補助巻線から前記ダイオードを介して前記制御回路の電源に電流が流れるように構成されていることを特徴とする。
また、本発明の直流電源装置は、交流電源から得たエネルギーを直流のエネルギーに変換する直流電源装置において、前記交流電源の交流電圧を直流電圧に変換する整流器と、第１の一次巻線と第２の一次巻線の接続点にタップを有する一次巻線、及び二次巻線を有するトランスと、前記第１の一次巻線の前記タップとは反対側の端子に正極側端子が接続され、負極側端子が前記整流器の負極側出力端子に接続された一次側平滑コンデンサと、前記第２の一次巻線の前記タップとは反対側の端子と前記整流器の負極側出力端子との間にドレイン端子とソース端子が接続された第１スイッチング素子と、前記整流器の正極側出力端子と前記トランスの前記タップとの間に直列接続されたリアクトル及び逆流防止用ダイオードと、前記トランスの二次巻線に接続された整流ダイオードと二次側平滑コンデンサで構成される直流平滑回路と、前記第１スイッチング素子にＯＮ／ＯＦＦ信号を出力して所定の電圧に出力電圧を制御する制御回路と、軽負荷時に同一出力電圧に対し検出電圧を大きくして前記制御回路にフィードバック信号を出力する出力電圧検出回路と、を備え、軽負荷時に出力電圧を下げるように動作させることを特徴とする。
また、本発明の直流電源装置は、ＰＦＣ回路で使用するスイッチとＤＣ／ＤＣコンバータで使用するスイッチング素子を共用した直流電源装置において、一次側平滑コンデンサに蓄えられた電荷を、軽負荷時において前記スイッチング素子を制御する制御回路の電源に供給することにより、前記一次側平滑コンデンサの電圧上昇を抑制する電圧抑制手段を備えたことを特徴とする。
また、本発明の直流電源装置は、ＰＦＣ回路で使用するスイッチとＤＣ／ＤＣコンバータで使用するスイッチング素子を共用した直流電源装置において、前記ＰＦＣ回路のリアクトルから放出される磁気エネルギーを、軽負荷時にはトランスの一次巻線の第２の巻線を介して前記スイッチング素子を制御する制御回路の電源にも供給して、一次側平滑コンデンサの充電量を抑制するようにした電圧抑制手段を備えたことを特徴とする。
また、本発明の直流電源装置は、ＰＦＣ回路で使用するスイッチとＤＣ／ＤＣコンバータで使用するスイッチング素子を共用した直流電源装置において、前記ＰＦＣ回路のリアクトルに主巻線と補助巻線を設け、軽負荷時に前記スイッチング素子を制御する制御回路の電源電圧が低下すると前記補助巻線からダイオードを介して前記制御回路の電源にリアクトルの磁気エネルギーを供給するようにした電圧抑制手段を備えたことを特徴とする。
また、本発明の直流電源装置は、ＰＦＣ回路で使用するスイッチとＤＣ／ＤＣコンバータで使用するスイッチング素子を共用した直流電源装置において、軽負荷時に出力電圧を下げるように前記ＤＣ／ＤＣコンバータを制御し、一次側平滑コンデンサの充電量を抑制するようにした電圧抑制手段を備えたことを特徴とする。
本発明によれば、ＰＦＣ回路で使用するスイッチとＤＣ／ＤＣコンバータで使用するスイッチング素子を共用する直流電源装置において、ＤＣ／ＤＣコンバータが軽負荷の場合に、ＰＦＣ回路の平滑コンデンサの端子電圧の上昇を抑制することのできる。
次に、本発明の実施形態を、図面を参照して具体的に説明する。本発明の実施形態で示した直流電源装置は、ＰＦＣ回路で使用するスイッチとＤＣ／ＤＣコンバータで使用するスイッチング素子を共用した直流電源装置であり、軽負荷時にＰＦＣ回路の平滑コンデンサの電圧上昇を抑制する電圧抑制手段を備えている。
図１に示した実施形態１の直流電源装置１は、電圧抑制手段として、平滑コンデンサＣ１に蓄えられた電荷を、軽負荷時において制御回路ＣＴＬ１の電源に供給することにより、平滑コンデンサＣ１の電圧上昇を抑制するものである。
また、図３に示した実施形態２の直流電源装置２は、電圧抑制手段として、ＰＦＣ回路のリアクトルＬ１から放出される磁気エネルギーを軽負荷時にはトランスＴ１の一次巻線の他方の巻線を介して制御回路ＣＴＬ２の電源にも供給して、平滑コンデンサＣ１の充電量を抑制するようにしたものである。
また、図４に示した実施形態３の直流電源装置３は、電圧抑制手段として、ＰＦＣ回路のリアクトルＬ２に主巻線Ｐと補助巻線Ｓを設け、主巻線ＰをリアクトルＬ１と同様に利用すると共に、軽負荷時に制御回路ＣＴＬ３の電源電圧が低下すると補助巻線ＳからダイオードＤ４を介して制御回路ＣＴＬ３の電源にリアクトルＬ２の磁気エネルギーを供給するようにしたものである。
また、図５に示した実施形態４の直流電源装置４は、軽負荷時に出力電圧を下げるようにＤＣ／ＤＣコンバータを制御し、これにより図８で示した時刻ｔ０〜ｔ８の期間（時刻ｔ１６〜ｔ１７の期間）を短くし、平滑コンデンサＣ１の充電量を抑制するようにしたものである。
図１に示した実施形態１の直流電源装置１は、電圧抑制手段として、平滑コンデンサＣ１に蓄えられた電荷を、軽負荷時において制御回路ＣＴＬ１の電源に供給することにより、平滑コンデンサＣ１の電圧上昇を抑制するものである。
また、図３に示した実施形態２の直流電源装置２は、電圧抑制手段として、ＰＦＣ回路のリアクトルＬ１から放出される磁気エネルギーを軽負荷時にはトランスＴ１の一次巻線の他方の巻線を介して制御回路ＣＴＬ２の電源にも供給して、平滑コンデンサＣ１の充電量を抑制するようにしたものである。
また、図４に示した実施形態３の直流電源装置３は、電圧抑制手段として、ＰＦＣ回路のリアクトルＬ２に主巻線Ｐと補助巻線Ｓを設け、主巻線ＰをリアクトルＬ１と同様に利用すると共に、軽負荷時に制御回路ＣＴＬ３の電源電圧が低下すると補助巻線ＳからダイオードＤ４を介して制御回路ＣＴＬ３の電源にリアクトルＬ２の磁気エネルギーを供給するようにしたものである。
また、図５に示した実施形態４の直流電源装置４は、軽負荷時に出力電圧を下げるようにＤＣ／ＤＣコンバータを制御し、これにより図８で示した時刻ｔ０〜ｔ８の期間（時刻ｔ１６〜ｔ１７の期間）を短くし、平滑コンデンサＣ１の充電量を抑制するようにしたものである。
（実施形態１）
図１に、本発明による実施形態１の直流電源装置１の回路構成を示す。この直流電源装置１は、図７に示した従来技術の直流電源装置１００に対し、平滑コンデンサＣ１の電荷を制御回路ＣＴＬ１の電源Ｖｃｃに供給する回路（スイッチング素子Ｑ２、Ｑ３、抵抗Ｒ２）を設け、軽負荷時に制御回路ＣＴＬ１からのＯＮ／ＯＦＦ信号によりスイッチング素子Ｑ２、Ｑ３を制御している点が異なっている。このスイッチング素子Ｑ２、Ｑ３、抵抗Ｒ２は、制御回路の起動回路を兼ねた回路となっている。なお、トランスＴ１の補助巻線Ｎ３、ダイオードＤ３、平滑コンデンサＣ４などは、図７では省略されているが図１では省略せずに記載している。また、図７で記載され、図１で省略されているバイパスコンデンサＣ３、あるいは特許文献１に記載された高周波成分除去用コンデンサ、商用交流電源Ｖｓと整流回路ＲＣ１の間に設けられたフィルタなどは必要に応じて設けることができる。
図１に、本発明による実施形態１の直流電源装置１の回路構成を示す。この直流電源装置１は、図７に示した従来技術の直流電源装置１００に対し、平滑コンデンサＣ１の電荷を制御回路ＣＴＬ１の電源Ｖｃｃに供給する回路（スイッチング素子Ｑ２、Ｑ３、抵抗Ｒ２）を設け、軽負荷時に制御回路ＣＴＬ１からのＯＮ／ＯＦＦ信号によりスイッチング素子Ｑ２、Ｑ３を制御している点が異なっている。このスイッチング素子Ｑ２、Ｑ３、抵抗Ｒ２は、制御回路の起動回路を兼ねた回路となっている。なお、トランスＴ１の補助巻線Ｎ３、ダイオードＤ３、平滑コンデンサＣ４などは、図７では省略されているが図１では省略せずに記載している。また、図７で記載され、図１で省略されているバイパスコンデンサＣ３、あるいは特許文献１に記載された高周波成分除去用コンデンサ、商用交流電源Ｖｓと整流回路ＲＣ１の間に設けられたフィルタなどは必要に応じて設けることができる。
図１を参照して、直流電源装置１の回路構成を説明する。ダイオードがブリッジ構成された整流回路ＲＣ１が商用交流電源Ｖｓに接続され、整流回路ＲＣ１の正極側出力端子（電圧Ｖｉｎ）にはリアクトルＬ１の一方の端子が接続され、リアクトルＬ１の他方の端子には高速リカバリダイオードＤ１のアノード端子が接続されている。また、高速リカバリダイオードＤ１のカソード端子は、トランスＴ１の一次巻線Ｎ１のタップ部に接続されている。トランスＴ１の一次巻線Ｎ１は２つの巻線Ｎ１ａ（第１の一次巻線）、Ｎ１ｂ（第２の一次巻線）から構成され、これら第１の一次巻線Ｎ１ａの他方の端子と第２の一次巻線Ｎ１ｂの一方の端子（図中●印側）の接続点が上記タップ部となる。第１の一次巻線Ｎ１ａの一方の端子（図中●印側）は平滑コンデンサＣ１の一方の端子（正極側）に接続され、また、平滑コンデンサＣ１の他方の端子（負極側）は、整流回路ＲＣ１の負極側出力端子（ＧＮＤ）に接続されている。第２の一次巻線Ｎ１ｂの他方の端子はスイッチング素子Ｑ１のドレイン端子に接続され、スイッチング素子Ｑ１のソース端子は、整流回路ＲＣ１の負極側出力端子及び平滑コンデンサＣ１の他方の端子が接続された接続点に接続されている。トランスＴ１の一次巻線の電圧極性は図中●印で示したようになっている。
トランスＴ１の二次巻線Ｎ２の他方の端子はダイオードＤ２のアノード端子に接続され、ダイオードＤ２のカソード端子は平滑コンデンサＣ２の一方の端子（正極側）に接続されている。また、トランスＴ１の二次巻線Ｎ２の一方の端子（図中●印側）は平滑コンデンサＣ２の他方の端子（負極側）に接続されている。トランスＴ１の電圧極性はフライバックコンバータとして動作するように図中●印で示したようになっている。平滑コンデンサＣ２の一方及び他方の端子は、それぞれ直流電源装置１の正極側出力端子Ａ及び負極側出力端子Ｂとなる。直流電源装置１の正極側出力端子Ａ及び負極側出力端子Ｂ間の電圧は、正極側出力端子Ａ及び負極側出力端子Ｂ間に接続された出力電圧検出回路ＤＴＣにより検出され、この検出信号は制御回路ＣＴＬ１にフィードバック信号ＦＢとして入力される。そして、制御回路ＣＴＬ１において設定された三角波電圧とフィードバック信号ＦＢが比較され、出力電圧Ｖｏ（＝平滑コンデンサＣ２の電圧ＶＣ２）が所望の目標の電圧になるようにスイッチング素子をＯＮ／ＯＦＦするパルス信号が、制御回路ＣＴＬ１のＯＵＴ端子からスイッチング素子Ｑ１のゲート端子に出力される。出力電圧Ｖｏの調整は、出力電圧検出回路ＤＴＣに入力される出力電圧コントロール信号ｖｃによりフィードバック信号ＦＢの大きさを変えて行うことができる。
トランスＴ１には制御回路ＣＴＬ１の電源用に補助巻線Ｎ３が設けられ、この補助巻線Ｎ３の電圧はダイオードＤ３と平滑コンデンサＣ４により整流されて平滑され、制御回路ＣＴＬ１の電源Ｖｃｃとして供給される。トランスＴ１の一次巻線Ｎ１と補助巻線Ｎ３の電圧極性は図中●印で示したようになっている。
平滑コンデンサＣ１には、制御回路ＣＴＬ１の起動回路を兼ねると共に、軽負荷時に平滑コンデンサＣ１の電荷を制御回路ＣＴＬ１の電源Ｖｃｃに供給する回路（スイッチング素子Ｑ２、Ｑ３、抵抗Ｒ２）が並列に設けられている。すなわち、平滑コンデンサＣ１の一方の端子（正極側）にスイッチング素子Ｑ２（例えばＦＥＴ）のドレイン端子が接続され、スイッチング素子Ｑ２のソース端子が制御回路ＣＴＬ１の電源Ｖｃｃ端子に接続されている。また、スイッチング素子Ｑ２のゲート端子にスイッチング素子Ｑ３のドレイン端子が接続され、スイッチング素子Ｑ３のソース端子がＧＮＤに接続されている。また、スイッチング素子Ｑ２のゲート・ドレイン間には抵抗Ｒ２が接続されている。また、スイッチング素子Ｑ３のゲート端子は制御回路ＣＴＬ１のＯＮ／ＯＦＦ信号出力端子に接続されている。
制御回路ＣＴＬ１の電源Ｖｃｃの電圧が低くなると、これを制御回路ＣＴＬ１が検知し、制御回路ＣＴＬ１のＯＮ／ＯＦＦ信号出力端子からスイッチング素子Ｑ３をオフする信号が出力されてスイッチング素子Ｑ３がオフし、これによりスイッチング素子Ｑ２はオンされ、制御回路ＣＴＬ１の電源Ｖｃｃに平滑コンデンサＣ１から電力が供給される。すなわち、直流電源装置１の出力が軽負荷状態になるか、出力電圧コントロール信号ｖｃにより出力電圧が下げられると、スイッチング素子Ｑ１のＯＮ時間が短くなるので、トランスＴ１の補助巻線Ｎ３に現れる電圧波形の平均値が低下し、電源Ｖｃｃの電圧が下がる。電源Ｖｃｃの電圧低下が制御回路ＣＴＬ１により検知されると、制御回路ＣＴＬ１のＯＮ／ＯＦＦ信号出力端子からスイッチング素子Ｑ３をオフする信号が出力されてスイッチング素子Ｑ３がオフし、これによりスイッチング素子Ｑ２はオンされ、平滑コンデンサＣ１の電荷が放電される。これによって、平滑コンデンサＣ１の電圧を下げることができる。
図２はＤＣ／ＤＣコンバータの出力電力（負荷状態）を横軸、ＰＦＣ回路の平滑コンデンサの端子電圧を縦軸にとった特性を表わしたものである。特性曲線のうち、実線の特性曲線は、本発明による実施形態１の直流電源装置１による特性であり、点線の特性曲線は、従来回路による直流電源装置１００の特性である。本発明によると軽負荷時にＰＦＣ回路の平滑コンデンサＣ１の端子電圧が、従来回路に比べ低く抑えられている様子がわかる。
本実施形態１は、起動回路を兼ねた回路により、軽負荷時の平滑コンデンサＣ１の電圧上昇を抑制することができるので、回路構成が簡単になる効果がある。また、本実施形態ではリアクトルＬ１から放出される磁気エネルギーの一部を制御回路ＣＴＬ１の電源の電力として利用することができるので、単に平滑コンデンサＣ１の電圧上昇分のエネルギーを抵抗で消費させるものに比べ直流電源装置としての効率を向上させることができる。また、平滑コンデンサＣ１の電圧が下がるので、耐圧の低いコンデンサが使え、平滑コンデンサのコストダウンと信頼性の向上が図れる。また、制御回路ＣＴＬ１の電源ＶｃｃをトランスＴ１の補助巻線Ｎ３の電圧を整流して得ている場合、直流電源装置１の出力が軽負荷状態になるか、出力電圧コントロール信号ｖｃにより出力電圧が下げられると、電源Ｖｃｃが低下するが、本実施形態１によれば平滑コンデンサＣ１から電力が供給されるので、制御回路ＣＴＬ１の電源Ｖｃｃの低下を防止できる。
（実施形態２）
図３に、本発明による実施形態２の直流電源装置２の回路構成を示す。この直流電源装置２は、図１に示した実施形態１の直流電源装置１がスイッチング素子Ｑ２のドレイン端子を平滑コンデンサＣ１の一方の端子（正極端子）に接続しているのに対し、トランスＴ１の第２の一次巻線Ｎ１ｂの他方の端子とスイッチング素子Ｑ１のドレイン端子が接続された接続点にスイッチング素子Ｑ２のドレイン端子を接続している点が異なる。その他の構成は実施形態１と同じであるので、構成についての詳細説明は省略する。
図３に、本発明による実施形態２の直流電源装置２の回路構成を示す。この直流電源装置２は、図１に示した実施形態１の直流電源装置１がスイッチング素子Ｑ２のドレイン端子を平滑コンデンサＣ１の一方の端子（正極端子）に接続しているのに対し、トランスＴ１の第２の一次巻線Ｎ１ｂの他方の端子とスイッチング素子Ｑ１のドレイン端子が接続された接続点にスイッチング素子Ｑ２のドレイン端子を接続している点が異なる。その他の構成は実施形態１と同じであるので、構成についての詳細説明は省略する。
本実施形態２では、実施形態１のように平滑コンデンサＣ１に蓄えられたエネルギーを制御回路ＣＴＬ１の電源Ｖｃｃに供給するのではなく、リアクトルＬ１から放出される電磁エネルギーの一部をトランスＴ１の第２の一次巻線Ｎ１ｂを介して制御回路ＣＴＬ２の電源Ｖｃｃに供給するようにしたものである。本実施形態２でも、実施形態１と同様に、制御回路ＣＴＬ２の電源Ｖｃｃの電圧が低くなると、これを制御回路ＣＴＬ２が検知し、制御回路ＣＴＬ２のＯＮ／ＯＦＦ信号出力端子からスイッチング素子Ｑ３をオフする信号が出力されてスイッチング素子Ｑ３がオフし、これによりスイッチング素子Ｑ２はオンされ、制御回路ＣＴＬ２の電源Ｖｃｃに平滑コンデンサＣ１から電力が供給される。
すなわち、直流電源装置２の出力が軽負荷状態になるか、出力電圧コントロール信号ｖｃにより出力電圧が下げられると、スイッチング素子Ｑ１のＯＮ時間が短くなるので、トランスＴ１の補助巻線Ｎ３に現れる電圧波形の平均値が低下し、電源Ｖｃｃの電圧が下がる。電源Ｖｃｃの電圧低下が制御回路ＣＴＬ２により検知されると、制御回路ＣＴＬ２のＯＮ／ＯＦＦ信号出力端子からスイッチング素子Ｑ３をオフする信号が出力されてスイッチング素子Ｑ３がオフし、これによりスイッチング素子Ｑ２はオンされ、リアクトルＬ１から放出される磁気エネルギーの一部が制御回路ＣＴＬ２の電源として消費される。これによって、平滑コンデンサＣ１の電圧を下げることができる。本実施形態２も起動回路を兼ねた回路とすることができ、軽負荷時の平滑コンデンサＣ１の電圧上昇を抑制することができるとともに、回路構成が簡単になる効果がある。また、本実施形態２でもリアクトルＬ１から放出される磁気エネルギーの一部を制御回路ＣＴＬ２の電源の電力として利用することができるので、単に平滑コンデンサＣ１の電圧上昇分のエネルギーを抵抗で消費させるものに比べ直流電源装置２としての効率を向上させることができる。また、平滑コンデンサＣ１の電圧が下がるので、耐圧の低いコンデンサが使え、平滑コンデンサのコストダウンと信頼性の向上が図れる。また、制御回路ＣＴＬ２の電源ＶｃｃをトランスＴ１の補助巻線Ｎ３の電圧を整流して得ている場合、直流電源装置２の出力が軽負荷状態になるか、出力電圧コントロール信号ｖｃにより出力電圧が下げられると、電源Ｖｃｃが低下するが、本実施形態２によればリアクトルＬ１から電力が供給されるので、制御回路ＣＴＬ２の電源Ｖｃｃの低下を防止できる。
（実施形態３）
図４に、本発明による実施形態３の直流電源装置３の回路構成を示す。この直流電源装置３は、実施形態１、実施形態２に備わるスイッチング素子Ｑ２、Ｑ３、抵抗Ｒ２を取り除き、リアクトルＬ１に代えて、主巻線Ｐと補助巻線Ｓを有するリアクトルＬ２を設け、主巻線Ｐを実施形態１、実施形態２のリアクトルＬ１と同様に利用すると共に、軽負荷時に補助巻線ＳからダイオードＤ４を介して、リアクトルＬ２の磁気エネルギーの一部を制御回路ＣＴＬ３の電源Ｖｃｃに供給するようにしている。その他の構成は実施形態１、実施形態２に同じなので、構成についての詳細説明は省略する。
図４に、本発明による実施形態３の直流電源装置３の回路構成を示す。この直流電源装置３は、実施形態１、実施形態２に備わるスイッチング素子Ｑ２、Ｑ３、抵抗Ｒ２を取り除き、リアクトルＬ１に代えて、主巻線Ｐと補助巻線Ｓを有するリアクトルＬ２を設け、主巻線Ｐを実施形態１、実施形態２のリアクトルＬ１と同様に利用すると共に、軽負荷時に補助巻線ＳからダイオードＤ４を介して、リアクトルＬ２の磁気エネルギーの一部を制御回路ＣＴＬ３の電源Ｖｃｃに供給するようにしている。その他の構成は実施形態１、実施形態２に同じなので、構成についての詳細説明は省略する。
負荷が重いときは従来技術による回路と同じように、制御回路ＣＴＬ３の電源ＶｃｃはトランスＴ１の補助巻線Ｎ３から供給されるが、出力が軽負荷になるか、出力電圧コントロール信号ｖｃにより出力電圧Ｖｏが下げられると、スイッチング素子Ｑ１のＯＮ時間が短くなるので、トランスＴ１の補助巻線Ｎ３に現れる電圧波形の平均値が低下し、リアクトルＬ２の磁気エネルギーの一部が補助巻線ＳからダイオードＤ４を介して制御回路ＣＴＬ３の電源Ｖｃｃに供給される。これにより、スイッチング素子Ｑ１がオンしたときにリアクトルＬ２に蓄えられた磁気エネルギーの一部を制御回路ＣＴＬ３の電源に供給することで、平滑コンデンサＣ１に供給される電荷が減り、平滑用コンデンサＣ１の電圧を下げることができる。また、本実施形態３では、スイッチング素子Ｑ２、Ｑ３が不要で、これに対する制御回路部分も不要となる。したがって回路構成が簡単になる効果がある。また、平滑コンデンサＣ１の電圧が下がるので、耐圧の低いコンデンサが使え、平滑コンデンサのコストダウンと信頼性の向上が図れる。また、制御回路ＣＴＬ３の電源ＶｃｃをトランスＴ１の補助巻線Ｎ３の電圧を整流して得ている場合、直流電源装置３の出力が軽負荷状態になるか、出力電圧コントロール信号ｖｃにより出力電圧が下げられると、電源Ｖｃｃが低下するが、本実施形態３によればリアクトルＬ２の補助巻線Ｓから電力が供給されるので、制御回路ＣＴＬ３の電源Ｖｃｃの低下を防止できる。
（実施形態４）
図５に、本発明による実施形態４の直流電源装置４の回路構成を示す。この直流電源装置４は、従来技術の図７に示した直流電源装置１００に略同じであるが、軽負荷時の出力電圧Ｖｏを出力電圧コントロール信号ｖｃによって下げるように制御する点が異なっている。この場合、出力電圧検出回路ＤＴＣは同一出力電圧に対し検出電圧を大きくして制御回路ＣＴＬ４にフィードバック信号ＦＢを出力するようにすると出力電圧を下げることができる。出力電圧Ｖｏの目標出力電圧が下げられると、スイッチング素子Ｑ１がスイッチング動作を開始してからトランスＴ１の巻線間に存在する浮遊容量（あるいはスナバ回路のコンデンサＣ５）の電圧が充電されていき、二次巻線Ｎ２に発生する電圧が平滑コンデンサＣ２を充電できる電圧ＶＣ２まで立ち上がるまでの期間（図８における時刻ｔ０から時刻ｔ８までの期間、あるいは時刻ｔ１６から時刻ｔ１７までの期間）が短くなり、これによって平滑コンデンサの電圧上昇が抑制される。本実施形態４では、スイッチング素子Ｑ２、Ｑ３が不要で、これに対する制御回路部分も不要となる。したがって回路構成が簡単になる効果がある。また、平滑コンデンサＣ１の電圧が下がるので、耐圧の低いコンデンサが使え、平滑コンデンサのコストダウンと信頼性の向上が図れる。
図５に、本発明による実施形態４の直流電源装置４の回路構成を示す。この直流電源装置４は、従来技術の図７に示した直流電源装置１００に略同じであるが、軽負荷時の出力電圧Ｖｏを出力電圧コントロール信号ｖｃによって下げるように制御する点が異なっている。この場合、出力電圧検出回路ＤＴＣは同一出力電圧に対し検出電圧を大きくして制御回路ＣＴＬ４にフィードバック信号ＦＢを出力するようにすると出力電圧を下げることができる。出力電圧Ｖｏの目標出力電圧が下げられると、スイッチング素子Ｑ１がスイッチング動作を開始してからトランスＴ１の巻線間に存在する浮遊容量（あるいはスナバ回路のコンデンサＣ５）の電圧が充電されていき、二次巻線Ｎ２に発生する電圧が平滑コンデンサＣ２を充電できる電圧ＶＣ２まで立ち上がるまでの期間（図８における時刻ｔ０から時刻ｔ８までの期間、あるいは時刻ｔ１６から時刻ｔ１７までの期間）が短くなり、これによって平滑コンデンサの電圧上昇が抑制される。本実施形態４では、スイッチング素子Ｑ２、Ｑ３が不要で、これに対する制御回路部分も不要となる。したがって回路構成が簡単になる効果がある。また、平滑コンデンサＣ１の電圧が下がるので、耐圧の低いコンデンサが使え、平滑コンデンサのコストダウンと信頼性の向上が図れる。
以上、具体的な実施例により本発明を説明したが、これは例示であって、本発明の趣旨を逸脱しない範囲で変更して実施できることは言うまでもない。例えば、本実施形態は特許文献１の明細書における図１に示した直流電源装置に本発明を適用したものとなっているが、これに限らず、特許文献１の明細書における図５〜図１１の平滑コンデンサＣｄｃ（本発明の実施形態における平滑コンデンサＣ１に相当）の電圧上昇を抑制するように本発明を適用することができる。また、スイッチング素子Ｑ１はＭＯＳＦＥＴを使用した例を挙げているが、バイポーラトランジスタを使用することもでき、また、その他のＦＥＴやＩＧＢＴを使用することもできる。また、スイッチング素子Ｑ２、Ｑ３はＦＥＴを使用した例を挙げているが、バイポーラトランジスタを使用することもでき、また、ＭＯＳＦＥＴを使用することもできる。
１〜４、１００・・・直流電源装置
Ｑ１・・・スイッチング素子（第１スイッチ）
Ｑ２・・・スイッチング素子（第２スイッチ）
Ｑ３・・・スイッチング素子（第３スイッチ）
Ｒ１、Ｒ２・・・抵抗
Ｄ１・・・高速リカバリダイオード（逆流防止用ダイオード）
Ｄ２〜Ｄ４・・・ダイオード
Ｃ１、Ｃ２、Ｃ４・・・平滑コンデンサ
Ｃ３・・・バイパス用コンデンサ
Ｌ１・・・リアクトル
Ｌ２・・・リアクトル（補助巻線付）
ＲＣ１・・・整流回路
Ｖｉｎ・・・ＲＣ１の正極側出力電圧
Ｖｓ・・・交流電源
Ｖｏ・・・直流電源装置１〜４、１００の出力電圧
ＤＴＣ・・・出力電圧検出回路
Ｔ１・・・トランス
Ｎ１・・・トランスＴ１の一次巻線
Ｎ２・・・トランスＴ１の二次巻線
Ｎ３・・・トランスＴ１の補助巻線
Ｎ１ａ・・・トランスＴ１の第１の一次巻線
Ｎ１ｂ・・・トランスＴ１の第２の一次巻線
ＣＴＬ１〜ＣＴＬ５・・・制御回路
Ｐ・・・主巻線
Ｓ・・・補助巻線
Ｑ１・・・スイッチング素子（第１スイッチ）
Ｑ２・・・スイッチング素子（第２スイッチ）
Ｑ３・・・スイッチング素子（第３スイッチ）
Ｒ１、Ｒ２・・・抵抗
Ｄ１・・・高速リカバリダイオード（逆流防止用ダイオード）
Ｄ２〜Ｄ４・・・ダイオード
Ｃ１、Ｃ２、Ｃ４・・・平滑コンデンサ
Ｃ３・・・バイパス用コンデンサ
Ｌ１・・・リアクトル
Ｌ２・・・リアクトル（補助巻線付）
ＲＣ１・・・整流回路
Ｖｉｎ・・・ＲＣ１の正極側出力電圧
Ｖｓ・・・交流電源
Ｖｏ・・・直流電源装置１〜４、１００の出力電圧
ＤＴＣ・・・出力電圧検出回路
Ｔ１・・・トランス
Ｎ１・・・トランスＴ１の一次巻線
Ｎ２・・・トランスＴ１の二次巻線
Ｎ３・・・トランスＴ１の補助巻線
Ｎ１ａ・・・トランスＴ１の第１の一次巻線
Ｎ１ｂ・・・トランスＴ１の第２の一次巻線
ＣＴＬ１〜ＣＴＬ５・・・制御回路
Ｐ・・・主巻線
Ｓ・・・補助巻線
Claims (12)
- 交流電源から得たエネルギーを直流のエネルギーに変換する直流電源装置において、
前記交流電源の交流電圧を直流電圧に変換する整流器と、
第１の一次巻線と第２の一次巻線の接続点にタップを有する一次巻線、及び二次巻線を有するトランスと、
前記第１の一次巻線の前記タップとは反対側の端子に正極側端子が接続され、負極側端子が前記整流器の負極側出力端子に接続された一次側平滑コンデンサと、
前記第２の一次巻線の前記タップとは反対側の端子と前記整流器の負極側出力端子との間にドレイン端子とソース端子が接続された第１スイッチング素子と、
前記整流器の正極側出力端子と前記トランスの前記タップとの間に直列接続されたリアクトル及び逆流防止用ダイオードと、
前記トランスの二次巻線に接続された整流ダイオードと二次側平滑コンデンサで構成される直流平滑回路と、
出力の軽負荷状態を検知し前記一次側平滑コンデンサの電圧上昇を抑制するように前記一次側平滑コンデンサの電荷を放電する放電手段と、
を備えたことを特徴とする直流電源装置。 - 前記放電手段は、
前記第１スイッチング素子をＯＮ／ＯＦＦ制御する制御回路の電源へ前記一次側平滑コンデンサの電荷を供給するように構成されたことを特徴とする請求項１に記載の直流電源装置。 - 前記放電手段は、前記第１の一次巻線と前記一次側平滑コンデンサの正極側端子が接続された接続点と前記制御回路の電源端子との間にドレイン端子及びソース端子が接続された第２スイッチング素子と、
前記第２スイッチング素子のドレイン端子とゲート端子間に接続された抵抗と、
前記第２スイッチング素子のゲート端子と前記整流器の負極側出力端子との間にドレイン端子及びソース端子が接続された第３スイッチング素子と、
前記第３スイッチング素子のゲート端子にＯＮ／ＯＦＦ信号を出力する制御回路と、を備え、
前記制御回路は、当該制御回路の電源電圧低下を検出し、前記電源電圧低下を検出した場合には前記第３スイッチング素子にＯＦＦ信号を出力するように構成されたことを特徴とする請求項２に記載の直流電源装置。 - 交流電源から得たエネルギーを直流のエネルギーに変換する直流電源装置において、
前記交流電源の交流電圧を直流電圧に変換する整流器と、
第１の一次巻線と第２の一次巻線の接続点にタップを有する一次巻線、及び二次巻線を有するトランスと、
前記第１の一次巻線の前記タップとは反対側の端子に正極側端子が接続され、負極側端子が前記整流器の負極側出力端子に接続された一次側平滑コンデンサと、
前記第２の一次巻線の前記タップとは反対側の端子と前記整流器の負極側出力端子との間にドレイン端子とソース端子が接続された第１スイッチング素子と、
前記整流器の正極側出力端子と前記トランスの前記タップとの間に直列接続されたリアクトル及び逆流防止用ダイオードと、
前記トランスの二次巻線に接続された整流ダイオードと二次側平滑コンデンサで構成される直流平滑回路と、
出力の軽負荷状態を検知し、前記リアクトルの電磁エネルギーの一部を前記第２の一次巻線を介して、前記第１スイッチング素子をＯＮ／ＯＦＦ制御する制御回路の電源に供給する電磁エネルギー供給手段と、
を備えたことを特徴とする直流電源装置。 - 前記電磁エネルギー供給手段は、
前記第２の一次巻線と前記第１スイッチング素子のドレイン端子が接続された接続点と前記制御回路の電源端子との間にドレイン端子及びソース端子が接続された第２スイッチング素子と、
前記第２スイッチング素子のドレイン端子とゲート端子間に接続された抵抗と、
前記第２スイッチング素子のゲート端子と前記整流器の負極側出力端子との間にドレイン端子及びソース端子が接続された第３スイッチング素子と、
前記第３スイッチング素子のゲート端子にＯＮ／ＯＦＦ信号を出力する制御回路と、を備え、
前記制御回路は、当該制御回路の電源電圧低下を検出し、前記電源電圧低下を検出した場合は前記第３スイッチング素子にＯＦＦ信号を出力するように構成されたことを特徴とする請求項４に記載の直流電源装置。 - 交流電源から得たエネルギーを直流のエネルギーに変換する直流電源装置において、
前記交流電源の交流電圧を直流電圧に変換する整流器と、
第１の一次巻線と第２の一次巻線の接続点にタップを有する一次巻線、及び二次巻線を有するトランスと、
前記第１の一次巻線の前記タップとは反対側の端子に正極側端子が接続され、負極側端子が前記整流器の負極側出力端子に接続された一次側平滑コンデンサと、
前記第２の一次巻線の前記タップとは反対側の端子と前記整流器の負極側出力端子との間にドレイン端子とソース端子が接続された第１スイッチング素子と、
前記整流器の正極側出力端子と前記トランスの前記タップとの間に直列接続されたリアクトル及び逆流防止用ダイオードと、
前記トランスの二次巻線に接続された整流ダイオードと二次側平滑コンデンサで構成される直流平滑回路と、
前記リアクトルの電磁エネルギーの一部を前記リアクトルに設けられた補助巻線によりダイオードを介して、前記第１スイッチング素子をＯＮ／ＯＦＦ制御する制御回路の電源に供給する電磁エネルギー供給手段と、
を備えたことを特徴とする直流電源装置。 - 前記電磁エネルギー供給手段は、
前記整流器の負極側出力端子と前記制御回路の電源との間に前記リアクトルの前記補助巻線と前記ダイオードが直列接続され、
前記制御回路の電源電圧が低下することにより、前記補助巻線から前記ダイオードを介して前記制御回路の電源に電流が流れるように構成されていることを特徴とする請求項６に記載の直流電源装置。 - 交流電源から得たエネルギーを直流のエネルギーに変換する直流電源装置において、
前記交流電源の交流電圧を直流電圧に変換する整流器と、
第１の一次巻線と第２の一次巻線の接続点にタップを有する一次巻線、及び二次巻線を有するトランスと、
前記第１の一次巻線の前記タップとは反対側の端子に正極側端子が接続され、負極側端子が前記整流器の負極側出力端子に接続された一次側平滑コンデンサと、
前記第２の一次巻線の前記タップとは反対側の端子と前記整流器の負極側出力端子との間にドレイン端子とソース端子が接続された第１スイッチング素子と、
前記整流器の正極側出力端子と前記トランスの前記タップとの間に直列接続されたリアクトル及び逆流防止用ダイオードと、
前記トランスの二次巻線に接続された整流ダイオードと二次側平滑コンデンサで構成される直流平滑回路と、
前記第１スイッチング素子にＯＮ／ＯＦＦ信号を出力して所定の電圧に出力電圧を制御する制御回路と、
軽負荷時に同一出力電圧に対し検出電圧を大きくして前記制御回路にフィードバック信号を出力する出力電圧検出回路と、
を備え、
軽負荷時に出力電圧を下げるように動作させることを特徴とする直流電源装置。 - ＰＦＣ回路で使用するスイッチとＤＣ／ＤＣコンバータで使用するスイッチング素子を共用した直流電源装置において、
一次側平滑コンデンサに蓄えられた電荷を、軽負荷時において前記スイッチング素子を制御する制御回路の電源に供給することにより、前記一次側平滑コンデンサの電圧上昇を抑制する電圧抑制手段を備えたことを特徴とする直流電源装置。 - ＰＦＣ回路で使用するスイッチとＤＣ／ＤＣコンバータで使用するスイッチング素子を共用した直流電源装置において、
前記ＰＦＣ回路のリアクトルから放出される磁気エネルギーを、軽負荷時にはトランスの一次巻線の第２の巻線を介して前記スイッチング素子を制御する制御回路の電源にも供給して、一次側平滑コンデンサの充電量を抑制するようにした電圧抑制手段を備えたことを特徴とする直流電源装置。 - ＰＦＣ回路で使用するスイッチとＤＣ／ＤＣコンバータで使用するスイッチング素子を共用した直流電源装置において、
前記ＰＦＣ回路のリアクトルに主巻線と補助巻線を設け、軽負荷時に前記スイッチング素子を制御する制御回路の電源電圧が低下すると前記補助巻線からダイオードを介して前記制御回路の電源にリアクトルの磁気エネルギーを供給するようにした電圧抑制手段を備えたことを特徴とする直流電源装置。 - ＰＦＣ回路で使用するスイッチとＤＣ／ＤＣコンバータで使用するスイッチング素子を共用した直流電源装置において、
軽負荷時に出力電圧を下げるように前記ＤＣ／ＤＣコンバータを制御し、一次側平滑コンデンサの充電量を抑制するようにした電圧抑制手段を備えたことを特徴とする直流電源装置。
Priority Applications (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2010121803A JP5581808B2 (ja) | 2010-05-27 | 2010-05-27 | 直流電源装置 |
| US13/111,013 US8848398B2 (en) | 2010-05-27 | 2011-05-19 | Direct current power supply device |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2010121803A JP5581808B2 (ja) | 2010-05-27 | 2010-05-27 | 直流電源装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2011250600A JP2011250600A (ja) | 2011-12-08 |
| JP5581808B2 true JP5581808B2 (ja) | 2014-09-03 |
Family
ID=45022011
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2010121803A Expired - Fee Related JP5581808B2 (ja) | 2010-05-27 | 2010-05-27 | 直流電源装置 |
Country Status (2)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US8848398B2 (ja) |
| JP (1) | JP5581808B2 (ja) |
Families Citing this family (14)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2011067974A1 (ja) * | 2009-12-04 | 2011-06-09 | 株式会社村田製作所 | Ｐｆｃコンバータ |
| TWI491155B (zh) * | 2013-04-02 | 2015-07-01 | Phihong Technology Co Ltd | 具功因修正與低輸出漣波之單端控制整合性轉換器 |
| JP5910595B2 (ja) * | 2013-09-24 | 2016-04-27 | 株式会社デンソー | 絶縁電源装置 |
| CN105162329A (zh) * | 2014-06-11 | 2015-12-16 | 华硕电脑股份有限公司 | 电子装置及其电源供应器的输出功率的识别方法 |
| JP6682930B2 (ja) * | 2016-03-15 | 2020-04-15 | コニカミノルタ株式会社 | 電源装置 |
| EP3316070B1 (en) | 2016-10-27 | 2022-06-15 | Hitachi Energy Switzerland AG | Power electronic tap changer module for transformer |
| JP2018153016A (ja) * | 2017-03-14 | 2018-09-27 | ブラザー工業株式会社 | スイッチング電源及び画像形成装置 |
| CN109862653B (zh) | 2018-09-14 | 2021-09-24 | 苏州瑞铬优电子科技有限公司 | 一种用于高功率因数led的照明驱动电路 |
| US10917088B1 (en) * | 2019-12-20 | 2021-02-09 | Suzhou Mean Well Technology Co., Ltd. | Power conversion device |
| CN111509966B (zh) * | 2020-03-22 | 2023-04-25 | 天津理工大学 | 超低电压负反馈调制能量收集电路 |
| US11837951B2 (en) * | 2020-10-14 | 2023-12-05 | Nexgen Power Systems, Inc. | Self-oscillating high frequency converter with power factor correction |
| CN112367748B (zh) * | 2020-12-14 | 2022-11-22 | 深圳市华浩德电子有限公司 | 浮动式升降压pfc电路和led驱动电源 |
| CN112953231B (zh) * | 2021-01-04 | 2022-08-12 | 河海大学 | 一种具有半桥直流母线电容电压均衡能力的磁集成串联式反激电路 |
| JP2022174830A (ja) * | 2021-05-12 | 2022-11-25 | キヤノン株式会社 | 電源装置及び画像形成装置 |
Family Cites Families (16)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH06111978A (ja) * | 1992-09-25 | 1994-04-22 | Matsushita Electric Works Ltd | 放電灯点灯装置 |
| JPH08186981A (ja) * | 1994-12-29 | 1996-07-16 | Sanken Electric Co Ltd | スイッチング電源装置 |
| JP3038304B2 (ja) * | 1995-08-11 | 2000-05-08 | コーセル株式会社 | スイッチング電源装置 |
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| JP3994942B2 (ja) * | 2003-07-24 | 2007-10-24 | ソニー株式会社 | 電源回路及び電子機器 |
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| KR101248605B1 (ko) * | 2006-10-13 | 2013-03-28 | 페어차일드코리아반도체 주식회사 | 스위칭 모드 파워 서플라이 및 그 구동 방법 |
-
2010
- 2010-05-27 JP JP2010121803A patent/JP5581808B2/ja not_active Expired - Fee Related
-
2011
- 2011-05-19 US US13/111,013 patent/US8848398B2/en active Active
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| US20110292693A1 (en) | 2011-12-01 |
| JP2011250600A (ja) | 2011-12-08 |
| US8848398B2 (en) | 2014-09-30 |
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|
| A977 | Report on retrieval |
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|
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|
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| A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
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|
| R150 | Certificate of patent or registration of utility model |
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|
| R250 | Receipt of annual fees |
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|
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